CN1339205A - 用扩展调制进行扩频通讯的传送和接收及其设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种方法和装置,用于当有信道以统计上较高的传输功率时,在CDMA扩频通讯系统的正交复合域扩展调制。在CDMA扩频通讯系统有一个发送器和一个接收器,本发明的发送器有几个不同信息的信道。两个信道用一个复合域乘法器以正交码扩展,比其他以传统方式扩展的功率大。扩展的信号被叠加,然后信号用从一个特定加密码发生器以原始加密序列为输入产生的第二加密序列,经一复合域乘法器加密。接收器完成发送器的反向操作。

Description

用扩展调制进行扩频通讯的传送和接收及其设备

技术领域

本发明涉及在CDMA(码分多址)通讯系统的正交多信道传输器进行扩展调制的方法。特别是涉及在有信道以统计地更高传输功率的CDMA通讯系统进行正交复合域扩展调制的方法。

背景技术

在现有技术的描述中，与本发明功能相同的部件使用相同的标号。图1为传统具有正交多信道的CDMA传输器的示意图。图1所示的传输器是基于CDMA2000系统，该系统是IMT-2000(国际移动电信-2000)系统作为第三代移动通讯系统的候选之一。该传输器具有五个正交信道：一个导频信道(PiCH)用来进行相关解调；一个专用控制信道(DCCH)用来传输控制信息；一个基本信道(FCH)用来传输低速数据如声音；两个补充信道(SCH；SCH1，SCH2)用来高速数据服务。每个信道根据该信道需要的品质通过一个信道解码器和/或一个数字复用器(图1未示出)传输。

每个信道通过将二进制数据{0，1}变为{+1，-1}完成信号转换过程。虽然是通过改变后的{+1，-1}来解释，我们的方法可以同样应用于几个字节表示的信息，例如，{00，01，11，10}变换为{+3，+1，-1，-3}。每个信道的的增益是在基于每个信道需要的品质和传输数据速率，使用增益控制器G_P(110)，G_D(112)，G_S2(114)，G_S1(116)，和G_F(118)控制。每个信道的增益由特定标准增益决定，放大器(170，172)控制总增益。例如，当G_P＝1，其他增益G_D，G_S2，G_S1，或G_F可以被控制。每个信道的增益控制信号在扩展器(120，122，124，126，128)以正交Hadamard编码W_PiCH[n]，W_DCCH[n]，W_SCH2[n]，W_SCH1[n]，或W_FCH[n]扩展，并且递送到加法器(130，132)。

Hadamard矩阵，H^(p)，包含正交Hadamard编码，具有下述四个特性：

(1)正交性是通过一个Hadamard矩阵的行和列保证的。

当

   【等式1】

并且，h_i，j∈{+1，-1}；i，j∈{0，1，2，…，p-1}，

如果下述等式成立，矩阵H^(p)是一个p×p Hadamard矩阵。

   【EQUATION 2】

H_pxpH^T _pxp＝pI^(p) ${\stackrel{-}{h}}_i\·{\stackrel{-}{h}}_j=p\·{\mathrm{\δ}}_{i,j}$

I^(p)是一个p×p单位矩阵，

δ_i，j是克罗内克尔增量符号，当i＝j其值为1，当i≠j时其值为0。

(2)即使一个Hadamard矩阵行和列的阶数变化，该矩阵依然是Hadamard矩阵H^(p)。

(3)Hadamard矩阵H^(p)的阶数，p，是1，2，或4的倍数。换句话说，p∈{1，2}∪{4n|n∈Z⁺}，Z⁺是大于0的一系列整数。

(4)mn×mn矩阵H^(mn)也是Hadamard矩阵，是由m×mHadamard矩阵A^(m)和n×n Hadamard矩阵B⁽ⁿ⁾克罗内克尔乘积获得(等式3所示)。

【等式3】

H_mnxmn＝A_mxm ^B_nxn

本发明描述了使用列矢量和行矢量为2ⁿ×2ⁿ Hadamard矩阵作为正交编码的CDMA系统，其中2ⁿ×2ⁿ Hadamard矩阵由等式4中显示的2×2 Hadamard矩阵生成(n＝1，2，3，…，8)。特别是，给出的Hadamard矩阵的列矢量和行矢量的集是2ⁿ维Walsh编码。

【等式4】 $H^{\left(2\right)}=H_{2\×2}=\left[\begin{array}{cc}+1& +1\\ +1& -1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{W}_0^{\left(2\right)}\\ W_1^{\left(2\right)}\end{array}\right]$ $H^{\left(4\right)}=H_{4\×4}=H_{2\×2}\⊗H_{2\×2}=\left[\begin{array}{cccc}+1& +1& +1& +1\\ +1& -1& +1& -1\\ +1& +1& -1& -1\\ +1& -1& -1& +1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{W}_0^{\left(4\right)}\\ W_1^{\left(4\right)}\\ W_2^{\left(4\right)}\\ W_3^{\left(4\right)}\end{array}\right]$ $H^{\left(8\right)}=H_{8\×8}=H_{2\×2}\⊗H_{4\×4}=\left[\begin{array}{cccccccc}+1& +1& +1& +1& +1& +1& +1& +1\\ +1& -1& +1& -1& +1& -1& +1& -1\\ +1& +1& -1& -1& +1& +1& -1& -1\\ +1& -1& -1& +1& +1& -1& -1& +1\\ +1& +1& +1& +1& -1& -1& -1& -1\\ +1& -1& +1& -1& -1& +1& -1& +1\\ +1& +1& -1& -1& -1& -1& +1& +1\\ +1& -1& -1& +1& -1& +1& +1& -1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{W}_0^{\left(8\right)}\\ W_1^{\left(8\right)}\\ W_2^{\left(8\right)}\\ W_3^{\left(8\right)}\\ W_4^{\left(8\right)}\\ W_5^{\left(8\right)}\\ W_6^{\left(8\right)}\\ W_7^{\left(8\right)}\end{array}\right]$

上述Hadamar矩阵H^(p)的正交Walsh编码具有一下特性(p＝2ⁿ)。

【等式5】 $=(w_{i,0}^{\left(p\right)}{w}_{j,0}^{\left(p\right)},w_{i,l}^{\left(p\right)}{w}_{j,l}^{\left(p\right)},\…,w_{i,p-1}^{\left(p\right)}{w}_{j,p-1}^{\left(p\right)})$ $=(w_{k,0}^{\left(p\right)},w_{k,1}^{\left(p\right)},\…,w_{k,p-1}^{\left(p\right)})$ $=W_k^{\left(p\right)}$

其中{i，j，k}{0，1，2，…，2^n-1}。如果i，j，k为如等式6的二进制数字表示，

【等式6】

i＝(i_n-1，i_n-2，i_n-3，……，i₁，i₀)₂，j＝(j_n-1，j_n-2，j_n-3，……，j₁，j₀)₂，

k＝(k_n-1，k_n-2，k_n-3，……，k₁，k₀)₂

i，j，k的下列关系成立：

   【等式7】

(k_n-1，k_n-2，k_n-3，…，k₁，K₀)₂＝(i_n-1j_n-1，i_n-2j_n-2，j_n-3j_n-3，…，i₁j₁，i₀j₀)₂

这里代表“异”运算(XOR)运算符。这样， $W_i^{\left(p\right)}\left[n\right]=W_i^{\left(p\right)}\left[n\right]W_0^{\left(p\right)}\left[n\right]$ 当i∈{0，1，2，…，2ⁿ-1}，和 $W_{2k+1}^{\left(p\right)}\left[n\right]=W_{2k}^{\left(p\right)}\left[n\right]W_1^{\left(p\right)}\left[n\right]$ 当k∈{0，1，2，…，2^n-1-1}。

为了区分正交多信道，使用Hadamard矩阵H^(P)，Hadamard矩阵H^(p)的阶数p(＝2ⁿ)是扩散因数(SF)。在直接序列扩谱通信系统，扩展带宽是固定的，所以传输芯片率也是固定的。当几个具有不同数据传输率的信道保持一固定传输芯片率时，使用树状结构正交变量扩散因数(OVSF)编码(如等式8所示)以便在接收端上用信道的正交特性恢复所需的信道。

OVSF编码的转换(＂0＂＂+1＂和＂1＂＂-1＂)和正交Walsh功能分别如等式8和等式9所示。一具有正交特性的树状结构OVSF编码的分配方法在下列参考文献中述及：(1)F.Adachi，M.Sawahashi和K.Okawa，“具有不同DS-CDMA移动无线电正向链接长度的正交扩散编码的树状结构的生成”Electronics Letters，Vol.33，Jan.1997，pp27-28.(2)美国专利# US5751761，“在可变数据率系统中生成正交扩频序列的系统和方法”。

【等式8】

SF＝1  SF＝2  SF＝4  SF＝8  SF＝16

以上等式显示OVSF编码。

   【等式9】

SF＝1  SF＝2  SF＝4  SF＝8  SF＝16以上等式显示OVSF编码和正交Walsh编码的关系。

图1中加法器(130，132)的输出(x_T[n]，y_T[n])可以如下述等式描述：

  【等式10】

这里

是一个不大于x的最大整数。

上述Walsh编码W_PiCH[n]，W_DCCH[n]，W_SCH2[n]，W_SCH1[n]，和W_FCH[n]是从 $H^{\left({\mathrm{SF}}_{\mathrm{PICH}}\right)},H^{\left({\mathrm{SF}}_{\mathrm{DCCH}}\right)},H^{\left({\mathrm{SF}}_{\mathrm{SCH}2}\right)},H^{\left({\mathrm{SF}}_{\mathrm{SCH}1}\right)},H^{\left({\mathrm{SF}}_{\mathrm{FCH}}\right)}$ 选择的正交Walsh函数。每个具有正交特性的信道的正交Walsh函数的分配方法在OVSF编码的分配方法之后。SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，和SFF_CH是相应信道的扩展因数。

简单地解释，假设SCH1和SCH2的发射功率统计上大于PiCH，DCCH，和FCH的发射功率(这个假设并未改变本发明)。换句话说，假设G_S1＞G_P+G_D+G_F，和G_S2＞G_P+G_D+G_F在统计上成立。以上的假设在两种情况下成立：第一种情况是，补充信道(SCH1，SCH2)的传输率大于其他信道(PiCH，DCCH，FCH)，所需的品质如每一信道的信噪比(SNR)是可比较的。第二种情况是，传输数据率是可比较的，而所需的品质是更受限制的。如果在传输器中只有两个可用信道，假设成立的话，两个信道被分配给SCH1和SCH2。当假设成立时，等式10可以近似等于等式11。

  【等式11】

扩展调制由第一输入(x_T[n]，y_T[n])和第二输入，PN(伪噪声)序列(C₁[n]，C₂[n])在扩展调制器(140)完成，并产生输出(I_T[n]，Q_T[n])。峰值传输功率与平均传输功率的比值(PAR：峰均值比)可以依照扩展调制器(140)的结构和如何从两个PN序列(C₁[n]，C₂[n])的输入产生加密码(C_scramble，I[n]，C_{scramble， Q}[n])的方法得到改善。传统扩展调制器的实施例如图3a～3d所示。扩展调制器(140)的输出(I_T[n]，Q_T[n])通过低通滤波器(160，162)和功率放大器(170，172)。然后，放大的输出递送到调制器(180，182)，在此将信号用载波调制为合适的频带。调制后的信号通过加法器(190)叠加，并传输到天线。

图2显示了依照图1中发送器中的接收器的示意图。收到的信号通过天线并在解调器(280，282)用与发射器中使用的同样的载波解调，信号通过低通滤波器(260，262)后生成I_R[n]andQ_R[n]。然后，扩展解调器(240)生成有两个PN序列(C₁[n]，C₂[n])的信号(x_R[n]，y_R[n])。

为了从接收到的码分多路复用信号(x_R[n]，y_R[n])中测出所需的信道，如DCCH，FCH，SCH#1，SCH#2，该信号使用在发射器中相同的正交编码W_xxCH[n](在此，xxCH＝DCCH或FCH)或W_yyCH[n](在此，yyCH＝SCH1或SCH2)在反扩展器(224，226，225，227)复联。现在，该信号在相应信道数据率成比例的符号周期(T_2x或T_2y)进行积分。由于接收器接收到的信号是失真的，PiCH用来修正失真信号的相位。这样，该信号(x_R[n]，y_R[n])被与相应正交编码W_PiCH[n]复联，并且在积分器(210，212)于T₁周期积分。

当PiCH包括附加信息如控制命令来控制接收器的功率时，除了相位修正用的导频信号，附加信息通过多路分路器抽取，其相位由部分导频信号的已知相位估算和纠正。然而，为了简化，PiCH被假设为不包含任何附加信息。相位修正在第二(种)复合域乘法器(242，246)使用积分器(210，212)的估算相位信息进行。在根据所需的信道(DCCH，FCH，SCH1，或SCH2)在第二复合域乘法器(242，246)中选择输出端口后，接收器通过去交错器和/或信道解码器(未在图2示出)恢复发送的数据。

第一(143)和第二复合域乘法器(243 or 246)完成以下功能。

     【等式12】

第一复合域乘法器(143，145)的运算：

O_I[n]+jO_Q[n]＝(x_I[n]+jx_Q[n])(y_I[n]+jy_Q[n])

      O_I[n]＝x_I[n]y_I[n]-x_Q[n]y_Q[n]

      O_Q[n]＝x_I[n]y_Q[n]+x_Q[n]y_I[n]

第二复合域乘法器(242，243，245，246)的运算：

O_I[n]+jO_Q[n]＝(x_I[n]+jx_Q[n])(y_I[n]-jy_Q[n])

      O_I[n]＝x_I[n]y_I[n]+x_Q[n]y_Q[n]

      O_Q[n]＝-x_I[n]y_Q[n]+x_Q[n]y_I[n]

图7a和图7b显示信号构象图。在图7a中，一个正方形代表第一复合域乘法器的输入(x_I[n]+jx_Q[n])，一个圆代表第一复合域乘法器的格式化输出(O_I[n]+jO_Q[n])。图7b显示了第一复杂域乘法器输入(x_I[n]+jx_Q[n])依照时间流的四个跃迁(0，+π/2，-π/2，π)。图7b中PAR特性在原始交叉跃迁(orπ-跃迁)变差。

图3a是传统扩展调制器的示意图。这种扩展调制使用IS-95法CDMA系统的前向连接(从一个基站到其移动站)。这种扩展调制被称作QPSK(四相移相键控)扩展调制。

【等式13】

I_T[n]＝x_T[n]C_scramble.I[n]

Q_T[n]＝y_T[n]C_scramble.Q[n]

如图4a所示的第二加密码发生器的输出(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])由等式14给出。换句话说，第二加密码与原始加密码相同。

【等式14】

C_scramble，I[n]＝C₁[n]

C_scramble，Q[n]＝C₂[n]

在IS-95系统，x_T[n]＝y_T[n]，但在QPSK扩展调制中通常x_T[n]≠y_T[n]。由于在标准化条件下|I_T[n]|＝|Q_T[n]|＝1，发生在QPSK扩展调制中，信号构象点的可能跃迁显示如等式15。每个跃迁的{0，+π/2，-π/2，π}跃迁的概率等于1/4。

     【等式15】 $\arg \left(\frac{I_T[n+1]+j{Q}_T[n+1]}{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}\right)\∈\{0,+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2},\mathrm{\π}\}$

图8a为QPSK扩展调制信号构象点在I_T[n]＝±1，Q_T[n]＝±1，SF＝4的跃迁。当n≡0 mod SF，(I_T[n]，Q_T[n])成为(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一，并具有相等1/4的概率。该跃迁假设从(+1，+1)开始。在一个n+1/2晶片计时内信号构象图没有变化。在晶片计时n+1，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的1/4可能性跃迁到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。图8a显示了(+1，-1)的跃迁。

在n+3/2晶片计时内，信号构象图未发生变化。在晶片计时n+2，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的1/4概率跃迁到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。图8a显示了(-1，+1)跃迁。在这种情况下，由于初始十字跃迁(π-跃迁)，PAR特性变差。在n+5/2晶片计时，信号构象图未发生变化。当n+3晶片计时，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的1/4概率跃迁到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。图8a显示了(-1，-1)跃迁。

在n+7/2晶片计时内，信号构象图未发生变化。在n+4晶片计时，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的1/4概率跃迁到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。上述跃迁过程依照概率重复。

图3b显示了另一传统扩展调制器的示意图。该扩展调制方法使用IS-95 CDMA系统的反向连接(从移动站到基站)。该扩展调制被称作OQPSK(Offset QPSK)扩展调制，输出信号由等式16控制。

   【等式16】

I_T[n]＝x_T[n]C_scrnmble，I[n] $Q_T\left[n\right]=y_T[n-\frac{1}{2}]C_{\mathrm{scramble},Q}[n-\frac{1}{2}]$

第二加密码输出(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])由等式17生成显示在图4a。换句话说，第二加密码与原始加密码相同，如先前QPSK扩展调制。

【等式17】

C_scramble，I[n]＝C₁[n]

C_scramble，Q[n]＝C₂[n]

在OQPSK扩展调制中通常x_T[n]≠y_T[n]。由于标准情况下，|I_T[n]|＝|Q_T[n]|＝1，信号构象点的可能跃迁发生在QPSK扩展调制，显示在等式18。在{0，+π/2，-π/2，π}跃迁的概率分别是1/2，1/4，1/4，0。

【等式18】 $\arg \left(\frac{I_T[n+1/2]+j{Q}_T[n+1/2]}{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}\right)\∈\{0,+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2}\}$ $\arg (\frac{I_T[n+1]+j{Q}_T[n+1]}{I_T[n+1/2]+j{Q}_T[n+1/2]}\∈\{0,+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2}\}$

图3b显示了OQPSK扩展调制，正交相位信道(Q-channel)的信号相对于同相信道(I-channel)信号延迟半个晶片计时(Tc/2)以改善图3a中QPSK扩展调制的PAR特性。由于半个晶片计时(Tc/2)的延迟，I-channel和Q-channel的信号的编码不能同时变化。这样，越过原始的π-跃迁被禁止，PAR特性被改善。

图8b显示了OQPSK扩展调制信号构象点的跃迁，当I_T[n]＝±1，Q_T[n]＝±1，SF＝4.  当n≡0 mod SF，(I_T[n]，Q_T[n])以相同1/4概率成为(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。该跃迁假设开始于(+1，+1)。在晶片计时n+1/2，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的概率1/2跃迁至(+1，+1)和(+1，-1)。图8b显示了(+1，+1)跃迁的情况：在晶片计时n+1，(I_T[n]，Q_T[n])以相同1/2概率跃迁到(+1，+1)和(-1，+1)。图8b显示了(+1，+1)跃迁的情况：在晶片计时n+3/2，(I_T[n]，Q_T[n])以相同1/2概率跃迁至(+1，+1)和(+1，-1)。图8b显示了(+1，-1)跃迁的概率：在晶片计时n+2，(I_T[n]，Q_T[n])以相同1/2概率跃迁到(+1，-1)和(-1，-1)。图8b显示了(-1，-1)跃迁的情况：在晶片计时n+5/2，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的概率1/2跃迁到(-1，-1)和(-1，+1)。图8b显示了(-1，+1)跃迁的情况：在晶片计时n+3，(I_T[n]，Q_T[n])以相同概率1/2跃迁到(+1，+1)和(-1，+1)。图8b显示了(-1，+1)跃迁的情况：在晶片计时n+7/2，(I_T[n]，Q_T[n])以相同的概率1/2跃迁到(-1，+1)和(-1，-1)。图8b显示了(-1，-1)跃迁的情况：在晶片计时n+4，(I_T[n]，Q_T[n])以相同概率1/2跃迁到(+1，-1)和(-1，-1)。以上跃迁过程依照概率重复。

图3c显示了另一传统扩展调制器的示意图。该扩展调制方法依照加密码发生器(150)再细分为三个方法。第一种方法使用作为cdma2000 or IMT-2000系统的另一备选方案的W-CDMA(Wideband CDMA)系统的正向链接(从基站到其它移动站)。该扩展调制称作CQPSK(Complex QPSK)扩展调制，输出信号由等式19控制。

【等式19】 $I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]=\left(x_T\right[n]+j{y}_T[n\left]\right)\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}\right(C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]\left)\right\}$ $I_T\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{x}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]-\frac{1}{\sqrt{2}}{y}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]$ $Q_T\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{x}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]+\frac{1}{\sqrt{2}}{y}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]$

图4a中第二加密码发生器的输出(C_scramble，I[n]，C_{scramble， Q}[n])由等式20给出。换句话说，第二加密码如先前在QPSK和OQPSK扩展调制中叙述的一样，与原始加密码相同。

【等式20】

C_scramble，I[n]＝C₁[n]

C_scramble，Q[n]＝C₂[n]

在CQPSK扩展调制中，通常x_T[n]≠y_T[n]。在标准情况下，|I_T[n]|＝|Q_T[n]|＝1，在CQPSK扩展调制中，信号构象点的可能的跃迁显示在等式21。{0，+π/2，-π/2，π}跃迁的概率为每个跃迁1/4。

【等式21】 $\arg \left\{\frac{I_T[n+1]+j{Q}_T[n+1]}{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}\right\}\∈\{0,+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2},\mathrm{\π}\}$

当I-信道和Q-信道的功率在IS-95反向连接信道相同时，前述OQPSK方法生效。但是Q-信道的信号将延迟半个晶片时，且在使用正交信道时，当多个信道如图1示有不同的传输功率，I-信道传送功率的振幅与Q-信道的振幅不同。振幅的线性排列依靠最大传输信号功率选择，以便减少临近信道的干扰造成的信号失真和交叉调制。

另一方面，在CQPSK扩展调制中，I-信道信号(x_T[n])和Q-信道信号(y_T[n])在复合域与相同振幅的第二加密码C_scramble，I[n]和C_scramble，Q[n]复联。这样，两个(I和Q)信道的较小信号功率水平变大，两个信道的较大信号功率水平变小；两个信号功率水平在统计上相等。CQPSK扩展调制在具有多个不同功率水平的信道时能更有效地改善PAR特性。在CQPSK扩展调制中，x_T[n]+jy_T[n]以概率1/4实现原始交叉跃迁(π-跃迁)。

图8c显示了CQPSK扩展调制当x_T[n]＝±1，y_T[n]＝±1，I_T[n]＝±1，Q_T[n]＝±1，和SF＝4时信号构象点的跃迁。当n≡0 mod SF，x_T[n]+jy_T[n]和C_scramble，I[n]+j_{Cscramble，Q}[n]以相同概率1/4成为1+j，1-j，-1-j，-1+j之一，并假设x_T[n]+jy_T[n]＝1+j和C_scramble，I[n]+j_{Cscramble，Q}[n]＝1+j；换句话说，此时， $I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]=0+j^{\sqrt{2}}$ 在标准情况下这个等式变为I_T[n]+jQ_T[n]＝0+j1。在晶片计时n+1/2，信号构象图未发生变化。在晶片计时n+1，x_T[n]+jy_T[n]跃迁到1+j，1-j，-1-j，和-1+j之一，且C_scramble，I[n]+j_{Cscramble，Q}[n]也跃迁到1+j，1-j，-1-j，和-1+j之一。

第二种方法是反向链接(从移动站到其基站)使用在1998年6月国际电信联盟(ITU，http：∥www.itu.int)提议的IMT-2000系统的另一备选方案G-CDMA(全球-CDMA)I和II系统。该扩展调制被称作OCQPSK(正交复合Orthogonal Complex QPSK)扩展调制，在韩国专利NO.10-269593-0000中有涉及。只有当每个信道下方的正交Walsh编码为偶数时，下述关系成立。

【等式22】

$I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]=\left(x_T\right[n]+j{y}_T[n\left]\right)\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}\right(C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]\left)\right\}$ $I_T\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{x}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]-\frac{1}{\sqrt{2}}{y}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]$ $Q_T\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{x}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]+\frac{1}{\sqrt{2}}{y}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]$

图4b中第二加密码生成器的输出(C_scramble，I[n]，C_{scramble， Q}[n])由等式23给出。由于W₀ ^(p)[n]＝1，当k＝0，图4b和图4c中第二加密码发生器相同。

【等式23】 $C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]=C_1\left[n\right]\left(W_{2k}^{\left(p\right)}\right[n]+j{W}_{2k+1}^{\left(p\right)}[n\left]\right)$ $C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]=C_1\left[n\right]W_{2k}^{\left(p\right)}\left[n\right]$ $C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]=C_1\left[n\right]W_{2k+1}^{\left(p\right)}\left[n\right]$

当p是2的幂(如p＝2ⁿ)，且 $k\∈\{\mathrm{0,1,2},\…,\frac{p}{2}-1\}$

在OCQPSK扩展调制中，通常x_T[n]≠y_T[n]。由于在标准情况下，|I_T[n]|＝|Q_T[n]|＝1，OCQPSK扩展调制的信号构象点的可能跃迁显示在等式24。当n＝2t+1(奇数)，{0，+π/2，-π/2，π}跃迁的概率是0，1/2，1/2，和0，当n＝2t(偶数)，{0，+π/2，-π/2，π}跃迁的概率是1/4，1/4，1/4，和1/4。

【等式24】 $\frac{I_T[n+1]+j{Q}_T[n+1]}{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}$ $=\frac{\left(x_T\right[n+1]+j{y}_T[n+1\left]\right)\left(C_{\mathrm{scramble},I}\right[n+1]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}[n+1\left]\right)}{\left(x_T\right[n]+j{y}_T[n\left]\right)\left(C_{\mathrm{scramble},I}\right[n]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}[n\left]\right)}$ $=\frac{x_T[n+1]+j{y}_T[n+1]}{x_T\left[n\right]+j{y}_T\left[n\right]}.\frac{C_1[n+1]\left(W_{2k}^{\left(p\right)}\right[n+1]+j{W}_{2k+1}^{\left(p\right)}[n+1\left]\right)}{C_1\left[n\right]\left(W_{2k}^{\left(p\right)}\right[n]+j{W}_{2k+1}^{\left(p\right)}[n\left]\right)}$ $\arg \left\{\frac{I_T[2t+1]+j{Q}_T[2t+1]}{I_T\left[2t\right]+j{Q}_T\left[2t\right]}\right\}\∈\{+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2}\}$ $\arg \left\{\frac{I_T[2t+2]+j{Q}_T[2t+2]}{I_T[2t+1]+j{Q}_T[2t+1]}\right\}\∈\{0,+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2},\mathrm{\π}\}$

在OCQPSK扩展调制中，下述特性被使用：

当W_2k ^(p)[n]， $k\∈\{\mathrm{0,1,2},\…,\frac{p}{2}-1\}$ ；W_2k ^(p)[2t]＝W_2k ^(p)[2t+1]，t∈{0，1，2，…}。

当W_2k+1 ^(p)[n]， $k\∈\{\mathrm{0,1,2},\…,\frac{p}{2}-1\};$ W_2k+1 ^(p)[2t]＝-W_2k+1 ^(p)[2t+1]，t∈{0，1，2，…}。

有偶数脚注的正交Walsh码用于信道识别，除了当有奇数脚注的正交Walsh码，由于高的传输数据速率，必须用于信道识别的情况。由于x_T[2t]＝x_T[2t+1]，y_T[2t]＝y_T[2t+1]，t∈{0，1，2，…}，下列的等式25近似成立。

【等式25】

在OCQPSK扩展调制中，通过防止使得在n＝2t+1时PAR特性变坏的原始交叉跃迁(π-跃迁)，与CQPSK扩展调制相比，扩展信号的PAR特性有所改善。当n＝2t，x_T[n]+jy_T[n]使得原始交叉跃迁(π-跃迁)在CQPSK的扩展调制概率为1/4，而且，在n＝2t+1时，相应的概率为零。原始交叉跃迁(π-跃迁)，的概率从1/4降低到1/8。图4b中的加密C₁[n]也用于传送器的识别。

第三个方法用于在反向链接(从移动站到其基站)，用于W-CDMA作为cdma2000和IMT2000系统的候选。该扩展调制是参考了韩国专利No.10-269593-0000的POCQPSK(置换正交复合QPSK)。下列关系，只有在每一信道的正交Walsh码指定在偶数时成立。

【等式26】

$I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]=\left(x_T\right[n]+j{y}_T[n\left]\right)\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}\right(C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]\left)\right\}$ $I_T\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{x}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]-\frac{1}{\sqrt{2}}{y}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]$ $Q_T\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}{x}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},Q\left[n\right]}+\frac{1}{\sqrt{2}}{y}_T\left[n\right]C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]$

图4b中的第二加密码发生器的输出(C_scramble，I[n]，C_{scramble， Q}[n])由等式27给出。

【等式27】 $C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]=C_1\left[n\right]\left(W_{2k}^{\left(p\right)}\right[n]+j{C\′}_2[n\left]W_{2k+1}^{\left(p\right)}\right[n\left]\right)$ $C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]=C_1\left[n\right]W_{2k}^{\left(p\right)}\left[n\right]$ $C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]=C_1\left[n\right]{C\′}_2\left[n\right]W_{2k+1}^{\left(p\right)}\left[n\right]$

C₂[2t]＝C₂[2t+1]＝C₂[2t].t∈{0.1，2，…}

在POCQPSK扩展调制中通常x_T[n]≠y_T[n]。由于|I_T[n]|＝|Q_T[n]|＝1是基于标准化，等式28给出了POCQPSK扩展调制中的信号构象点的可能变化。在每一{0，+π/2，-π/2，π}跃迁分别的概率为，n＝2t+1(奇数)时的概率为0，1/2，1/2，和0，n＝2t(偶数)时为1/4，1/4，1/4，和1/4。

【等式28】 $\frac{I_T[2t+1]+j{Q}_T[2t+1]}{I_T\left[2t\right]+j{Q}_T\left[2t\right]}$ $=\frac{x_T[2t+1]+j{y}_T[2t+1]}{x_T\left[2t\right]+j{y}_T\left[2t\right]}\·\frac{C_{\mathrm{scramble},I}[2t+1]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}[2t+1]}{C_{\mathrm{scramble},I}\left[2t\right]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}\left[2t\right]}$ $=\frac{C_1[2t+1]}{C_1\left[2t\right]}\·\frac{W_{2k}^{\left(p\right)}[2t+1]+j{C\′}_2[2t+1]W_{2k+1}^{\left(p\right)}[2t+1]}{W_{2k}^{\left(p\right)}\left[2t\right]+j{C\′}_2\left[2t\right]W_{2k+1}^{\left(p\right)}\left[2t\right]}$ $=\frac{C_1[2t+1]}{C_1\left[2t\right]}\·\frac{1-j{C\′}_2\left[2t\right]W_1^{\left(p\right)}\left[2t\right]}{1+j{C\′}_2\left[2t\right]W_1^{\left(p\right)}\left[2t\right]}$ $\arg \left\{\frac{I_T[2t+1]+j{Q}_T[2t+1]}{I_T\left[2t\right]+j{Q}_T\left[2t\right]}\right\}\∈\{+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2}\}$ $\frac{I_T[2t+2]+j{Q}_T[2t+2]}{I_T[2t+1]+j{Q}_T[2t+1]}$ $=\frac{\left(x_T\right[2t+2]+j{y}_T[2t+2\left]\right)\left(C_{\mathrm{scramble},I}\right[2t+2]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}[2t+2\left]\right)}{\left(x_T\right[2t+1]+j{y}_T[2t+1\left]\right)\left(C_{\mathrm{scramble},I}\right[2t+1]+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}[2t+1\left]\right)}$ $=\frac{x_T[2t+2]+j{y}_T[2t+2]}{x_T[2t+1]+j{y}_T[2t+1]}\·\frac{W_{2k}^{\left(p\right)}[2t+2]}{W_{2k}^{\left(p\right)}[2t+1]}\·\frac{C_1[2t+2]}{C_1[2t+1]}\·\frac{1+j{C\′}_2[2t+2]W_1^{\left(p\right)}[2t+2]}{1+j{C\′}_2[2t+1]W_1^{\left(p\right)}[2t+1]}$ $\arg \left\{\frac{I_T[2t+2]+j{Q}_T[2t+2]}{I_T[2t+1]+j{Q}_T[2t+1]}\right\}\∈\{0,+\frac{\mathrm{\π}}{2},-\frac{\mathrm{\π}}{2},\mathrm{\π}\}$

POCQPSK扩展调制与OCQPSK扩展调制基本相同。因此，当n＝2t，x_T[n]+jy_T[n]使得原始交叉跃迁(π-跃迁)的概率为1/4，就象介绍的CQPSK扩展调制，同时，当n＝2t+1，相应的概率为零。从C₂[n]中抽取的C′₂[n]是用于补偿由于正交Walsh函数周期性循环造成随机性的缺少，抽取是由下列特性决定：

当t∈{0，1，2，…}和 $k\∈\{\mathrm{0,1,2},\…,\frac{p}{2}-1\},$

W_2k+1 ^(p)[2t]＝-W_2k+1 ^(p)[2t+1]，and C′₂[2t]W_2k+1 ^(p)[2t]＝-C′₂[2t+1]W_2k+1 ^(p)[2t+1]。

尽管在上述例子中C₂[n]被抽取到2∶1，对于d∈{1，2，3，…}，2^d∶1抽取也是可能的。当2^d＝最大max{SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，SF_FCH}，POCQPSK随机性与OCQPSK相同，且对于d＝1，2^d∶1抽取的随机性变得很高。用于为了得到更好的频谱特性加密的C₁[n]和C₂[n]，也可用来通过自动修正和交叉修正识别发送器。当C₁[n]和C₂[n]都用于加密码时，可识别发送器的号码增加。

图9和图10为用POCQPSK扩展调制的一个发送器和一个接收器的示意图。图9为基于cdma2000系统，即IMT-2000做为第三代移动通讯系统的候补者，的接收器的示意图。接收器有五个正交信道PiCH，DCCH，FCH，SCH1，和SCH2，每一信道完成将一个两位数据{0，1}到{+1，-1}的数据转换程序。

每一信道的增益控制信号是使用OVSF码W_PiCH[n]，W_DCCH[n]，W_SCH2[n]，W_SCH1[n]，or W_FCH[n]在扩展器(120，122，124，126，128)扩展，并输送到加法器(130，132)。扩展调制在扩展调制器(140)以第一输入(x_T[n]，y_T[n])和第二输入(原始加密码； C₁[n]和C₂[n])完成，并产生输出(I_T[n]，Q_T[n])。扩展调制器(140)包括加密码发生器(510)和第一复合域乘法器(143)。加密码发生器(510)用原始加密码(C₁[n]和C₂[n])产生第二加密码(C_{scramble， I}[n]，_{Cscramble，Q}[n])作为输入改善PAR特性。第一复合域将x_T[n]和y_T[n]做为输入并将第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])做为另一个输入。Cdma2000系统的原始加密码(C₁[n]和C₂[n])由三个如图5a所示，由下列等式给出的PN序列(PN_I[n]，PN_Q[n]，PN_long[n])，经原始加密码发生器(550)产生：

【等式29】

C₁[n]＝PN_I[n]PN_long[n]

C₂[n]＝PN_Q[n]PN_long[n-1]

第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])由下列等式给出：

【等式30】 $C_{\mathrm{scramble},I}\left[n\right]=C_1\left[n\right]W_0^{\left(p\right)}\left[n\right]=C_1\left[n\right]$ $C_{\mathrm{scramble},Q}\left[n\right]=C_1\left[n\right]{C\′}_2\left[n\right]W_1^{\left(p\right)}\left[n\right]$

C＇₂[2t]＝C₂[2t+1]＝C₂[2t]，t∈{0，1，2，…}

扩展调制器(140)的输出经过一个低通滤波器(160，162)和功率放大器(170，172)。然后放大的输出输送到调制器(180，182)，将信号用一个载波调制到所需的频率。经调制的信号加到加法器(190)上，并输送到天线。图10为图9中发送器的一个接收器的示意图。经过天线接收的信号由解调器(280，282)用与发送器相同的载波解调，信号通过低通滤波器(160，162)后产生I_R[n]和Q_R[n]。然后，扩展解调器(240)用原始加密码(C₁[n]，C₂[n])产生信号(x_R[n]，y_R[n])。扩展解调器(240)包括加密码发生器(510)和第二复合域乘法器(243)，加密码发生器(510)用原始加密码(C₁[n]，C₂[n])产生第二加密码(C_scramble，I[n]，C_{scramble， Q}[n])，作为输入以改善PAR特性的。在扩展解调器(240)中的第二复合域乘法器(243)将I_R[n]，Q_R[n]作为第一输入，第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])作为第二输入。第一和第二加密码是在发送器中用相同方法产生。

为了在扩展解调器(240)的输出(x_R[n]，y_R[n])中选择所需的信道，信号在反扩展器(224，226，225，227)用与发送器相同的正交码W_xxCH[n](当，xxCH＝DCCH或FCH)或W_yyCH[n](当，yyCH＝SCH1或SCH2)复接。然后，信号在符号周期T_2x或T_2y被积分，由于接收器的信号是失真的，PiCH用于修正失真的信号相位，因此，(x_R[n]，y_R[n])由相应的正交码W_PiCH[n]相乘，并由积分器(210，212)在T₁周期积分。

在cdma2000系统的反向链接PiCH，除了用于相位修正的导频信号，还可包括附加信息，例如一个控制命令控制接收器的功率。在该例子中，由多路输出选择器析取的附加信息，相位使用已知相位的部分导频信号进行估算，相位修正用估算的相位信息经积分器(210，212)在如图10左边所示的第二(种)复合域乘法器(242，246)完成。

但是，传统的CDMA系统有两个问题：第一个问题是需要严格条件的线形功率放大器。第二问题是当有几个传输信道时，信号失真和相临频率的干扰会减低，因此，需要具有更好线形特性的昂贵的功率放大器。

发明内容

本发明的目的，是提供一种用于CDMA扩频通讯系统方法和装置，以解决上述问题，根据本发明的扩频调制方法，当扩展传输数据变化时，扩展信号(x_T[n]+jy_T[n])使起始交叉跃迁(π-transition)的概率，不但在OCQPSK和POCQPSK扩展调制时n＝2t+1，t∈{0，1，2，…}，而且在仅除了n≡0(mod min{SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，SF_FCH})的n＝2t时变为零。因此，通过使用所述的扩展调制方式改进PAR特性。另外，本发明提供了一种用于CDMA扩频通讯系统的方法和装置，用于改进PAR特性的扩展调制方法。

根据本发明的一个特点，提供了一种在CDMA系统用一个发送器和接收器扩展调制的方法和装置。

根据本发明的发送器，有不同信息的几个信道。每一信道用除了使用传统的扩展器，还使用一个用正交码的复合域乘法器扩展，并加上扩展信号。然后信号用PN序列加密，用一个载波调制，并输送到一个天线。

根据本发明的接收器，用与发送器相同的载波解调接收的信号，解调后的混合信号用相同的同步PN序列解密，解密信号经过除了传统的反扩展器，由一个复合域乘法器用相同的同步正交码反扩展，然后由接收器经过传统的信号处理复原所需的信息。

在一个最佳实施例中，本发明的接收器有一个附加的复合域乘法器和一个特定的加密码发生器。当扩展传输数据变化时，扩展信号(x_T[n]+jy_T[n])使起始交叉跃迁(π-transition)的概率，不但n＝2t+1，t∈{0，1，2，…}时，而且在仅除了n≡0(mod min{SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，SF_FCH})的n＝2t时变为零。

附图说明

下面结合下列附图介绍本发明的典型实施例：

图1为一个传统正交多信道CDMA发送器示意图；

图2为图1中发送器中接收器的示意图；

图3a为一个传统QPSK扩展调制器的示意图；

图3b为一个传统OQPSK扩展调制器的示意图；

图3c为一个传统CQPSK、OCQPSK、POCQPSK扩展调制器和一个本发明的扩展调制器的示意图；

图3d传统OCQPSK、POCQPSK扩展调制器的另一个示意图；

图4a为在QPSK、OQPSK、CQPSK扩展调制中的加密码发生器示意图；

图4b为OCQPSK扩展调制中的加密码发生器示意图；

图4c为OCQPSK扩展调制中的加密码发生器的另一示意图；

图4d为POCQPSK扩展调制中的加密码发生器示意图；

图5a为cdma2000调制中第一和第二加密码发生器的示意图；

图5b为图5a中第二加密码发生器的总图；

图6a为根据传统CQPSK、OCQPSK、POCQPSK扩展解调器和本发明的扩展解调器的示意图；

图6b为一个传统OCQPSK、POCQPSK扩展解调器的示意图。

图7a为一个信号构象图和跃迁；

图7b为一个信号构象点的4个可能的跃迁；

图8a为QPSK扩展调制的一个信号构象点的跃迁；

图8b为OQPSK扩展调制的一个信号构象点的跃迁；

图8C为CQPSK扩展调制的一个信号构象点的跃迁；

图9为一个cdma2000发送器的示意图。

图10为图9中发送器的cdma2000接收器的示意图。

图11a根据本发明的一个发送器的示意图。

图11b根据本发明的DCQPSK扩展调制的加密码发生器的示意图；和

图12为图11a中传送器的一个接收器的示意图。

<附图中主要标注的说明＞

110，112，114，116，118：增益控制器

120，122，124，126，128：扩展器

130，132：加法器

140，141：扩展调制器

143，145：第一(种)复合(-域)乘法器

150，151：加密码发生器

160，162：低通滤波器(LPF)

170，172：功率放大器

180，182：调制器

190：加法器

210，212，214，215，216，217：积分器

220，222，224，226，225，227：反扩展器

240，241：扩展解调器

242，243，245，246：第二(种)复合(-域)乘法器

260，262：低通滤波器

280，282：解调器

510，520，530，550：加密码发生器

1220，1222，1224，1226：反扩展器

本发明的最佳实施方式

根据下面的描述、附带的权利要求和附图可以更好的理解本发明。在本申请中，相似的附注号码用于现有技术和与现有技术对比的变化和增加的部件描述的本发明的详细描述中相似的相似部件。

图11和图12分别为本发明的发送器和接收器的示意图。图11a的发送器和图12的接收器为图9、图10中POCQPSK扩展调制的发送器和接收器的改进。根据本发明的发送器有5个正交信道：PiCH，DCCH，FCH，SCH1，和SCH2。

本发明的发送器与图9中的原来的发送器不同，有一个附加的复合域乘法器(145)，如图11a左边所示。复合域乘法器(145)将SCH1，和SCH2的统计高传输功率的传输数据

做为第一输出，正交OVSF码(H_SCH1[n]，H_SCH2[n])做为第二输出。第一正交复合域扩展由复合域乘法器(145)完成，其他PiCH，DCCH和FCH扩展的增益控制信号由正交OVSF码(H_PiCH[n]，H_DCCH[n]，H_FCH[n])在扩展器(1120，1122，1128)，并经复合域乘法器(145)的输出(S_I[n]，S_Q[n])输送到加法器(130，132)。加法器(130，132)的输出(x_T[n]，y_T[n])由等式31给出。

【等式31】x_T[n]

y_T[n]

扩展调制由第一输入(x_T[n]，y_T[n])和第二输入(原始加密码C₁[n]和C₂[n])在扩展调制器(141)完成，产生输出(I_T[n]，Q_T[n])。在扩展调制器(141)包括加密码发生器(530)和复合域乘法器(143)。如图11b所示的本发明的加密码发生器(530)由原始加密码(C₁[n]和C₂[n])产生第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble.Q[n])做为改善pAR特性的输入。复合域乘法器(143)将x_T[n]，y_T[n]做为输入和第二加密码(C_scramble，I[n]，C_{scramble， Q}[n])做为另一输入。在cdma2000系统中的原始加密码(C₁[n]，C₂[n])由原始加密码发生器(550)由图5a所示的3个PN序列(PN_I[n]，PN_Q[n]，PN_long[n])经下列等式产生：

【等式32】

  C₁[n]＝PN_I[n]PN_long[n]

  C₂[n]＝PN_Q[n]PN_long[n-1]

图11b所示的第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])由下列等式产生。

(1)当n≡0 mod min{SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，SF_FCH}

【等式33】

  C_scramble.I[n]＝C₁[n]

  C_scramble.Q[n]＝C₂[n] $\arg \left\{\frac{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}{I_T[n-1]+j{Q}_T[n-1]}\right\}\&Element;\{0,+\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\mathrm{\&pi;}\}$

(2)当

mod min{SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，SF_FCH}

【等式34】

C_scramble.I[n]+jC_scramble.Q[n]＝jC₂[n]{C_scramble.I[n-1]H_SCH1[n-1]H_SCH1[n]

      +jC_scramble.Q[n-1]H_SCH2[n-1]H_SCH2[n]}

C_scramble.I[n]＝-C₂[n]C_scramble.Q[n-1]H_SCH2[n-1]H_SCH2[n]

C_scramble.Q[n]＝ C₂[n]C_scramble.I[n-1]H_SCH1[n-1]H_SCH1[n]

根据本发明所述的扩展调制叫做DCQPSK(Double ComplexQPSK)。为了基于标准化的|I_T[n]|＝|Q_T[n]|＝1，DCQPSK扩展调制发生的信号构象点的可能跃迁如等式35和等式36所示。{0，+π/2，-π/2，π}跃迁的可能性，分别为每一跃迁当n≡0 modSF_min为1/4，1/4，1/4，和1/4，和当

mod SF_min为0，1/2，1/2，和0。这里，SF_min＝min{SF_PiCH，SF_DCCH，SF_SCH2，SF_SCH1，SF_FCH}.

(1)当n≡0 mod SF_min

【等式35】 $\frac{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}{I_T[n-1]+j{Q}_T[n-1]}$ $\&times;\frac{C_1\left[n\right]+j{C}_2\left[n\right]}{C_{\mathrm{scramble},I[n-1]}+j{C}_{\mathrm{scramble},Q}[n-1]}$ $\arg \left\{\frac{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}{I_T[n-1]+j{Q}_T[n-1]}\right\}\&Element;\{0,+\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},\mathrm{\&pi;}\}$

(2)当

【等式36】 $\frac{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}{I_T[n-1]+j{Q}_T[n-1]}$ $=j{C}_2[n-1]H_{\mathrm{SCH}1}\left[n\right]H_{\mathrm{SCH}2}\left[n\right]H_{\mathrm{SCH}1}[n-1]H_{\mathrm{SCH}2}[n-1]\frac{\mathrm{NUM}[n-1]}{\mathrm{DEN}[n-1]}$ $=j{C}_2[n-1]H_{\mathrm{\&alpha;}}\left[n\right]H_{\mathrm{\&alpha;}}[n-1]\frac{\mathrm{NUM}[n-1]}{\mathrm{DEN}[n-1]}$

NUM[n-1]＝(C_I[n-2]H_SCH1[n-2]-C_Q[n-2]H₂[n-2])

          +jH_α[n](CI[n-2]H_SCH1[n-2]+C_Q[n-2]H₂[n-2])

DEN[n-1]＝C_I[n-2]H_SCH1[n-2]-C_Q[n-2]H₂[n-2])

         +jH_α[n-1](C_I[n-2]H_SCH1[n-2]+C_Q[n-2]H₂[n-2]) $\arg \left\{\frac{I_T\left[n\right]+j{Q}_T\left[n\right]}{I_T[n-1]+j{Q}_T[n-1]}\right\}=C_2[n-1]H_{\mathrm{\&alpha;}}\left[n\right]H_{\mathrm{\&alpha;}}[n-1]\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}+\arg \left\{\frac{H_{\mathrm{\&alpha;}}\left[n\right]}{H_{\mathrm{\&alpha;}}[n-1]}\right\}$ $=\&PlusMinus;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}+\arg \left\{\frac{H_{\mathrm{\&alpha;}}\left[n\right]}{H_{\mathrm{\&alpha;}}[n-1]}\right\}$ $=\{+\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\}$

当H_α[n]＝H_SCH1[n]H_SCH2[n]，等式6中的逐位XOR(“异”运算)运算，(α)₂＝(SCH1)₂ ^(SCH2)₂。

在如前面提到的OCQPSK或OCQPPSK扩展调制中，带偶数脚标的正交沃尔什(Walsh)码用于除了必然事件如某一信道的扩展因子(SF)为2的高传输数据速率。但是，DCQPSK扩展调制支持保持如前面等式中的任何正交码的正交信道特性的可变扩展因子。因此，正交码用“H”而不是正交沃尔什(Walsh)码的“W”表示。扩展因子(SF)或正交码的大小不必为2。

扩展调制器(141)的输出(I_T[n]，Q_T[n])经低通滤波器(160，162)和放大器(170，172)。然后放大的输入被输送到调制器(180，182)，将信号用载波调制到所需频率波段。调制信号被叠加到加法器(190)并输送到天线。

图12为根据图11a发送器的接收器示意图。通过天线接收的信号用与发送器相同的载波在解调器(280，282)解调，信号经过低通滤波器(260，262)产生I_R[n]和Q_R[n]。然后，扩展解调器(241)用原始加密码(C₁[n]，C₂[n])产生信号(x_R[n]，y_R[n])。扩展解调器(241)包括加密码发生器(530)和复合域乘法器(243)。加密码发生器(520)用原始加密码(C₁[n]，C₂[n])作为输入产生第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])改进PAR特性。复合域乘法器(243)将I_R[n]和Q_R[n]做为第一输入，第二加密码(C_scramble，I[n]，C_scrarble，Q[n])做为第二输入。第一和第二加密码是采用在发送器相同的方法产生。

为了在扩展解调器(241)的输出(x_R[n]，y_R[n])中检测出所需的信道，信号通过用于传送器正交码H_xxCH[n](其中xxCH＝DCCH或FCH)复联，在反扩展器(1224，1226)或图12中的复合域乘法器(245)用与传送器相同的正交码H_xxCH[n](其中xxCH＝DCCH或FCH)与复合域的信号复联。这样，信号在符号周期T_2x或r T_2y被积分。由于在接收器的信号是失真的，用PiCH修正失真信号的相位。因此，信号(x_R[n]，y_R[n])通过通讯正交码H_PiCH[n]被复联，并在周期T₁在积分器(210，212)被积分。

在cdma2000系统的反向链接可以包括附加的信息例如一个控制接收器传输功率的控制命令，除了相位修正的导频信号。在本例子中，附加信息是有多路输出选择器析取的，同时由已知相位的导频信号部分估算相位。相位修正是由复合域乘法器(242，246)经积分器(210，212)估算的相位信息完成的。

本发明的DCQPSK扩展调制得到如下效果：第一，改善PAR特性，这是因为除了在扩展传输数据变化时，在原始交叉跃迁(□-跃迁)的可能性变为零。第二，信道定位的灵活性更好，这是因为，DCQPSK可以所有的正交码而OCQPSK或POCQPSK应使用带偶数脚标的正交Walsh码。

尽管上述发明描述了前面的实施例的条件，它还有许多可能的变化。因此，如上所述的修改和变化，但不限制于此，提出如下的权利要求范围。

Claims (12)

1.一种在CDMA(码分多址)系统的传输方法，用一个发送装置和接收装置，包括如下步骤：

(a)产生一个导频信号并用不同信息的几个信道传输数据信号；(b)用每一信道的正交码扩展信号；(c)叠加扩展信号；(d)用PN(伪噪声)序列加密叠加的信号；(e)用载波调制加密的信号；和(f)传输经加入调制信号产生的一个复合信号。

2.根据权利要求1所述的传输方法，其中的扩展步骤和加密步骤分别完成一个正交复合域扩展和一个复合域加密，为了改进发送器的PAR(峰均值能量比)特性。

3.根据权利要求2所述的传输方法，其中加密步骤的第二复合域加密码(C_scramble，I[n]，C_scramble，Q[n])是由原始加密码(C₁[n]，C₂[n])由下列等式得到：

(a)当扩展数据变化时，

                 【等式37】

C_scramble，I[n]+jC_scramble，Q[n]＝C₁[n]+C₂[n]；和

(b)当扩展数据没有变化时，

                 【等式38】

C_scramble，I[n]+jC_scramble，Q[n]＝-C₂[n]C_scramble，Q[n-1]H_b[n-1]H_b[n]+jC₂[n]C_scramble，I[n-1]H_a[n-1]H_a[n]。

4.根据权利要求2或3所述的传输方法，其中的正交复合域扩展是由正交Hadamard码完成而且用复合域加密的加密码用正交Hadamard码产生。

5.根据权利要求2所述的传输方法，其中的正交复合域扩展是由正交Walsh码完成而且用于复合域加密的加密码用正交Hadamard码产生。

6.根据权利要求2所述的传输方法，其中的正交复合域扩展是由正交金色码完成而且用于复合域加密的加密码用正交Hadamard码产生。

7.一种在CDMA(码分多址)系统的接收方法，用一个发送装置和接收装置，包括如下步骤：

(a)用与发送器用的相同的载波解调发送的信号；(b)用发送器的同步相同的PN(伪噪声)序列解密解调的信号：(c)用发送器每一信道的同步相同的正交码反扩展解密的信号；和(d)从反扩展的信号复原传送的信号。

8.根据权利要求7所述的接收方法，其中的解密步骤和反扩展步骤是一个复合域解密和一个正交复合域反扩展。

9.根据权利要求8所述的接收方法，其中的复合域解密码和正交复合域反扩展码与发送器中用于复合域加密和正交复合域扩展的那些相同。

10.一种用于CDMA(码分多址)系统的传输装置，用发送装置和接收装置，包括：(a)用于产生一个导频信号和用有不同信息的几个信道传输数据信号的装置；(b)用于控制信道信号增益的装置；(c)在每一信道扩展增益控制信号的装置；(d)一个第一复合域复联装置，用于将增补信道和OVSF(正交可变扩展因子)码的传输数据的输入完成第一正交复合域扩展的装置；(e)用于将第一复合域复联装置的输出与扩展信号叠加的装置；(f)一个扩展调制器，包括一个复合域乘法器和一个加密码发生器，用于调制叠加的信号；(g)用于放大低通过滤信号功率的装置；(h)用于将放大信号调制到所需频段的装置；和(i)叠加调制信号的装置。

11.一种用于CDMA(码分多址)系统的接收装置，用一个发送装置和接收装置，包括：

(a)用与发送器相同的载波解调来自天线的传输信号的装置；(b)一个扩展解调器，包括一个加密码发生器和复合域复联装置，用于解密低通过滤解调信号；(c)通过将符号周期按比例地与相应信道的数据速率积分，将解密信号反扩展得到所需信道的装置；和(d)第二复合域复联装置，用于修正连接反扩展信号的相位。

12.根据权利要求11所述的接收装置，其中的用于权利要求11中(a)的解调装置的载波与发送器中的波相同。

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