JP3275079B2 - 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置 - Google Patents
通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
- H04L25/0214—Channel estimation of impulse response of a single coefficient
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、一般に、通信システムに関し、さらに詳し
くは、通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推
定に関する。なお、関連する主題を含む、本出願の譲受
人に共通に譲渡された、Sextonらによる米国特許出願
（文書番号CE02930R）“Improved Channel Estimation
in a Communication System"を参照し、その開示は本明
細書に参考として含まれる。
くは、通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推
定に関する。なお、関連する主題を含む、本出願の譲受
人に共通に譲渡された、Sextonらによる米国特許出願
（文書番号CE02930R）“Improved Channel Estimation
in a Communication System"を参照し、その開示は本明
細書に参考として含まれる。
発明の背景 通信システムは多くの形式をとる。一般に、通信シス
テムの目的は、情報を有する信号を、ある点に位置する
発信源から、ある距離だけ離れた別の点に位置するユー
ザ宛先に送信することである。一般に、通信システムは
３つの基本構成要素、すなわち、送信機，チャネルおよ
び受信機からなる。送信機は、メッセージ信号をチャネ
ル上で送信するのに適した形式に処理する機能を有す
る。このメッセージ信号の処理は、変調という。チャネ
ルの機能は、送信機出力と受信機入力との間で物理的な
接続を提供することである。受信機の機能は、元のメッ
セージ信号の推定値を生成するため受信信号を処理する
ことである。この受信信号の処理は、復調という。
テムの目的は、情報を有する信号を、ある点に位置する
発信源から、ある距離だけ離れた別の点に位置するユー
ザ宛先に送信することである。一般に、通信システムは
３つの基本構成要素、すなわち、送信機，チャネルおよ
び受信機からなる。送信機は、メッセージ信号をチャネ
ル上で送信するのに適した形式に処理する機能を有す
る。このメッセージ信号の処理は、変調という。チャネ
ルの機能は、送信機出力と受信機入力との間で物理的な
接続を提供することである。受信機の機能は、元のメッ
セージ信号の推定値を生成するため受信信号を処理する
ことである。この受信信号の処理は、復調という。
通信システムの一つの種類にスペクトル拡散システム
（spread−spectrum system）がある。スペクトル拡散
システムでは、送信信号が通信チャネル内の広周波数帯
域上で拡散される変調方法が採用される。周波数帯域
は、送信される情報を送信するために必要な最小帯域幅
よりもはるかに広い。例えば、音声信号は、情報自体の
帯域幅のわずか２倍の帯域幅で、振幅変調（AM）により
送信できる。低偏移周波数変調（FM）または単側波帯AM
などの他の変調形式でも、情報自体の帯域幅に相当する
帯域幅で情報を送信できる。しかし、スペクトル拡散シ
ステムでは、送信すべき信号の変調は、数キロヘルツの
帯域幅しかないベースバンド信号（たとえば、音声チャ
ネル）をとり、この送信すべき信号をかなりのメガヘル
ツ幅となりうる周波数帯域上で分散することを含む。こ
れは、送信すべき信号を送信すべき情報と、広帯域符号
化信号とで変調することによって達成される。
（spread−spectrum system）がある。スペクトル拡散
システムでは、送信信号が通信チャネル内の広周波数帯
域上で拡散される変調方法が採用される。周波数帯域
は、送信される情報を送信するために必要な最小帯域幅
よりもはるかに広い。例えば、音声信号は、情報自体の
帯域幅のわずか２倍の帯域幅で、振幅変調（AM）により
送信できる。低偏移周波数変調（FM）または単側波帯AM
などの他の変調形式でも、情報自体の帯域幅に相当する
帯域幅で情報を送信できる。しかし、スペクトル拡散シ
ステムでは、送信すべき信号の変調は、数キロヘルツの
帯域幅しかないベースバンド信号（たとえば、音声チャ
ネル）をとり、この送信すべき信号をかなりのメガヘル
ツ幅となりうる周波数帯域上で分散することを含む。こ
れは、送信すべき信号を送信すべき情報と、広帯域符号
化信号とで変調することによって達成される。
スペクトル拡散通信方法には一般に３種類、直接シー
ケンス変調，周波数および／または時間ホッピング変調
ならびにチャープ（chirp）変調がある。直接シーケン
ス変調では、搬送信号は、情報信号帯域幅よりもはるか
に高いビット・レートを有するデジタル・コード・シー
ケンスによって変調される。
ケンス変調，周波数および／または時間ホッピング変調
ならびにチャープ（chirp）変調がある。直接シーケン
ス変調では、搬送信号は、情報信号帯域幅よりもはるか
に高いビット・レートを有するデジタル・コード・シー
ケンスによって変調される。
情報（すなわち、音声および／またはデータからなる
メッセージ信号）は、いくつかの方法によって直接シー
ケンス・スペクトル拡散信号に重畳できる。一つの方法
では、拡散コードを拡散変調のために用いる前に、情報
を拡散コードに追加する。なお、送信される情報は、拡
散コードに追加する前にデジタル形式でなければなら
ず、これは拡散コードと情報の組み合わせはモジュロ２
の加算（modulo−2addition）を伴うバイナリ・コード
であるためである。あるいは、情報またはメッセージ信
号は、拡散する前に搬送波を変調するために用いること
ができる。
メッセージ信号）は、いくつかの方法によって直接シー
ケンス・スペクトル拡散信号に重畳できる。一つの方法
では、拡散コードを拡散変調のために用いる前に、情報
を拡散コードに追加する。なお、送信される情報は、拡
散コードに追加する前にデジタル形式でなければなら
ず、これは拡散コードと情報の組み合わせはモジュロ２
の加算（modulo−2addition）を伴うバイナリ・コード
であるためである。あるいは、情報またはメッセージ信
号は、拡散する前に搬送波を変調するために用いること
ができる。
これらの直接シーケンス・スペクトル拡散通信システ
ムは、多重アクセス通信システムとして容易に設計でき
る。例えば、スペクトル拡散システムは、直接シーケン
ス符号分割多元接続（DS−CDMA）システムとして設計で
きる。DS−CDMAシステムでは、２つの通信ユニット間の
通信は、通信チャネルの周波数帯域上の各送信信号を固
有のユーザ拡散コードで拡散することによって達成され
る。その結果、送信信号は通信チャネルの同じ周波数帯
域にあり、かつ固有のユーザ拡散コードによってのみ分
離される。これらの固有のユーザ拡散コードは、好まし
くは、拡散コード間の相互相関が低い（すなわち、ほぼ
ゼロ）ように互いに直交する。
ムは、多重アクセス通信システムとして容易に設計でき
る。例えば、スペクトル拡散システムは、直接シーケン
ス符号分割多元接続（DS−CDMA）システムとして設計で
きる。DS−CDMAシステムでは、２つの通信ユニット間の
通信は、通信チャネルの周波数帯域上の各送信信号を固
有のユーザ拡散コードで拡散することによって達成され
る。その結果、送信信号は通信チャネルの同じ周波数帯
域にあり、かつ固有のユーザ拡散コードによってのみ分
離される。これらの固有のユーザ拡散コードは、好まし
くは、拡散コード間の相互相関が低い（すなわち、ほぼ
ゼロ）ように互いに直交する。
特定の送信信号は、通信チャネルにおける信号の和を
表す信号を、通信チャネルから抽出すべき特定の送信信
号に関連するユーザ拡散コードで逆拡散（despread）す
ることによって、通信チャネルから抽出できる。さら
に、ユーザ拡散コードが互いに直交する場合、特定の拡
散コードに関連する所望のユーザ信号のみが強調され、
他のすべてのユーザに関する他の信号はディエンファシ
スされるように、受信信号は特定のユーザ拡散コードと
相関できる。
表す信号を、通信チャネルから抽出すべき特定の送信信
号に関連するユーザ拡散コードで逆拡散（despread）す
ることによって、通信チャネルから抽出できる。さら
に、ユーザ拡散コードが互いに直交する場合、特定の拡
散コードに関連する所望のユーザ信号のみが強調され、
他のすべてのユーザに関する他の信号はディエンファシ
スされるように、受信信号は特定のユーザ拡散コードと
相関できる。
DS−CDMA通信システムにおいて、データ信号を互いに
分離するために利用できるいくつかの異なる拡散コード
が存在することが当業者に理解される。これらの拡散コ
ードには、PN（pseudonoise）コードおよびウォルシュ
・コードが含まれるが、それらに限定されない。ウォル
シュ・コードは、アダマール行列（Hadamard matrix）
の一つの行または列に対応する。
分離するために利用できるいくつかの異なる拡散コード
が存在することが当業者に理解される。これらの拡散コ
ードには、PN（pseudonoise）コードおよびウォルシュ
・コードが含まれるが、それらに限定されない。ウォル
シュ・コードは、アダマール行列（Hadamard matrix）
の一つの行または列に対応する。
さらに、拡散コードはデータ信号をチャネル符号化す
るために利用できることが当業者に理解される。雑音，
フェージング，ジャミングなどのさまざまなチャネル不
具合の影響に対する送信信号の耐性を高めることによっ
て、データ信号は通信システムの性能を改善すべきチャ
ネル符号化できる。一般に、チャネル符号化はビット誤
りの可能性を低減し、および／または必要な信号対雑音
比（一般に、雑音密度当たりのビット・エネルギ、すな
わちEb/N0として表され、これは情報ビット当たりのエ
ネルギと、雑音スペクトル密度との比率として定義され
る）を低減し、データ信号を送信するために必要とされ
る以上の帯域幅を消費するという犠牲で、信号を復元す
る。例えば、以降の送信のためにデータ信号を変調する
前に、データ信号をチャネル符号化するためにウォルシ
ュ・コードを利用できる。同様に、PN拡散コードもデー
タ信号をチャネル符号化するために利用できる。
るために利用できることが当業者に理解される。雑音，
フェージング，ジャミングなどのさまざまなチャネル不
具合の影響に対する送信信号の耐性を高めることによっ
て、データ信号は通信システムの性能を改善すべきチャ
ネル符号化できる。一般に、チャネル符号化はビット誤
りの可能性を低減し、および／または必要な信号対雑音
比（一般に、雑音密度当たりのビット・エネルギ、すな
わちEb/N0として表され、これは情報ビット当たりのエ
ネルギと、雑音スペクトル密度との比率として定義され
る）を低減し、データ信号を送信するために必要とされ
る以上の帯域幅を消費するという犠牲で、信号を復元す
る。例えば、以降の送信のためにデータ信号を変調する
前に、データ信号をチャネル符号化するためにウォルシ
ュ・コードを利用できる。同様に、PN拡散コードもデー
タ信号をチャネル符号化するために利用できる。
しかし、チャネル符号化だけでは、システムが特定の
数の同時通信（全てが最小限の信号対雑音比を有する）
を処理できることを必要とする一部の通信システム設計
のために必要な信号対雑音比を与えることができない。
この設計上の制約は、非コヒーレント受信方法を利用せ
ずに、送信信号をコヒーレントに検出するように通信シ
ステムを設計することによって、ある例では満たすこと
ができる。コヒーレント検出システムでは、チャネル応
答は、通信チャネルによって生じる位相ひずみおよび振
幅ひずみの影響が整合フィルタで補償できるように判定
される。これとは対照的に、非コヒーレント検出システ
ムは、通信チャネルによって生じた受信信号の位相ひず
みを一般に補償しない。コヒーレント受信機は、同じビ
ット誤り率（すなわち、許容干渉レベルを表す特定の設
計制約）を有する非コヒーレント受信機が必要とするよ
りも低い信号対雑音比（Eb/N0）しか必要としないこと
が当業者に理解される。大まかには、静的チャネルでは
３デシベル（dB）の差があり、レイリー・フェージング
・チャネル（Rayleigh fading channel）ではさらに大
きな差がある。コヒーレント受信機の利点は、ダイバー
シチ受信を採用する場合にさらに大きくなるが、これは
非コヒーレント受信機では常に合成損があるが、最適な
コヒーレント受信機では合成損がないためである。
数の同時通信（全てが最小限の信号対雑音比を有する）
を処理できることを必要とする一部の通信システム設計
のために必要な信号対雑音比を与えることができない。
この設計上の制約は、非コヒーレント受信方法を利用せ
ずに、送信信号をコヒーレントに検出するように通信シ
ステムを設計することによって、ある例では満たすこと
ができる。コヒーレント検出システムでは、チャネル応
答は、通信チャネルによって生じる位相ひずみおよび振
幅ひずみの影響が整合フィルタで補償できるように判定
される。これとは対照的に、非コヒーレント検出システ
ムは、通信チャネルによって生じた受信信号の位相ひず
みを一般に補償しない。コヒーレント受信機は、同じビ
ット誤り率（すなわち、許容干渉レベルを表す特定の設
計制約）を有する非コヒーレント受信機が必要とするよ
りも低い信号対雑音比（Eb/N0）しか必要としないこと
が当業者に理解される。大まかには、静的チャネルでは
３デシベル（dB）の差があり、レイリー・フェージング
・チャネル（Rayleigh fading channel）ではさらに大
きな差がある。コヒーレント受信機の利点は、ダイバー
シチ受信を採用する場合にさらに大きくなるが、これは
非コヒーレント受信機では常に合成損があるが、最適な
コヒーレント受信機では合成損がないためである。
送信信号のコヒーレント検出を行う一つの方法では、
パイロット信号を利用する。例えば、セルラ通信システ
ムでは、フォワード・チャネルまたはダウンリンク（す
なわち、基地局から移動ユニット）は、基地局がパイロ
ット信号を送信していれば、コヒーレント検出できる。
その後、すべての移動ユニットはパイロット・チャネル
信号を利用して、チャネル位相および振幅パラメータを
推定する。しかし、リバース・チャネルまたはアップリ
ンク（すなわち、移動ユニットから基地局）では、この
ような共通のパイロット信号を利用することは不可能で
ある。その結果、当業者は非コヒーレント検出方法のみ
がアップリンク通信に適すると想定する。そのため、多
くの近年の出版物はDS−CDMAシステムにおける非コヒー
レント受信を最適化することに集中した。理想的には、
通信システムはDS−CDMA信号をコヒーレント受信するよ
うに設計されるべきである。
パイロット信号を利用する。例えば、セルラ通信システ
ムでは、フォワード・チャネルまたはダウンリンク（す
なわち、基地局から移動ユニット）は、基地局がパイロ
ット信号を送信していれば、コヒーレント検出できる。
その後、すべての移動ユニットはパイロット・チャネル
信号を利用して、チャネル位相および振幅パラメータを
推定する。しかし、リバース・チャネルまたはアップリ
ンク（すなわち、移動ユニットから基地局）では、この
ような共通のパイロット信号を利用することは不可能で
ある。その結果、当業者は非コヒーレント検出方法のみ
がアップリンク通信に適すると想定する。そのため、多
くの近年の出版物はDS−CDMAシステムにおける非コヒー
レント受信を最適化することに集中した。理想的には、
通信システムはDS−CDMA信号をコヒーレント受信するよ
うに設計されるべきである。
従って、パイロット信号の送信に伴う電力制限を受け
ずに、CDMA通信システムのアップリンクにおけるコヒー
レント受信機の利点を利用できることが望ましい。
ずに、CDMA通信システムのアップリンクにおけるコヒー
レント受信機の利点を利用できることが望ましい。
図面の簡単な説明 第１図は、従来技術を表す通信システムのブロック図
を概略的に示す。
を概略的に示す。
第２図は、直交符号化スペクトル拡散信号をコヒーレ
ント受信・復号するために、最尤デコーダに結合された
チャネル推定器を内蔵する一実施例の通信システム受信
機を表すブロック図を概略的に示す。
ント受信・復号するために、最尤デコーダに結合された
チャネル推定器を内蔵する一実施例の通信システム受信
機を表すブロック図を概略的に示す。
好適な実施例の詳細な説明 一般に、通信システムの受信機は、まず符号化信号を
受信し、次に符号化信号から複素チャネル推定値を生成
することによって、コヒーレントチャネル推定を行う。
次に、受信機は複素チャネル推定値を符号化信号と合成
して、コヒーレント復調信号を生成する。合成後、受信
機はコヒーレント復調信号のバージョンを復号して、符
号化前の符号化信号の推定値を生成する。
受信し、次に符号化信号から複素チャネル推定値を生成
することによって、コヒーレントチャネル推定を行う。
次に、受信機は複素チャネル推定値を符号化信号と合成
して、コヒーレント復調信号を生成する。合成後、受信
機はコヒーレント復調信号のバージョンを復号して、符
号化前の符号化信号の推定値を生成する。
好適な実施例では、受信機はレーキ受信機（RAKE re
ceiver）であり、複素チャネル推定値の生成はチャネル
推定器によって行われる。また好適な実施例では、コヒ
ーレント復調信号のバージョンは、コヒーレント復調信
号の実数部をさらに含んで構成され、ここでデコーダは
複数のコヒーレント復調信号の実数部の総合を復号す
る。
ceiver）であり、複素チャネル推定値の生成はチャネル
推定器によって行われる。また好適な実施例では、コヒ
ーレント復調信号のバージョンは、コヒーレント復調信
号の実数部をさらに含んで構成され、ここでデコーダは
複数のコヒーレント復調信号の実数部の総合を復号す
る。
本出願の発明について、以下の図面を参照して説明す
る。第１図は、従来技術を表す通信システムのブロック
図を概略的に示す。第２図は、直交符号化スペクトル拡
散信号をコヒーレント受信・復号するために、チャネル
推定器を内蔵する一実施例の通信システムを表すブロッ
ク図を概略的に示す。
る。第１図は、従来技術を表す通信システムのブロック
図を概略的に示す。第２図は、直交符号化スペクトル拡
散信号をコヒーレント受信・復号するために、チャネル
推定器を内蔵する一実施例の通信システムを表すブロッ
ク図を概略的に示す。
まず第１図のブロック図を参照して、従来の通信シス
テムを表す図を示す。受信機に注目して、直交符号化ス
ペクトル拡散デジタル信号130は、受信アンテナ131で受
信され、同相140および直交138デジタル信号成分に逆拡
散・復調136される前に、増幅される132。逆拡散された
デジタル・サンプルの２つの成分138A,140Aは、サンプ
リングされた信号の所定長のグループ（例えば、64サン
プル長グループ）にグループ化され、これらのグループ
は高速アダマール変換器142,144の形式の直交デコーダ
に独立して入力され、高速アダマール変換器142,144は
直交符号化デジタル信号成分（140,138）を逆拡散し、
複数の直交復調デジタル信号（146,160）を生成する
（例えば、64サンプル長グループが入力される場合、64
個の逆拡散信号が生成される）。さらに、各直交復調デ
ジタル信号（146,160）は、相互に直交するコードのセ
ット内から各特定の直交コードを識別する関連ウォルシ
ュ・インデクス・シンボルを有する（例えば、64サンプ
ル長グループが入力される場合、６ビット長インデクス
・データ・シンボルは、変換器出力信号が対応する特定
の64ビット長直交コードを表すために変換器出力信号と
関連付けられる）。レーキ受信機156A,156B...156Nの各
分岐からの信号156Aの各グループにおける同じインデク
スを有するエネルギ値は加算164され、被加算エネルギ
値166のグループを与える。被加算エネルギ値166のグル
ープにおけるインデクスｉを有するエネルギ値は、この
被加算エネルギ値166のグループを生成する被サンプリ
ング信号のグループがｉ番目のウォルシュ・シンボルに
対応するという信頼尺度（measure of confidence）に
対応する。関連インデクスを有する被加算エネルギ値の
グループは、デュアル最大メトリック発生器168に送ら
れ、ここで各符号化データ・ビットの単一メトリックが
判定され、それにより総合軟判定データ（aggregate so
ft decision data）170の一つのセットを生成する。総
合軟判定データ170は、最終的な最尤復号176の前にデイ
ンタリーブ172される。上記のように、この場合、雑音
成分とともに実数および虚数直交逆拡散信号の両方を含
む被加算エネルギ値のグループから、デュアル最大メト
リック発生器168によって生成される軟判定メトリック
判定は、受信機の感度の判定の際に大きな役割を果た
す。
テムを表す図を示す。受信機に注目して、直交符号化ス
ペクトル拡散デジタル信号130は、受信アンテナ131で受
信され、同相140および直交138デジタル信号成分に逆拡
散・復調136される前に、増幅される132。逆拡散された
デジタル・サンプルの２つの成分138A,140Aは、サンプ
リングされた信号の所定長のグループ（例えば、64サン
プル長グループ）にグループ化され、これらのグループ
は高速アダマール変換器142,144の形式の直交デコーダ
に独立して入力され、高速アダマール変換器142,144は
直交符号化デジタル信号成分（140,138）を逆拡散し、
複数の直交復調デジタル信号（146,160）を生成する
（例えば、64サンプル長グループが入力される場合、64
個の逆拡散信号が生成される）。さらに、各直交復調デ
ジタル信号（146,160）は、相互に直交するコードのセ
ット内から各特定の直交コードを識別する関連ウォルシ
ュ・インデクス・シンボルを有する（例えば、64サンプ
ル長グループが入力される場合、６ビット長インデクス
・データ・シンボルは、変換器出力信号が対応する特定
の64ビット長直交コードを表すために変換器出力信号と
関連付けられる）。レーキ受信機156A,156B...156Nの各
分岐からの信号156Aの各グループにおける同じインデク
スを有するエネルギ値は加算164され、被加算エネルギ
値166のグループを与える。被加算エネルギ値166のグル
ープにおけるインデクスｉを有するエネルギ値は、この
被加算エネルギ値166のグループを生成する被サンプリ
ング信号のグループがｉ番目のウォルシュ・シンボルに
対応するという信頼尺度（measure of confidence）に
対応する。関連インデクスを有する被加算エネルギ値の
グループは、デュアル最大メトリック発生器168に送ら
れ、ここで各符号化データ・ビットの単一メトリックが
判定され、それにより総合軟判定データ（aggregate so
ft decision data）170の一つのセットを生成する。総
合軟判定データ170は、最終的な最尤復号176の前にデイ
ンタリーブ172される。上記のように、この場合、雑音
成分とともに実数および虚数直交逆拡散信号の両方を含
む被加算エネルギ値のグループから、デュアル最大メト
リック発生器168によって生成される軟判定メトリック
判定は、受信機の感度の判定の際に大きな役割を果た
す。
上記のように、受信信号の虚数成分に伴う雑音を低減
できれば、より感度の高い通信システムを開発できる。
このような通信システムについて、第２図を参照して以
下で説明する。
できれば、より感度の高い通信システムを開発できる。
このような通信システムについて、第２図を参照して以
下で説明する。
第２図は、直交符号化デジタル・データ信号をコヒー
レント受信・復号するためチャネル推定器200を内蔵す
る通信システム受信機を表すブロック図を概略的に示
す。具体的には、第２図は、共通のフロント・エンド・
レーキ受信機，増幅器および復調器による処理の後の、
直交符号化スペクトル拡散信号134の同相140および直交
138デジタル信号成分である２つの信号経路を示す。同
相140および直交138デジタル信号成分は、直交デコーダ
144,142によってそれぞれ逆拡散される。これらの直交
デコーダ142,144は、好適な実施例では高速アダマール
変換器であるが、任意の直交デコーダも実質的に代用で
きる。直交デコーダ142,144の出力は、関連したウォル
シュ・シンボル・インデクスを有する直交復調された同
相146および直交160デジタル信号のグループである。直
交復調された同相146および直交160デジタル信号のグル
ープは、既約直交シーケンス推定器（RSOSE:Reduced St
ate Orthogonal Sequence Estimator）210および格納レ
ジスタ216に同時に結合される。RSOSE210によって生成
された同相212および直交214複素チャネル推定値成分か
らなる複素チャネル推定値は、共役222される。共役さ
れた複素チャネル推定値成分（それぞれ224,226）は乗
算器228に結合され、ここで成分は、格納レジスタ216か
ら取り出された元の逆拡散信号成分（216,218）のグル
ープで乗算される。その結果は、実数コヒーレント直交
復調信号236のグループを選択するリアル・チャネル・
セレクタ234に結合される一対の複素コヒーレント直交
復調信号230,232である。実数コヒーレント直交復調信
号236のグループは、特定の直交符号化信号（140,138）
について、乗算プロセス136によって生じる複素コヒー
レント直交復調信号230,232のグループから選択234され
る。なお、スペクトル拡散CDMA環境でレーキ受信機を利
用する場合、レーキ受信機にはＮ個のフィンガ（finge
r）があり、そのため第２図に示すシステムは、加算器1
64に結合される各個別のフィンガによって生成される実
数コヒーレント直交復調信号のグループを表す236A...N
を示すことに留意されたい。加算器164は、レーキ受信
機のすべての個別のフィンガからの実数コヒーレント直
交復調信号（236A...N）の各グループにおいて、同じイ
ンデクスを有するすべての値を互いに加算して、総合コ
ヒーレント直交復調信号240を生成する。その後、総合
コヒーレント直交復調信号240は、軟判定畳み込み復号
のため畳み込みデコーダ250に送られる。
レント受信・復号するためチャネル推定器200を内蔵す
る通信システム受信機を表すブロック図を概略的に示
す。具体的には、第２図は、共通のフロント・エンド・
レーキ受信機，増幅器および復調器による処理の後の、
直交符号化スペクトル拡散信号134の同相140および直交
138デジタル信号成分である２つの信号経路を示す。同
相140および直交138デジタル信号成分は、直交デコーダ
144,142によってそれぞれ逆拡散される。これらの直交
デコーダ142,144は、好適な実施例では高速アダマール
変換器であるが、任意の直交デコーダも実質的に代用で
きる。直交デコーダ142,144の出力は、関連したウォル
シュ・シンボル・インデクスを有する直交復調された同
相146および直交160デジタル信号のグループである。直
交復調された同相146および直交160デジタル信号のグル
ープは、既約直交シーケンス推定器（RSOSE:Reduced St
ate Orthogonal Sequence Estimator）210および格納レ
ジスタ216に同時に結合される。RSOSE210によって生成
された同相212および直交214複素チャネル推定値成分か
らなる複素チャネル推定値は、共役222される。共役さ
れた複素チャネル推定値成分（それぞれ224,226）は乗
算器228に結合され、ここで成分は、格納レジスタ216か
ら取り出された元の逆拡散信号成分（216,218）のグル
ープで乗算される。その結果は、実数コヒーレント直交
復調信号236のグループを選択するリアル・チャネル・
セレクタ234に結合される一対の複素コヒーレント直交
復調信号230,232である。実数コヒーレント直交復調信
号236のグループは、特定の直交符号化信号（140,138）
について、乗算プロセス136によって生じる複素コヒー
レント直交復調信号230,232のグループから選択234され
る。なお、スペクトル拡散CDMA環境でレーキ受信機を利
用する場合、レーキ受信機にはＮ個のフィンガ（finge
r）があり、そのため第２図に示すシステムは、加算器1
64に結合される各個別のフィンガによって生成される実
数コヒーレント直交復調信号のグループを表す236A...N
を示すことに留意されたい。加算器164は、レーキ受信
機のすべての個別のフィンガからの実数コヒーレント直
交復調信号（236A...N）の各グループにおいて、同じイ
ンデクスを有するすべての値を互いに加算して、総合コ
ヒーレント直交復調信号240を生成する。その後、総合
コヒーレント直交復調信号240は、軟判定畳み込み復号
のため畳み込みデコーダ250に送られる。
このプロセスにおいて特に重要なことは、チャネル推
定器200において行われるチャネル推定値生成である。
上記のようにチャネル推定器200は、直交復調された同
相146および直交160デジタル信号のグループを高速アダ
マール変換（それぞれ144,142）から受信する。直交復
調されたデジタル信号（146,160）のグループは、RSOSE
210および格納レジスタ216に同時に供給される。格納レ
ジスタ216の機能は、乗算器228に218,220として与える
べき直交復調デジタル信号（146,160）のグループの
「元の」バージョンを単純にバッファすることである。
定器200において行われるチャネル推定値生成である。
上記のようにチャネル推定器200は、直交復調された同
相146および直交160デジタル信号のグループを高速アダ
マール変換（それぞれ144,142）から受信する。直交復
調されたデジタル信号（146,160）のグループは、RSOSE
210および格納レジスタ216に同時に供給される。格納レ
ジスタ216の機能は、乗算器228に218,220として与える
べき直交復調デジタル信号（146,160）のグループの
「元の」バージョンを単純にバッファすることである。
ここで、RSOSE210の機能について説明するが、その機
能を完全に説明するため、直交信号の構成についての簡
単な説明が適切であろう。IS（Interim Standard）95の
シグナリング方式を一例として用いるが、本明細書で開
示される請求の発明は、任意の直交符号化デジタル信号
のコヒーレント検出に容易に適応できる。IS95におい
て、６個毎のインタリーブされ、畳み込み符号化された
ビットは、一つのウォルシュ・シンボルにマッピングさ
れる。その後、このウォルシュ・シンボルはさらに拡
散，変調および送信される。各６個毎のウォルシュ・シ
ンボルは、電力制御グループ（PCG:power control grou
p）として整理される。従来技術の説明で述べたよう
に、受信信号は復調され、逆拡散されてから、同相およ
び直交デジタル信号成分に分離され、これらの成分は複
素逆拡散信号としてみなすことができる。複素逆拡散信
号の64個のサンプル（またはウォルシュ・チップ）のシ
ーケンスが受信されると、この信号シーケンスの実数部
および虚数部は、直交デコーダ（例えば、高速アダマー
ル変換（FHT））を利用して、64個の異なるウォルシュ
・シンボルと相関される。64個の複素数とみなすことが
できる（従って、実数成分および虚数成分の両方を含
む）、FHT出力の64対は、どのウォルシュ・シンボルが
本来送信されたのかを判定するために用いられる。
能を完全に説明するため、直交信号の構成についての簡
単な説明が適切であろう。IS（Interim Standard）95の
シグナリング方式を一例として用いるが、本明細書で開
示される請求の発明は、任意の直交符号化デジタル信号
のコヒーレント検出に容易に適応できる。IS95におい
て、６個毎のインタリーブされ、畳み込み符号化された
ビットは、一つのウォルシュ・シンボルにマッピングさ
れる。その後、このウォルシュ・シンボルはさらに拡
散，変調および送信される。各６個毎のウォルシュ・シ
ンボルは、電力制御グループ（PCG:power control grou
p）として整理される。従来技術の説明で述べたよう
に、受信信号は復調され、逆拡散されてから、同相およ
び直交デジタル信号成分に分離され、これらの成分は複
素逆拡散信号としてみなすことができる。複素逆拡散信
号の64個のサンプル（またはウォルシュ・チップ）のシ
ーケンスが受信されると、この信号シーケンスの実数部
および虚数部は、直交デコーダ（例えば、高速アダマー
ル変換（FHT））を利用して、64個の異なるウォルシュ
・シンボルと相関される。64個の複素数とみなすことが
できる（従って、実数成分および虚数成分の両方を含
む）、FHT出力の64対は、どのウォルシュ・シンボルが
本来送信されたのかを判定するために用いられる。
複素数であるチャネル・インパルス応答（CIR:channe
l impulse response）係数Ｃが既知の場合、まず64個の
複素受信信号サンプルをＣの共役（以下、C'という）で
乗算することによって、受信信号シーケンスは復調（位
相訂正および加重）できる。64個の復調した数値の実数
部値は直交復号され、虚数値は破棄される。等価的に
は、複素逆拡散信号シーケンスは、FHTを利用して最初
に直交逆拡散してもよい。次に、FHT出力の64個の虚数
値は、Ｃの共役を乗算することによって復調される。こ
の積の実数値は保持され、虚数値は破棄される。ただ
し、実際には、チャネル・インパルス応答の係数は未知
である。従って、CIR係数の推定値を計算しなければな
らない。
l impulse response）係数Ｃが既知の場合、まず64個の
複素受信信号サンプルをＣの共役（以下、C'という）で
乗算することによって、受信信号シーケンスは復調（位
相訂正および加重）できる。64個の復調した数値の実数
部値は直交復号され、虚数値は破棄される。等価的に
は、複素逆拡散信号シーケンスは、FHTを利用して最初
に直交逆拡散してもよい。次に、FHT出力の64個の虚数
値は、Ｃの共役を乗算することによって復調される。こ
の積の実数値は保持され、虚数値は破棄される。ただ
し、実際には、チャネル・インパルス応答の係数は未知
である。従って、CIR係数の推定値を計算しなければな
らない。
RSOSE210の機能である、このチャネル推定値の生成に
ついて、具体的に説明する。ウォルシュ・シンボル・グ
ループにおいて、ｎ番目に送信されたウォルシュ・シン
ボルのｊ番目のチップをwj（ｎ）によって表すものとす
る。このチップに対応する受信サンプルは、次のように
表すことができる： ｒ（n,j）＝Cwj（ｎ）＋ｚ（n,j） （１） ここで、ｚ（n,j）は、受信信号に伴う相加性雑音／干
渉（additive noise/interference）である。チャネル
係数Ｃが推定期間中に変化せず、かつ最尤直交シーケン
ス推定値（MLOSE:maximum likelihood ortohgonal sequ
ence estimate）が６個の64ウォルシュ・シンボルのシ
ーケンスに基づくと想定すると、最適MLOSE推定器は、
ｉ（ｎ′）ｓのすべての可能な組み合わせについて646
の相関を算出し、これは次のように数学的に表すことが
できる： ここで、▲Ｗi(n) j▼は、ｎ＝1,...,6についてウォルシ
ュ・コード・セットｉ（ｎ）＝1,...64におけるインデ
クスｉを有するウォルシュ・シンボルのｊ番目のチップ
（±１にマッピングされる）であり、ｚは雑音項であ
る。MLOSEは、最大の大きさを有する相関を選ぶ。MLOSE
が適切な被送信ウォルシュ・シンボル・シーケンスを選
ぶ、すなわち、 とすると、選択された相関（すなわち、最大の大きさを
有する相関）は次に等しい： Ｃ′＝±384C＋ｚ （３） 従って、この選択された相関は実際にチャネル係数の推
定値であることが実証される。相関シーケンスが被送信
シーケンスと同じでない場合、この推定値には別の誤り
が含まれる。さらに、MLOSEは646個の異なる加算を必要
とし、これはリアルタイムで算出することが不可能であ
る。
ついて、具体的に説明する。ウォルシュ・シンボル・グ
ループにおいて、ｎ番目に送信されたウォルシュ・シン
ボルのｊ番目のチップをwj（ｎ）によって表すものとす
る。このチップに対応する受信サンプルは、次のように
表すことができる： ｒ（n,j）＝Cwj（ｎ）＋ｚ（n,j） （１） ここで、ｚ（n,j）は、受信信号に伴う相加性雑音／干
渉（additive noise/interference）である。チャネル
係数Ｃが推定期間中に変化せず、かつ最尤直交シーケン
ス推定値（MLOSE:maximum likelihood ortohgonal sequ
ence estimate）が６個の64ウォルシュ・シンボルのシ
ーケンスに基づくと想定すると、最適MLOSE推定器は、
ｉ（ｎ′）ｓのすべての可能な組み合わせについて646
の相関を算出し、これは次のように数学的に表すことが
できる： ここで、▲Ｗi(n) j▼は、ｎ＝1,...,6についてウォルシ
ュ・コード・セットｉ（ｎ）＝1,...64におけるインデ
クスｉを有するウォルシュ・シンボルのｊ番目のチップ
（±１にマッピングされる）であり、ｚは雑音項であ
る。MLOSEは、最大の大きさを有する相関を選ぶ。MLOSE
が適切な被送信ウォルシュ・シンボル・シーケンスを選
ぶ、すなわち、 とすると、選択された相関（すなわち、最大の大きさを
有する相関）は次に等しい： Ｃ′＝±384C＋ｚ （３） 従って、この選択された相関は実際にチャネル係数の推
定値であることが実証される。相関シーケンスが被送信
シーケンスと同じでない場合、この推定値には別の誤り
が含まれる。さらに、MLOSEは646個の異なる加算を必要
とし、これはリアルタイムで算出することが不可能であ
る。
その結果、コヒーレント・チャネル推定を可能にする
ため、準最適であるが演算的に効率的な方法を開発しな
ければならない。このようなアルゴリズムは、一般に既
約状態直交シーケンス推定器（RSOSE）アルゴリズムと
いい、真のMLOSEに比べて、必要な回路および演算上の
複雑さは小さく、しかもMLOSEに近い性能レベルを提供
する。以下で開示するのは、Ｍフィンガを有するレーキ
受信機用のRSOSEの一実施例である。
ため、準最適であるが演算的に効率的な方法を開発しな
ければならない。このようなアルゴリズムは、一般に既
約状態直交シーケンス推定器（RSOSE）アルゴリズムと
いい、真のMLOSEに比べて、必要な回路および演算上の
複雑さは小さく、しかもMLOSEに近い性能レベルを提供
する。以下で開示するのは、Ｍフィンガを有するレーキ
受信機用のRSOSEの一実施例である。
PCGにおけるｎ番目のウォルシュ・シンボル・データ
について、インデクスｉを有するｍ番目のフィンガの複
素FHT出力を▲Ｗi(n) m▼（ｎ）と表し、これはｍ番目の
フィンガについて に等しい。（ｎ）がPCGにおいてｎ番目のウォルシュ
・シンボルとして移動局によって送信されるウォルシュ
・コードワードのインデクスの推定値であるとし、ｍ番
目のフィンガについて近似的な最尤複素チャネル推定
値、 を求めるため、以下で説明するように、一例としてのRS
OSEは６段階で実行される。
について、インデクスｉを有するｍ番目のフィンガの複
素FHT出力を▲Ｗi(n) m▼（ｎ）と表し、これはｍ番目の
フィンガについて に等しい。（ｎ）がPCGにおいてｎ番目のウォルシュ
・シンボルとして移動局によって送信されるウォルシュ
・コードワードのインデクスの推定値であるとし、ｍ番
目のフィンガについて近似的な最尤複素チャネル推定
値、 を求めるため、以下で説明するように、一例としてのRS
OSEは６段階で実行される。
第１段階では、推定器は、各ウェルシュ・シンボルに
ついて同じインデクスを有する各FHT出力の被加算エネ
ルギ、すなわち、 を生成し、Ｎ個の最も大きい被加算エネルギ値のみを保
持する。保持されたFHT出力は、 として表される。
ついて同じインデクスを有する各FHT出力の被加算エネ
ルギ、すなわち、 を生成し、Ｎ個の最も大きい被加算エネルギ値のみを保
持する。保持されたFHT出力は、 として表される。
第２段階では、推定器は、 となるように、各フィンガについてブロックにおける第
１および第２ウォルシュ・シンボルのFHT出力から、N2
個の和を生成する。
１および第２ウォルシュ・シンボルのFHT出力から、N2
個の和を生成する。
生成された和は、被加算エネルギ、すなわち、 に従って格納され、▲ｃ(1) m▼（（１），（２））
として表される、各フィンガについて最も大きい被加算
エネルギを有するＮ個の和のみが保持される。
として表される、各フィンガについて最も大きい被加算
エネルギを有するＮ個の和のみが保持される。
第３段階は、段階２の場合と同様に、各フィンガにつ
いて▲ｃ(1) m▼（（１），（２））と▲Ｗi(3) m▼
（３）のN2個の和を形成し、各フィンガについて▲ｃ
(2) m▼（（１），（２），（３））として表され
る最も大きい被加算エネルギを有するＮ個の和のみが保
持される。この段階はｎ＝4,5,6について繰り返し、そ
の後、推定器は、 として表される、最も大きい被加算エネルギを有する和
を段階６において選択し、これはコヒーレント復調のた
めのチャネル推定値として用いられる。なお、フィンガ
毎に一つのチャネル推定値があることに留意されたい。
いて▲ｃ(1) m▼（（１），（２））と▲Ｗi(3) m▼
（３）のN2個の和を形成し、各フィンガについて▲ｃ
(2) m▼（（１），（２），（３））として表され
る最も大きい被加算エネルギを有するＮ個の和のみが保
持される。この段階はｎ＝4,5,6について繰り返し、そ
の後、推定器は、 として表される、最も大きい被加算エネルギを有する和
を段階６において選択し、これはコヒーレント復調のた
めのチャネル推定値として用いられる。なお、フィンガ
毎に一つのチャネル推定値があることに留意されたい。
複素チャネル推定値Ｃ（212,214）が生成された後、
この推定値は受信信号を復調するために用いられる。FH
Tは線形動作であるため、RSOSE推定の前に用いられる複
素FHT（142,144）の出力において、復調を行うことがで
きる。すなわち、各ウォルシュ・シンボルのFHT出力値
の64グループは、格納レジスタ216に格納された複素FHT
の出力（218,220）を、チャネル推定値の共役222、すな
わちそれぞれ224,226として表されるC'と乗算すること
によって復調され、複素コヒーレント直交復調信号230,
232を生成する。レーキ受信機の複数のフィンガからの
実数コヒーレント直交復調信号（236A,236B,...,236N）
は加算164され、総合コヒーレント直交復調信号240とな
る。次に、総合コヒーレント直交復調信号240は、畳み
込みデコーダに送られ、この畳み込みデコーダは、元の
データ信号110に対応する推定された元のデータ信号178
を生成する。
この推定値は受信信号を復調するために用いられる。FH
Tは線形動作であるため、RSOSE推定の前に用いられる複
素FHT（142,144）の出力において、復調を行うことがで
きる。すなわち、各ウォルシュ・シンボルのFHT出力値
の64グループは、格納レジスタ216に格納された複素FHT
の出力（218,220）を、チャネル推定値の共役222、すな
わちそれぞれ224,226として表されるC'と乗算すること
によって復調され、複素コヒーレント直交復調信号230,
232を生成する。レーキ受信機の複数のフィンガからの
実数コヒーレント直交復調信号（236A,236B,...,236N）
は加算164され、総合コヒーレント直交復調信号240とな
る。次に、総合コヒーレント直交復調信号240は、畳み
込みデコーダに送られ、この畳み込みデコーダは、元の
データ信号110に対応する推定された元のデータ信号178
を生成する。
RSOSEの演算条件をさらに軽減するため、すべて64個
の複素FHT出力をチャネル推定値の共役C'で乗算する代
わりに、RSOSE推定の段階１において判定された最も大
きな被加算エネルギ値を生成する6N個のFHT出力を、チ
ャネル推定値の共役（224,226）で乗算し、その実数成
分（236）をとって、最尤畳み込み復号プロセスにおい
て用いられる軟判定メトリックを導出するだけでよい。
の複素FHT出力をチャネル推定値の共役C'で乗算する代
わりに、RSOSE推定の段階１において判定された最も大
きな被加算エネルギ値を生成する6N個のFHT出力を、チ
ャネル推定値の共役（224,226）で乗算し、その実数成
分（236）をとって、最尤畳み込み復号プロセスにおい
て用いられる軟判定メトリックを導出するだけでよい。
最後に、本明細書において具体的に説明したが、これ
は請求の発明が効果的な、一例としての実施例にすぎな
いことに留意されたい。特に、いわゆる「Ｔアルゴリズ
ム」，「Ｍアルゴリズム」および「シーケンシャル復号
アルゴリズム」など、多くの既約複素アルゴリズムが畳
み込み復号のために開発されており、これらはすべてわ
ずかな修正で、開示のチャネル推定器と利用できる。さ
らに、本出願の譲受人に共通に譲渡されたSextonらによ
る米国特許出願（文書番号CE02930R）“Improved Chann
el Estimation in a Communication System"において開
示されるように、チャネル推定器自体の性能の更なる改
善も可能である。
は請求の発明が効果的な、一例としての実施例にすぎな
いことに留意されたい。特に、いわゆる「Ｔアルゴリズ
ム」，「Ｍアルゴリズム」および「シーケンシャル復号
アルゴリズム」など、多くの既約複素アルゴリズムが畳
み込み復号のために開発されており、これらはすべてわ
ずかな修正で、開示のチャネル推定器と利用できる。さ
らに、本出願の譲受人に共通に譲渡されたSextonらによ
る米国特許出願（文書番号CE02930R）“Improved Chann
el Estimation in a Communication System"において開
示されるように、チャネル推定器自体の性能の更なる改
善も可能である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−30514（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／30289（ＷＯ，Ａ１) 国際公開94／26051（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/04 H03M 13/23
Claims (10)
- 【請求項１】通信システムにおけるコヒーレント・チャ
ネル推定方法であって： （ａ）符号化信号を受信する段階； （ｂ）前記符号化信号を、同相および直交デジタル信号
成分に処理する段階； （ｃ）前記同相および直交デジタル信号成分から、直交
復調された同相デジタル信号と、直交復調された直交デ
ジタル信号とを生成する段階； （ｄ）前記直交復調された同相デジタル信号および直交
復調された直交デジタル信号から、同相複素チャネル推
定値および直交複素チャネル推定値を生成する段階； （ｅ）前記同相および直交チャネル推定値から、複素コ
ヒーレント直交復調信号を生成する段階； （ｆ）前記複素コヒーレント直交復調信号から、実数コ
ヒーレント直交復調信号を生成する段階；および （ｇ）前記実数コヒーレント直交復調信号をデコードし
て前記符号化信号の符号化前の推定値を生成するデコー
ド段階； より成ることを特徴とする方法。 - 【請求項２】符号化信号を受信する前記段階は、複数の
フィンガを有するレーキ受信機によって実行されること
を特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】請求項２記載の方法であって、 （ｈ）前記レーキ受信機の各フィンガにおいて前記の段
階（ａ）ないし（ｆ）が繰り返し行われ、 （ｉ）前記レーキ受信機の各フィンガで生成された実数
コヒーレント直交復調信号を加算して、総合コヒーレン
ト直交復調信号を形成し、 （ｊ）前記総合コヒーレント直交復調信号をデコードし
て前記符号化信号の符号化前の推定値を生成することを
特徴とする方法。 - 【請求項４】複素チャネル推定値を生成する前記段階
が、チャネル推定器によって実行されることを特徴とす
る請求項１記載の方法。 - 【請求項５】前記コヒーレント復調信号が、前記コヒー
レント復調信号の実数部より成ることを特徴とする請求
項１記載の方法。 - 【請求項６】前記デコード段階が、複数のコヒーレント
復調信号の実数部分を統合したものをデコードする段階
より成ることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項７】通信システムにおけるコヒーレント・チャ
ネル推定装置であって、当該装置は、符号化信号を受信
する受信機と、プロセッサと、デコーダより成り、 前記プロセッサは、 前記符号化信号を、同相および直交デジタル信号成分に
処理し、 前記同相および直交デジタル信号成分から、直交復調さ
れた同相デジタル信号と、直交復調された直交デジタル
信号とを生成し、 前記直交復調された同相デジタル信号および直交復調さ
れた直交デジタル信号から、同相複素チャネル推定値お
よび直交複素チャネル推定値を生成し、 前記同相および直交チャネル推定値から、複素コヒーレ
ント直交復調信号を生成し、 前記複素コヒーレント直交復調信号から、実数コヒーレ
ント直交復調信号を生成し、 前記デコーダは、前記実数コヒーレント直交復調信号を
デコードして前記符号化信号の符号化前の推定値を生成
するところの装置。 - 【請求項８】前記受信機は、複数のフィンガを有するレ
ーキ受信機より成ることを特徴とする請求項７記載の装
置。 - 【請求項９】前記レーキ受信機の各フィンガが、実数コ
ヒーレント直交復調信号を生成することを特徴とする請
求項８記載の装置。 - 【請求項１０】前記レーキ受信機の各フィンガからの実
数コヒーレント直交復調信号を加算して、総合コヒーレ
ント直交復調信号を形成する加算器より成ることを特徴
とする請求項９記載の装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US582,856 | 1996-01-04 | ||
| US08/582,856 | 1996-01-04 | ||
| US08/582,856 US5754599A (en) | 1996-01-04 | 1996-01-04 | Method and apparatus for coherent channel estimation in a communication system |
| PCT/US1996/017285 WO1997025774A1 (en) | 1996-01-04 | 1996-10-28 | Method and apparatus for coherent channel estimation in a communication system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11502097A JPH11502097A (ja) | 1999-02-16 |
| JP3275079B2 true JP3275079B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=24330758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52517897A Expired - Fee Related JP3275079B2 (ja) | 1996-01-04 | 1996-10-28 | 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5754599A (ja) |
| JP (1) | JP3275079B2 (ja) |
| KR (1) | KR100294173B1 (ja) |
| CN (1) | CN1077353C (ja) |
| BR (1) | BR9607810A (ja) |
| WO (1) | WO1997025774A1 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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