CN1077353C

CN1077353C - 通信系统中相干信道估算的方法与装置

Info

Publication number: CN1077353C
Application number: CN96192353A
Authority: CN
Inventors: 凌复云; 泰利·迈克尔·沙福奈尔
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC; Google Technology Holdings LLC
Priority date: 1996-01-04
Filing date: 1996-10-28
Publication date: 2002-01-02
Anticipated expiration: 2016-10-28
Also published as: JP3275079B2; CN1177426A; BR9607810A; JPH11502097A; US5754599A; WO1997025774A1; KR100294173B1; KR19980702762A

Abstract

一般地说，通信系统中的接收机实施相干信道估算的方法是这样的：首先接收一组编码信号，然后从该编码信号产生一个复数信道估算值。随后接收机将该复数信道估算值跟该编码信号组合在一起以产生一个相干解调信号。组合在一起以后，接收机对相干解调信号的一种变形进行解码以在编码之前产生编码信号的一个估算值。

Description

通信系统中相干信道估算的方法与装置

本发明一般地涉及通信系统，特别是涉及通信系统中的相干信道估算。本工作参考了Sexton等提出的美国专利申请号(Docket CE02930R)，《通信系统中改进的信道估算方法》，并且共同地授予本未定申请的受让人，含有与本次公开的申请相关主题的参考文献已列入本文。

通信系统具有多种形式。一般来说，通信系统的目的是从位于一点的信号源那里，将携带信息的信号发送到位于一定距离以外的另一点的用户目的地。一个通信系统通常包括3个基本部分：发射机、信道和接收机。发射机的功能是将消息信号加工为适于在信道上传输的形式。消息信号的加工过程被称为调制。信道的功能是在发射机输出和接收机输入之间提供一种物理的连接。接收机的功能是处理所接收到的信号以便产生原来的消息信号的估算。接收信号的加工过程被称为解调。

扩展频谱系统(以下简称扩频系统)是通信系统的一种类型。在扩频系统中，利用调制技术使得被发送的信号在通信信道中被扩展为一个宽频带。该频带跟为发送该被发送信息所需的最小带宽相比要宽很多。例如，采用调幅(AM)方式传送语音信号，可以在仅为信号本身带宽两倍的带宽内把信号发送出去。其他的调制方式，例如低频偏调频(FM)或单边带调幅，也允许在跟信号本身带宽可比拟的带宽内把信息发送出去。然而，在扩频系统中，被发送信号的调制通常包括：取一个带宽只有几千赫的基带信号(例如，一个语音信道)，并且将被发送的信号分布于一段可能有几兆赫宽的频带上。通过用待发送信息以及用一个宽带编码信号来调制待发射的信号，就能完成这个过程。

扩频通信技术有3种一般类型，包括直接序列调制，跳频和/或跳时调制以及线性调频调制。在直接序列调制中，载频信号被数字编码序列调制，后者的比特率比信息信号带宽高很多。

可以用几种方法将信息(即，含有语音和/或数据的消息信号)嵌入到直接序列扩频信号中去。一种方法是在信息被用于扩频调制之前，把它加入到扩频编码中去。要注意的是，由于扩频编码与信息的组合典型地是一种涉及模2加法的二进制编码，所以待发送的信息在加入到扩频编码中去之前必须处于数字形式。换句话说，可以在进行扩频之前，用信息或消息信号去调制一个载频。

这些直接序列扩频通信系统可以简便地被设计为多址通信系统。例如，一个扩频系统可以被设计为一个直接序列码分多址(DS-CDMA)系统。在一个DS-CDMA系统中，通过用一种唯一的用户扩展编码，将每一个被发送的信号扩展到通信信道的频带之上，就能完成两个通信单元之间的通信。结果，被发送的诸信号都处于该通信信道的相同频带之中，并且仅用唯一的用户扩频编码来加以区分。这些唯一的用户扩频编码最好是互为正交的，以便使诸扩频编码之间的互相关取低值(即，接近于0)。

通过用一个跟待从通信信道取出的特定被发送信号有关的用户扩展编码对代表通信信道中诸信号总和的信号进行去扩展处理，就能从该通信信道中取出特定的被发送信号。而且，当诸用户扩频编码互相正交时，接收信号可以和一个特定的用户扩频编码相关，使得只有跟该特定扩频编码有关的所需要的用户信号被增强，而所有其他用户的其他信号均被削弱。

本领域的技术人员将懂得，在一个DS-CDMA通信系统中，能够被用来使诸数据信号互相分离的不同的扩展编码有好几种。这些扩展编码包括但不限于伪噪声(PN)编码以及沃尔什编码。一个沃尔什编码对应于哈德马(Hadamard)矩阵中一个单独的行或列。

本领域的技术人员还将进一步懂得，诸扩展编码可以被用于诸信道编码数据信号。对诸数据信号进行信道编码，使被发送的诸信号能较好地承受例如噪声、衰落和干扰等各种信道损害带来的影响，以便改进该通信系统的性能。典型地，信道编码降低了误码的概率和/或降低了所需的信噪比(通常表示为每噪声密度的比特能量，即Eb/No，它被定义为每信息比特的能量对噪声谱密度的比值)，为了恢复信号，要以耗费更宽的带宽为代价(所使用的带宽比发送该数据信号所需的带宽还要宽)。例如，沃尔什编码可以被用来在对随后发射的数据信号进行调制之前，对它进行信道编码。相似地，伪噪声扩展编码也可以被用来对数据信号进行信道编码。

然而，在某些要求系统能够处理特定数目的同时通信(所有单元都具有最小的信噪比)的通信系统设计中，仅靠信道编码还不能提供所需的信噪比。在某些实例中，通过将通信系统设计为相干地检出发送过来的诸信号而不使用非相干的接收技术，就能满足这种设计上的约束条件。在相干检出系统中，信道响应是这样确定的：它使得由于通信信道引起的相位与幅度畸变的影响可以用匹配滤波器进行补偿。与此相对比，非相干检出系统典型地不能补偿因通信信道而引起的在接收信号中的相位畸变。本领域的技术人员将懂得，在相同的误码率(即，表示可接受的干扰电平的一种特定的设计约束)的条件下，相干接收机所要求的信噪比低于非相干接收机(信噪比以Eb/No来表示)。粗略地说，在静态信道中，它们之间的差值有3分贝(dB)，而在瑞利衰落信道中，差值还要更大一些。在使用分集接收(diversity reception)的情况下，相干接收机的优点更为显著，因为最佳相干接收机没有组合损失，而非相干接收机常有组合损失。

实现被发送信号相干检出的一种方法是使用导频信号。例如：在蜂窝通信系统中，如果基站发出一个导频信号，那么正向信道或者下行链路(即，从基站到移动单元)的信号就能被相干地检出。随后，所有的移动单元都可以用该导频信道的信号去估算该信道的相位与幅度诸参数。然而，在反向信道或上行链路(即，从移动单元到基站)中，使用这样一种公共的导频信号是不适宜的。结果，本领域的一般技术人员通常假定，只有非相干检出技术适用于上行链路通信。结果，许多最新的出版物都把注意力集中到在DS-CDMA系统中如何对非相干接收进行优化。一个通信系统应当理想地设计为对DS-CDMA信号进行相干接收。

因此，人们期望能够在CDMA通信系统的上行链路中，利用相干接收机的好处，而不受与发送导频信号有关的功率限制。

本发明提供了一种在通信系统中进行相干信道估算的方法，该方法包括下列诸步骤：(a)接收一组编码信号；(b)对编码信号进行处理，使它分成同相和90度相移数字信号分量；(c)从同相和90度相移数字信号分量产生正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号；(d)从正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号产生同相复数信道估算值和90度相移复数信道估算值；(e)从同相和90度相移信道估算值产生复数相干正交解调信号；(f)从复数相干正交解调信号产生实相干正交解调信号；并且(g)解调实相干正交解调信号，从而产生编码前的编码信号的估算值。

本发明还提供了一个在通信系统中进行相干信道估算的装置，该装置包括：接收编码信号的接收机；处理器，该处理器对编码信号进行处理，使编码信号分成同相和90度相移数字信号分量，从同相和90度相移数字信号分量产生正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号，从正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号产生同相复数信道估算值和90度相移复数信道估算值，从同相和90度相移信道估算值产生复数相干正交解调信号并且从复数相干正交解调信号产生实相干正交解调信号；以及解调器，该解调器解调实相干正交解调信号，从而产生编码前的编码信号的估算值。

图1一般地描述一个代表现有技术的一种通信系统的方框图；以及

图2一般地描述一个代表本发明典型实施例的通信系统接收机，其中包括连接于最大似然度解码器的信道估算器，用以对正交编码的扩频信号进行相干接收和解码。

总的来说，通信系统中的接收机实现相干的信道估算的方法是，首先接收一个编码信号，然后从该编码信号产生一个复数的信道估算值。随后该接收机将该复数的信道估算值跟该编码信号组合在一起，以产生相干的解调信号。经过组合之后，该接收机对该相干的解调信号的一种变形进行解码，以产生对该编码信号在编码前的估算值。

在优选实施例中，接收机是一个分集接收机(RAKE Receiver)，并且，复数信道估算的产生由一个信道估算器来完成。同样在该优选实施例中，相干解调信号的变形进一步地包括相干解调信号的实部，这里解码器对多个相干解调信号的实部的总和进行解码。

参看下列各图，对本发明申请进行最佳的说明。图1一般地描述一个代表现有技术的一种通信系统的方框图。图2一般地描述一个代表本发明典型实施例的通信系统接收机的方框图，其中包括一个信道估算器，用以对正交编码的扩频信号进行相干接收和解码。

首先参看图1的方框图，所描述的是现有技术的通信系统的一个代表。让我们把目光集中到接收机，在接收天线131处，接收到正交编码的扩频数字信号130，在132中放大，在136中去扩展和解调，所得到的数字信号有两个分量，即同相(in-phase)分量140，以及90°分量138。去扩展数字样本的两个分量138A和140A，被分组为预定长度的样本信号分组(例如，长度为64个样本的分组)，然后独立地输入到采用快速哈德马变换方式的正交解码器142、144，在这里对正交编码的数字信号分量(140和138)进行去扩展处理，产生多个正交解调数字信号(146和160)(例如，当输入一个长度为64个样本的分组时，就产生64个去扩展信号)。而且，每一个正交解调数字信号(146、160)都有一个有关的沃尔什指数符号(Walsh index symbol)，它能从一组互相正交的编码中识别出每一个特定的正交编码(例如当输入一个长度为64个样本的分组时，将有一个长度为6位的指数数据符号伴随着变换器的输出信号，用以指示有一个跟变换器输出信号相符合的特定的长度为64位的正交编码)。来自分集接收机156A、156B、……、156N的每一个分支的每一组结果信号中具有相同指数的能量数值将在加法器164中叠加，以便提供一组叠加的能量数值166。在一组叠加的能量数值166中，具有指数i的能量数值对应于产生该组叠加能量数值166的诸样本信号的分组跟第i个沃尔什符号相符的置信度的一种量度。具有有关指数的叠加能量诸数值的分组将被送到一个双最大值的量度发生器168，在这里将为每一个编码的数据位确定一个单独的量度，由此产生单独一组的集合(aggregate)软判别数据170。集合的软判别数据170经去交织器172进行去交织处理，最后送到最大似然度解码器176。如上所述，在本例中由双最大值量度发生器168从该叠加能量数值分组中产生的软判别量度判定，含有正交去扩展诸信号的实部、虚部，以及它们的噪声成分，在确定接收机的灵敏度中起很大的作用。

如上所述，如果能降低跟接收信号的虚部相伴随的噪声，就能开发出更灵敏的通信系统，下面参照图2，对这样一种通信系统加以说明。

图2一般地描述代表一个通信系统接收机的方框图，该接收机包括一个信道估算器200，以便对正交编码的数字数据信号进行相干接收与解码。明确地讲，在图2中，经过公共前端分集接收机、放大器和解调器的处理之后，正交编码的扩频信号134的数字信号分成两路，即同相分量140以及90°分量138，图2描述了这两条信号通路。然后，分别在正交解码器144和142中，对同相数字信号分量140和90°数字信号分量138进行去扩展处理。在本优选实施例中，正交解码器142和144都是快速哈德马变换器(Hadamard transformer)，也可以用任何正交解码器来有效地替代。正交解码器142和144的输出是正交解调同相数字信号146和90°数字信号160的分组，伴以沃尔什符号指数。正交解调同相数字信号146和诸90°数字信号160的分组被同时送往一个减少状态(Reduced State)正交序列估算器(RSOSE)210以及存储寄存器216。RSOSE 210所产生的、包括同相(212)和正交(214)复数信道估算值分量在内的复数信道估算值，在共轭器222处进行共轭处理。共轭的复数信道估算值分量(分别是224和226)被送到乘法器228，在那里，这些分量跟取自存储寄存器216的去扩展信号分量(218和220)的原始分组相乘。其结果是一对复数相干正交解调信号230和232被送到实数信道选择器234，后者从中选出一组实数相干正交解调信号236A。特定的正交编码信号(140，138)经过乘法器228，得到复数相干正交解调信号230、232的分组，再由选择器234从中选出实数相干正交解调信号的分组236A。要注意的是，在一个扩展频谱的CDMA环境中使用分集接收机，可以理解到，将有N个分支(finger)连接到该分集接收机，因此，图2所示的系统将236A……236N描述为连接到加法器164的每一个单独的分支所产生的实数相干正交解调信号诸分组的代表。加法器164把来自该分集接收机所有单独的分支的每一个实数相干正交解调信号(236A……236N)的分组中具有相同指数的所有数值叠加在一起，产生一个集合的相干正交解调信号240。随后，该集合的相干正交解调信号240被送到卷积解码器250进行软判别卷积解码。

在这个过程中，特别重要的是在信道估算器200中出现的信道估算值的产生。如上所述，信道估算器200从快速哈德马变换器(分别是144和142)那里接收正交解调同相数字信号146以及90°数字信号160的分组。正交解调数字信号(146，160)诸分组被同时送到RSOSE 210以及存储寄存器216。存储寄存器216的功能是，在正交解调数字信号的分组(146和160)被送往乘法器228之前(在图2中分别表示为218和220)，简单地按其“原来的”形式提供缓冲存储空间。

本专利申请人现在(把话题)转到RSOSE 210的功能，为了完整地说明它的功能，对正交信号的组成作一个简短的说明无论如何都是适当的。虽然本发明在这里所公开的内容能够适用于任何正交编码数字信号的相干检测，但这里仍采用暂行标准95(IS95)的信令图作为例子。在IS95中，每6个交织的和卷积编码的位被映射到1个沃尔什符号之中。然后它进一步地被扩频、调制和发送。每6个沃尔什符号组成1个幂控制组(PCG)。前面在关于现有技术的说明中讲过，接收信号先进行解调和去扩展处理，然后分离为同相与90°数字信号分量，后者可以被看成是一个复数去扩展信号。每当接收到复数去扩展信号的一组64个样本(或者沃尔什片段(chips))的序列，该信号序列的实部和虚部借助于使用正交解码器〔例如快速哈德马变换(FHT)〕跟64个不同的可能的沃尔什符号进行相关运算。64对FHT输出(可看成是64个复数，因而各有其实部和虚部)被用来确定那一个沃尔什符号是原来发送的。

如果信道脉冲的响应(CIR)的系数C(一个复数)为已知，那么可以首先通过将64个复数接收信号跟C的共轭复数(以下用C′表示)相乘以实现接收信号序列的解调(相位校正和加权)。64个解调复数的实部数值被正交解码，而其虚部数值则被抛弃。等效地，该复数去扩展信号序列也可以首先用FHT来正交地进行去扩展处理。然后，FHT输出的64个复数通过跟C的共轭复数相乘实现解调。诸乘积的实部数值被保留而其虚部数值则被抛弃。然而，实际上，信道脉冲响应的系数为未知。因此，必须把CIR系数的估算值计算出来。

现在着重说明RSOSE 210的功能-信道估算值的产生。让我们用Wj(n)来表示在一个沃尔什符号组中第n个发送的沃尔什符号的第j个片段。对应于这个片段的接收样本可以表示为

r(n，j)＝CWj(n)＋Z(n，j) (1)

式中Z(n，j)为伴随着接收信号的附加的噪声/干扰。假设信道系数C在估算期间不发生改变，并且最大似然度正交序列估算值(MLOSE)是基于由6组64个沃尔什符号组成的一个序列，最佳MLOSE估算器对所有诸i(n′)的可能组合进行646次相关计算，这在数学上可以表示为

Σ_{n = 1}^{6} Σ_{j = 1}^{64} W_{j}^{i (n)} r (n, j) = C Σ_{N = 1}^{6} Σ_{J = 1}^{64} W_{j}^{i (n)} W_{j} (n) + z - - - - (2)

式中W_j ⁱ⁽ⁿ⁾是在沃尔什编码集合中具有指数i的沃尔什符号的第j个片段(定为±1)，i(n)＝1，……，64，n＝1，……，6，Z为噪声项。MLOSE按最大幅度检出相关者。如果它检出正确发送的沃尔什符号序列，W_j ⁱ⁽ⁿ⁾＝W_j(n)，那么被选出的相关者(即具有最大幅度的那一个)等于：

C′＝±384C＋Z (3)

因此，已经表明，这个被选出的相关者的确是信道系数的一个估算值。如果相关序列跟发送序列不相同，那么在估算值中将存在附加的误差。而且，MLOSE要求进行64⁶次不同的加法运算，要进行实时计算是不可能的。

结果，必须开发一种次最佳的、但在计算上是有效的方法，使相干信道估算变为可行。一般来说，这样的算法被称为减少状态正交序列估算器(RSOSE)，跟真正的MLOSE相比，它需要的电路数目和计算复杂性都较小，而它所提供的性能水平接近于MLOSE。下面所公开的是用于具有M个分支的分集接收机的RSOSE的一个典型实施例。我们把在一个幂控制组(PCG)中第n个沃尔什符号数据的具有指数i的第m个分支的复数FHT输出表示为W_m ⁱ⁽ⁿ)(n)，对第m个分支来说，它等于

Σ_{j = 1}^{64} W_{j}^{i (n)} r (n, j)

。为了确定第m个分支的近似的最大似然度复数信道估算值，

C_{m} (\tilde{i} (1), \tilde{i} (2), \tilde{i} (3), \tilde{i} (4), \tilde{i} (5), \tilde{i} (6)) = Σ_{n = 1}^{6} W_{m}^{i (n)} (n),

式中

是由移动站在一个PCG中作为第n个沃尔什符号发送的沃尔什码字的指数的估算值，典型的RSOSE算法分6步执行，这将在下面加以说明。

第1步，估算器为每一个沃尔什符号产生每一个具有相同指数的FHT输出的叠加能量，即：

e^{i} (n) = \underset{m}{Σ} {| W_{m}^{i} (n) |}^{2}

，仅保留N个最大的叠加能量数值。保留下来的FHT输出表示为W_m ⁱ⁽ⁿ⁾(n)，n＝1，2……，6。

第2步，估算器在每个分支的方框中，以第1个和第2个沃尔什符号的FHT输出形成N²之和，使得G_m ⁽¹⁾(i(1)，i(2))＝W_m ⁱ⁽¹⁾(1)＋W_m ⁱ⁽²⁾(2)。所产生的和按照它们的叠加能量即

\underset{m}{Σ} {| c_{m}^{(1)} (i (1), i (2)) |}^{2}

进行排序，对每一个分支来说，只有具有最大叠加能量的N个和〔表示为

C_{m}^{(1)} (\hat{i} (1), \hat{i} (2))

〕被保留。

第3步，如同在第2步中那样，为每一分支形成以及W_m ⁱ⁽³⁾(3)的N²之和，对每一个分支来说，只有具有最大叠加能量的N个和〔表示为

C_{m}^{(2)} (\hat{i} (1), \hat{i} (2), \hat{i} (3))

〕被保留。对n＝4，5，6来说，重复这一步，其后，在第6步中，估算器选出具有最大叠加能量的和，表示为

C_{m} = C_{m}^{(5)} (\tilde{i} (1), \tilde{i} (2), \tilde{i} (3), \tilde{i} (4), \tilde{i} (5), \tilde{i}, \tilde{i} (6))

，这是用于相干解调的信道估算值。注意每个分支都有一个信道估算值。产生出复数信道估算值C(212和214)之后，它被用来对接收信号进行解调。由于FHT是一种线性运算，我们可以在RSOSE估算之前在所用的复数FHT的输出端(142和144)处进行解调。换句话说，通过将存储寄存器216中的复数FHT的输出(218，220)跟分别表示为224与226的信道估算值的共轭复数C′(在共轭器222中进行共轭)相乘，对每一个沃尔什符号的FHT输出数值的64个分组进行解调，产生复数相干正交解调信号230和232。来自分集接收机的多个分支的实数相干正交解调诸信号(236A，236B……，236N)在加法器164中进行叠加，以产生一个集合的相干正交解调信号240。随后，该集合的相干正交解调信号240被送到一个卷积解码器，在那里产生一个对应于原始数据信号110的估算的原始数据信号178。

为了进一步降低RSOSE对计算的要求，人们仅需把在RSOSE估算中的第1步所确定的、产生最大叠加能量数值的6N个FHT输出跟信道估算值的共轭复数(224，226)相乘，并取出它的实部(236)，以导出用于最大似然度卷积解码过程的软判别量度，用这样的方法取代了原先的将复数FHT全部64个输出数值跟该信道估算值的共轭复数C′相乘的方法。

最后，应当指出，虽然本文所叙述的内容具有特殊性，但这是本发明有效的实施例中的一个例子。特别是许多降低了复杂性的、用于卷积解码的算法已经被开发出来，例如所谓的“T算法”、“M算法”以及“顺序解码算法”，所有这些算法稍加修改，就可以跟本文所公开的信道估算器配合使用。还有，进一步地改进信道估算器本身的性能也是可能的，例如在美国专利申请号(Docket CE02930R)中所公开的《通信系统中改进的信道估算方法》，此项申请归属于Sexton等，并且共同地授予本未定申请的受让人。

Claims

1.一种在通信系统中进行相干信道估算的方法，该方法包括下列诸步骤：

(a)接收一组编码信号；

(b)对编码信号进行处理，使它分成同相和90度相移数字信号分量；

(c)从同相和90度相移数字信号分量产生正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号；

(d)从正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号产生同相复数信道估算值和90度相移复数信道估算值；

(e)从同相和90度相移信道估算值产生复数相干正交解调信号；

(f)从复数相干正交解调信号产生实相干正交解调信号；并且

(g)解调实相干正交解调信号，从而产生编码前的编码信号的估算值。

2.权利要求1的方法，其中接收该编码信号的步骤由一个分集接收机来执行，该分集接收机有多个分支。

3.权利要求1的方法，其中产生复数信道估算值的步骤由一个信道估算器来执行。

4.权利要求1的方法，其中该相干解调信号的形式进一步地包括该相干解调信号的一个实部。

5.权利要求2的方法，还包括下列诸步骤：

(h)对分集接收机的每个分支重复步骤(a)-(f)；

(i)对在分集接收机的每个分支中产生的实相干正交解调信号相加，从而形成集合相干正交解调信号；并且

解调相干集合正交解调信号，从而产生编码前的信号的估算值。

6.一个在通信系统中进行相干信道估算的装置，该装置包括：

接收编码信号的接收机；处理器，该处理器对编码信号进行处理，使编码信号分成同相和90度相移数字信号分量，从同相和90度相移数字信号分量产生正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号，从正交解调同相数字信号和正交解调90度相移数字信号产生同相复数信道估算值和90度相移复数信道估算值，从同相和90度相移信道估算值产生复数相干正交解调信号并且从复数相干正交解调信号产生实相干正交解调信号；以及

解调器，该解调器解调实相干正交解调信号，从而产生编码前的编码信号的估算值。

7.权利要求6的装置，其中接收机还包括一个分集接收机，该分集接收机具有多个分支，其中该分集接收机的每个分支产生一个实相干正交解调信号。

8.权利要求7的装置，还包括一个加法器，该加法器用于对在分集接收机的每个分支中产生的实相干正交解调信号相加，从而形成实相干正交解调信号的集合。

9.权利要求8的装置，其中解码器还对实相干正交解调信号的总和进行解码。

10.权利要求6的装置，其中该诸装置的功能可以在一块超大规模集成电路(VLSI)或者一块专用集成电路(ASIC)内实现。

11.权利要求6的装置，其中该解码器进一步地包括一个最大似然度序列估算器(MLSE)解码器。