JPH11502097A - 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 一般に、通信システムにおける受信機は、まず符号化信号を受信し、次にこの符号化信号から複素チャネル推定値を生成することによって、コヒーレントチャネル推定を行う。次に、受信機は複素チャネル推定値を符号化信号と合成し、コヒーレント復調信号を生成する。合成後、受信機はコヒーレント復調信号のバージョンを復号し、符号化前の符号化信号の推定値を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定の ための方法および装置 発明の分野 本発明は、一般に、通信システムに関し、さらに詳しくは、通信システムにお けるコヒーレント・チャネル推定に関する。なお、関連する主題を含む、本出願 の譲受人に共通に譲渡された、Ｓextonらによる米国特許出願（文書番号ＣＥ０ ２９３０Ｒ）"Ｉmproved Ｃhannel Ｅstimation in a Ｃommunication Ｓystem" を参照し、その開示は本明細書に参考として含まれる。 発明の背景 通信システムは多くの形式をとる。一般に、通信システムの目的は、情報を有 する信号を、ある点に位置する発信源から、ある距離だけ離れた別の点に位置す るユーザ宛先に送信することである。一般に、通信システムは３つの基本構成要 素、すなわち、送信機，チャネルおよび受信機からなる。送信機は、メッセージ 信号をチャネル上で送信するのに適した形式に処理する機能を有する。このメッ セー ジ信号の処理は、変調という。チャネルの機能は、送信機出力と受信機入力との 間で物理的な接続を提供することである。受信機の機能は、元のメッセージ信号 の推定値を生成するため受信信号を処理することである。この受信信号の処理は 、復調という。 通信システムの一つの種類にスペクトル拡散システム(spread-spectrum syste m)がある。スペクトル拡散システムでは、送信信号が通信チャネル内の広周波数 帯域上で拡散される変調方法が採用される。周波数帯域は、送信される情報を送 信するために必要な最小帯域幅よりもはるかに広い。例えば、音声信号は、情報 自体の帯域幅のわずか２倍の帯域幅で、振幅変調（ＡＭ）により送信できる。低 偏移周波数変調（ＦＭ）または単側波帯ＡＭなどの他の変調形式でも、情報自体 の帯域幅に相当する帯域幅で情報を送信できる。しかし、スペクトル拡散システ ムでは、送信すべき信号の変調は、数キロヘルツの帯域幅しかないベースバンド 信号（たとえば、音声チャネル）をとり、この送信すべき信号をかなりのメガヘ ルツ幅となりうる周波数帯域上で分散することを含む。これは、送信すべき信号 を送信すべき情報と、広帯域符号化信号とで変調することによって達成される。 スペクトル拡散通信方法には一般に３種類、直接シーケンス変調，周波数およ び／または時間ホッピング変調ならびにチャープ(chirp)変調がある。直接シー ケンス変調では、 搬送信号は、情報信号帯域幅よりもはるかに高いビット・レートを有するデジタ ル・コード・シーケンスによって変調される。 情報（すなわち、音声および／またはデータからなるメッセージ信号）は、い くつかの方法によって直接シーケンス・スペクトル拡散信号に重畳できる。一つ の方法では、拡散コードを拡散変調のために用いる前に、情報を拡散コードに追 加する。なお、送信される情報は、拡散コードに追加する前にデジタル形式でな ければならず、これは拡散コードと情報の組み合わせはモジュロ２の加算(modul o-2 addition)を伴うバイナリ・コードであるためである。あるいは、情報また はメッセージ信号は、拡散する前に搬送波を変調するために用いることができる 。 これらの直接シーケンス・スペクトル拡散通信システムは、多重アクセス通信 システムとして容易に設計できる。例えば、スペクトル拡散システムは、直接シ ーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムとして設計できる。ＤＳ −ＣＤＭＡシステムでは、２つの通信ユニット間の通信は、通信チャネルの周波 数帯域上の各送信信号を固有のユーザ拡散コードで拡散することによって達成さ れる。その結果、送信信号は通信チャネルの同じ周波数帯域にあり、かつ固有の ユーザ拡散コードによってのみ分離される。これらの固有のユーザ拡散コードは 、好ましくは、拡散コード間の相互相関が低い（すなわち、ほぼゼロ）ように互 いに直交する。 特定の送信信号は、通信チャネルにおける信号の和を表す信号を、通信チャネ ルから抽出すべき特定の送信信号に関連するユーザ拡散コードで逆拡散(desprea d)することによって、通信チャネルから抽出できる。さらに、ユーザ拡散コード が互いに直交する場合、特定の拡散コードに関連する所望のユーザ信号のみが強 調され、他のすべてのユーザに関する他の信号はディエンファシスされるように 、受信信号は特定のユーザ拡散コードと相関できる。 ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおいて、データ信号を互いに分離するために利 用できるいくつかの異なる拡散コードが存在することが当業者に理解される。こ れらの拡散コードには、ＰＮ(pseudonoise)コードおよびウォルシュ・コードが 含まれるが、それらに限定されない。ウォルシュ・コードは、アダマール行列( Ｈadamard matrix)の一つの行または列に対応する。 さらに、拡散コードはデータ信号をチャネル符号化するために利用できること が当業者に理解される。雑音，フェージング，ジャミングなどのさまざまなチャ ネル不具合の影響に対する送信信号の耐性を高めることによって、データ信号は 通信システムの性能を改善すべくチャネル符号化できる。一般に、チャネル符号 化はビット誤りの可能性を低減し、および／または必要な信号対雑音比（一般に 、雑音密度当たりのビット・エネルギ、すなわち、Ｅ_b／Ｎ_oと して表され、これは情報ビット当たりのエネルギと、雑音スペクトル密度との比 率として定義される）を低減し、データ信号を送信するために必要とされる以上 の帯域幅を消費するという犠牲で、信号を復元する。例えば、以降の送信のため にデータ信号を変調する前に、データ信号をチャネル符号化するためにウォルシ ュ・コードを利用できる。同様に、ＰＮ拡散コードもデータ信号をチャネル符号 化するために利用できる。 しかし、チャネル符号化だけでは、システムが特定の数の同時通信（全てが最 小限の信号対雑音比を有する）を処理できることを必要とする一部の通信システ ム設計のために必要な信号対雑音比を与えることができない。この設計上の制約 は、非コヒーレント受信方法を利用せずに、送信信号をコヒーレントに検出する ように通信システムを設計することによって、ある例では満たすことができる。 コヒーレント検出システムでは、チャネル応答は、通信チャネルによって生じる 位相ひずみおよび振幅ひずみの影響が整合フィルタで補償できるように判定され る。これとは対照的に、非コヒーレント検出システムは、通信チャネルによって 生じた受信信号の位相ひずみを一般に補償しない。コヒーレント受信機は、同じ ビット誤り率（すなわち、許容干渉レベルを表す特定の設計制約）を有する非コ ヒーレント受信機が必要とするよりも低い信号対雑音比（Ｅ_b／Ｎ₀）しか必要と しないことが当業者に理解される。大まかには、 静的チャネルでは３デシベル（ｄＢ）の差があり、レイリー・フェージング・チ ャネル(Ｒayleigh fading channel)ではさらに大きな差がある。コヒーレント受 信機の利点は、ダイバーシチ受信を採用する場合にさらに大きくなるが、これは 非コヒーレント受信機では常に合成損があるが、最適なコヒーレント受信機では 合成損がないためである。 送信信号のコヒーレント検出を行う一つの方法では、パイロット信号を利用す る。例えば、セルラ通信システムでは、フォワード・チャネルまたはダウンリン ク（すなわち、基地局から移動ユニット）は、基地局がパイロット信号を送信し ていれば、コヒーレント検出できる。その後、すべての移動ユニットはパイロッ ト・チャネル信号を利用して、チャネル位相および振幅パラメータを推定する。 しかし、リバース・チャネルまたはアップリンク（すなわち、移動ユニットから 基地局）では、このような共通のパイロット信号を利用することは不可能である 。その結果、当業者は非コヒーレント検出方法のみがアップリンク通信に適する と想定する。そのため、多くの近年の出版物はＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける 非コヒーレント受信を最適化することに集中した。理想的には、通信システムは ＤＳ−ＣＤＭＡ信号をコヒーレント受信するように設計されるべきである。 従って、パイロット信号の送信に伴う電力制限を受けず に、ＣＤＭＡ通信システムのアップリンクにおけるコヒーレント受信機の利点を 利用できることが望ましい。 図面の簡単な説明 第１図は、従来技術を表す通信システムのブロック図を概略的に示す。 第２図は、直交符号化スペクトル拡散信号をコヒーレント受信・復号するため に、最尤デコーダに結合されたチャネル推定器を内蔵する一実施例の通信システ ム受信機を表すブロック図を概略的に示す。 好適な実施例の詳細な説明 一般に、通信システムの受信機は、まず符号化信号を受信し、次に符号化信号 から複素チャネル推定値を生成することによって、コヒーレントチャネル推定を 行う。次に、受信機は複素チャネル推定値を符号化信号と合成して、コヒーレン ト復調信号を生成する。合成後、受信機はコヒーレント復調信号のバージョンを 復号して、符号化前の符号化信号の推定値を生成する。 好適な実施例では、受信機はレーキ受信機(ＲＡＫＥ receiver)であり、複素 チャネル推定値の生成はチャネル推定器によって行われる。また好適な実施例で は、コヒー レント復調信号のバージョンは、コヒーレント復調信号の実数部をさらに含んで 構成され、ここでデコーダは複数のコヒーレント復調信号の実数部の総合を復号 する。 本出願の発明について、以下の図面を参照して説明する。第１図は、従来技術 を表す通信システムのブロック図を概略的に示す。第２図は、直交符号化スペク トル拡散信号をコヒーレント受信・復号するために、チャネル推定器を内蔵する 一実施例の通信システムを表すブロック図を概略的に示す。 まず第１図のブロック図を参照して、従来の通信システムを表す図を示す。受 信機に注目して、直交符号化スペクトル拡散デジタル信号１３０は、受信アンテ ナ１３１で受信され、同相１４０および直交１３８デジタル信号成分に逆拡散・ 復調１３６される前に、増幅される１３２。逆拡散されたデジタル・サンプルの ２つの成分１３８Ａ，１４０Ａは、サンプリングされた信号の所定長のグループ （例えば、６４サンプル長グループ）にグループ化され、これらのグループは高 速アダマール変換器１４２，１４４の形式の直交デコーダに独立して入力され、 高速アダマール変換器１４２，１４４は直交符号化デジタル信号成分（１４０， １３８）を逆拡散し、複数の直交復調デジタル信号（１４６，１６０）を生成す る（例えば、６４サンプル長グループが入力される場合、６４個の逆拡散信号が 生成される）。さらに、各直交復調デジタル信号（１４６，１６ ０）は、相互に直交するコードのセット内から各特定の直交コードを識別する関 連ウォルシュ・インデクス・シンボルを有する（例えば、６４サンプル長グルー プが入力される場合、６ビット長インデクス・データ・シンボルは、変換器出力 信号が対応する特定の６４ビット長直交コードを表すために変換器出力信号と関 連付けられる）。レーキ受信機１５６Ａ，１５６Ｂ．．．１５６Ｎの各分岐から の信号１５６Ａの各グループにおける同じインデクスを有するエネルギ値は加算 １６４され、被加算エネルギ値１６６のグループを与える。被加算エネルギ値１ ６６のグループにおけるインデクスｉを有するエネルギ値は、この被加算エネル ギ値１６６のグループを生成する被サンプリング信号のグループがｉ番目のウォ ルシュ・シンボルに対応するという信頼尺度(measure of confidence)に対応す る。関連インデクスを有する被加算エネルギ値のグループは、デュアル最大メト リック発生器１６８に送られ、ここで各符号化データ・ビットの単一メトリック が判定され、それにより総合軟判定データ(aggregate soft decision data)１７ ０の一つのセットを生成する。総合軟判定データ１７０は、最終的な最尤復号１ ７６の前にデインタリーブ１７２される。上記のように、この場合、雑音成分と ともに実数および虚数直交逆拡散信号の両方を含む被加算エネルギ値のグループ から、デュアル最大メトリック発生器１６８によって生成される軟判定メトリッ ク判定は、受信機の感 度の判定の際に大きな役割を果たす。 上記のように、受信信号の虚数成分に伴う雑音を低減できれば、より感度の高 い通信システムを開発できる。このような通信システムについて、第２図を参照 して以下で説明する。 第２図は、直交符号化デジタル・データ信号をコヒーレント受信・復号するた めチャネル推定器２００を内蔵する通信システム受信機を表すブロック図を概略 的に示す。具体的には、第２図は、共通のフロント・エンド・レーキ受信機，増 幅器および復調器による処理の後の、直交符号化スペクトル拡散信号１３４の同 相１４０および直交１３８デジタル信号成分である２つの信号経路を示す。同相 １４０および直交１３８デジタル信号成分は、直交デコーダ１４４，１４２によ ってそれぞれ逆拡散される。これらの直交デコーダ１４２，１４４は、好適な実 施例では高速アダマール変換器であるが、任意の直交デコーダも実質的に代用で きる。直交デコーダ１４２，１４４の出力は、関連したウォルシュ・シンボル・ インデクスを有する直交復調された同相１４６および直交１６０デジタル信号の グループである。直交復調された同相１４６および直交１６０デジタル信号のグ ループは、既約直交シーケンス推定器（ＲＳＯＳＥ：Ｒeduced Ｓtate Ｏrthogo nal Ｓequence Ｅstimator）２１０および格納レジスタ２１６に同時に結合され る。ＲＳＯＳＥ２１０によって生成された同相２１ ２および直交２１４複素チャネル推定値成分からなる複素チャネル推定値は、共 役２２２される。共役された複素チャネル推定値成分（それぞれ２２４，２２６ ）は乗算器２２８に結合され、ここで成分は、格納レジスタ２１６から取り出さ れた元の逆拡散信号成分（２１６，２１８）のグループで乗算される。その結果 は、実数コヒーレント直交復調信号２３６のグループを選択するリアル・チャネ ル・セレクタ２３４に結合される一対の複素コヒーレント直交復調信号２３０， ２３２である。実数コヒーレント直交復調信号２３６のグループは、特定の直交 符号化信号（１４０，１３８）について、乗算プロセス１３６によって生じる複 素コヒーレント直交復調信号２３０，２３２のグループから選択２３４される。 なお、スペクトル拡散ＣＤＭＡ環境でレーキ受信機を利用する場合、レーキ受信 機にはＮ個のフィンガ(finger)があり、そのため第２図に示すシステムは、加算 器１６４に結合される各個別のフィンガによって生成される実数コヒーレント直 交復調信号のグループを表す２３６Ａ．．．Ｎを示すことに留意されたい。加算 器１６４は、レーキ受信機のすべての個別のフィンガからの実数コヒーレント直 交復調信号（２３６Ａ．．．Ｎ）の各グループにおいて、同じインデクスを有す るすべての値を互いに加算して、総合コヒーレント直交復調信号２４０を生成す る。その後、総合コヒーレント直交復調信号２４０は、軟判定畳み込み復号のた め畳み込みデコーダ２５０ に送られる。 このプロセスにおいて特に重要なことは、チャネル推定器２００において行わ れるチャネル推定値生成である。上記のように、チャネル推定器２００は、直交 復調された同相１４６および直交１６０デジタル信号のグループを高速アダマー ル変換（それぞれ１４４，１４２）から受信する。直交復調されたデジタル信号 （１４６，１６０）のグループは、ＲＳＯＳＥ２１０および格納レジスタ２１６ に同時に供給される。格納レジスタ２１６の機能は、乗算器２２８に２１８，２ ２０として与えるべき直交復調デジタル信号（１４６，１６０）のグループの「 元の」バージョンを単純にバッファすることである。 ここで、ＲＳＯＳＥ２１０の機能について説明するが、その機能を完仝に説明 するため、直交信号の構成についての簡単な説明が適切であろう。ＩＳ(Ｉnteri m Ｓtandard)９５のシグナリング方式を一例として用いるが、本明細書で開示さ れる請求の発明は、任意の直交符号化デジタル信号のコヒーレント検出に容易に 適応できる。ＩＳ９５において、６個毎のインタリーブされ、畳み込み符号化さ れたビットは、一つのウォルシュ・シンボルにマッピングされる。その後、この ウォルシュ・シンボルはさらに拡散，変調および送信される。各６個毎のウォル シュ・シンボルは、電力制御グループ（ＰＣＧ：power control group）として 整理される。従来技術の説明で述べたように、受信信 号は復調され、逆拡散されてから、同相および直交デジタル信号成分に分離され 、これらの成分は複素逆拡散信号としてみなすことができる。複素逆拡散信号の ６４個のサンプル（またはウォルシュ・チップ）のシーケンスが受信されると、 この信号シーケンスの実数部および虚数部は、直交デコーダ（例えば、高速アダ マール変換（ＦＨＴ））を利用して、６４個の異なるウォルシュ・シンボルと相 関される。６４個の複素数とみなすことができる（従って、実数成分および虚数 成分の両方を含む）、ＦＨＴ出力の６４対は、どのウォルシュ・シンボルが本来 送信されたのかを判定するために用いられる。 複素数であるチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ：channel impulse response ）係数Ｃが既知の場合、まず６４個の複素受信信号サンプルをＣの共役（以下、 Ｃ’という）で乗算することによって、受信信号シーケンスは復調（位相訂正お よび加重）できる。６４個の復調した数値の実数部値は直交復号され、虚数値は 破棄される。等価的には、複素逆拡散信号シーケンスは、ＦＨＴを利用して最初 に直交逆拡散してもよい。次に、ＦＨＴ出力の６４個の虚数値は、Ｃの共役を乗 算することによって復調される。この積の実数値は保持され、虚数値は破棄され る。ただし、実際には、チャネル・インパルス応答の係数は未知である。従って 、ＣＩＲ係数の推定値を計算しなければならない。 ＲＳＯＳＥ２１０の機能である、このチャネル推定値の 生成について、具体的に説明する。ウォルシュ・シンボル・グループにおいて、 ｎ番目に送信されたウォルシュ・シンボルのｊ番目のチップをｗ_j(ｎ)によって 表すものとする。このチップに対応する受信サンプルは、次のように表すことが できる： ｒ(ｎ,ｊ) ＝ Ｃｗ_j(ｎ) ＋ ｚ(ｎ,ｊ) （１） ここで、z(n,j)は、受信信号に伴う相加性雑音／干渉(additive noise/interfer ence)である。チャネル係数Ｃが推定期間中に変化せず、かつ最尤直交シーケン ス推定値（ＭＬＯＳＥ：maximum likelihood orthogonal sequence estimate） が６個の６４ウォルシュ・シンボルのシーケンスに基づくと想定すると、最適Ｍ ＬＯＳＥ推定器は、i(n')sのすべての可能な組み合わせについて６４⁶の相関を 算出し、これは次のように数学的に表すことができる： セットi(n) ＝ １,...６４におけるインデクスｉを有するウォルシュ・シンボル のｊ番目のチップ（±１にマッピングされる）であり、ｚは雑音項である。ＭＬ ＯＳＥは、最大の大 きさを有する相関を選ぶ。ＭＬＯＳＥが適切な被送信ウォ とすると、選択された相関（すなわち、最大の大きさを有する相関）は次に等し い： Ｃ’＝±３８４Ｃ＋ｚ （３） 従って、この選択された相関は実際にチャネル係数の推定値であることが実証さ れる。相関シーケンスが被送信シーケンスと同じでない場合、この推定値には別 の誤りが含まれる。さらに、ＭＬＯＳＥは６４⁶個の異なる加算を必要とし、こ れはリアルタイムで算出することが不可能である。 その結果、コヒーレント・チャネル推定を可能にするため、準最適であるが演 算的に効率的な方法を開発しなければならない。このようなアルゴリズムは、一 般に既約状態直交シーケンス推定器（ＲＳＯＳＥ）アルゴリズムといい、真のＭ ＬＯＳＥに比べて、必要な回路および演算上の複雑さは小さく、しかもＭＬＯＳ Ｅに近い性能レベルを提供する。以下で開示するのは、Ｍフィンガを有するレー キ受信機用のＲＳＯＳＥの一実施例である。 ＰＣＧにおけるｎ番目のウォルシュ・シンボル・データについて、インデクス ｉを有するｍ番目のフィンガの複素 シュ・シンボルとして移動局によって送信されるウォルシュ・コードワードのイ ンデクスの推定値であるとし、ｍ番目のフィンガについて近似的な最尤複素チャ ネル推定値、 るように、一例としてのＲＳＯＳＥは６段階で実行される。 第１段階では、推定器は、各ウォルシュ・シンボルについて同じインデクスを 有する各ＦＨＴ出力の被加算エネル 加算エネルギ値のみを保持する。保持されたＦＨＴ出力は、 ように、各フィンガについてブロックにおける第１および第２ウォルシュ・シン ボルのＦＨＴ出力から、Ｎ²個の和を生成する。 生成された和は、被加算エネルギ、すなわち、 表される、各フィンガについて最も大きい被加算エネルギを有するＮ個の和のみ が保持される。 第３段階は、段階２の場合と同様に、各フィンガについ を有するＮ個の和のみが保持される。この段階はｎ＝４，５，６について繰り返 し、その後、推定器は、 エネルギを有する和を段階６において選択し、これはコヒーレント復調のための チャネル推定値として用いられる。なお、フィンガ毎に一つのチャネル推定値が あることに留意されたい。 複素チャネル推定値Ｃ（２１２，２１４）が生成された後、この推定値は受信 信号を復調するために用いられる。ＦＨＴは線形動作であるため、ＲＳＯＳＥ推 定の前に用いられる複素ＦＨＴ（１４２，１４４）の出力において、復調を行う ことができる。すなわち、各ウォルシュ・シンボルのＦＨＴ出力値の６４グルー プは、格納レジスタ２１６に格納された複素ＦＨＴの出力（２１８，２２０）を 、チャネル推定値の共役２２２、すなわちぞれぞれ２２４，２２６として表され るＣ’と乗算することによって復調され、複素コヒーレント直交復調信号２３０ ，２３２を生成する。レーキ受信機の複数のフィンガからの実数コヒーレント直 交復調信号（２３６Ａ，２３６Ｂ，．．．，２３６Ｎ）は加算１６４され、総合 コヒーレント直交復調信号２４０となる。次に、総合コヒーレント直交復調信号 ２４０は、畳み込みデコーダに送られ、この畳み込みデコーダは、元のデータ信 号１１０に対応する推定された元のデータ信号１７８を生成する。 ＲＳＯＳＥの演算条件をさらに軽減するため、すべて６４個の複素ＦＨＴ出力 をチャネル推定値の共役Ｃ’で乗算する代わりに、ＲＳＯＳＥ推定の段階１にお いて判定され た最も大きな被加算エネルギ値を生成する６Ｎ個のＦＨＴ出力を、チャネル推定 値の共役（２２４，２２６）で乗算し、その実数成分（２３６）をとって、最尤 畳み込み復号プロセスにおいて用いられる軟判定メトリックを導出するだけでよ い。 最後に、本明細書において具体的に説明したが、これは請求の発明が効果的な 、一例としての実施例にすぎないことに留意されたい。特に、いわゆる「Ｔアル ゴリズム」，「Ｍアルゴリズム」および「シーケンシャル復号アルゴリズム」な ど、多くの既約複素アルゴリズムが畳み込み復号のために開発されており、これ らはすべてわずかな修正で、開示のチャネル推定器と利用できる。さらに、本出 願の譲受人に共通に譲渡されたＳextonらによる米国特許出願（文書番号ＣＥ０ ２９３０Ｒ）"Ｉmproved Ｃhannel Ｅstimation in a Ｃommunication Ｓystem" において開示されるように、チャネル推定器自体の性能の更なる改善も可能であ る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定の方法であって： （ａ）符号化信号を受信する段階； （ｂ）前記符号化信号から複素チャネル推定値を生成する段階； （ｃ）前記複素チャネル推定値と、前記符号化信号とを合成して、コヒーレン ト復調信号を生成する段階；および （ｄ）前記コヒーレント復調信号のバージョンを復号して、符号化前の前記符 号化信号の推定値を生成する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 ２．符号化信号を受信する前記段階は、レーキ受信機によって実行されることを 特徴とする請求項１記載の方法。 ３．複素チャネル推定値を生成する前記段階は、チャネル推定器によって実行さ れることを特徴とする請求項１記載の方法。 ４．前記コヒーレント復調信号の前記バージョンは、前記コヒーレント復調信号 の実数部をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。 ５．前記チャネル推定器の機能は： （ａ）前記符号化信号を、同相および直交デジタル信号成分に処理する段階； （ｂ）前記同相および直交デジタル信号成分から、直交 復調された同相デジタル信号と、直交復調された直交デジタル信号とを生成する 段階； （ｃ）前記直交復調された同相デジタル信号および直交復調された直交デジタ ル信号から、同相複素チャネル推定値および直交複素チャネル推定値を生成する 段階； （ｄ）前記同相および直交チャネル推定値から、複素コヒーレント直交復調信 号を生成する段階； （ｅ）前記複素コヒーレント直交復調信号から、実数コヒーレント直交復調信 号を生成する段階； （ｆ）総合コヒーレント直交復調信号を復号して、符号化前の信号の推定値を 生成する段階； によって構成されることを特徴とする請求項３記載の方法。 ６．通信システムにおけるコヒーレントチャネル推定のための装置であって： （ａ）符号化信号を受信する受信機； （ｂ）前記符号化信号から複素チャネル推定値を生成するプロセッサ； （ｃ）前記複素チャネル推定値と前記符号化信号とを合成して、コヒーレント 復調信号を生成する合成器；および （ｄ）前記コヒーレント復調信号のバージョンを復号して、符号化前の前記符 号化信号の推定値を生成するデコーダ； によって構成されることを特徴とする装置。 ７．前記コヒーレント復調信号の前記バージョンは、前記コヒーレント復調信号 の実数部をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項６記載の装置。 ８．復号は、複数のコヒーレント復調信号の実数部の総合を復号することをさら に含んで構成されることを特徴とする請求項６記載の装置。 ９．前記装置の機能は、超ＬＳＩ（ＶＬＳＩ）集積回路または特定用途向け集積 回路（ＡＳＩＣ）内で実行できることを特徴とする請求項６記載の装置。 １０．前記デコーダは、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ）デコーダをさらに含 んで構成されることを特徴とする請求項６記載の装置。