CN1739248A - 接收装置和接收方法 - Google Patents

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CN1739248A CNA2003801088522A CN200380108852A CN1739248A CN 1739248 A CN1739248 A CN 1739248A CN A2003801088522 A CNA2003801088522 A CN A2003801088522A CN 200380108852 A CN200380108852 A CN 200380108852A CN 1739248 A CN1739248 A CN 1739248A
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村上贵之
北川惠一
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Abstract

本发明提供一种以较少的运算量高效率地将码元数据变换为接收比特序列的接收装置和接收方法。解扩部(110)进行接收信号的解扩处理。同步检波部(120)使用从估计值校正部(170)输出的校正信道估计值对通过接收信号的解扩处理获得的解扩信号进行同步检波。RAKE合成部(130)对同步检波的信号进行RAKE合成。相位旋转部(140)对RAKE合成的信号施以对应于信道化码的相位旋转。QPSK解映射部(150)解调从相位旋转部(140)输出的信号并输出接收比特序列。信道估计部(160)使用接收信号进行信道估计。估计值校正部(170)对从信道估计部(160)输出的各信道估计值施以(π/4)的相位旋转。

Description

接收装置和接收方法
技术领域
本发明涉及一种接收装置和接收方法。
背景技术
近年来，在无线通信系统中，作为一种用于由多个移动台使用相同的频带同时进行通信的多路访问方式，CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)方式备受瞩目。CDMA方式与FDMA(Frequency Division MultipleAccess，频分多址)方式以及TDMA(Time Division Multiple Access，时分多址)方式等技术相比，能够实现频率利用效率的提高并容纳更多的用户。
另外，在无线通信系统的移动台和基站之间，作为在上行线路和下行线路的双方向传输信号的传输方式有FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)方式和TDD(Time Division Duplex，时分双工)方式。相对于FDD方式是在上线路和下行线路使用不同频带的方式，TDD是使用相同频带进行发送/接收的方式，并且以分时使用相同的无线频率交替进行上行线路和下行线路的通信的方式。因此，在CDMA/TDD方式中，被传输的信号的处理以CDMNA方式进行，上行线路和下行线路的传输以TDD方式进行。
图1是表示使用CDMA/TDD方式的无线通信系统中的信号的帧结构的一个例子的图。如图所示，一个帧是分别由一个导频码元块、两个信息码元块以及一个保护码元块组成的多个时隙构成的。也就是说，一个时隙的结构分别是由信息码元块Ii1(i＝1～n)和信息码元块Ii2(i＝1～n)中间夹着导频码元块Pi(i＝1～n)并在后面配置保护码元块Gi(i＝1～n)。
各个导频码元块Pi分别由事先决定的长度(例如，10码元)的已知码元序列构成。并且，在各个信息码元块Ii1和Ii2分别配置预定数(最大61码元)的信息码元。另外，各个保护码元块Gi分别由事先决定的长度(例如，2码元)的没有任何信息的码元序列构成。具有上述般的帧结构的信号在基站等发送端装置例如以QPSK调制进行信息调制后，以预定的扩频码进行扩频调制并被发送到移动台等接收端装置。
具体地说，例如在3GPP标准书TS25.223“3rd Generation PartnershipProject；Technical Specification Group Radio Access Network；Spreading andmodulation(TDD)”所记载的，发送比特序列通过进行QPSK调制被映射到如图2所示的码元位置并获得码元数据。然后，码元数据被施以基于分配给成为发送对象的每个接收端装置的信道化码的相位旋转，并在进行扩频处理后被发送。
然后，发送信号在接收端装置被接收，并以信道化码被解扩。另外，通过使用包含在接收信号的导频码元块Pi执行信道估计，并通过使用解扩结果和信道估计结果来执行接收信号的同步检波。并且，对同步检波结果执行RAKE合成，施以基于信道化码的相位旋转。
由上述处理获得的码元数据和在发送端装置的码元数据同样地被解映射到如图2所示的码元位置。这里，如果对该码元数据进行特播解码和维特比解码，因为有必要使包含在码元数据的各个比特以软判定值输出，码元数据被相位旋转(-π/4)，被解映射到如图3所示的码元位置，而被QPSK调制的两个比特中，使用I轴分量作为第一个比特的软判定值，并使用Q轴分量作为第二个比特的软判定值。
然而，在上述的接收端装置中，因为必须对所有的码元数据进行相位旋转，所以会有运算量变大的问题。
例如，如果是上述的时隙结构，信息码元块Ii1和信息码元块Ii2的码元数最大会成为122(61×2)码元，对这些所有的码元进行相位旋转的运算量会变得庞大。
发明内容
本发明的目的是以较少的运算量并高效率地将码元数据变换为接收比特序列。
本发明的要旨是通过使用施以相位旋转的信道估计结果进行解扩信号的同步检波使解调时的相位旋转变得不需要。
根据本发明的一个实施方式，接收装置采取的结构是具备：信道估计部件，使用接收信号获得信道估计值；相位旋转部件，相位旋转所述信道估计值；以及同步检波部件，使用经相位旋转获得的校正信道估计值对所述接收信号进行同步检波。
根据本发明的其他实施方式，接收方法包括：使用接收信号获得信道估计值的步骤；相位旋转所述信道估计值的步骤；以及使用经相位旋转获得的校正信道估计值，对所述接收信号进行同步检波。
附图说明
图1是表示在CDMA/TDD方式中使用的信号的帧结构的一个例子的图；
图2是表示QPSK调制的码元映射的一个例子的图；
图3是表示QPSK调制的码元映射的其他例子的图；
图4是表示本发明的实施方式1的接收装置的主要结构的方框图；
图5是用来说明实施方式1的信道估计部的动作的图；
图6是表示本发明的实施方式2的接收装置的主要结构的方框图；
图7是表示本发明的实施方式3的接收装置的主要结构的方框图；以及
图8是表示本发明的实施方式4的接收装置的主要结构的方框图。
具体实施方式
以下参照附图详细说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
图4是表示本发明实施方式1的接收装置的主要结构的方框图。图中所示的接收装置具备：由解扩部110、同步检波部120、RAKE合成部130、相位旋转部140、P/S(并行/串行)变换部152构成的QPSK解映射部150、信道估计部160以及估计值校正部170。
解扩部110使用分配给本装置的信道化码对通过天线接收的信号进行解扩处理。
同步检波部120使用从估计值校正部170输出的校正信道估计值对通过接收信号的解扩处理获得的解扩信号进行同步检波。
RAKE合成部130对被同步检波的信号进行RAKE合成。
相位旋转部140对被RAKE合成的信号施以对应分配给接收装置的信道化码的相位旋转量W的相位旋转。
QPSK解映射部150解调从相位旋转部140输出的信号并输出接收比特序列。具体地说，QPSK解映射部150对被施以QPSK调制的相位旋转部140的输出信号进行解调并获得I轴分量和Q轴分量的比特，通过由P/S变换部152进行并行/串行变换来输出接收比特序列。
信道估计部160使用通过天线接收的信号进行信道估计，将获得的信道估计值输出到估计值校正部170。这里，信道估计的结果会获得相当于在对应一个时隙的时间内检测的路径数的信道估计值。也就是说，例如如图5所示，在一个时隙时间内由信道估计检测出路径1至4的4个路径时，会获得4个信道估计值。
估计值校正部170对从信道估计部160输出的各个信道估计值施以(π/4)的相位旋转。因此，如图5所示，在一个时隙时间内检测出路径1至4的4个路径时，分别对4个信道估计值施以(π/4)的相位旋转。
接下来说明具有如上述结构的接收装置的动作。
首先，通过天线接收的接收信号被输入到解扩部110和信道估计部160。然后，由解扩部110使用分配给本装置的信道化码对接收信号进行解扩，将解扩信号输出到同步检波部120。
另一方面，信道估计部160进行信道估计并检测直接波和延迟波的路径，将各路径的信道估计值输出到估计值校正部170。各路径的信道估计值分别由估计值校正部170施以(π/4)的相位旋转，获得的校正信道估计值被输出到同步检波部120。
这里，因为由信道估计部160在一个时隙时间内检测出的路径数和包含在接收信号中的码元数相比非常少，所以对与各路径对应的信道估计值进行的相位旋转的运算量仅极少量即可。
然后，由同步检波部120使用校正信道估计值来进行解扩信号的同步检波。在该同步检波中因为是使用被施以(π/4)的相位旋转的校正信道估计值，所以同步检波后的信号等同于被施以(π/4)的相位旋转的各码元。
通过由RAKE合成部130对同步检波后的信号进行RAKE合成获得合成了对应于各路径的信号的RAKE合成信号。然后，相位旋转部140对RAKE合成信号施以对应信道化码而决定的相位旋转量W的相位旋转后，由QPSK解映射部150进行解调并由P/S变换部152进行并行/串行变换，输出由I轴分量和Q轴分量的比特构成的接收比特序列。
如在上述背景技术中说明的，在如图1所示的帧结构的信号中，包含在各时隙的信息码元块Ii1和信息码元块Ii2分别由61码元构成时，相对于过去必须对122码元施以(π/4)的相位旋转，在本实施方式中，例如如图5所示地在一个时隙的时间内检测出4个路径时，只要对4个信道估计值施以(π/4)的相位旋转即可。
如上所述，根据本实施方式，因为仅对从接收信号在一个时隙时间内获得的信道估计值施以(π/4)的相位旋转来获得校正信道估计值，并使用校正信道估计值对解扩信号进行同步检波，所以和对RAKE合成后的信号的各码元进行相位旋转的情况相比，能够以较少的运算量并高效率地将码元数据变换为接收比特序列。
(实施方式2)
本发明实施方式2的特征在于对信道估计值施以对应信道化码而决定的相位旋转。
图6是表示实施方式2的接收装置的主要结构的方框图。在图中，对于和图4相同的部分附上相同的标号并省略其说明。
图6所示的接收装置具备由解扩部110、同步检波部120、RAKE合成部130、P/S变换部152以及(-π/4)移相器154构成的QPSK解映射部150a、信道估计部160、以及估计值校正部210。
QPSK解映射部150a解调从RAKE合成部130输出的信号并输出接收比特序列。具体地说，QPSK解映射部150a以(-π/4)移相器154对经过QPSK调制的RAKE合成部130的输出信号施以(-π/4)的相位旋转并进行解调而获得I轴分量和Q轴分量的比特，由P/S变换部152进行并行/串行变换后输出接收比特序列。
估计值校正部210对从信道估计部160输出的各信道估计值施以对应信道化码而决定的相位旋转量W的相位旋转。
接下来说明具有上述结构的接收装置的动作。
首先，通过天线接收的接收信号被输入到解扩部110和信道估计部160。然后，由解扩部110使用分配给本装置的信道化码进行接收信号的解扩，将解扩信号输出到同步检波部120。
另一方面，信道估计部160进行信道估计，检测出直接波和延迟波的路径，将各路径的信道估计值输出到估计值校正部210。各路径的信道估计值由估计值校正部210分别施以对应信道化码而决定的相位旋转量W的相位旋转，将获得的校正信道估计值输出到同步检波部120。
此时，由信道估计部160在一个时隙时间内检测出的路径数和包含在接收信号的码元数相比非常少，因此对与各路径对应的信道估计值进行的相位旋转的运算量仅极少量即可。
然后，同步检波部120使用校正信道估计值进行解扩信号的同步检波。在该同步检波中因为是使用被施以相位旋转量W的相位旋转的校正信道估计值，同步检波后的信号等同于被施以相位旋转量W的相位旋转的各码元。
通过由RAKE合成部130对同步检波后的信号进行RAKE合成获得合成了对应于各路径的信号的RAKE合成信号。然后，QPSK解映射部150a内的(-π/4)移相器154对RAKE合成信号施以(-π/4)的相位旋转后，进行解调并由P/S变换部152进行并行/串行变换，输出由I轴分量和Q轴分量的比特构成的接收比特序列。
如在上述背景技术中说明的，在如图1所示的帧结构的信号中，包含在各时隙的信息码元块Ii1和信息码元块Ii2分别由61码元构成时，相对于过去必须对122码元施以相位旋转量W的相位旋转，在本实施方式中，例如如图5所示在一个时隙的时间内检测出4个路径时，只要对4个信道估计值施以相位旋转量W的相位旋转即可。
如上所述，根据本实施方式，因为仅对从接收信号在一个时隙时间内获得的信道估计值施以对应信道化码而决定的相位旋转量的相位旋转来获得校正信道估计值，并使用校正信道估计值对解扩信号进行同步检波，所以和对RAKE合成后的信号的各码元进行相位旋转的情况相比，能够以较少的运算量并高效率地将码元数据变换为接收比特序列。
(实施方式3)
本发明的实施方式3的特征在于，对信道估计值施以在QPSK解映射所必需的相位旋转和对应信道化码而决定的相位旋转。
图7是表示实施方式3的接收装置的主要结构的方框图。在图中，对于和图4相同的部分附上相同的标号并省略其说明。
图7所示的接收装置具备由解扩部110、同步检波部120、RAKE合成部130、P/S变换部152构成的QPSK解映射部150、信道估计部160、以及估计值校正部310。
估计值校正部310对从信道估计部160输出的各信道估计值施以对应信道化码而决定的相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转。
接下来说明具有上述结构的接收装置的动作。
首先，通过天线接收的接收信号被输入到解扩部110和信道估计部160。然后，由解扩部110使用分配给本装置的信道化码进行接收信号的解扩，将解扩信号输出到同步检波部120。
另一方面，信道估计部160进行信道估计，检测出直接波和延迟波的路径，将各路径的信道估计值输出到估计值校正部310。各路径的信道估计值由估计值校正部310分别施以对应信道化码而决定的相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转，将获得的校正信道估计值输出到同步检波部120。
此时，由信道估计部160在一个时隙时间内检测出的路径数和包含在接收信号的码元数相较之下非常少，因此对与各路径对应的信道估计值进行的相位旋转的运算量只要一点点即可。
然后，同步检波部120使用校正信道估计值进行解扩信号的同步检波。在该同步检波中因为是使用被施以相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转的校正信道估计值，同步检波后的信号等同于被施以相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转的各码元。
通过由RAKE合成部130对同步检波后的信号进行RAKE合成获得合成了对应于各路径的信号的RAKE合成信号。然后，QPSK解映射部150对RAKE合成信号进行解调并由P/S变换部152进行并行/串行变换，输出由I轴分量和Q轴分量的比特构成的接收比特序列。
如在上述背景技术中说明的，在如图1所示的帧结构的信号中，包含在各时隙的信息码元块Ii1和信息码元块Ii2分别由61码元构成时，相对于过去必须对122码元施以相位旋转量W和(π/4)的相位旋转，在本实施方式中，例如如图5所示地在一个时隙的时间内检测出4个路径时，只要对4个信道估计值施以相位旋转量W和(π/4)的相位旋转即可。
这样，根据本实施方式，因为仅对从接收信号在一个时隙时间内获得的信道估计值施以对应信道化码而决定的相位旋转量和(π/4)的相位旋转来获得校正信道估计值，并使用校正信道估计值对解扩信号进行同步检波，所以和对RAKE合成后的信号的各码元进行相位旋转的情况相比，能够以较少的运算量并高效率地将码元数据变换为接收比特序列。
(实施方式4)
本发明的实施方式4的特征是对RAKE合成后的信号进行干扰去除。
图8是表示实施方式4的接收装置的主要结构的方框图。在图中，对于和图6相同的部分附上相同的标号并省略其说明。
图8所示的接收装置具备由解扩部110、同步检波部120、RAKE合成部130、P/S变换部152构成的QPSK解映射部150、信道估计部160、以及估计值校正部310、以及由运算变量生成部410和干扰去除运算部420构成的干扰去除部400。然而，本实施方式的解扩部1010是应用快速哈达马(Hadamard)变换，并且同时进行对发往本装置以外的接收装置的信号的解扩处理。另外，下面将本装置以外的接收装置称为“其他用户”，而将本装置以及和本装置在同一小区内的所有接收装置称为“所有用户”。
干扰去除部400使用校正信道估计值和有关所有用户的复用码的扩频信息对RAKE合成后的信号进行干扰去除。具体地说，干扰去除部400通过在运算变量生成部410使用校正信道估计值和有关所有用户的复用码的扩频信息来生成用于干扰去除的运算变量，并通过在干扰去除部420使用运算变量对RAKE合成后的信号进行例如JD(Joint Detection，联合检测)运算等去除码间干扰和其他用户干扰的影响的运算。关于干扰去除部400，例如可以应用“Interference Cancellation vs.Channel Equalization and Joint Detection for theDownlink of C/TDMA Mobile Radio Concepts”(Bernd Steiner，Proceedings ofEPMCC Conference Germany 1997，No.145，pp.253-260)、或是“EFFICIENTMULTI-RATE MULTI-USER DETECTION FOR THE ASYNCHRONOUSWCDMA UPLINK”(H.R.Karimi，VTC’99，pp.593-597)等文献记载的技术。
接下来说明具有上述结构的接收装置的动作。
首先，通过天线接收的接收信号被输入到解扩部110和信道估计部160。然后，由解扩部110使用分配给本装置的信道化码进行接收信号的解扩，将解扩信号输出到同步检波部120。
另一方面，信道估计部160进行信道估计，检测出直接波和延迟波的路径，将各路径的信道估计值输出到估计值校正部310。各路径的信道估计值由估计值校正部310分别施以对应信道化码而决定的相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转，将获得的校正信道估计值输出到同步检波部120和干扰去除部400内的运算变量生成部410。
此时，由信道估计部160在一个时隙时间内检测出的路径数和包含在接收信号的码元数相比非常少，因此对与各路径对应的信道估计值进行的相位旋转的运算量仅极少量即可。
然后，同步检波部120使用校正信道估计值进行解扩信号的同步检波。在该同步检波中因为是使用被施以相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转的校正信道估计值，所以同步检波后的信号等同于被施以相位旋转量W以及(π/4)的相位旋转的各码元。
通过由RAKE合成部130对同步检波后的信号进行RAKE合成获得合成了对应于各路径的信号的RAKE合成信号，该RAKE合成信号被输出到干扰去除运算部420。
而且，通过运算变量生成部410使用校正信道估计值以及有关和本装置在同一小区内的所有用户的复用码的扩频信息来生成用于干扰去除的运算变量，并由干扰去除运算部420对RAKE合成信号使用运算变量进行例如JD运算等运算来去除码间干扰和其他用户干扰的影响。
然后，由QPSK解映射部150解调干扰去除后的信号，并由P/S变换部152进行并行/串行变换，输出由I轴分量和Q轴分量的比特获得的接收比特序列。
这样，根据本实施方式，因为仅对从接收信号在一个时隙时间内获得的信道估计值施以对应信道化码而决定的相位旋转量以及(7π/4)的相位旋转来获得校正信道估计值，并且使用校正信道估计值对解扩信号进行同步检波并进行RAKE合成后的信号的干扰去除，所以和对RAKE合成后的信号的各码元进行相位旋转的情况相比，能够以较少的运算量并高效率地将码元数据变换为去除了干扰影响的高精度的接收比特序列。
再有，在上述各实施方式中，为了说明有关应用QPSK作为调制方式的情况，所以在信道估计值施加的相位旋转量是(π/4)，但本发明并不限于此，在应用其他调制方式时也能够进行适宜的变更来实施本发明。
如上所述，根据本发明能够以较少的运算量并高效率地将码元数据变换为接收比特序列。
本说明书基于2002年10月16日申请的特愿2002-301946号，其全部内容包含于此作为参考。
工业实用性
本发明适合应用在接收装置和接收方法。

Claims (8)

1、一种接收装置，包括：
信道估计部件，使用接收信号获得信道估计值；
相位旋转部件，相位旋转上述信道估计值；以及
同步检波部件，使用经相位旋转获得的校正信道估计值对上述接收信号进行同步检波。
2、如权利要求1所述的接收装置，其中，上述相位旋转部件对上述信道估计值施以根据接收信号的调制方式而决定的相位旋转量的相位旋转。
3、如权利要求1所述的接收装置，其中，上述相位旋转部件对上述信道估计值施以(π/4)的相位旋转。
4、如权利要求1所述的接收装置，其中，上述相位旋转部件对上述信道估计值施以根据分配给本装置的信道化码而决定相位旋转量的相位旋转。
5、如权利要求1所述的接收装置，还包括：
解扩部件，通过对接收信号与哈达马矩阵进行乘法运算来解扩该接收信号；以及
干扰去除部件，使用上述校正信道估计值，从上述解扩部件解扩的信号去除干扰。
6、一种无线通信终端装置，具备如权利要求1所述的接收装置。
7、一种无线通信基站装置，具备如权利要求1所述的接收装置。
8、一种接收方法，包括：
使用接收信号获得信道估计值的步骤；
相位旋转上述信道估计值的步骤；以及
使用经相位旋转获得的校正信道估计值，对上述接收信号进行同步检波的步骤。
CNA2003801088522A 2003-10-29 2003-10-29 接收装置和接收方法 Pending CN1739248A (zh)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101621489B (zh) * 2009-07-24 2012-06-27 北京大学 一种用于四相调制ofdm系统的信道估计方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5754599A (en) * 1996-01-04 1998-05-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent channel estimation in a communication system
US6064690A (en) * 1997-05-13 2000-05-16 Yozan Inc. Spread spectrum communication system
US6363103B1 (en) * 1998-04-09 2002-03-26 Lucent Technologies Inc. Multistage interference cancellation for CDMA applications using M-ary orthogonal moduation
JP3904754B2 (ja) * 1999-02-25 2007-04-11 富士通株式会社 符号分割多重通信における送信装置、受信装置及びその方法
JP2003143054A (ja) * 2001-10-31 2003-05-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信装置及び無線通信方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101621489B (zh) * 2009-07-24 2012-06-27 北京大学 一种用于四相调制ofdm系统的信道估计方法

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