WO2005041433A1 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

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WO2005041433A1
WO2005041433A1 PCT/JP2003/013807 JP0313807W WO2005041433A1 WO 2005041433 A1 WO2005041433 A1 WO 2005041433A1 JP 0313807 W JP0313807 W JP 0313807W WO 2005041433 A1 WO2005041433 A1 WO 2005041433A1
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channel estimation
phase rotation
section
signal
estimation value
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PCT/JP2003/013807
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Inventor
Takayuki Murakami
Keiichi Kitagawa
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707—Efficiency-related aspects

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device and a receiving method.
  • CDMA code division multiple access
  • FDD Frequency Division Duplex
  • TDD Time Division Duplex: Time division multiplexing
  • the FDD scheme uses different frequency bands for the uplink and downlink, while the TDD scheme uses the same transmission and reception band, and alternates uplink and downlink by dividing the same radio frequency by time. It is a method of communicating to. Therefore, in the CDMA / TDD system, the processing of the transmitted signal is performed by the CDMA system, and the transmission of the uplink and the downlink is performed by the TDD system.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a signal frame configuration in a wireless communication system using the CDMA / TDD scheme.
  • one frame is composed of a plurality of slots each consisting of one pilot symbol block, two information symbol blocks, and one guard symbol block.
  • Each pilot symbol block P i is composed of a known symbol sequence having a predetermined length (for example, 10 symbols).
  • a predetermined number (up to 61 symbol) of information symbols are arranged.
  • each guard symbol block G i is composed of a symbol sequence having no information and having a predetermined length (for example, two symbols).
  • the signal thus framed is information-modulated by, for example, QPSK modulation in a transmitting device such as a base station, and then spread-modulated with a predetermined spreading code and transmitted to a receiving device such as a mobile station.
  • the transmission bit sequence is By performing the QPSK modulation, the data is mapped to the symbolic positions as shown in FIG. 2 and symbol data is obtained. Then, the symbol data is transmitted after being subjected to a phase rotation according to the channelization code assigned to each of the receiving-side apparatuses to be transmitted and subjected to spreading processing.
  • the transmission signal is received by the receiving side device, and is despread by using the channelization code.
  • channel estimation is performed by using pilot symbol block Pi included in the received signal, and synchronous detection of the received signal is performed by using the despread result and the channel estimation result.
  • the synchronous detection results are RAKE-combined, and a phase rotation according to the channelization code is applied.
  • the symbol data obtained by the above processing is de-mapped to a symbol position as shown in FIG. 2, similarly to the symbol data in the transmitting device.
  • the I-axis component is used as the soft-decision value of the first bit out of the two bits that are demapped to the symbol positions as shown in Fig. 3 and QPSK-modulated.
  • the Q axis component is used as the soft judgment value of the eye.
  • the above-described receiving apparatus has a problem in that the amount of calculation increases because it is necessary to add a phase rotation to all symbol data.
  • the number of symbols of the information symbol block I i 1 and the information symbol block I i 2 is a maximum of 1 2 2 (6 1 X 2) symbols.
  • the operation to add the phase rotation is enormous. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to efficiently convert symbol data into a received bit sequence with a small amount of computation.
  • the gist of the present invention is to eliminate the need for phase rotation during demodulation by performing synchronous detection of a despread signal using the channel estimation result to which phase rotation has been applied.
  • a receiving device obtains a channel estimation value using a received signal, a phase rotation unit that rotates the phase of the channel estimation value, and a phase rotation unit that obtains a channel estimation value.
  • synchronous detection means for synchronously detecting the received signal using the corrected channel estimation value.
  • a receiving method includes: obtaining a channel estimate using a received signal; rotating the phase of the channel estimate; and correcting the channel estimate obtained by rotating the phase. Synchronously detecting the received signal using Brief Description of Drawings
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a frame structure of a signal used in the CDMA / TDD system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of symbol mapping in QPSK modulation
  • FIG. 3 is a diagram illustrating another example of symbol mapping in QPSK modulation
  • FIG. 4 is a diagram of a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating an operation of a channel estimation unit according to Embodiment 1
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating an operation of a reception device according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 7 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention, and
  • FIG. 8 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the receiving apparatus shown in FIG. 1 includes a despreading unit 110, a synchronous detection unit 120, a RAKE combining unit 130, a phase rotation unit 140, a QPS K demapping unit 150 including a P / S (parallel Z serial) conversion unit 152, It has a channel estimation unit 160 and an estimated value correction unit 170.
  • Receiveding section 110 performs a despreading process on the signal received via the antenna using the channelization code assigned to its own device.
  • Synchronous detection section 120 performs synchronous detection of the despread signal obtained by despreading the received signal, using the corrected channel estimation value output from estimated value correction section 170.
  • RAKE combining section 130 RAKE combines the synchronously detected signals.
  • the phase rotator 140 allocates the RAKE-combined signal to the receiver.
  • the phase rotation B is obtained by the phase rotation amount W corresponding to the channelization code that was obtained.
  • QPSK demapping section 150 demodulates the signal output from phase rotation section 140 and outputs a received bit sequence. Specifically, the QPSK demapping unit 150 demodulates the output signal of the phase rotation unit 140 that has been QPSK modulated, acquires the I-axis component and the Q-axis component bits, and performs PZS conversion. By performing parallel / serial conversion by the unit 152, the received bit 1 and the series are output.
  • Channel estimation section 160 performs channel estimation using the signal received via the antenna, and outputs the obtained channel estimation value to estimation value correction section 170.
  • the channel estimation value is obtained by the number of paths detected within the time corresponding to one slot as a result of the channel estimation. That is, as shown in FIG. 5, for example, when four paths 1 to 4 are detected by channel estimation within one slot time, four channel estimation values are obtained.
  • the estimated value correcting section 170 adds ( ⁇ 4) phase rotation to each channel estimated value output from the channel estimating section 160. Therefore, as shown in Fig. 5, if four paths 1 to 4 are detected within one slot time, ( ⁇ ⁇ 4) phase rotation is added to each of the four channel estimates. Can be
  • a received signal received via an antenna is input to despreading section 110 and channel estimating section 160. Then, the despreading unit 110 despreads the received signal using the channelization code assigned to the own device, and outputs the despread signal to the synchronous detection unit 120.
  • channel estimation is performed by channel estimating section 160, paths of the direct wave and the delayed wave are detected, and the channel estimation value in each path is output to estimation value correcting section 170.
  • the channel estimation value in each path is subjected to ( ⁇ / 4) phase rotation by the estimation value correction section 170, and the obtained corrected channel estimation value is output to the synchronous detection section 120 .
  • the number of paths detected within one slot time by the channel estimator 160 is very small as compared with the number of symbols included in the received signal. Therefore, the phase rotation calculation for the channel estimation value corresponding to each path is Only a small amount is required. Then, the synchronous detection section 120 performs synchronous detection of the despread signal by using the corrected channel estimation value.
  • the corrected channel estimation with ( ⁇ 4) phase rotation is used, so the signal after synchronous detection is the signal with ( ⁇ / 4) phase rotation added to each symbol.
  • the signal after the synchronous detection is RAKE-combined by the RAKE combining unit 130 to obtain a RAKE-combined signal in which the signal corresponding to each path is combined.
  • the RAKE composite signal is phase-rotated by a phase rotation amount W determined in correspondence with the channelization code by a phase rotation unit 140, demodulated by a QP SK demapping unit 150, and P / S converted.
  • a parallel bit-to-serial conversion is performed by the unit 152, and a received bit sequence including bits of the I-axis component and the Q-axis component is output.
  • the information symbol block I i 1 and the information symbol block I i 2 included in each slot are each composed of 61 symbols.
  • the channel estimation value obtained within one slot time from the received signal is rotated by ( ⁇ / 4) phase to obtain the correction channel estimation value, and the correction channel estimation value is obtained. Since the despread signal is synchronously detected using the values, it is possible to convert the symbol data into a received bit sequence more efficiently with less calculation amount than when phase rotation is performed on each symbol of the RAKE-combined signal. .
  • a feature of the second embodiment of the present invention is that a phase rotation defined corresponding to a channelization code is added to a channel estimation value.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 2.
  • the receiving apparatus shown in FIG. 6 includes a QPS ⁇ demapping section 150 including a despreading section 110, a synchronous detection section 120, a RAKE combining section 130, a / 3 conversion section 152, and a (1 ⁇ 4) phase shifter 154.
  • a including a channel estimation unit 160 and an estimated value correction unit 210.
  • QP SK demapping section 150a demodulates the signal output from RAKE combining section 130 and outputs a received bit sequence. More specifically, the QPSK demapping unit 150a rotates and demodulates the QPSK-modulated output signal of the RAKE combining unit 130 by ( ⁇ 1 ⁇ 4) phase shift by the (_ ⁇ / 4) phase shifter 154, and demodulates the signal. The bits of the axis component and the Q axis component are obtained, and the received bit sequence is output by performing parallel / serial conversion by the P / S converter 152.
  • the estimated value correcting unit 210 adds a phase rotation to the channel estimated values output from the channel estimating unit 160 by a phase rotation amount W determined corresponding to the channelization code.
  • a received signal received via an antenna is input to despreading section 110 and channel estimation section 160. Then, the despreading section 110 uses the channelization code assigned to the own apparatus, despreads the received signal, and outputs the despread signal to the synchronous detection section 120.
  • channel estimation is performed by channel estimation section 160, paths of the direct wave and the delayed wave are detected, and the channel estimation value in each path is output to estimation value correction section 210.
  • the channel estimation value in each path is phase-rotated by a phase rotation amount W determined corresponding to the channelization code by the estimation value correction unit 210, and the obtained corrected channel estimation value is output to the synchronous detection unit 120 Output to
  • the number of paths detected in one slot time by the channel estimator 160 is very small as compared with the number of symbols included in the received signal. Therefore, the phase rotation calculation for the channel estimation value corresponding to each path is Only a small amount is required. Then, the synchronous detection section 120 performs synchronous detection of the despread signal by using the estimated channel estimation value. In this synchronous detection, a corrected channel estimation value in which the phase rotation is added by the phase rotation amount W is used, so that the signal after the synchronous detection has the phase rotation added by the phase rotation amount W for each symbol. Is equivalent to
  • the signal after the synchronous detection is RAKE-combined by the RAKE combining unit 130 to obtain a RAKE-combined signal in which the signal corresponding to each path is combined.
  • the RAKE combined signal is demodulated with a (1 ⁇ / 4) phase rotation by the (1 ⁇ / 4) phase shifter 154 in the QP SK demapping section 150a, and the PZS conversion section
  • the parallel-to-serial conversion is performed by 152, and a received bit sequence composed of I-axis component and Q-axis component bits is output.
  • the information symbol block Ii1 and the information symbol block Ii2 included in each slot are each composed of 61 symbols.
  • it is necessary to apply a phase rotation amount of W to 122 symbols by the phase rotation amount W whereas in the present embodiment, for example, four paths are detected within one slot time as shown in FIG. In this case, the phase rotation of the phase rotation amount W may be added to the four channel estimation values.
  • the channel estimation value obtained within one slot time from the received signal is corrected by rotating the phase by the phase rotation amount determined corresponding to the channelization code. Since the channel estimation value is obtained and the despread signal is synchronously detected using the estimated channel estimation value, it is more efficient and requires less computation than when phase rotation is performed on each symbol of the RAKE-combined signal. Simpol Data can be converted to a received bit sequence.
  • a feature of the third embodiment of the present invention is that both the phase rotation required for QPSK demapping and the phase rotation determined in accordance with the channelization code are added to the channel estimation value.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to the third embodiment.
  • the receiving apparatus shown in FIG. 7 has a QPSK demapping section 150 composed of a despreading section 110, a synchronous detection section 120, a RAKE combining section 130, a P / S conversion section 152, and a channel estimation section. 16 and an estimated value correction unit 310.
  • the estimated value correction unit 310 adds a phase rotation amount W and a ( ⁇ / 4) phase rotation determined according to the channelization code to each channel estimated value output from the channel estimation unit 160.
  • a received signal received via an antenna is input to despreading section 110 and channel estimation section 160. Then, the despreading section 110 uses the channelization code assigned to its own device, despreads the received signal, and outputs the despread signal to the synchronous detection section 120.
  • channel estimation is performed by channel estimating section 160, paths of the direct wave and the delayed wave are detected, and the channel estimation value in each path is output to estimation value correcting section 310.
  • the channel estimation value in each path is added to the phase rotation amount W and ( ⁇ 4) phase rotation determined by the estimation value correction unit 310 corresponding to the channelization code, and the obtained corrected channel estimation value is And output to the synchronous detection unit 120.
  • the phase rotation is calculated with respect to the channel estimation value corresponding to each path. Requires only a small amount. Then, the synchronous detection section 120 performs synchronous detection of the despread signal by using the corrected channel estimation value. In this synchronous detection, the phase rotation amount W and the estimated value of the acquisition channel to which the ( ⁇ / 4) phase rotation is added are used. Therefore, the signal after the synchronous detection has the phase rotation amount W and ( ⁇ 4) It is equivalent to the phase rotation added.
  • the signal after the synchronous detection is RAKE-combined by RAKE combining section 130 to obtain a RAKE combined signal in which the signal corresponding to each path is combined.
  • the RAKE combined signal is demodulated by the QP SK demapping unit 150, and is also subjected to parallel-Z serial conversion by the P / S conversion unit 152, and a received bit sequence composed of I-axis component and Q-axis component bits is output.
  • phase rotation amount W and ( ⁇ 4) phase rotation may be added to the four channel estimation values.
  • the channel estimation value obtained within one slot time from the received signal is subjected to the phase rotation amount and ( ⁇ 4) phase rotation determined corresponding to the channelization code.
  • the symbol data can be well converted into a received bit sequence.
  • a feature of Embodiment 4 of the present invention is that interference removal is performed on a signal after RAKE combining.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 4.
  • the receiving apparatus shown in FIG. 8 has a QPSK demapping section 150 composed of a despreading section 110, a synchronous detection section 120, a rake synthesis section 130, a PZS conversion section 152, and a channel estimation. It has a section 160, an estimated value correction section 310, and an interference removal section 400 composed of an operation variable generation section 410 and an interference removal calculation section 420.
  • despreading section 110 in the present embodiment applies fast Hadamard transform and performs despreading processing on signals addressed to receiving apparatuses other than the own apparatus at the same time.
  • receiving apparatuses other than the own apparatus are referred to as “other users”, and all receiving apparatuses including the own apparatus in the same cell as the own apparatus are referred to as “all users”.
  • the interference removing unit 400 removes the interference of the signal after the RAKE combining using the corrected channel estimation value and the spreading information on the multiplex codes of all users. Specifically, the interference elimination unit 400 uses the estimated channel estimation value and the spread information about the multiplexed code of all users in the operation variable generation unit 410 to calculate the operation variable for interference elimination. By using the operation variables for the RAKE-combined signal in the interference elimination operation unit 420, for example, an operation to eliminate the effects of intersymbol interference and other user interference such as JD (Joint Detection) operation I do. Regarding the interference cancellation unit 400, the array, interference Cancellation vs.
  • a received signal received via an antenna is input to despreading section 110 and channel estimating section 160. Then, the despreading unit 110 despreads the received signal using the channelization code assigned to the own device, and outputs the despread signal to the synchronous detection unit 120.
  • channel estimation is performed by the channel estimating section 160, paths of the direct wave and the delayed wave are detected, and the channel estimation value in each path is output to the estimation value correcting section 310.
  • the channel estimation value in each path is added to the phase rotation amount W and the ( ⁇ / 4) phase rotation determined corresponding to the channelization code by the estimation value correction unit 310, and the obtained corrected channel estimation
  • the value is output to the synchronous detection unit 120 and the operation variable generation unit 410 in the interference elimination unit 400.
  • the synchronous detection section 120 performs synchronous detection of the despread signal by using the estimated channel estimation value.
  • the phase rotation amount W and the corrected channel estimation value to which ( ⁇ 4) phase rotation is added are used, so that the signal after the synchronous detection has the phase rotation amount W and ( ⁇ / 4 ) It is equivalent to the phase rotation added.
  • the signal after the synchronous detection is RAKE-combined by the RAKE-combining unit 130 to obtain a RAKE-combined signal in which the signals corresponding to the respective paths are combined, and the RAKE-combined signal is output to the interference removal operation unit 420 Is done.
  • the operation variable generating section 410 uses the corrected channel estimation value and the spread information regarding the multiplexed codes of all users in the same cell as the own apparatus to generate an operation variable for interference removal, and By using an operation variable for the RAKE combined signal by the operation unit 420, for example, an operation such as a JD operation is performed, and the effects of intersymbol interference and other user interference are removed.
  • the signal after interference removal is demodulated by the QPSK demapping unit 150, and is also subjected to parallel / serial conversion by the PZS conversion unit 152, so that the received bit consisting of I-axis component and Q-axis component bits The sequence is output.
  • the present embodiment it is possible to obtain from the received signal within one slot time. Only the estimated channel value obtained is rotated by the phase rotation amount ( ⁇ / 4) determined by the channelization code to obtain the estimated channel estimation value, and the corrected channel estimation value is used.
  • the symbol data can be efficiently processed with a smaller amount of computation than when phase rotation is performed on each symbol of the RAKE-combined signal. Can be converted to a highly accurate received bit sequence from which the influence of interference has been removed.
  • QP SK is applied as a modulation scheme. Therefore, the amount of phase rotation added to the channel estimation value is
  • the present invention is not limited to this, and the present invention can be implemented by appropriately changing even when other modulation schemes are applied. As described above, according to the present invention, it is possible to efficiently convert symbol data into a received bit sequence with a small amount of computation.
  • the present invention can be applied to a receiving device and a receiving method.

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Abstract

少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換する受信装置および受信方法。逆拡散部（１１０）は、受信信号の逆拡散処理をする。同期検波部（１２０）は、受信信号を逆拡散処理して得られた逆拡散信号を、推定値補正部（１７０）から出力される補正チャネル推定値を用いて同期検波する。ＲＡＫＥ合成部（１３０）は、同期検波された信号をＲＡＫＥ合成する。位相回転部（１４０）は、ＲＡＫＥ合成された信号に対して、チャネライゼーションコードに対応する位相回転を加える。ＱＰＳＫデマッピング部（１５０）は、位相回転部（１４０）から出力された信号を復調して受信ビット系列を出力する。チャネル推定部（１６０）は、受信信号を用いて、チャネル推定を行う。推定値補正部（１７０）は、チャネル推定部（１６０）から出力された各チャネル推定値に（π／４）位相回転を加える。

Description

受信装置および受信方法
技術分野
本発明は、 受信装置および受信方法に関する。 明
背景技術
細 1
近年、 無線通信システムにおいて、 同一の周波数帯域を用いて複数の移動局 が同時に通信を行うための多元アクセス方式書として、 C DMA (Code Division Multiple Access：コード分割多元アクセス） 方式が注目されている。 C DM A方式は、 F DMA (Frequency Division Multiple Access：周波数分害 U多元 アクセス） 方式や T DMA (Time Division Multiple Access：時分割多元ァ クセス）方式などの技術と比較して、周波数利用効率の向上を図ることができ、 より多くの利用者を収容することができる。
また、 無線通信システムの移動局と基地局間において、 上り回線と下り回線 の双方向に信号を伝送する伝送方式としては、 F D D (Frequency Division Duplex：周波数分割多重） 方式と T D D (Time Division Duplex：時分割多重） 方式とがある。 F D D方式は、 上り回線と下り回線で異なる周波数帯を利用す る方式である一方、 T D D方式は、 送受信同一帯域方式であり、 同一の無線周 波数を時間分割して上り回線と下り回線を交互に通信する方式である。 したが つて、 C DMA/T D D方式では、 伝送される信号の処理は C DMA方式によ つて行われ、 上り回線と下り回線の伝送は T D D方式によつて行われる。
図 1は、 C DMA/T D D方式を用いた無線通信システムにおける、 信号の フレーム構成の一例を示す図である。 同図に示すように、 1フレームは、 それ ぞれが 1つのパイロットシンポルブロック、 2つの情報シンボルプロック、 お よび 1つのガードシンボルプロックからなる複数のスロットから構成されて いる。 すなわち、 1スロットは、 パイロットシンボスレブ口ック P i ( i = 1〜 n ) を、 情報シンポルブロック I i 1 ( i = l〜n ) と情報シンボルブロック I i 2 ( i = l〜n ) がはさむようになつており、 その後にガードシンポノレプ ロック G i ( i = l〜n ) が配置された構成となっている。
各パイ口ットシンボルプロック P iは、 それぞれあらかじめ定められた長さ (例えば 1 0シンボル） の既知のシンボル列からなっている。 また、 各情報ブ ロック I i 1および I i 2には、 それぞれ所定数 （最大 6 1シンポル） の情報 シンボルが配置されている。 また、 各ガードシンボルブロック G iは、 それぞ れあらかじめ定められた長さ （例えば 2シンボル） の何も情報の無いシンボル 列からなっている。 このようにフレーム構成された信号は、 基地局などの送信 側装置において例えば Q P S K変調により情報変調された後、 所定の拡散符号 で拡散変調されて移動局などの受信側装置へ送信される。
具体的には、 例えば 3 G P P規格書 T S 2 5 . 2 2 3 "3rd Generation Partnership Project ; Technical Specification Group Radio Access Network； Spreading and modulation (TDD) "に記載されているように、 送信ビット系列は、 Q P S K変調が行われることにより、 図 2に示すようなシンポノレ位置にマッピ ングされ、 シンボルデ一タが得られる。 そして、 シンボルデータは、 送信相手 となる受信側装置ごとに割り当てられているチヤネライゼーションコードに 応じた位相回転が加えられ、 拡散処理が行われた後に送信される。
そして、 送信信号は、 受信側装置において受信され、 チヤネライゼーシヨン コードが用いられることにより逆拡散される。 また、 受信信号に含まれるパイ ロットシンボルプロック P iが用いられることにより、 チャネル推定が行われ、 逆拡散結果とチャネル推定結果とが用いられることにより、 受信信号の同期検 波が行われる。 さらに、 同期検波結果は R A K E合成され、 チヤネライゼーシ ヨンコードに応じた位相回転が加えられる。
以上の処理によって得られたシンボルデ一タは、 送信側装置におけるシンポ ルデータと同様に、 図 2に示すようなシンボル位置にデマッビングされる。 こ こで、 このシンポルデータに対してターポ復号およぴビタビ復号を行う場合は シンボルデータに含まれる各ビットが軟判定値で出力されることが必要であ るため、 シンポルデータが （一 π / 4 ) 位相回転されることにより、 図 3に示 すようなシンボル位置にデマッピングされ、 Q P S K変調されている 2ビット のうち、 1ビット目の軟判定値として I軸成分が用いられ、 2ビット目の軟判 定値として Q軸成分が用いられる。
しかしながら、 上述の受信側装置では、 すべてのシンポルデータに対して位 相回転を加える必要があるために、 演算量が大きくなるという問題がある。 例えば、 上述したスロット構成の場合、 情報シンボルプロック I i 1および 情報シンボルプロック I i 2のシンボル数は、 最大で 1 2 2 ( 6 1 X 2 ) シン ボルとなり、 これらのシンボルすベてに対して位相回転を加える演算は、 膨大 な量となる。 発明の開示
本発明の目的は、 少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列 へ変換することである。
本発明の骨子は、位相回転を加えたチャネル推定結果を用いて逆拡散信号の 同期検波を行うことにより、 復調時の位相回転を不要とすることである。 本発明の一形態によれば、 受信装置は、 受信信号を用いてチャネル推定値を 取得するチャネル推定手段と、 前記チャネル推定値を位相回転する位相回転手 段と、位相回転されて得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同 期検波する同期検波手段と、 を有する構成を採る。
本発明の他の形態によれば、 受信方法は、 受信信号を用いてチャネル推定値 を取得するステップと、 前記チャネル推定値を位相回転するステップと、 位相 回転して得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同期検波する ステップと、 を有する。 図面の簡単な説明
図 1は、 CDMA/TDD方式において用いられる信号のフレーム構成の一 例を示す図、
図 2は、 Q P S K変調におけるシンボルのマッビングの一例を示す図、 図 3は、 Q P S K変調におけるシンボルのマッビングの他の一例を示す図、 図 4は、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置の要部構成を示すプロック図、 図 5は、 実施の形態 1に係るチャネル推定部の動作を説明するための図、 図 6は、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置の要部構成を示すプロック図、 図 7は、 本発明の実施の形態 3に係る受信装置の要部構成を示すプロック図、 および、
図 8は、 本発明の実施の形態 4に係る受信装置の要部構成を示すプロック図 である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 4は、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置の要部構成を示すプロック図 である。 同図に示す受信装置は、 逆拡散部 1 10、 同期検波部 120、 RAK E合成部 130、 位相回転部 140、 P/S (パラレル Zシリアル） 変換部 1 52からなる QPS Kデマッビング部 150、 チヤネノレ推定部 160、 および 推定値補正部 170を有している。
逆拡散部 1 10は、 アンテナを介して受信された信号に対して、 自装置に割 り当てられたチヤネライゼーシヨンコードを用いて逆拡散処理をする。
同期検波部 120は、 受信信号を逆拡散処理して得られた逆拡散信号を、 推 定値補正部 170から出力される補正チャネル推定値を用いて同期検波する。
RAKE合成部 130は、 同期検波された信号を RAKE合成する。
位相回転部 140は、 RAKE合成された信号に対して、 受信装置に割り当 てられたチヤネライゼーシヨンコードに対応する位相回転量 Wだけ位相回転 を力 Bえる。
Q P S Kデマッビング部 1 5 0は、位相回転部 1 4 0力 ら出力された信号を 復調して受信ビット系列を出力する。 具体的には、 Q P S Kデマッピング部 1 5 0は、 Q P S K変調されている位相回転部 1 4 0の出力信号を復調して I軸 成分おょぴ Q軸成分のビットを取得し、 PZ S変換部 1 5 2によってパラレル /シリアル変换することにより、 受信ビッ 1、系列を出力する。
チャネル推定部 1 6 0は、 アンテナを介して受信された信号を用いて、 チヤ ネル推定を行い、 得られたチャネル推定値を推定値補正部 1 7 0へ出力する。 ここで、 チヤネル推定値は、 チャネル推定の結果、 1スロットに対応する時間 内に検出されたパスの数だけ得られる。 すなわち、 例えば図 5に示すように、 1スロット時間内にパス 1 〜 4の 4つのパスがチャネル推定によって検出さ れた場合は、 4つのチャネル推定値が得られる。
推定値補正部 1 7 0は、 チャネル推定部 1 6 0から出力された各チャネル推 定値に （π Ζ 4 ) 位相回転を加える。 したがって、 図 5に示したように、 1ス 口ット時間内にパス 1 〜 4の 4つのパスが検出された場合は、 4つのチャネル 推定値のそれぞれに （π Ζ 4 ) 位相回転が加えられる。
次いで、 上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
まず、 アンテナを介して受信された受信信号は、 逆拡散部 1 1 0およびチヤ ネル推定部 1 6 0へ入力される。 そして、 逆拡散部 1 1 0によって、 自装置に 割り当てられたチヤネライゼーシヨンコードが用いられ、 受信信号の逆拡散が 行われ、 逆拡散信号が同期検波部 1 2 0へ出力される。
他方、 チャネル推定部 1 6 0によって、 チャネル推定が行われ、 直接波およ び遅延波のパスが検出され、 各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部 1 7 0へ出力される。 各パスにおけるチャネル推定値は、 推定値捕正部 1 7 0に よって、 それぞれ （π / 4 ) 位相回転が加えられ、 得られた補正チャネル推定 値は、 同期検波部 1 2 0へ出力される。 ここで、 チャネル推定部 160によって 1スロット時間内に検出されるパス 数は、 受信信号に含まれるシンポル数と比較すると非常に少ないため、 各パス に対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、 わずかな量で済む。 そして、 同期検波部 120によって、 補正チャネル推定値が用いられること により逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、 (πノ 4) 位相回転が加えられた補正チャネル推定 が用いられるため、 同期検波後の信 号は、各シンポルに対して（ π / 4 )位相回転が加えられたものと等価になる。 同期検波後の信号は、 RAKE合成部 130によって、 RAKE合成される ことにより、 各パスに対応する信号が合成された R A K E合成信号が得られる。 そして、 RAKE合成信号は、 位相回転部 140によって、 チヤネライゼーシ ョンコードに対応して定められている位相回転量 Wだけ位相回転が加えられ、 QP SKデマッピング部 150によって復調されるとともに、 P/S変換部 1 52によってパラレノレ Zシリアル変換され、 I軸成分おょぴ Q軸成分のビット からなる受信ビット系列が出力される。
上記従来の技術で説明したように、例えば図 1に示すフレーム構成の信号に おいて、各スロットに含まれる情報シンボルプロック I i 1および情報シンポ ルプロック I i 2がそれぞれ 61シンポルからなっている場合、従来は 122 シンポルに対して （πΖ4) 位相回転を加える必要があるのに対し、 本実施の 形態においては、 例えば図 5に示すように 1スロット時間内に 4つのパスが検 出された場合は、 4つのチャネル推定値に対して （π/4) 位相回転を加えれ ば良い。
このように、 本実施の形態によれば、 受信信号から 1スロット時間内に得ら れるチャネル推定値のみを （π/4) 位相回転して捕正チャネル推定値を取得 し、 捕正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、 RAKE 合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量 で効率良くシンポルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
(実施の形態 2) 本発明の実施の形態 2の特徴は、 チヤネライゼーシヨンコードに対応して定 められている位相回転をチャネル推定値に加える点である。
図 6は、 実施の形態 2に係る受信装置の要部構成を示すプロック図である。 同図において、 図 4と同じ部分には同じ符号を付し、 その説明を省略する。 図 6に示す受信装置は、 逆拡散部 110、 同期検波部 120、 RAKE合成 部 130、 卩/3変換部1 52と （一 πΖ4) 移相器 154とからなる QP S Κデマッピング部 1 50 a、 チャネル推定部 160、 および推定値補正部 21 0を有してレヽる。
QP SKデマッピング部 150 aは、 RAKE合成部 130から出力された 信号を復調して受信ビット系列を出力する。 具体的には、 QPSKデマツピン グ部 150 aは、 QP SK変調されている RAKE合成部 1 30の出力信号を (_π/4) 移相器 154によって （一 πΖ4) 位相回転するとともに復調し て I軸成分および Q軸成分のビットを取得し、 P/S変換部 152によってパ ラレル /シリアル変換することにより、 受信ビット系列を出力する。
推定値補正部 210は、 チャネル推定部 160から出力された各チャネル推 定値に、 チヤネライゼーシヨンコードに対応して定まる位相回転量 Wだけ位相 回転を加える。
次いで、 上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
まず、 アンテナを介して受信された受信信号は、 逆拡散部 1 10およびチヤ ネル推定部 160へ入力される。 そして、 逆拡散部 1 10によって、 自装置に 割り当てられたチヤネライゼーションコードが用いられ、 受信信号の逆拡散が 行われ、 逆拡散信号が同期検波部 120へ出力される。
他方、 チャネル推定部 160によって、 チャネル推定が行われ、 直接波およ ぴ遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部 2 10へ出力される。 各パスにおけるチャネル推定値は、 推定値補正部 210に よって、 それぞれチヤネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量 W だけ位相回転が加えられ、 得られた補正チャネル推定値は、 同期検波部 120 へ出力される。
ここで、 チャネル推定部 160によって 1スロット時間内に検出されるパス 数は、 受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、 各パス に対応するチヤネル推定値に対する位相回転の演算は、 わずかな量で済む。 そして、 同期検波部 1 20によって、 捕正チャネル推定値が用いられること により逆拡散信号の同期検波が行われる。 この同期検波においては、 位相回転 量 Wだけ位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、 同期検 波後の信号は、 各シンボルに対して位相回転量 Wだけ位相回転が加えられたも のと等価になる。
同期検波後の信号は、 RAKE合成部 130によって、 RAKE合成される ことにより、 各パスに対応する信号が合成された RAKE合成信号が得られる。 そして、 RAKE合成信号は、 QP SKデマッピング部 150 a内の （一 π/ 4) 移相器 1 54によって、 （一 π/4) 位相回転が加えられて復調されると ともに、 PZS変換部 1 52によってパラレル Ζシリアル変換され、 I軸成分 および Q軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
上記従来の技術で説明したように、 例えば図 1に示すフレーム構成の信号に おいて、 各スロットに含まれる情報シンポルブロック I i 1および情報シンポ ルブロック I i 2がそれぞれ 61シンボルからなっている場合、従来は 122 シンボルに対して位相回転量 Wだけ位相回転を加える必要があるのに対し、 本 実施の形態においては、 例えば図 5に示すように 1スロット時間内に 4つのパ スが検出された場合は、 4つのチャネル推定値に対して位相回転量 Wの位相回 転を加えれば良い。
このように、 本実施の形態によれば、 受信信号から 1スロット時間内に得ら れるチャネル推定値のみを、 チヤネライゼーシヨンコードに対応して定められ る位相回転量だけ位相回転して補正チャネル推定値を取得し、 捕正チャネル推 定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、 RAKE合成後の信号の各シ ンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンポル データを受信ビット系列へ変換することができる。
(実施の形態 3 )
本発明の実施の形態 3の特徴は、 Q P S Kデマッビングにおいて必要となる 位相回転およびチヤネライゼーシヨンコードに対応して定められている位相 回転の双方をチャネル推定値に加える点である。
図 7は、 実施の形態 3に係る受信装置の要部構成を示すプロック図である。 同図において、 図 4と同じ部分には同じ符号を付し、 その説明を省略する。 図 7に示す受信装置は、 逆拡散部 1 1 0、 同期検波部 1 2 0、 R A K E合成 部 1 3 0、 P / S変換部 1 5 2からなる Q P S Kデマッビング部 1 5 0、 チヤ ネノレ推定部 1 6 0、 および推定値補正部 3 1 0を有している。
推定値補正部 3 1 0は、 チャネル推定部 1 6 0から出力された各チャネル推 定値に、 チヤネライゼーシヨンコードに対応して定まる位相回転量 Wおよび ( π / 4 ) 位相回転を加える。
次いで、 上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
まず、 アンテナを介して受信された受信信号は、 逆拡散部 1 1 0およびチヤ ネノレ推定部 1 6 0へ入力される。 そして、 逆拡散部 1 1 0によって、 自装置に 割り当てられたチヤネライゼーションコードが用いられ、 受信信号の逆拡散が 行われ、 逆拡散信号が同期検波部 1 2 0へ出力される。
他方、 チャネル推定部 1 6 0によって、 チャネル推定が行われ、 直接波およ ぴ遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチヤネノレ推定値が推定値補正部 3 1 0へ出力される。 各パスにおけるチャネル推定値は、 推定値補正部 3 1 0に よって、 それぞれチヤネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量 W および （πΖ4 ) 位相回転が加えられ、 得られた補正チャネル推定値は、 同期 検波部 1 2 0へ出力される。
ここで、 チヤネノレ推定部 1 6 0によって 1スロット時間内に検出されるパス 数は、 受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、 各パス に対応するチヤネル推定値に対する位相回転の演算は、 わずかな量で済む。 そして、 同期検波部 1 20によって、 補正チャネル推定値が用いられること により逆拡散信号の同期検波が行われる。 この同期検波においては、 位相回転 量 Wおよび （π/4) 位相回転が加えられた捕正チャネル推定値が用いられる ため、同期検波後の信号は、各シンポルに対して位相回転量 Wおよび（πΖ4) 位相回転が加えられたものと等価になる。
同期検波後の信号は、 RAKE合成部 130によって、 RAKE合成される ことにより、各パスに対応する信号が合成された R A K E合成信号が得られる。 そして、 RAKE合成信号は、 QP SKデマッピング部 150によって復調さ れるとともに、 P/S変換部 152によってパラレル Zシリアル変換され、 I 軸成分および' Q軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
上記背景技術で説明したように、 例えば図 1に示すフレーム構成の信号にお いて、 各スロットに含まれる情報シンポルプロック I i 1および情報シンポル プロック I i 2がそれぞれ 61シンボルからなっている場合、 従来は 1 22シ ンボルに対して位相回転量 Wおよび （πΖ4) 位相回転を加える必要があるの に対し、 本実施の形態においては、 例えば図 5に示すように 1スロット時間内 に 4つのパスが検出された場合は、 4つのチャネル推定値に対して位相回転量 Wおよび (π/4) 位相回転を加えれば良い。
このように、 本実施の形態によれば、 受信信号から 1スロット時間内に得ら れるチヤネル推定値のみを、 チヤネライゼーションコードに対応して定められ る位相回転量および （πΖ4) 位相回転して補正チャネル推定値を取得し、 補 正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、 RAKE合成後 の信号の各シンポルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率 良くシンポルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
(実施の形態 4)
本発明の実施の形態 4の特徴は、 RAKE合成後の信号に対して干渉除去を 行う点である。
図 8は、 実施の形態 4に係る受信装置の要部構成を示すプロック図である。 同図において、 図 6と同じ部分には同じ符号を付し、 その説明を省略する。 図 8に示す受信装置は、 逆拡散部 1 1 0、 同期検波部 1 2 0、 R AK E合成 部 1 3 0、 P Z S変換部 1 5 2からなる Q P S Kデマッピング部 1 5 0、 チヤ ネル推定部 1 6 0、 推定値補正部 3 1 0、 および演算変数生成部 4 1 0と干渉 除去演算部 4 2 0とからなる干渉除去部 4 0 0を有している。 なお、 本実施の 形態における逆拡散部 1 1 0は、 高速アダマール変換を適用しており、 自装置 以外の受信装置宛ての信号に対する逆拡散処理も同時に行われているものと する。 なお、 以下では、 自装置以外の受信装置を 「他ユーザ」 といい、 自装置 を含めて自装置と同一セル内のすべての受信装置を 「全ユーザ」 という。
干渉除去部 4 0 0は、 補正チャネル推定値と全ユーザの多重コードに関する 拡散情報とを用いて R AK E合成後の信号の干渉を除去する。 具体的には、 干 渉除去部 4 0 0は、演算変数生成部 4 1 0にて捕正チャネル推定値と全ユーザ の多重コードに関する拡散情報とを用いることにより、 干渉除去のための演算 変数を生成し、 干渉除去演算部 4 2 0にて R A K E合成後の信号に対して演算 変数を用いることにより、 例えば J D (Joint Detection) 演算などの符号間 干渉および他ユーザ干渉の影響を除去する演算を行う。 干渉除去部 4 0 0につ ヽて ίま、 列え ί 、 interference Cancellation vs. Channel Equalization and Joint Detection for the Downlink of C/TDMA Mobile Radio Concepts" (Bernd Steiner, Proceedings of EPMCC Conference Germany 1997， No. 145, pp. 253-260)、 または、 "EFFICIENT MULTI - RATE MULTI - USER DETECTION FOR THE ASYNCHRONOUS WCDMA UPLINK" (H. R. Karimi, VTC'99, pp. 593- 597)などの文献に 記載された技術を適用することができる。
次いで、 上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
まず、 アンテナを介して受信された受信信号は、 逆拡散部 1 1 0およびチヤ ネル推定部 1 6 0へ入力される。 そして、 逆拡散部 1 1 0によって、 自装置に 割り当てられたチヤネライゼーシヨンコードが用いられ、 受信信号の逆拡散が 行われ、 逆拡散信号が同期検波部 1 2 0へ出力される。 他方、 チャネル推定部 1 60によって、 チヤネノレ推定が行われ、 直接波およ び遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部 3 1 0へ出力される。 各パスにおけるチャネル推定値は、 推定値捕正部 3 1 0に よって、 それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量 W および （π/4) 位相回転が加えられ、 得られた補正チャネル推定値は、 同期 検波部 1 20および干渉除去部 400内の演算変数生成部 4 1 0へ出力され る。
ここで、 チャネル推定部 1 60によって 1スロット時間内に検出されるパス 数は、 受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、 各パス に対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、 わずかな量で済む。 そして、 同期検波部 1 20によって、 捕正チャネル推定値が用いられること により逆拡散信号の同期検波が行われる。 この同期検波においては、 位相回転 量 Wおよび （πΖ4) 位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられる ため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量 Wおよび (π/4) 位相回転が加えられたものと等価になる。
同期検波後の信号は、 RAKE合成部 1 30によって、 RAKE合成される ことにより、 各パスに対応する信号が合成された R A K E合成信号が得られ、 RAKE合成信号は、 干渉除去演算部 420へ出力される。
また、 演算変数生成部 41 0によって、 補正チャネル推定値と自装置と同一 セル内の全ユーザの多重コードに関する拡散情報とが用いられることにより、 干渉除去のための演算変数が生成され、 干渉除去演算部 420によって、 RA K E合成信号に対して演算変数が用いられることにより、 例えば J D演算など の演算が行われ、 符号間干渉および他ユーザ干渉の影響が除去される。
そして、 干渉除去後の信号は、 Q P S Kデマッビング部 1 50によつて復調 されるとともに、 PZS変換部 1 5 2によってパラレル/シリアル変換され、 I軸成分おょぴ Q軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
このように、 本実施の形態によれば、 受信信号から 1スロット時間内に得ら れるチヤネノレ推定値のみを、 チヤネライゼーシヨンコードに対応して定められ る位相回転量おょぴ （π/4) 位相回転して捕正チャネル推定値を取得し、 補 正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うとともに、 RAKE合 成後の信号の干渉除去を行うため、 RAKE合成後の信号の各シンポルに対し て位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを干渉 の影響が除去された精度の高い受信ビット系列へ変換することができる。 なお、 上記各実施の形態においては、 変調方式として QP SKが適用されて いる場合について説明したため、 チャネル推定値に加えられる位相回転量は
(π/4) であったが、 本発明はこれに限定されず、 その他の変調方式が適用 される場合でも適宜変更することにより、 本発明を実施することができる。 以上説明したように、 本発明によれば、 少ない演算量で効率良くシンボルデ ータを受信ビット系列へ変換することができる。
本明細書は、 2002年 10月 16日出願の特願 2002— 301946に 基づく。 この内容はすべてここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 受信装置および受信方法に適用することができる。

Claims

請求の範囲
1 . 受信信号を用いてチャネル推定値を取得するチャネル推定手段と、 前記チヤネル推定値を位相回転する位相回転手段と、
位相回転されて得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同期 検波する同期検波手段と、
を有する受信装置。
2 . 前記位相回転手段は、
受信信号の変調方式に応じて定まる位相回転量だけ前記チャネル推定値を 位相回転する請求の範囲第 1項記載の受信装置。
3 . 前記位相回転手段は、
前記チャネル推定値を （π / 4 ) 位相回転する請求の範囲第 1項記載の受信 装置。
4 . 前記位相回転手段は、
自装置に割り当てられているチヤネライゼーションコードに応じて定まる 位相回転量だけ前記チャネル推定値を位相回転する請求の範囲第 1項記載の 受信装置。
5 . 受信信号に対してァダマーノレ行列を乗算することにより、 当該受信信号 を逆拡散する逆拡散手段と、
前記補正チャネル推定値を用いて前記逆拡散手段によって逆拡散された信 号から干渉を除去する干渉除去手段と、
をさらに有する請求の範囲第 1項記載の受信装置。
6 . 請求の範囲第 1項記載の受信装置を有する無線通信端末装置。
7 . 請求の範囲第 1項記載の受信装置を有する無線通信基地局装置。
8 . 受信信号を用いてチャネル推定値を取得するステップと、
前記チヤネル推定値を位相回転するステップと、
位相回転して得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同期検 波するステップと、 を有する受信方法。
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