JPH07111495A - スペクトル拡散通信方法、その送信機及び受信機 - Google Patents
スペクトル拡散通信方法、その送信機及び受信機Info
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- JPH07111495A JPH07111495A JP25570993A JP25570993A JPH07111495A JP H07111495 A JPH07111495 A JP H07111495A JP 25570993 A JP25570993 A JP 25570993A JP 25570993 A JP25570993 A JP 25570993A JP H07111495 A JPH07111495 A JP H07111495A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 周波数選択性フェージングによる劣化が少な
く、他ユーザからの干渉が少なく、かつ簡易に受信機を
構成できる。 【構成】 送信側で入力データ系列を誤り訂正符号化
し、その符号化系列｛ａ｝を複数の送信データ系列｛ａ
1 ｝〜｛ａN ｝に分割し、各送信データ系列｛ａ1｝〜
｛ａN ｝を、時間ＴB 内のＮB 個のシンボルがチップレ
ートｆB ＝１／ＴCで直接拡散し、キャリア周波数ｆ1
〜ｆ4 のスペクトル拡散変調波としてマルチキャリアま
たは周波数ホッピングにより送信する。キャリア周波数
間隔をｆB に対して十分大とする。受信側で各キャリア
成分ごとに分離し、それぞれ逆拡散してデータ系列｛ａ
1 ｝〜｛ａN ｝と対応したもので得る。この際、他のユ
ーザの拡散符号による逆拡散を行いデコリレータなどに
より干渉除去する。復調されたデータ系列｛ａ1 ｝〜
｛ａN ｝を送信側のデータ系列｛ａ｝となるように結合
し、誤り訂正復号して入力データ系列を得る。
く、他ユーザからの干渉が少なく、かつ簡易に受信機を
構成できる。 【構成】 送信側で入力データ系列を誤り訂正符号化
し、その符号化系列｛ａ｝を複数の送信データ系列｛ａ
1 ｝〜｛ａN ｝に分割し、各送信データ系列｛ａ1｝〜
｛ａN ｝を、時間ＴB 内のＮB 個のシンボルがチップレ
ートｆB ＝１／ＴCで直接拡散し、キャリア周波数ｆ1
〜ｆ4 のスペクトル拡散変調波としてマルチキャリアま
たは周波数ホッピングにより送信する。キャリア周波数
間隔をｆB に対して十分大とする。受信側で各キャリア
成分ごとに分離し、それぞれ逆拡散してデータ系列｛ａ
1 ｝〜｛ａN ｝と対応したもので得る。この際、他のユ
ーザの拡散符号による逆拡散を行いデコリレータなどに
より干渉除去する。復調されたデータ系列｛ａ1 ｝〜
｛ａN ｝を送信側のデータ系列｛ａ｝となるように結合
し、誤り訂正復号して入力データ系列を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば移動通信に適
用され、ディジタル信号をスペクトル拡散方式で伝送す
る通信方式、その送信機及び受信機に関するものであ
る。
用され、ディジタル信号をスペクトル拡散方式で伝送す
る通信方式、その送信機及び受信機に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】送信データ系列を拡散系列でスペクトル
拡散する通信方式は、(i) 妨害波に対する通話品質劣化
が少ない、(ii)通信を秘匿できる、(iii) ベースバンド
における変復調処理が可能であり、ＣＭＯＳ−ＩＣ化に
より小形・低価格通信機を実現できる、(iv)広帯域利得
により、通信品質が向上する、などの特徴がある。この
スペクトル拡散通信方式は、伝送路の変動に対しても通
信品質の劣化が小さいので、無線伝送、例えば移動通
信、において利用する方法が知られている。特に、周波
数選択性フェージングがある伝送路では、通常の通信方
式では劣化要因となるディレースプレッドが、スペクト
ル拡散通信方式では伝送特性改善のために利用できると
いうメリットがある。スペクトル拡散方式では符号多重
により多元接続方式が実現されるので、周波数分割多元
接続（ＦＤＭＡ）あるいはＴＤＭ（時分割多重）−ＦＤ
ＭＡなどで必要なセルラ移動通信方式における周波数マ
ネジメントが不要になるというメリットもある。
拡散する通信方式は、(i) 妨害波に対する通話品質劣化
が少ない、(ii)通信を秘匿できる、(iii) ベースバンド
における変復調処理が可能であり、ＣＭＯＳ−ＩＣ化に
より小形・低価格通信機を実現できる、(iv)広帯域利得
により、通信品質が向上する、などの特徴がある。この
スペクトル拡散通信方式は、伝送路の変動に対しても通
信品質の劣化が小さいので、無線伝送、例えば移動通
信、において利用する方法が知られている。特に、周波
数選択性フェージングがある伝送路では、通常の通信方
式では劣化要因となるディレースプレッドが、スペクト
ル拡散通信方式では伝送特性改善のために利用できると
いうメリットがある。スペクトル拡散方式では符号多重
により多元接続方式が実現されるので、周波数分割多元
接続（ＦＤＭＡ）あるいはＴＤＭ（時分割多重）−ＦＤ
ＭＡなどで必要なセルラ移動通信方式における周波数マ
ネジメントが不要になるというメリットもある。
【０００３】従来のスペクトル拡散通信方式の例を図１
１に示す。同図Ａは移動通信システムの一例を示し、移
動局Ｍ１〜Ｍ３は基地局ＢＳを介して相互に通信し、あ
るいは図に示していない固定通信網の固定端末あるいは
移動局と通信することができる。移動局Ｍ１，Ｍ２，Ｍ
３はそれぞれ図１１Ｂに示すように同一帯域ＷS のスペ
クトル拡散変調波Ｕ1 ，Ｕ2 ，Ｕ3 で受信される。この
ようなシステムでは、通常、同図Ｃに示すように、ベー
スバンド信号に変換された受信信号は複数の逆拡散回路
ＤＥＳ１，ＤＥＳ２で位相がずらされた拡散符号でそれ
ぞれ逆拡散される。つまり、擬似ランダムに符号発生器
ＰＮからの拡散符号が逆拡散回路ＤＥＳ２へ供給される
と共に、遅延回路Ｄを通じて逆拡散回路ＤＥＳ１へ供給
される。これら逆拡散回路ＤＥＳ１，ＤＥＳ２よりの逆
拡散された信号は合成回路ＣＯＭで合成される。これは
いわゆる（ＲＡＫＥ）受信であり、通路差による遅延信
号も合成され、パスダイバーシチ効果により伝送特性が
改善される。逆拡散とＲＡＫＥの組み合わせでは、符号
多重における他ユーザ（利用者）からの干渉をＦＤＭＡ
の様に完全には取り除くことができないので、この干渉
を雑音換算している。そのため干渉による伝送特性の劣
化を小さくするには限界があるという欠点があった。干
渉の問題は、特にセルラ移動通信のように、多数のユー
ザが多重化されているシステムにおいて、受信レベルが
大きく変動する条件では、システムの周波数利用効率を
大幅に低下させる最大の要因となっており、遠近問題と
してよく知られている。
１に示す。同図Ａは移動通信システムの一例を示し、移
動局Ｍ１〜Ｍ３は基地局ＢＳを介して相互に通信し、あ
るいは図に示していない固定通信網の固定端末あるいは
移動局と通信することができる。移動局Ｍ１，Ｍ２，Ｍ
３はそれぞれ図１１Ｂに示すように同一帯域ＷS のスペ
クトル拡散変調波Ｕ1 ，Ｕ2 ，Ｕ3 で受信される。この
ようなシステムでは、通常、同図Ｃに示すように、ベー
スバンド信号に変換された受信信号は複数の逆拡散回路
ＤＥＳ１，ＤＥＳ２で位相がずらされた拡散符号でそれ
ぞれ逆拡散される。つまり、擬似ランダムに符号発生器
ＰＮからの拡散符号が逆拡散回路ＤＥＳ２へ供給される
と共に、遅延回路Ｄを通じて逆拡散回路ＤＥＳ１へ供給
される。これら逆拡散回路ＤＥＳ１，ＤＥＳ２よりの逆
拡散された信号は合成回路ＣＯＭで合成される。これは
いわゆる（ＲＡＫＥ）受信であり、通路差による遅延信
号も合成され、パスダイバーシチ効果により伝送特性が
改善される。逆拡散とＲＡＫＥの組み合わせでは、符号
多重における他ユーザ（利用者）からの干渉をＦＤＭＡ
の様に完全には取り除くことができないので、この干渉
を雑音換算している。そのため干渉による伝送特性の劣
化を小さくするには限界があるという欠点があった。干
渉の問題は、特にセルラ移動通信のように、多数のユー
ザが多重化されているシステムにおいて、受信レベルが
大きく変動する条件では、システムの周波数利用効率を
大幅に低下させる最大の要因となっており、遠近問題と
してよく知られている。
【０００４】従来において、この干渉の問題を解決する
ために提案されている第一の方法として、図１２Ａに示
すようなデコリレータの適用が知られている。デコリレ
ータは直接拡散における干渉キャンセラの一種であり、
希望波のみを抽出できる。図１２Ａの例では３ユーザに
対する逆拡散を逆拡散回路ＤＥＳ１〜ＤＥＳ３でそれぞ
れ行い、これらの逆拡散出力をデコリレータ１１に入力
して希望波を分離して出力する。しかしながら、デコリ
レータ１１は逆行列を求めるための演算が必要であり、
多重化されているユーザの数が一般のセルラ方式のよう
に多いときには、計算量が膨大となり、実用的ではない
という欠点があった。
ために提案されている第一の方法として、図１２Ａに示
すようなデコリレータの適用が知られている。デコリレ
ータは直接拡散における干渉キャンセラの一種であり、
希望波のみを抽出できる。図１２Ａの例では３ユーザに
対する逆拡散を逆拡散回路ＤＥＳ１〜ＤＥＳ３でそれぞ
れ行い、これらの逆拡散出力をデコリレータ１１に入力
して希望波を分離して出力する。しかしながら、デコリ
レータ１１は逆行列を求めるための演算が必要であり、
多重化されているユーザの数が一般のセルラ方式のよう
に多いときには、計算量が膨大となり、実用的ではない
という欠点があった。
【０００５】干渉問題を解決する従来の第二の方法は、
スペクトル拡散方式であるＣＤＭＡをＦＤＭＡまたはＴ
ＤＭＡと組み合わせたＣＤＭ−ＦＤＭＡあるいはＣＤＭ
−ＴＤＭＡとする方法である。図１２ＢにＣＤＭ−ＦＤ
ＭＡを示す。つまり、システムの周波数帯域ＷS が複数
のサブ帯域ＷS1，ＷS2，ＷS3に分割され、サブ帯域Ｗ S1
が符号分割でユーザ信号Ｕ１−１，Ｕ１−２に利用さ
れ、サブ帯域ＷS2が符号分割でユーザ信号Ｕ２−１，Ｕ
２−２に利用され、サブ帯域ＷS3が符号拡散でユーザ信
号Ｕ３−１に利用される。このようなＣＤＭ−ＦＤＭＡ
ではユーザがあまり干渉しないように拡散率を下げたス
ペクトル拡散変調波を用いているので干渉が少ないが、
十分な拡散を行っていないのでＣＤＭＡの効果を引き出
すことができなかった。また、ＦＤＭＡやＴＤＭＡとの
組み合わせであるから周波数マネジメントが必要になる
など、スペクトル拡散方式の実用的なメリットを活かす
ことができないという欠点があった。
スペクトル拡散方式であるＣＤＭＡをＦＤＭＡまたはＴ
ＤＭＡと組み合わせたＣＤＭ−ＦＤＭＡあるいはＣＤＭ
−ＴＤＭＡとする方法である。図１２ＢにＣＤＭ−ＦＤ
ＭＡを示す。つまり、システムの周波数帯域ＷS が複数
のサブ帯域ＷS1，ＷS2，ＷS3に分割され、サブ帯域Ｗ S1
が符号分割でユーザ信号Ｕ１−１，Ｕ１−２に利用さ
れ、サブ帯域ＷS2が符号分割でユーザ信号Ｕ２−１，Ｕ
２−２に利用され、サブ帯域ＷS3が符号拡散でユーザ信
号Ｕ３−１に利用される。このようなＣＤＭ−ＦＤＭＡ
ではユーザがあまり干渉しないように拡散率を下げたス
ペクトル拡散変調波を用いているので干渉が少ないが、
十分な拡散を行っていないのでＣＤＭＡの効果を引き出
すことができなかった。また、ＦＤＭＡやＴＤＭＡとの
組み合わせであるから周波数マネジメントが必要になる
など、スペクトル拡散方式の実用的なメリットを活かす
ことができないという欠点があった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この発明の目的はパス
ダイバーシチ効果を利用して、周波数選択性フェージン
グによる劣化を小さくするために、十分広帯域なスペク
トル拡散方式を提供し、しかも、他ユーザからの干渉が
少なく、セルラ移動通信における耐干渉性が十分とれ、
ユーザ収容容量を大きくでき、演算量が指数関数的に増
加することのないデコリレータの実現を容易にし、干渉
除去を容易にできるスペクトル拡散通信方法と、その送
信機及び受信機とを提供することにある。
ダイバーシチ効果を利用して、周波数選択性フェージン
グによる劣化を小さくするために、十分広帯域なスペク
トル拡散方式を提供し、しかも、他ユーザからの干渉が
少なく、セルラ移動通信における耐干渉性が十分とれ、
ユーザ収容容量を大きくでき、演算量が指数関数的に増
加することのないデコリレータの実現を容易にし、干渉
除去を容易にできるスペクトル拡散通信方法と、その送
信機及び受信機とを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明によるスペクト
ル拡散通信方法は、以下の５つのステップから基本的に
構成される。(i) 入力されたデータ系列を符号化し、そ
の符号化データを複数の送信データ系列に分離して出力
するデータ符号化ステップ、(ii)送信データ系列のそれ
ぞれをキャリア周波数が異なるスペクトル拡散変調波へ
変換して送信する変調ステップ、(iii) 変調波を受信し
てキャリア周波数ごとに変調波をベースバンド信号に分
離して抽出する分離ステップ、(iv)分離されたベースバ
ンド信号から、それぞれの復調信号を逆拡散して抽出す
る検波ステップ、及び(v) 各復調信号を用いてデータ系
列を復号するデータ復号化ステップである。
ル拡散通信方法は、以下の５つのステップから基本的に
構成される。(i) 入力されたデータ系列を符号化し、そ
の符号化データを複数の送信データ系列に分離して出力
するデータ符号化ステップ、(ii)送信データ系列のそれ
ぞれをキャリア周波数が異なるスペクトル拡散変調波へ
変換して送信する変調ステップ、(iii) 変調波を受信し
てキャリア周波数ごとに変調波をベースバンド信号に分
離して抽出する分離ステップ、(iv)分離されたベースバ
ンド信号から、それぞれの復調信号を逆拡散して抽出す
る検波ステップ、及び(v) 各復調信号を用いてデータ系
列を復号するデータ復号化ステップである。
【０００８】上述した基本構成のスペクトル拡散通信方
法を前提とし、その方法あるいはその方法に用いる送信
機、受信機は以下のような構成が用いられる。 ａ．受信機において、前記検波ステップ(iv)に用いら
れ、分離された変調成分を逆拡散処理することにより抽
出された逆拡散信号からデコリレーション処理により前
記復調信号を抽出する手段。
法を前提とし、その方法あるいはその方法に用いる送信
機、受信機は以下のような構成が用いられる。 ａ．受信機において、前記検波ステップ(iv)に用いら
れ、分離された変調成分を逆拡散処理することにより抽
出された逆拡散信号からデコリレーション処理により前
記復調信号を抽出する手段。
【０００９】ｂ．前記変調ステップ(ii)において、送信
データ系列のタイミングが重ならないように縦続した系
列に配置し、送信系列のそれぞれをキャリア周波数が異
なるスペクトル拡散変調波へ変換する。 ｃ．受信機において、前記分離ステップに用いられ、変
調波を複数のアンテナで受信し、検波手段においてダイ
バーシチ合成する手段。
データ系列のタイミングが重ならないように縦続した系
列に配置し、送信系列のそれぞれをキャリア周波数が異
なるスペクトル拡散変調波へ変換する。 ｃ．受信機において、前記分離ステップに用いられ、変
調波を複数のアンテナで受信し、検波手段においてダイ
バーシチ合成する手段。
【００１０】ｄ．前記データ符号化ステップ(i) におい
て、定められた既知信号を各送信データ系列に時間多重
化する。 ｅ．前記変調ステップ(ii)において、データ系列の伝送
速度が公称値の整数分の１になったとき、スペクトル拡
散変調波の全送信電力の平均値を公称値の整数分の１に
して送信する。
て、定められた既知信号を各送信データ系列に時間多重
化する。 ｅ．前記変調ステップ(ii)において、データ系列の伝送
速度が公称値の整数分の１になったとき、スペクトル拡
散変調波の全送信電力の平均値を公称値の整数分の１に
して送信する。
【００１１】ｆ．送信機において、前記変調ステップ(i
i)に用いられ、データ系列の伝送速度が公称値の整数倍
になったとき、各送信データ系列を整数倍の送信系列に
分割して符号多重化したスペクトル拡散変調波を送信す
る手段。
i)に用いられ、データ系列の伝送速度が公称値の整数倍
になったとき、各送信データ系列を整数倍の送信系列に
分割して符号多重化したスペクトル拡散変調波を送信す
る手段。
【００１２】
この発明の通信方法の実施例を図１に示す。送信側で端
子Ｉから入力されたデータ系列は、データ符号化手段Ｃ
ＯＤに入力される。データ符号化手段ＣＯＤでデータ系
列は符号化され、その符号化データ系列は複数の送信デ
ータ系列ＩＭに分割される。これらの送信データ系列Ｉ
Ｍは変調手段ＭＭＯＤに入力される。変調手段ＭＭＯＤ
では、各送信データ系列が異なるキャリア周波数のスペ
クトル拡散変調波へ変換され、送信アンテナＡＮＴ−Ｔ
から送信される。
子Ｉから入力されたデータ系列は、データ符号化手段Ｃ
ＯＤに入力される。データ符号化手段ＣＯＤでデータ系
列は符号化され、その符号化データ系列は複数の送信デ
ータ系列ＩＭに分割される。これらの送信データ系列Ｉ
Ｍは変調手段ＭＭＯＤに入力される。変調手段ＭＭＯＤ
では、各送信データ系列が異なるキャリア周波数のスペ
クトル拡散変調波へ変換され、送信アンテナＡＮＴ−Ｔ
から送信される。
【００１３】受信側で受信アンテナＡＮＴ−Ｒで受信さ
れた変調波は分離手段ＤＩＶに入力される。分離手段Ｄ
ＩＶでは複数の各キャリアのスペクトル拡散変調成分を
分離すると共にベースバンド信号に変換抽出する。分離
された複数のベースバンドのスペクトル拡散変調成分Ｂ
は、検波手段ＭＤＥＴへ入力され、それぞれスペクトル
逆拡散されてその復調信号Ｓが抽出される。各復調信号
はデータ復号化手段ＤＥＣに入力され、復号化される。
復号化されたデータ系列が出力端子Ｏから出力される。
れた変調波は分離手段ＤＩＶに入力される。分離手段Ｄ
ＩＶでは複数の各キャリアのスペクトル拡散変調成分を
分離すると共にベースバンド信号に変換抽出する。分離
された複数のベースバンドのスペクトル拡散変調成分Ｂ
は、検波手段ＭＤＥＴへ入力され、それぞれスペクトル
逆拡散されてその復調信号Ｓが抽出される。各復調信号
はデータ復号化手段ＤＥＣに入力され、復号化される。
復号化されたデータ系列が出力端子Ｏから出力される。
【００１４】以上の構成を基本とした詳細な動作を以下
に述べる。スペクトル拡散変調波には様々な形態があ
る。例として図２の周波数時間ダイヤグラムに示すよう
に、符号化されたデータ系列｛ａ｝が４つの送信データ
系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝に分割され、さらに、４つの直
接拡散されたスペクトルと拡散変調波がマルチキャリア
として送信される方法について述べる。同図で、ＴB の
時間内にあるＮB 個のシンボルがチップレートｆB ＝１
／ＴC で直接拡散されている。スペクトル拡散変調波の
キャリア周波数はｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ，ｆ4 である。
に述べる。スペクトル拡散変調波には様々な形態があ
る。例として図２の周波数時間ダイヤグラムに示すよう
に、符号化されたデータ系列｛ａ｝が４つの送信データ
系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝に分割され、さらに、４つの直
接拡散されたスペクトルと拡散変調波がマルチキャリア
として送信される方法について述べる。同図で、ＴB の
時間内にあるＮB 個のシンボルがチップレートｆB ＝１
／ＴC で直接拡散されている。スペクトル拡散変調波の
キャリア周波数はｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ，ｆ4 である。
【００１５】送信側の詳細な構成例を図３に示す。入力
端子Ｉからデータ系列がデータ符号化手段ＣＯＤの誤り
訂正符号化回路１２に入力される。こゝで誤り訂正符号
化されたデータ系列｛ａ｝は分割回路１３により複数の
送信データ系列ＩＭに分割される。以下では４分割した
例を述べる。この分割は、例えば符号化データ系列
｛ａ｝をその順に各１シンボル（ビット）乃至複数シン
ボルごとに送信データ系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝に順次分
配することを繰り返して行う。その際に一部を重複させ
ながら分配してもよく、この分割は任意の手法を用いる
ことができる。これら４つの送信データ系列｛ａ1 ｝〜
｛ａ4 ｝は変調手段ＭＭＯＤにおける４つのスペクトル
拡散変調器ＭＯＤ１〜ＭＯＤ４で変調される。変調器Ｍ
ＯＤ１〜ＭＯＤ４の各搬送波のキャリア周波数は異なる
４つの周波数ｆ1 〜ｆ4 である。図２に示したように、
各周波数ｆ1 〜ｆ4 はスペクトル拡散変調帯域ｆB に比
べて十分離れた周波数にする。これらのスペクトル拡散
変調波は合成器１４で合成されて送信アンテナＡＮＴ−
Ｔから送信される。
端子Ｉからデータ系列がデータ符号化手段ＣＯＤの誤り
訂正符号化回路１２に入力される。こゝで誤り訂正符号
化されたデータ系列｛ａ｝は分割回路１３により複数の
送信データ系列ＩＭに分割される。以下では４分割した
例を述べる。この分割は、例えば符号化データ系列
｛ａ｝をその順に各１シンボル（ビット）乃至複数シン
ボルごとに送信データ系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝に順次分
配することを繰り返して行う。その際に一部を重複させ
ながら分配してもよく、この分割は任意の手法を用いる
ことができる。これら４つの送信データ系列｛ａ1 ｝〜
｛ａ4 ｝は変調手段ＭＭＯＤにおける４つのスペクトル
拡散変調器ＭＯＤ１〜ＭＯＤ４で変調される。変調器Ｍ
ＯＤ１〜ＭＯＤ４の各搬送波のキャリア周波数は異なる
４つの周波数ｆ1 〜ｆ4 である。図２に示したように、
各周波数ｆ1 〜ｆ4 はスペクトル拡散変調帯域ｆB に比
べて十分離れた周波数にする。これらのスペクトル拡散
変調波は合成器１４で合成されて送信アンテナＡＮＴ−
Ｔから送信される。
【００１６】受信側の分離手段ＤＩＶの詳細な構成例を
図４に示す。図４ＡにおいてはアンテナＡＮＴ−Ｒで受
信された信号は、分離手段ＤＩＶ内の分離変換回路１５
1 において直交検波器１６で周波数ｆ1 の発振器ＯＳＣ
１の出力を用いてベースバンド信号に変換され、その同
相成分と直交成分とがそれぞれ低域通過フィルタ１７，
１８に通されてｆ1 のスペクトル拡散変調波がベースバ
ンド信号Ｂ１として分離・抽出される。ｆ2 〜ｆ4 のス
ペクトル拡散変調波についても同様に分離変換回路１５
2 〜１５4 において、それぞれ周波数ｆ2 〜ｆ4 の発振
器出力によりベースバンド信号Ｂ２〜Ｂ４として分離・
抽出されている。
図４に示す。図４ＡにおいてはアンテナＡＮＴ−Ｒで受
信された信号は、分離手段ＤＩＶ内の分離変換回路１５
1 において直交検波器１６で周波数ｆ1 の発振器ＯＳＣ
１の出力を用いてベースバンド信号に変換され、その同
相成分と直交成分とがそれぞれ低域通過フィルタ１７，
１８に通されてｆ1 のスペクトル拡散変調波がベースバ
ンド信号Ｂ１として分離・抽出される。ｆ2 〜ｆ4 のス
ペクトル拡散変調波についても同様に分離変換回路１５
2 〜１５4 において、それぞれ周波数ｆ2 〜ｆ4 の発振
器出力によりベースバンド信号Ｂ２〜Ｂ４として分離・
抽出されている。
【００１７】図４ＢではアンテナＡＮＴ−Ｒで受信され
た信号が分離手段ＤＩＶにおいて、ｆ1 〜ｆ4 の平均周
波数ｆL の発振器ＬＯの出力により直交検波器１６で周
波数変換され、その同相成分と直交成分が低域通過フィ
ルタ１７，１８でそれぞれ抽出される。これらの成分か
ら高速フーリエ変換器ＦＦＴでｆ1 〜ｆ4 の各周波数成
分が分離される。分離された成分はｆ1 〜ｆ4 とｆL と
の差分の周波数オフセットを有するので、それぞれ変換
回路ＢＴ１〜ＢＴ４に入力されてベースバンドに変換さ
れ、ｆ1 〜ｆ4 のスペクトル拡散変調波と対応するベー
スバンド信号Ｂ１〜Ｂ４がそれぞれ得られる。
た信号が分離手段ＤＩＶにおいて、ｆ1 〜ｆ4 の平均周
波数ｆL の発振器ＬＯの出力により直交検波器１６で周
波数変換され、その同相成分と直交成分が低域通過フィ
ルタ１７，１８でそれぞれ抽出される。これらの成分か
ら高速フーリエ変換器ＦＦＴでｆ1 〜ｆ4 の各周波数成
分が分離される。分離された成分はｆ1 〜ｆ4 とｆL と
の差分の周波数オフセットを有するので、それぞれ変換
回路ＢＴ１〜ＢＴ４に入力されてベースバンドに変換さ
れ、ｆ1 〜ｆ4 のスペクトル拡散変調波と対応するベー
スバンド信号Ｂ１〜Ｂ４がそれぞれ得られる。
【００１８】分離されたベースバンド信号Ｂ１〜Ｂ４は
図５Ａに示す検波手段ＭＤＥＴにおける逆拡散処理回路
ＤＥＳ１〜ＤＥＳ４にそれぞれ入力されて逆拡散され、
その逆拡散出力はそれぞれ復調回路ＤＥＭ１〜ＤＥＭ４
により対応した複数の送信データ系列が復調される。こ
れら復調された信号Ｓ１〜Ｓ４はデータ復号化手段ＤＥ
Ｃに入力される。
図５Ａに示す検波手段ＭＤＥＴにおける逆拡散処理回路
ＤＥＳ１〜ＤＥＳ４にそれぞれ入力されて逆拡散され、
その逆拡散出力はそれぞれ復調回路ＤＥＭ１〜ＤＥＭ４
により対応した複数の送信データ系列が復調される。こ
れら復調された信号Ｓ１〜Ｓ４はデータ復号化手段ＤＥ
Ｃに入力される。
【００１９】データ復号化手段ＤＥＣは図５Ｂに示すよ
うに構成され、復調された信号Ｓ１〜Ｓ４はまず結合回
路ＣＯＮによって、送信側の誤り訂正符号化回路１２の
出力と同じ形式の一列のデータ系列に結合される。この
結合されたデータ系列は復号化回路１９に入力され、誤
り訂正復号化処理がなされてデータ系列が復号される。
うに構成され、復調された信号Ｓ１〜Ｓ４はまず結合回
路ＣＯＮによって、送信側の誤り訂正符号化回路１２の
出力と同じ形式の一列のデータ系列に結合される。この
結合されたデータ系列は復号化回路１９に入力され、誤
り訂正復号化処理がなされてデータ系列が復号される。
【００２０】この発明による通信方式では図２に示した
ように十分離れたキャリア周波数を利用し、これらに符
号化データ系列を分散して広帯域な拡散を行って伝送し
ているため、フェージングによりバースト的に信号が消
失しても、それは１つのキャリア周波数帯で生じ、全体
に生じることがなく、このバースト的信号消失は受信側
で元の符号化系列に結合したときに分散され、誤り訂正
復号ができ、誤り訂正符号を有効に利用でき、周波数ダ
イバーシチ効果が得られる。
ように十分離れたキャリア周波数を利用し、これらに符
号化データ系列を分散して広帯域な拡散を行って伝送し
ているため、フェージングによりバースト的に信号が消
失しても、それは１つのキャリア周波数帯で生じ、全体
に生じることがなく、このバースト的信号消失は受信側
で元の符号化系列に結合したときに分散され、誤り訂正
復号ができ、誤り訂正符号を有効に利用でき、周波数ダ
イバーシチ効果が得られる。
【００２１】しかも、各キャリア周波数のスペクトル拡
散変調波はあまり広帯域ではないので、同じ帯域に重畳
されている干渉波の数が、拡散された帯域の割には制限
されている。選択されていないキャリア周波数を利用す
る他ユーザの変調波とは周波数軸上で分離されているの
で相互に干渉しない。干渉波が少ないので干渉キャンセ
ラの適用が容易になる。キャリア周波数間隔は周波数選
択性フェージングに基づく変動が無相関になるように選
定される。マルチパスに基づく通路差による遅延量τd
が例えば１μ秒とすると、１／τd ＝１ＭHz以上の間隔
をキャリア周波数ｆ1 〜ｆ4 の各隣接間隔に与える。そ
して各拡散帯域ｆB を例えば２００ＫHz〜３００ＫHzと
することにより、ｆ1 〜ｆ4 の全体として８００ＫHz〜
１２００ＫHzの拡散帯域を得て、この発明における変調
波の帯域幅はそれぞれ数百ＫHz以下であっても、従来の
１キャリアによる広帯域直接拡散変調波における拡散帯
域とほゞ同一としている。
散変調波はあまり広帯域ではないので、同じ帯域に重畳
されている干渉波の数が、拡散された帯域の割には制限
されている。選択されていないキャリア周波数を利用す
る他ユーザの変調波とは周波数軸上で分離されているの
で相互に干渉しない。干渉波が少ないので干渉キャンセ
ラの適用が容易になる。キャリア周波数間隔は周波数選
択性フェージングに基づく変動が無相関になるように選
定される。マルチパスに基づく通路差による遅延量τd
が例えば１μ秒とすると、１／τd ＝１ＭHz以上の間隔
をキャリア周波数ｆ1 〜ｆ4 の各隣接間隔に与える。そ
して各拡散帯域ｆB を例えば２００ＫHz〜３００ＫHzと
することにより、ｆ1 〜ｆ4 の全体として８００ＫHz〜
１２００ＫHzの拡散帯域を得て、この発明における変調
波の帯域幅はそれぞれ数百ＫHz以下であっても、従来の
１キャリアによる広帯域直接拡散変調波における拡散帯
域とほゞ同一としている。
【００２２】受信側の検波手段ＭＤＥＴに干渉キャンセ
ラの一種であるデコリレータを用いた例を図６に示す。
分離されたベースバンド信号Ｂ１が検波回路ＤＥＴ１に
入力される。検波回路ＤＥＴ１には自分の信号を復調す
るための逆拡散回路ＤＥＳ１−１だけでなく他のユーザ
に関する逆拡散回路ＤＥＳ１−２〜ＤＥＳ１−Ｎまでが
用意され、これら逆拡散回路ＤＥＳ１−２〜ＤＥＳ１−
Ｎにもベースバンド信号Ｂ１が供給される。これら逆拡
散回路ＤＥＳ１−１〜ＤＥＳ１−Ｎの各出力をデコリレ
ータ１１に入力する。デコリレータ１１の出力Ｓ１はデ
ータ復号化手段ＤＥＣに送られる。他の分離されたベー
スバンド信号Ｂ２〜Ｂ４についても検波回路ＤＥＴ２〜
ＤＥＴ４で同様に処理される。
ラの一種であるデコリレータを用いた例を図６に示す。
分離されたベースバンド信号Ｂ１が検波回路ＤＥＴ１に
入力される。検波回路ＤＥＴ１には自分の信号を復調す
るための逆拡散回路ＤＥＳ１−１だけでなく他のユーザ
に関する逆拡散回路ＤＥＳ１−２〜ＤＥＳ１−Ｎまでが
用意され、これら逆拡散回路ＤＥＳ１−２〜ＤＥＳ１−
Ｎにもベースバンド信号Ｂ１が供給される。これら逆拡
散回路ＤＥＳ１−１〜ＤＥＳ１−Ｎの各出力をデコリレ
ータ１１に入力する。デコリレータ１１の出力Ｓ１はデ
ータ復号化手段ＤＥＣに送られる。他の分離されたベー
スバンド信号Ｂ２〜Ｂ４についても検波回路ＤＥＴ２〜
ＤＥＴ４で同様に処理される。
【００２３】このように、この発明では分離された各ス
ペクトル拡散変調波の拡散率はあまり大きくないので、
他ユーザの干渉波の数を小さく抑えられる。従って、デ
コリレータ１１の規模は小さくなり実現が容易になる。
１周波のみについてみると、拡散率が小さいと周波数ダ
イバーシチ効果が低下するので、それぞれのスペクトル
拡散変調波ｆ1 〜ｆ4 の信頼性が低くなるが、この発明
においては別に誤り訂正符号化された信号を周波数間隔
を十分離したキャリア周波数で分割して伝送しているの
で、データ復号手段で復号する過程で周波数ダイバーシ
チ効果が得られる。
ペクトル拡散変調波の拡散率はあまり大きくないので、
他ユーザの干渉波の数を小さく抑えられる。従って、デ
コリレータ１１の規模は小さくなり実現が容易になる。
１周波のみについてみると、拡散率が小さいと周波数ダ
イバーシチ効果が低下するので、それぞれのスペクトル
拡散変調波ｆ1 〜ｆ4 の信頼性が低くなるが、この発明
においては別に誤り訂正符号化された信号を周波数間隔
を十分離したキャリア周波数で分割して伝送しているの
で、データ復号手段で復号する過程で周波数ダイバーシ
チ効果が得られる。
【００２４】図２で示した伝送方法では、複数のスペク
トル拡散変調波がマルチキャリアｆ 1 〜ｆ4 として同時
に送信された。図７Ａに示す例では、送信データ系列
｛ａ1｝〜｛ａ4 ｝を時間的に重ならないように縦続的
に配列することにより変調波は１つの送信データ系列が
順次送信される。そのためには、変調手段において送信
系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝の時間をシフトさせて送信すれ
ばよい。各バーストにはＴB の信号が１／４に圧縮され
ているので４ｆB の帯域のスペクトル拡散信号になる。
図２の場合より４倍の帯域になるが、各キャリア周波数
ｆ1 〜ｆ4 においてはＴB ／４のバーストとなるので時
間的に４ユーザを多重化することができ、最終的なスペ
クトル利用率は変わらない。このようにマルチキャリア
的にではなく周波数ホッピングのようにしてキャリア周
波数が異なるスペクトル拡散変調波へ変換して送信する
と、パラレル伝送ではなくシリアル伝送となるので送信
及び受信における設備を１系統だけ用意し、周波数ホッ
ピングすればよく、ハードウェアの負担が軽減される。
ただし、他ユーザについても同様にホッピングすること
が必要であり、タイミング同期系には精度がよく、安定
に動作するものが要求される。
トル拡散変調波がマルチキャリアｆ 1 〜ｆ4 として同時
に送信された。図７Ａに示す例では、送信データ系列
｛ａ1｝〜｛ａ4 ｝を時間的に重ならないように縦続的
に配列することにより変調波は１つの送信データ系列が
順次送信される。そのためには、変調手段において送信
系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝の時間をシフトさせて送信すれ
ばよい。各バーストにはＴB の信号が１／４に圧縮され
ているので４ｆB の帯域のスペクトル拡散信号になる。
図２の場合より４倍の帯域になるが、各キャリア周波数
ｆ1 〜ｆ4 においてはＴB ／４のバーストとなるので時
間的に４ユーザを多重化することができ、最終的なスペ
クトル利用率は変わらない。このようにマルチキャリア
的にではなく周波数ホッピングのようにしてキャリア周
波数が異なるスペクトル拡散変調波へ変換して送信する
と、パラレル伝送ではなくシリアル伝送となるので送信
及び受信における設備を１系統だけ用意し、周波数ホッ
ピングすればよく、ハードウェアの負担が軽減される。
ただし、他ユーザについても同様にホッピングすること
が必要であり、タイミング同期系には精度がよく、安定
に動作するものが要求される。
【００２５】このような送信をするには、例えば図７Ｂ
に示すように符号化手段ＣＯＤからの分割された４つの
送信データ系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝はそれぞれ時間圧縮
回路２１1 〜２１4 で時間ＴB ごとに４倍の速度にデー
タ速度を高くしてＴB ／４の時間のデータに圧縮され、
これら圧縮されたデータは時分割多重化回路２２でＴ B
／４の圧縮データが回路２１1 〜２１4 から順次取り出
されて時間的に多重化されて拡散変調器２３へ入力され
る。拡散変調器２３のキャリア周波数は時分割多重化回
路２２の多重化と同期してｆ1 〜ｆ4 に順次切替えら
れ、これら周波数のスペクトル拡散変調波が送信され
る。
に示すように符号化手段ＣＯＤからの分割された４つの
送信データ系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝はそれぞれ時間圧縮
回路２１1 〜２１4 で時間ＴB ごとに４倍の速度にデー
タ速度を高くしてＴB ／４の時間のデータに圧縮され、
これら圧縮されたデータは時分割多重化回路２２でＴ B
／４の圧縮データが回路２１1 〜２１4 から順次取り出
されて時間的に多重化されて拡散変調器２３へ入力され
る。拡散変調器２３のキャリア周波数は時分割多重化回
路２２の多重化と同期してｆ1 〜ｆ4 に順次切替えら
れ、これら周波数のスペクトル拡散変調波が送信され
る。
【００２６】ダイバーシチ受信の例を図８に示す。この
例は２つのアンテナＡＮＴ−Ｒ１とＡＮＴ−Ｒ２で受信
された信号がそれぞれ図４に示した２つの分離手段ＤＩ
Ｖ１とＤＩＶ２でそれぞれ各キャリア周波数成分に分離
される。その分離された同一キャリア周波数成分が検波
手段で合成されるとともに復調される。つまり、ダイバ
ーシチ用検波回路Ｄ−ＤＥＴ１にはｆ1 に対応するアン
テナＡＮＴ−Ｒ１から受信分離ベースバンド信号Ｂ１−
１と、アンテナＡＮＴ−Ｒ２からの受信分離ベースバン
ド信号Ｂ１−２とが入力され、これらベースバンド信号
Ｂ１−１，Ｂ１−２はダイバーシチ検波回路Ｄ−ＤＥＴ
１でそれぞれ逆拡散され、その逆拡散出力信号はダイバ
ーシチ合成される。このダイバーシチ合成には種々の方
法があるが、振幅と位相に重み付けをすれば最大比合成
などが容易に実現できる。合成され復調された信号Ｓ１
はデータ復号手段ＤＥＣに入力される。他の成分につい
ても同様である。ダイバーシチ受信をすると回路は複雑
になるが、２つのアンテナで受信するので受信信号エネ
ルギーが増大し、伝送特性が良好になる。
例は２つのアンテナＡＮＴ−Ｒ１とＡＮＴ−Ｒ２で受信
された信号がそれぞれ図４に示した２つの分離手段ＤＩ
Ｖ１とＤＩＶ２でそれぞれ各キャリア周波数成分に分離
される。その分離された同一キャリア周波数成分が検波
手段で合成されるとともに復調される。つまり、ダイバ
ーシチ用検波回路Ｄ−ＤＥＴ１にはｆ1 に対応するアン
テナＡＮＴ−Ｒ１から受信分離ベースバンド信号Ｂ１−
１と、アンテナＡＮＴ−Ｒ２からの受信分離ベースバン
ド信号Ｂ１−２とが入力され、これらベースバンド信号
Ｂ１−１，Ｂ１−２はダイバーシチ検波回路Ｄ−ＤＥＴ
１でそれぞれ逆拡散され、その逆拡散出力信号はダイバ
ーシチ合成される。このダイバーシチ合成には種々の方
法があるが、振幅と位相に重み付けをすれば最大比合成
などが容易に実現できる。合成され復調された信号Ｓ１
はデータ復号手段ＤＥＣに入力される。他の成分につい
ても同様である。ダイバーシチ受信をすると回路は複雑
になるが、２つのアンテナで受信するので受信信号エネ
ルギーが増大し、伝送特性が良好になる。
【００２７】さて、この発明における検波手段において
逆拡散した後に復調をするとき、予め定められた信号が
送信されていると、その復調特性を良好にすることが可
能となることが多い。このためフレーム化された送信デ
ータ系列に定められた信号、例えばトレーニング信号を
挿入する。このトレーニング信号は自己相関が鋭く、相
互相関が小さく、互いにほゞ直交関係にあるものから選
定される。この信号は例えば図９Ａに示すようにフレー
ムの初、途中、前後など予め決めた位置に挿入する。こ
のトレーニング信号は、例えばダイバーシチ合成におけ
る重み付け係数の初期設定、検波器におけるキャリア同
期、ＭＬＳＥ（最尤系列推定）受信における内部状態設
定などに利用することができる。
逆拡散した後に復調をするとき、予め定められた信号が
送信されていると、その復調特性を良好にすることが可
能となることが多い。このためフレーム化された送信デ
ータ系列に定められた信号、例えばトレーニング信号を
挿入する。このトレーニング信号は自己相関が鋭く、相
互相関が小さく、互いにほゞ直交関係にあるものから選
定される。この信号は例えば図９Ａに示すようにフレー
ムの初、途中、前後など予め決めた位置に挿入する。こ
のトレーニング信号は、例えばダイバーシチ合成におけ
る重み付け係数の初期設定、検波器におけるキャリア同
期、ＭＬＳＥ（最尤系列推定）受信における内部状態設
定などに利用することができる。
【００２８】送信すべき入力データ系列の伝送速度が公
称値の整数Ｎ分の１になったとき、全送信電力の平均値
を公称値の１／Ｎにするときの実施例を図９Ｂに示す。
このとき、ビット当たりのエネルギーＥb と雑音のスペ
クトル密度Ｎ0 との比、Ｅb／Ｎ0 は変わらない。伝送
における誤り率はＥb ／Ｎ0 の関数であるから、Ｅb／
Ｎ0 が変化しなければ誤り率特性も不変である。図９Ｂ
の（ａ）は伝送速度が１／２になったときに、同じ拡散
符号を同じチップレートで２回繰り返すことにより拡散
率を２倍にし、各スペクトル拡散変調波の拡散帯域幅を
変えずに、送信電力をそれぞれ１／２にした例を示す。
このようにすれば拡散符号もチップレートも不変である
から、受信側で同一のデコリレータを使うことができ
る。図９Ｂの（ｂ）伝送速度が１／２になったとき、キ
ャリア周波数ｆ2 とｆ4 では送信せず、キャリア周波数
ｆ1 とｆ3 で送信データ系列を送信する方法を示す。つ
まり、送信データ系列｛ａ1 ｝、｛ａ2 ｝でそれぞれ互
いに異なる拡散符号を用いて拡散し、周波数ｆ1 で送信
し、送信データ系列｛ａ3 ｝、｛ａ4 ｝でそれぞれ互い
に異なる拡散符号により周波数ｆ3 を拡散して送信す
る。
称値の整数Ｎ分の１になったとき、全送信電力の平均値
を公称値の１／Ｎにするときの実施例を図９Ｂに示す。
このとき、ビット当たりのエネルギーＥb と雑音のスペ
クトル密度Ｎ0 との比、Ｅb／Ｎ0 は変わらない。伝送
における誤り率はＥb ／Ｎ0 の関数であるから、Ｅb／
Ｎ0 が変化しなければ誤り率特性も不変である。図９Ｂ
の（ａ）は伝送速度が１／２になったときに、同じ拡散
符号を同じチップレートで２回繰り返すことにより拡散
率を２倍にし、各スペクトル拡散変調波の拡散帯域幅を
変えずに、送信電力をそれぞれ１／２にした例を示す。
このようにすれば拡散符号もチップレートも不変である
から、受信側で同一のデコリレータを使うことができ
る。図９Ｂの（ｂ）伝送速度が１／２になったとき、キ
ャリア周波数ｆ2 とｆ4 では送信せず、キャリア周波数
ｆ1 とｆ3 で送信データ系列を送信する方法を示す。つ
まり、送信データ系列｛ａ1 ｝、｛ａ2 ｝でそれぞれ互
いに異なる拡散符号を用いて拡散し、周波数ｆ1 で送信
し、送信データ系列｛ａ3 ｝、｛ａ4 ｝でそれぞれ互い
に異なる拡散符号により周波数ｆ3 を拡散して送信す
る。
【００２９】これらの方法によれば、伝送速度が下がっ
たときに放射される電力が減るので、多重化における干
渉量が減り、システムのキャパシティが増大する。入力
データ系列の伝送速度が公称値のＮ倍に増加した場合、
入力データ系列を１／Ｎに分割し、それぞれを同一のキ
ャリア周波数のスペクトル拡散変調波に図のように符号
多重化して送信する。Ｎが拡散率以下であれば、このよ
うにして一度に伝送できる。特にデコリレータを使用す
る際には他ユーザのコードもすべて逆拡散しているの
で、逆拡散回路を新たに付加する必要はない。
たときに放射される電力が減るので、多重化における干
渉量が減り、システムのキャパシティが増大する。入力
データ系列の伝送速度が公称値のＮ倍に増加した場合、
入力データ系列を１／Ｎに分割し、それぞれを同一のキ
ャリア周波数のスペクトル拡散変調波に図のように符号
多重化して送信する。Ｎが拡散率以下であれば、このよ
うにして一度に伝送できる。特にデコリレータを使用す
る際には他ユーザのコードもすべて逆拡散しているの
で、逆拡散回路を新たに付加する必要はない。
【００３０】図１０Ａに示した伝送信号は、例えば図１
０Ｂに示すような構成で作られる。入力データ系列は誤
り訂正符号化回路１２で誤り訂正符号化され、その符号
化データ系列は分割回路１３で４分割され、これら分割
されたデータ系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝はそれぞれ符号多
重化回路２５1 〜２５4 に入力される。データ系列｛ａ
1 ｝は符号多重化回路２５1 で分割回路２６で４分割さ
れ、その４つのデータ系列｛ａ11｝〜｛ａ14｝はそれぞ
れ拡散変調回路２７1 〜２７4 で互いに異なる拡散符号
によりスペクトル拡散されたキャリア周波数ｆ1 の変周
波に変換され、合成回路２８で合成されて合成回路１４
へ出力される。同様にデータ系列｛ａ2｝〜｛ａ4 ｝の
それぞれも、符号多重化回路２５2 〜２５4 で４つに分
割され、さらに異なる拡散符号により同一周波数につい
てスペクトル拡散した変調波を得、合成して合成回路１
４に出力される。ただし、符号多重化回路２５2 〜２５
4のキャリア周波数はそれぞれｆ2 〜ｆ4 とされる。
０Ｂに示すような構成で作られる。入力データ系列は誤
り訂正符号化回路１２で誤り訂正符号化され、その符号
化データ系列は分割回路１３で４分割され、これら分割
されたデータ系列｛ａ1 ｝〜｛ａ4 ｝はそれぞれ符号多
重化回路２５1 〜２５4 に入力される。データ系列｛ａ
1 ｝は符号多重化回路２５1 で分割回路２６で４分割さ
れ、その４つのデータ系列｛ａ11｝〜｛ａ14｝はそれぞ
れ拡散変調回路２７1 〜２７4 で互いに異なる拡散符号
によりスペクトル拡散されたキャリア周波数ｆ1 の変周
波に変換され、合成回路２８で合成されて合成回路１４
へ出力される。同様にデータ系列｛ａ2｝〜｛ａ4 ｝の
それぞれも、符号多重化回路２５2 〜２５4 で４つに分
割され、さらに異なる拡散符号により同一周波数につい
てスペクトル拡散した変調波を得、合成して合成回路１
４に出力される。ただし、符号多重化回路２５2 〜２５
4のキャリア周波数はそれぞれｆ2 〜ｆ4 とされる。
【００３１】入力データ系列の速度が公称値よりかなり
高くなると、拡散符号の符号長及びデコリレータの能力
の点から１つのキャリアに対し、符号多重化する数には
限度があって、図１０Ａに示したようにしても伝送でき
ない場合は、他の空き周波数チャネル、例えば周波数ｆ
1 とｆ2 との中間の周波数をキャリアとするスペクトル
拡散変調波に対して符号多重化して伝送すればよい。
高くなると、拡散符号の符号長及びデコリレータの能力
の点から１つのキャリアに対し、符号多重化する数には
限度があって、図１０Ａに示したようにしても伝送でき
ない場合は、他の空き周波数チャネル、例えば周波数ｆ
1 とｆ2 との中間の周波数をキャリアとするスペクトル
拡散変調波に対して符号多重化して伝送すればよい。
【００３２】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば入
力データ系列は符号化された後、複数の系列に分割さ
れ、十分広い帯域へ複数のスペクトル拡散変調波として
分散して拡散され、再び連続した１つの系列に再編成さ
れ、１つの信号系列として復号される。
力データ系列は符号化された後、複数の系列に分割さ
れ、十分広い帯域へ複数のスペクトル拡散変調波として
分散して拡散され、再び連続した１つの系列に再編成さ
れ、１つの信号系列として復号される。
【００３３】従って、十分な周波数ダイバーシチ効果が
得られる。また、変調波のエネルギーは複数のスペクト
ル領域に付しているので、各ユーザのスペクトル拡散変
調波をなるべく異なるスペクトル領域に分散させれば、
干渉量を大幅に減らすことができる。干渉の数を低減
し、かつ周波数ダイバーシチ効果が大きい通信方式であ
るから高品質の通信を実現できる。また、通常の品質に
抑えれば伝送容量をユーザ数の拡大に割り振ることがで
きるので、チャネル数の大きな通信方式を実現できる。
得られる。また、変調波のエネルギーは複数のスペクト
ル領域に付しているので、各ユーザのスペクトル拡散変
調波をなるべく異なるスペクトル領域に分散させれば、
干渉量を大幅に減らすことができる。干渉の数を低減
し、かつ周波数ダイバーシチ効果が大きい通信方式であ
るから高品質の通信を実現できる。また、通常の品質に
抑えれば伝送容量をユーザ数の拡大に割り振ることがで
きるので、チャネル数の大きな通信方式を実現できる。
【００３４】分散された各スペクトル拡散変調波につい
て見れば拡散率が小さく、多重拡散符号数も少ないた
め、干渉除去のためのデコリレータの構成が簡単にな
る。特に移動通信システムのように、膨大なユーザ数を
収容する必要があり、かつ伝送路の変動が激しく、また
周波数選択性の信号伝達特性を示すフェージング伝送路
に用いると有効である。
て見れば拡散率が小さく、多重拡散符号数も少ないた
め、干渉除去のためのデコリレータの構成が簡単にな
る。特に移動通信システムのように、膨大なユーザ数を
収容する必要があり、かつ伝送路の変動が激しく、また
周波数選択性の信号伝達特性を示すフェージング伝送路
に用いると有効である。
【図１】この発明の通信方法の基本構成を示すブロック
図。
図。
【図２】この発明の通信方法における周波数・時間ダイ
ヤグラムの一例を示す図。
ヤグラムの一例を示す図。
【図３】この発明の送信機の実施例を示すブロック図。
【図４】この発明の受信機中の分離手段の例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図５】Ａはこの発明の受信機中の検波手段の一例を示
すブロック図、Ｂはこの発明の受信機中のデータ復号化
手段の一例を示すブロック図である。
すブロック図、Ｂはこの発明の受信機中のデータ復号化
手段の一例を示すブロック図である。
【図６】デコリレータを使用した検波手段の一例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図７】Ａはこの発明の通信方法の周波数・時間ダイヤ
グラムの第二の例を示す図、Ｂはその通信方法を実現す
る送信機の例を示すブロック図である。
グラムの第二の例を示す図、Ｂはその通信方法を実現す
る送信機の例を示すブロック図である。
【図８】受信ダイバーシチ構成としたこの発明受信機の
一例を示すブロック図。
一例を示すブロック図。
【図９】Ａは定められた信号をフレーム構成の信号系列
に挿入する例を示す図、Ｂは可変ビットレートにおける
スペクトルの一例を示し、（ａ）はキャリア数不変、
（ｂ）はキャリア数低減した図である。
に挿入する例を示す図、Ｂは可変ビットレートにおける
スペクトルの一例を示し、（ａ）はキャリア数不変、
（ｂ）はキャリア数低減した図である。
【図１０】Ａは多重化したスペクトルの一例を示す図、
Ｂはそのスペクトル構成を送信するこの発明の送信機の
例を示すブロック図である。
Ｂはそのスペクトル構成を送信するこの発明の送信機の
例を示すブロック図である。
【図１１】従来のスペクトル拡散方式の一例を示し、Ａ
は方式構成図、Ｂはスペクトル図、ＣはＲＡＫＥ構成受
信部の図である。
は方式構成図、Ｂはスペクトル図、ＣはＲＡＫＥ構成受
信部の図である。
【図１２】従来の干渉解決法を示し、Ａはデコリレータ
構成図、ＢはＣＤＭ−ＦＤＭＡのスペクトル図である。
構成図、ＢはＣＤＭ−ＦＤＭＡのスペクトル図である。
Claims (11)
- 【請求項１】 送信側で、入力データ系列を符号化し、 その符号化データ系列を複数の送信データ系列に分離
し、 これら複数の送信データ系列を、それぞれ互いに異なる
キャリア周波数のスペクトル拡散変調波に変換して送信
し、 受信側で上記複数のスペクトル拡散変調波を受信してキ
ャリア周波数ごとに分離すると共にベースバンド信号に
変換し、 これら分離された各ベースバンド信号をそれぞれスペク
トル逆拡散して上記送信データ系列を検波し、 これら検波データ系列を上記符号化データ列に結合し、 その結合した符号化データ列を復号して上記入力データ
系列を得ることを特徴とするスペクトル拡散通信方法。 - 【請求項２】 上記入力データ系列の伝送速度が公称値
の整数分の１になると、上記スペクトル拡散変調波の全
送信電力の平均値を公称値の上記整数分の１にすること
を特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信方法。 - 【請求項３】 上記各送信データ系列をフレーム化し、
その各フレーム内の予め決めた個所に、互いにほゞ直交
関係にある既知のトレーニング信号を挿入することを特
徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信方法。 - 【請求項４】 上記複数の送信データ系列を時間的に重
ならないように縦続的に配列することを特徴とする請求
項１記載のスペクトル拡散通信方法。 - 【請求項５】 入力データ系列を符号化する符号化手段
と、 その符号化手段よりの符号化データ系列を複数の送信デ
ータ系列に分離する分割手段と、 上記複数の送信データ系列を、それぞれ互いに異なるキ
ャリア周波数のスペクトル拡散変調波に変換して送信す
る拡散送信手段と、 を具備するスペクトル拡散通信送信機。 - 【請求項６】 上記拡散送信手段は上記送信データ系列
ごとに設けられ、互いに異なる搬送波を送信データでス
ペクトル拡散変調を行う複数のスペクトル拡散変調器
と、これらスペクトル拡散変調器よりスペクトル拡散変
調波を合成して送信する合成器とよりなることを特徴と
する請求項５記載のスペクトル拡散通信送信機。 - 【請求項７】 上記拡散送信手段は、上記複数の送信デ
ータ系列をそれぞれ一定周期ごとにその複数分の１に時
間圧縮する手段と、上記一定周期ごとに上記複数だけ搬
送波を変化させる手段と、その各１つの搬送波について
上記複数の送信データ系列の時間圧縮したデータ系列に
対応するものでスペクトル拡散変調を行う手段とからな
ることを特徴とする請求項５記載のスペクトル拡散通信
送信機。 - 【請求項８】 入力データ系列を符号化する符号化手段
と、 その符号化手段よりの符号化データ系列をｎ個（ｎは３
以上の整数）の送信データ系列に分離する分割手段と、 これらｎ個の送信データ系列をｍ個の送信データ系列群
に分け、各送信データ系列群はキャリア周波数を互いに
異ならせ、各送信データ系列群の各送信データは互いに
拡散符号を異ならせて、これら送信データをスペクトル
拡散変調波に変換して送信する拡散送信手段と、 を具備するスペクトル拡散通信送信機。 - 【請求項９】 受信スペクトル拡散変調信号をキャリア
周波数ごとに分離してベースバンド信号に変換する分離
手段と、 この分離手段より各分離されたベースバンド信号をそれ
ぞれスペクトル逆拡散して復調データ系列を得る検波手
段と、 上記復調データ系列を結合して符号化データ系列を得て
これを復号化する復号化手段と、 を具備するスペクトル拡散通信受信機。 - 【請求項１０】 上記検波手段は上記分離されたベース
バンド信号を複数の拡散符号で逆拡散する逆拡散手段
と、その逆拡散された信号をデコリレーション処理によ
り干渉除去するデコリレータと、そのデコリレータの出
力を識別して上記復調データ系列を得る復号手段とより
なることを特徴とする請求項９記載のスペクトル拡散通
信受信機。 - 【請求項１１】 複数の受信アンテナを備え、これら受
信アンテナごとに上記分離手段が設けられ、上記検波手
段は上記複数の分離手段よりの同一キャリアと対応する
ベースバンド信号を入力し、その各ベースバンド信号を
逆拡散し、その逆拡散された信号をダイバーシチ合成し
て復調データ系列を抽出する手段を含むことを特徴とす
る請求項９記載のスペクトル拡散通信受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25570993A JP3534796B2 (ja) | 1993-10-13 | 1993-10-13 | スペクトル拡散通信方法、その送信機及び受信機 |
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|---|---|---|---|
| JP25570993A JP3534796B2 (ja) | 1993-10-13 | 1993-10-13 | スペクトル拡散通信方法、その送信機及び受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07111495A true JPH07111495A (ja) | 1995-04-25 |
| JP3534796B2 JP3534796B2 (ja) | 2004-06-07 |
Family
ID=17282553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25570993A Expired - Lifetime JP3534796B2 (ja) | 1993-10-13 | 1993-10-13 | スペクトル拡散通信方法、その送信機及び受信機 |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1993
- 1993-10-13 JP JP25570993A patent/JP3534796B2/ja not_active Expired - Lifetime
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