JP2990468B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散方式（ＤＳ）
又は周波数ホッピング方式（ＦＨ）を用いたスペクトル
拡散通信方式に関する。移動無線通信システムに於いて
は、充分な通信品質を確保し、且つ周波数の利用効率を
向上させる必要がある為、スペクトル拡散通信方式が注
目されている。このスペクトル拡散通信方式に於いて
は、ディジタル信号を特定の符号列で変調する直接拡散
方式（ＤＳ；Ｄirect Ｓpread ）と、ディジタル信号を
特定の符号列に従ったパターンで周波数をホッピングさ
せる周波数ホッピング方式（ＦＨ；Ｆrequency Ｈoppi
ng）とが一般的であり、又回線対応に直接拡散用の符号
列又は周波数ホッピング用の符号列を異ならせたスペク
トル拡散方式は、符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ；Ｃ
ode Ｄivision Ｍultiple Ａccess ）と称されるもの
で、拡散周波数帯域を同一として複数回線の通信が可能
となるから、移動無線通信システムに適用し、周波数の
有効利用を図ることが考えられている。
又は周波数ホッピング方式（ＦＨ）を用いたスペクトル
拡散通信方式に関する。移動無線通信システムに於いて
は、充分な通信品質を確保し、且つ周波数の利用効率を
向上させる必要がある為、スペクトル拡散通信方式が注
目されている。このスペクトル拡散通信方式に於いて
は、ディジタル信号を特定の符号列で変調する直接拡散
方式（ＤＳ；Ｄirect Ｓpread ）と、ディジタル信号を
特定の符号列に従ったパターンで周波数をホッピングさ
せる周波数ホッピング方式（ＦＨ；Ｆrequency Ｈoppi
ng）とが一般的であり、又回線対応に直接拡散用の符号
列又は周波数ホッピング用の符号列を異ならせたスペク
トル拡散方式は、符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ；Ｃ
ode Ｄivision Ｍultiple Ａccess ）と称されるもの
で、拡散周波数帯域を同一として複数回線の通信が可能
となるから、移動無線通信システムに適用し、周波数の
有効利用を図ることが考えられている。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信システムは、例えば、図４
に示すように、小ゾーン構成としての各セル４０に基地
局４１が配置され、自動車電話や携帯電話等の移動局４
２と一般加入者等との間で基地局４１を介して通信を行
うことになる。周波数帯域は、隣接セル４０間で干渉が
少なくなるような繰り返しパターンで各セル４０に割当
てられ、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方式により、セル４０
内の複数の移動局４２の通信が行われる。
に示すように、小ゾーン構成としての各セル４０に基地
局４１が配置され、自動車電話や携帯電話等の移動局４
２と一般加入者等との間で基地局４１を介して通信を行
うことになる。周波数帯域は、隣接セル４０間で干渉が
少なくなるような繰り返しパターンで各セル４０に割当
てられ、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方式により、セル４０
内の複数の移動局４２の通信が行われる。
【０００３】このようなセル４０の構成の移動無線通信
システムに於いて、前述のような直接拡散方式や周波数
ホッピング方式によるＣＤＭＡ通信方式を適用すること
ができる。その場合、送信データを直接拡散する擬似雑
音系列又は周波数ホッピングにより拡散するホッピング
パターンをそれぞれ異ならせて拡散し、受信側では同一
の擬似雑音系列又はホッピングパターンにより逆拡散し
て相関をとることによりデータを受信再生することがで
きる。その時、総て同一の周波数帯域を使用するシステ
ムに於いて、基地局４１と移動局４２との間の実線矢印
は希望波、点線矢印及び鎖線矢印は干渉波を示すことに
なる。例えば、基地局４１と移動局４２とが実線矢印４
３の上り回線で通信している場合、基地局４１に於いて
は、他の移動局４２からの点線矢印４４等で示す干渉波
が問題となる。又基地局４１と移動局４２とが実線矢印
４５の下り回線で通信している場合、移動局４２に於い
ては、他の基地局４１からの点線矢印４６等で示す干渉
波が問題となる。
システムに於いて、前述のような直接拡散方式や周波数
ホッピング方式によるＣＤＭＡ通信方式を適用すること
ができる。その場合、送信データを直接拡散する擬似雑
音系列又は周波数ホッピングにより拡散するホッピング
パターンをそれぞれ異ならせて拡散し、受信側では同一
の擬似雑音系列又はホッピングパターンにより逆拡散し
て相関をとることによりデータを受信再生することがで
きる。その時、総て同一の周波数帯域を使用するシステ
ムに於いて、基地局４１と移動局４２との間の実線矢印
は希望波、点線矢印及び鎖線矢印は干渉波を示すことに
なる。例えば、基地局４１と移動局４２とが実線矢印４
３の上り回線で通信している場合、基地局４１に於いて
は、他の移動局４２からの点線矢印４４等で示す干渉波
が問題となる。又基地局４１と移動局４２とが実線矢印
４５の下り回線で通信している場合、移動局４２に於い
ては、他の基地局４１からの点線矢印４６等で示す干渉
波が問題となる。
【０００４】その場合１セル当たりに収容できる移動局
（チャネル数）をＭ、拡散帯域幅をＷ、拡散前のデータ
レートをＲｂ、ボイス・アクティベーションや指向性ア
ンテナによるセクタ化等の干渉削減手段による効果をＫ
とし、逆拡散後の希望波の受信電力を１とすると、同一
セル内の他局からの干渉の干渉電力Ｎｉは、 Ｎｉ＝（Ｒｂ／Ｗ）×（Ｍ−１）／Ｋ ≒（Ｒｂ／Ｗ）×Ｍ／Ｋ …（１） となる。この（１）式は、Ｒｂのデータを帯域幅Ｗに拡
散することにより、干渉がＲｂ／Ｗになることを意味す
るものである。この帯域幅Ｗは、直接拡散方式に於いて
は、拡散用符号列のチップ速度に等しく、又周波数ホッ
ピング方式に於いては、ホッピングパターンによるチッ
プ数とチップ周波数帯域との積に等しくなる。
（チャネル数）をＭ、拡散帯域幅をＷ、拡散前のデータ
レートをＲｂ、ボイス・アクティベーションや指向性ア
ンテナによるセクタ化等の干渉削減手段による効果をＫ
とし、逆拡散後の希望波の受信電力を１とすると、同一
セル内の他局からの干渉の干渉電力Ｎｉは、 Ｎｉ＝（Ｒｂ／Ｗ）×（Ｍ−１）／Ｋ ≒（Ｒｂ／Ｗ）×Ｍ／Ｋ …（１） となる。この（１）式は、Ｒｂのデータを帯域幅Ｗに拡
散することにより、干渉がＲｂ／Ｗになることを意味す
るものである。この帯域幅Ｗは、直接拡散方式に於いて
は、拡散用符号列のチップ速度に等しく、又周波数ホッ
ピング方式に於いては、ホッピングパターンによるチッ
プ数とチップ周波数帯域との積に等しくなる。
【０００５】許容通信品質（ビットエラーレートの閾
値）を満たす為に要する信号対雑音比をρf とすると、 ρf ≦（１／Ｎｉ）＝（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／Ｍ …（２） としなければならないから、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／ρf …（３） となる。
値）を満たす為に要する信号対雑音比をρf とすると、 ρf ≦（１／Ｎｉ）＝（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／Ｍ …（２） としなければならないから、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／ρf …（３） となる。
【０００６】次に他のセルからの干渉による場合を考え
る。この場合、他のセルからの干渉電力の総和と、同一
セル内の干渉電力との比をＫνとすると、 Ｎｉ≒（１＋Ｋν）×（Ｒｂ／Ｗ）×Ｍ／Ｋ …（４） となり、従って、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／〔（１＋Ｋν）ρf 〕 …（５） となる。
る。この場合、他のセルからの干渉電力の総和と、同一
セル内の干渉電力との比をＫνとすると、 Ｎｉ≒（１＋Ｋν）×（Ｒｂ／Ｗ）×Ｍ／Ｋ …（４） となり、従って、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／〔（１＋Ｋν）ρf 〕 …（５） となる。
【０００７】信号電力が距離のα乗に反比例するもので
あるから、α＝４とし、前述のＫνの値について、移動
局４２から基地局４１に向かう上り回線のＫνｕｐと、
基地局４１から移動局４２に向かう下り回線のＫνｄｎ
とは、 Ｋνｕｐ＝０．７４ Ｋνｄｎ＝２．８ となることが知られている。実際には、セル半径や距離
に対するαの変化等の為に、前述の場合と異なる値とな
るが、一般に、Ｋνｄｎの方がＫνｕｐより大きい。
あるから、α＝４とし、前述のＫνの値について、移動
局４２から基地局４１に向かう上り回線のＫνｕｐと、
基地局４１から移動局４２に向かう下り回線のＫνｄｎ
とは、 Ｋνｕｐ＝０．７４ Ｋνｄｎ＝２．８ となることが知られている。実際には、セル半径や距離
に対するαの変化等の為に、前述の場合と異なる値とな
るが、一般に、Ｋνｄｎの方がＫνｕｐより大きい。
【０００８】
【発明が解決しようとする問題点】従来例のスペクトル
拡散通信方式を適用した移動無線通信システムに於いて
は、最悪ケースで回線設計を行う為に、干渉の大きい側
の回線のＫνの値を用いるものである。従って、前述の
場合は、下り回線のＫνｄｎ＝２．８が用いられること
になり、チャネル数Ｍは、前述の（５）式から、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／（３．８×ρf ） …（６） となる。このように、干渉の大きい回線によってチャネ
ル数Ｍが制限される問題点があった。
拡散通信方式を適用した移動無線通信システムに於いて
は、最悪ケースで回線設計を行う為に、干渉の大きい側
の回線のＫνの値を用いるものである。従って、前述の
場合は、下り回線のＫνｄｎ＝２．８が用いられること
になり、チャネル数Ｍは、前述の（５）式から、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｂ）×Ｋ／（３．８×ρf ） …（６） となる。このように、干渉の大きい回線によってチャネ
ル数Ｍが制限される問題点があった。
【０００９】このような問題点の対策の一つとして、干
渉の大きな近接基地局同士で同期をとり、完全に直交し
た符号を使用することにより、干渉を無くす方式が考え
られている。しかし、この方式は、直交符号の数に限界
がある為、チャネル数が多くなると対応できなくなる問
題や、干渉を与える局と干渉を受ける局との間の距離が
一定でない為に、完全な同期化が不可能である問題があ
る。本発明は、干渉の大きい回線が存在する場合でもチ
ャネル数を増加できるようにすることを目的とする。
渉の大きな近接基地局同士で同期をとり、完全に直交し
た符号を使用することにより、干渉を無くす方式が考え
られている。しかし、この方式は、直交符号の数に限界
がある為、チャネル数が多くなると対応できなくなる問
題や、干渉を与える局と干渉を受ける局との間の距離が
一定でない為に、完全な同期化が不可能である問題があ
る。本発明は、干渉の大きい回線が存在する場合でもチ
ャネル数を増加できるようにすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のスペクトル拡散
通信方式は、直接拡散方式又は周波数ホッピング方式を
用い、複数の回線対応に異なる直接拡散用又は周波数ホ
ッピング用の符号列を割当てたスペクトル拡散通信方式
であって、基地局から移動局への干渉が大きい下り回線
に対して拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を広く設
定し、移動局から基地局への干渉が小さい上り回線に対
して拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を下り回線に
比較して狭く設定した構成とする。
通信方式は、直接拡散方式又は周波数ホッピング方式を
用い、複数の回線対応に異なる直接拡散用又は周波数ホ
ッピング用の符号列を割当てたスペクトル拡散通信方式
であって、基地局から移動局への干渉が大きい下り回線
に対して拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を広く設
定し、移動局から基地局への干渉が小さい上り回線に対
して拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を下り回線に
比較して狭く設定した構成とする。
【００１１】又直線拡散方式に於ける拡散用擬似雑音系
列の周期及びチップレートを、回線の干渉の大きさに対
応して切替えるものである。
列の周期及びチップレートを、回線の干渉の大きさに対
応して切替えるものである。
【００１２】
【作用】図１の本発明の原理説明図に於いて、スペクト
ル拡散通信方式を移動無線通信システムに適用し、この
移動無線通信システムに於ける基地局２から移動局１へ
の下り回線に対しては、前述のように干渉が大きいの
で、基地局２の送信部６に於いて、送信データを拡散用
擬似雑音系列により直接拡散したことによるチップレー
トを送信データレートより高くし、又はホッピングする
周波数帯域幅を広くし、通信回線によって伝送される帯
域幅をＷｄｎのように広くし、移動局１の受信部５では
逆拡散によりデータを復号する。又移動局１から基地局
２への上り回線に対しては、干渉が小さいので、移動局
の送信部３に於いて、直接拡散又は周波数ホッピングに
よる帯域幅をＷｕｐのように狭くする。それに対応し
て、基地局２の受信部４に於いて逆拡散により復号す
る。
ル拡散通信方式を移動無線通信システムに適用し、この
移動無線通信システムに於ける基地局２から移動局１へ
の下り回線に対しては、前述のように干渉が大きいの
で、基地局２の送信部６に於いて、送信データを拡散用
擬似雑音系列により直接拡散したことによるチップレー
トを送信データレートより高くし、又はホッピングする
周波数帯域幅を広くし、通信回線によって伝送される帯
域幅をＷｄｎのように広くし、移動局１の受信部５では
逆拡散によりデータを復号する。又移動局１から基地局
２への上り回線に対しては、干渉が小さいので、移動局
の送信部３に於いて、直接拡散又は周波数ホッピングに
よる帯域幅をＷｕｐのように狭くする。それに対応し
て、基地局２の受信部４に於いて逆拡散により復号す
る。
【００１３】上り回線と下り回線との全所要帯域幅をＷ
ａとすると、Ｗａ＝Ｗｕｐ＋Ｗｄｎであるから、上り回
線と下り回線とのチャネル数Ｍを等しくする為には、
（５）式から、 Ｗｕｐ／（１＋Ｋνｕｐ）＝Ｗｄｎ／（１＋Ｋνｄｎ） となる。故に、上り回線の帯域幅Ｗｕｐと下り回線の帯
域幅Ｗｄｎとは、 Ｗｕｐ＝（１＋Ｋνｕｐ）Ｗａ／（２＋Ｋνｕｐ＋Ｋνｄｎ） …（７） Ｗｄｎ＝（１＋Ｋνｄｎ）Ｗａ／（２＋Ｋνｕｐ＋Ｋνｄｎ） …（８） とすることにより、Ｗａに対するチャネル数を最大にす
ることができる。
ａとすると、Ｗａ＝Ｗｕｐ＋Ｗｄｎであるから、上り回
線と下り回線とのチャネル数Ｍを等しくする為には、
（５）式から、 Ｗｕｐ／（１＋Ｋνｕｐ）＝Ｗｄｎ／（１＋Ｋνｄｎ） となる。故に、上り回線の帯域幅Ｗｕｐと下り回線の帯
域幅Ｗｄｎとは、 Ｗｕｐ＝（１＋Ｋνｕｐ）Ｗａ／（２＋Ｋνｕｐ＋Ｋνｄｎ） …（７） Ｗｄｎ＝（１＋Ｋνｄｎ）Ｗａ／（２＋Ｋνｕｐ＋Ｋνｄｎ） …（８） とすることにより、Ｗａに対するチャネル数を最大にす
ることができる。
【００１４】又直接拡散方式に於いて、例えば、拡散用
擬似雑音系列をシフトレジスタと帰還回路とにより発生
することができるから、シフトレジスタの段数及びシフ
クロック信号を選択することにより、拡散用擬似雑音系
列の周期及びチップレートを選択することができる。そ
して、干渉の大きい回線に対しては、チップレートを大
きくして拡散帯域幅を広くすることにより、干渉を低減
することができる。
擬似雑音系列をシフトレジスタと帰還回路とにより発生
することができるから、シフトレジスタの段数及びシフ
クロック信号を選択することにより、拡散用擬似雑音系
列の周期及びチップレートを選択することができる。そ
して、干渉の大きい回線に対しては、チップレートを大
きくして拡散帯域幅を広くすることにより、干渉を低減
することができる。
【００１５】
【実施例】図２は本発明の一実施例の説明図であり、周
波数ホッピング方式を適用した場合を示し、１１は直交
符号化器、１２は差動符号化器、１３は変調部、１４は
設定部、１５は周波数シンセサイザ、１６，１７はアン
テナ、１８は遅延回路、１９−１〜１９−ｎはそれぞれ
異なる中心周波数の通過帯域を有する帯域通過フィル
タ、２０−１〜２０−ｎは遅延検波器、２１は線形合成
器、２２は相関検出器である。
波数ホッピング方式を適用した場合を示し、１１は直交
符号化器、１２は差動符号化器、１３は変調部、１４は
設定部、１５は周波数シンセサイザ、１６，１７はアン
テナ、１８は遅延回路、１９−１〜１９−ｎはそれぞれ
異なる中心周波数の通過帯域を有する帯域通過フィル
タ、２０−１〜２０−ｎは遅延検波器、２１は線形合成
器、２２は相関検出器である。
【００１６】変調部１３はＰＳＫ変調する場合を示し、
送信データは、直交符号化器１１により直交符号化さ
れ、差動符号化器１２により差動符号化され、変調部１
３に入力される。又設定部１４に於いてホッピングパタ
ーンが設定され、そのホッピングパターンに従って周波
数シンセサイザ１５が制御されて、変調部１３に入力さ
れ、ＰＳＫ変調されてアンテナ１６から送信される。ホ
ッピングパターンの１ビット分が１チップに対応し、各
チップに周波数帯域幅を複数個に分割した一つの周波数
が割当てられる。又ホッピングパターンの周期は、送信
データの１ビットの期間とすることもできるが、通常
は、複数ビットの期間とする場合が一般的である。
送信データは、直交符号化器１１により直交符号化さ
れ、差動符号化器１２により差動符号化され、変調部１
３に入力される。又設定部１４に於いてホッピングパタ
ーンが設定され、そのホッピングパターンに従って周波
数シンセサイザ１５が制御されて、変調部１３に入力さ
れ、ＰＳＫ変調されてアンテナ１６から送信される。ホ
ッピングパターンの１ビット分が１チップに対応し、各
チップに周波数帯域幅を複数個に分割した一つの周波数
が割当てられる。又ホッピングパターンの周期は、送信
データの１ビットの期間とすることもできるが、通常
は、複数ビットの期間とする場合が一般的である。
【００１７】受信側は、受信復調部を簡略化の為に図示
を省略しており、受信復調された受信信号は、遅延回路
１８により順次遅延される。又帯域通過フィルタ１９−
１〜１９−ｎにより周波数ホッピングによるチップ対応
に抽出され、遅延検波器２０−１〜２０−ｎにより検波
されて線形合成器２１に加えられる。線形合成器２１に
より合成された出力信号は相関検出器２２に加えられ、
直交復号化が行われて、受信データが出力される。この
場合の送受信部間の干渉が大きい場合は、ホッピングす
る周波数帯域幅を広くし、干渉が小さい場合は周波数帯
域幅を狭くするものである。
を省略しており、受信復調された受信信号は、遅延回路
１８により順次遅延される。又帯域通過フィルタ１９−
１〜１９−ｎにより周波数ホッピングによるチップ対応
に抽出され、遅延検波器２０−１〜２０−ｎにより検波
されて線形合成器２１に加えられる。線形合成器２１に
より合成された出力信号は相関検出器２２に加えられ、
直交復号化が行われて、受信データが出力される。この
場合の送受信部間の干渉が大きい場合は、ホッピングす
る周波数帯域幅を広くし、干渉が小さい場合は周波数帯
域幅を狭くするものである。
【００１８】送信データの伝送レートをＲｂ（ｋｂｐ
ｓ）、直交符号化器１１に於ける直交符号の符号語数を
Ｎ、チップレートをＲｃ（ｋｂｐｓ）とすると、 Ｒｃ＝Ｒｂ×Ｎ／ｌｏｇ2 Ｎ …（９） となる。そして、差動符号化し、例えば、ＯＣＣ符号に
よるホッピングパターンに従って周波数シンセサイザ１
５の出力周波数を切替えて、ＰＳＫ変調することによ
り、１チップに一つの周波数を割当てた周波数ホッピン
グによる拡散変調が行われる。
ｓ）、直交符号化器１１に於ける直交符号の符号語数を
Ｎ、チップレートをＲｃ（ｋｂｐｓ）とすると、 Ｒｃ＝Ｒｂ×Ｎ／ｌｏｇ2 Ｎ …（９） となる。そして、差動符号化し、例えば、ＯＣＣ符号に
よるホッピングパターンに従って周波数シンセサイザ１
５の出力周波数を切替えて、ＰＳＫ変調することによ
り、１チップに一つの周波数を割当てた周波数ホッピン
グによる拡散変調が行われる。
【００１９】その場合のチャネル数Ｍは、 Ｍ≦（Ｗ／Ｒｃ）×Ｋ／〔（１＋Ｋν）ρf 〕 ＝〔Ｗ×ｌｏｇ2 Ｎ／（Ｎ×Ｒｂ）〕×Ｋ／〔（１＋Ｋν）ρf 〕 …（１０） となる。一例として、全所要帯域幅Ｗａ＝４０ＭＨｚ、
伝送レートＲｂ＝３２ｋｂｐｓ、直交符号語数Ｎ＝３
２、ビットエラーレートの閾値＝１０-3、Ｋνｕｐ＝
０．７４、Ｋνｄｎ＝２．８、ボイスアクティベーショ
ン等によりＫ＝２とすると、（７）式より、Ｗｕｐ＝１
２．５６ＭＨｚ、Ｗｄｎ＝２７．４４ＭＨｚとなる。又
フェージングなしの場合の所要信号対雑音比ρf ＝１
〔ｄＢ〕であるから、（５）式より、セル当たりのチャ
ネル数は、 従来方式によるチャネル数＝４０ 本発明の実施例によるチャネル数＝５６ となる。従って、本発明の実施例によれば、従来方式に
比較して４０％のチャネル容量の増大を図ることができ
る。なお、本発明による実施例のチャネル数の端数は切
捨てて示し、又従来方式に於ける帯域幅は、Ｗａ／２＝
Ｗｕｐ＝Ｗｄｎ＝２０ＭＨｚとなる。
伝送レートＲｂ＝３２ｋｂｐｓ、直交符号語数Ｎ＝３
２、ビットエラーレートの閾値＝１０-3、Ｋνｕｐ＝
０．７４、Ｋνｄｎ＝２．８、ボイスアクティベーショ
ン等によりＫ＝２とすると、（７）式より、Ｗｕｐ＝１
２．５６ＭＨｚ、Ｗｄｎ＝２７．４４ＭＨｚとなる。又
フェージングなしの場合の所要信号対雑音比ρf ＝１
〔ｄＢ〕であるから、（５）式より、セル当たりのチャ
ネル数は、 従来方式によるチャネル数＝４０ 本発明の実施例によるチャネル数＝５６ となる。従って、本発明の実施例によれば、従来方式に
比較して４０％のチャネル容量の増大を図ることができ
る。なお、本発明による実施例のチャネル数の端数は切
捨てて示し、又従来方式に於ける帯域幅は、Ｗａ／２＝
Ｗｕｐ＝Ｗｄｎ＝２０ＭＨｚとなる。
【００２０】図３は本発明の他の実施例の説明図であ
り、３１Ａ，３１Ｂ，３９Ａ，３９Ｂは排他的オア回
路、３２Ａ，３２Ｂ，３８Ａ，３８Ｂは擬似雑音系列発
生器（ＰＮＧ）、３３Ａ，３３Ｂは変調部、３４Ａ，３
４Ｂ，３５Ａ，３５Ｂはアンテナ、３６Ａ，３６Ｂは復
調部、３７Ａ，３７Ｂは同期回路であり、直接拡散方式
についての実施例を示す。
り、３１Ａ，３１Ｂ，３９Ａ，３９Ｂは排他的オア回
路、３２Ａ，３２Ｂ，３８Ａ，３８Ｂは擬似雑音系列発
生器（ＰＮＧ）、３３Ａ，３３Ｂは変調部、３４Ａ，３
４Ｂ，３５Ａ，３５Ｂはアンテナ、３６Ａ，３６Ｂは復
調部、３７Ａ，３７Ｂは同期回路であり、直接拡散方式
についての実施例を示す。
【００２１】送信データは、擬似雑音系列発生器３２
Ａ，３２Ｂからの擬似雑音系列と排他的オア回路３１
Ａ，３１Ｂに加えられ、データレートに比較して高速の
擬似雑音系列のチップレートによって拡散されることに
なる。この場合の擬似雑音系列発生器３２Ａ，３２Ｂの
チップレートは、通信回線の干渉の大きさに対応して設
定されるものである。例えば、上り回線の干渉が小さ
く、下り回線の干渉が大きい場合は、移動局の擬似雑音
系列発生器３２Ａの擬似雑音系列のチップレートより基
地局の擬似雑音系列発生器３２Ｂの擬似雑音系列のチッ
プレートを高くするものである。そして、変調部３３
Ａ，３３Ｂにより変調されて、アンテナ３４Ａ，３４Ｂ
から送信される。
Ａ，３２Ｂからの擬似雑音系列と排他的オア回路３１
Ａ，３１Ｂに加えられ、データレートに比較して高速の
擬似雑音系列のチップレートによって拡散されることに
なる。この場合の擬似雑音系列発生器３２Ａ，３２Ｂの
チップレートは、通信回線の干渉の大きさに対応して設
定されるものである。例えば、上り回線の干渉が小さ
く、下り回線の干渉が大きい場合は、移動局の擬似雑音
系列発生器３２Ａの擬似雑音系列のチップレートより基
地局の擬似雑音系列発生器３２Ｂの擬似雑音系列のチッ
プレートを高くするものである。そして、変調部３３
Ａ，３３Ｂにより変調されて、アンテナ３４Ａ，３４Ｂ
から送信される。
【００２２】受信側では、アンテナ３５Ａ，３５Ｂによ
り受信し、復調部３６Ａ，３６Ｂにより復調し、同期回
路３７Ａ，３７Ｂにより擬似雑音系列の同期検出を行っ
て、擬似雑音系列発生器３８Ａ，３８Ｂからの擬似雑音
系列を、受信信号に含まれる擬似雑音系列成分に同期さ
せる。それにより、排他的オア回路３９Ａ，３９Ｂから
復号された受信データが出力される。
り受信し、復調部３６Ａ，３６Ｂにより復調し、同期回
路３７Ａ，３７Ｂにより擬似雑音系列の同期検出を行っ
て、擬似雑音系列発生器３８Ａ，３８Ｂからの擬似雑音
系列を、受信信号に含まれる擬似雑音系列成分に同期さ
せる。それにより、排他的オア回路３９Ａ，３９Ｂから
復号された受信データが出力される。
【００２３】この実施例に於いて、帯域幅をＷ、チップ
レートをＲｃ、送信データの伝送レートをＲｂとする
と、信号対雑音比ρf は、 ρf ＝Ｒｃ・ＫVOX ／〔Ｒｂ（１＋Ｋν）Ｍ1 〕 …（１１） となる。但し、Ｍ1 は１キャリア当たりのチャネル数を
示す。又チャネル数ＭはＭ1 Ｗ／Ｒｃとなるから、 Ｍ＝Ｗ・ＫVOX ／〔Ｒｂ（１＋Ｋν）ρf 〕 …（１２） となり、（５）式と同じになる。
レートをＲｃ、送信データの伝送レートをＲｂとする
と、信号対雑音比ρf は、 ρf ＝Ｒｃ・ＫVOX ／〔Ｒｂ（１＋Ｋν）Ｍ1 〕 …（１１） となる。但し、Ｍ1 は１キャリア当たりのチャネル数を
示す。又チャネル数ＭはＭ1 Ｗ／Ｒｃとなるから、 Ｍ＝Ｗ・ＫVOX ／〔Ｒｂ（１＋Ｋν）ρf 〕 …（１２） となり、（５）式と同じになる。
【００２４】通信回線の干渉量に応じて処理利得Ｒｃ／
Ｒｂを定める場合、擬似雑音系列の長さは符号によって
決まっており、ビット挿入による延長や打切りによる短
縮化を行うと、相関特性が劣化し、耐干渉性が劣化す
る。例えば、Ｍ系列の符号長は、２n −１ であり、そ
の為に、拡散帯域幅は、概ね２n の比になるようにする
ことが望ましい。そこで、Ｋνｕｐ＝０．７４，Ｋνｄ
ｎ＝２．８の場合に、下り回線の処理利得を、上り回線
の２倍とすると（Ｒｃｄｎ＝２×Ｒｃｕｐ）、上り回線
と下り回線とのチャネル数Ｍｕｐ，Ｍｄｎは、 Ｍｕｐ＝Ｋ’／（３×１．７４） Ｍｄｎ＝Ｋ’／（３×１．９） となる。但し、Ｋ’＝Ｗａ・ＫVOX ／（Ｒｂ・ρf ）、
Ｗａ＝Ｗｕｐ＋Ｗｄｎ、Ｗｄｎ＝２×Ｗｕｐである。
Ｒｂを定める場合、擬似雑音系列の長さは符号によって
決まっており、ビット挿入による延長や打切りによる短
縮化を行うと、相関特性が劣化し、耐干渉性が劣化す
る。例えば、Ｍ系列の符号長は、２n −１ であり、そ
の為に、拡散帯域幅は、概ね２n の比になるようにする
ことが望ましい。そこで、Ｋνｕｐ＝０．７４，Ｋνｄ
ｎ＝２．８の場合に、下り回線の処理利得を、上り回線
の２倍とすると（Ｒｃｄｎ＝２×Ｒｃｕｐ）、上り回線
と下り回線とのチャネル数Ｍｕｐ，Ｍｄｎは、 Ｍｕｐ＝Ｋ’／（３×１．７４） Ｍｄｎ＝Ｋ’／（３×１．９） となる。但し、Ｋ’＝Ｗａ・ＫVOX ／（Ｒｂ・ρf ）、
Ｗａ＝Ｗｕｐ＋Ｗｄｎ、Ｗｄｎ＝２×Ｗｕｐである。
【００２５】チャネル数は最悪値で設定する必要があ
り、従って、チャネル数Ｍは、 Ｍ＝Ｍｄｎ＝Ｋ’／（３×１．９）＝０．１７５Ｋ’ となる。これに対して、従来方式によりチャネル数Ｍを
算出すると、 Ｍ＝Ｋ’／（２×３．８）＝０．１３２Ｋ’ となる。即ち、本発明の実施例によれば、従来例に比較
して、チャネル数を３３％増大できることを示す。
り、従って、チャネル数Ｍは、 Ｍ＝Ｍｄｎ＝Ｋ’／（３×１．９）＝０．１７５Ｋ’ となる。これに対して、従来方式によりチャネル数Ｍを
算出すると、 Ｍ＝Ｋ’／（２×３．８）＝０．１３２Ｋ’ となる。即ち、本発明の実施例によれば、従来例に比較
して、チャネル数を３３％増大できることを示す。
【００２６】前述の実施例に於ける移動局の擬似雑音系
列発生器３２Ａ及び基地局の擬似雑音系列発生器３８Ｂ
を、シフトレジスタと帰還タップ回路とにより構成した
場合の擬似雑音系列の１周期のビット数に対して、基地
局の擬似雑音系列発生器３２Ｂと移動局の擬似雑音系列
発生器３８Ａのシフトレジスタを１段多くすれば、２倍
のビット数とすることが容易であり、その場合にクロッ
ク信号も２倍の速度とすることにより、チップレートＲ
ｃを２倍とすることができる。又擬似雑音系列の１周期
は、送信データの１ビット長と同一或いは複数ビット長
と同一とすることができる。
列発生器３２Ａ及び基地局の擬似雑音系列発生器３８Ｂ
を、シフトレジスタと帰還タップ回路とにより構成した
場合の擬似雑音系列の１周期のビット数に対して、基地
局の擬似雑音系列発生器３２Ｂと移動局の擬似雑音系列
発生器３８Ａのシフトレジスタを１段多くすれば、２倍
のビット数とすることが容易であり、その場合にクロッ
ク信号も２倍の速度とすることにより、チップレートＲ
ｃを２倍とすることができる。又擬似雑音系列の１周期
は、送信データの１ビット長と同一或いは複数ビット長
と同一とすることができる。
【００２７】本発明は、前述の各実施例のみに限定され
るものではなく、種々付加変更することができるもので
あり、例えば、図２に示す実施例に於いて、帯域通過フ
ィルタ１９−１〜１９−ｎは、周波数帯域を分割した個
数を必要とすることになるが、ホッピングパターンに対
応して通過帯域の中心周波数を切替える一つのディジタ
ルフィルタ等により構成することができる。又図２及び
図３に示す実施例に於いて、受信側でビットエラーレー
トを監視し、所定の値以下に劣化した場合に、干渉が大
きくなったと判断して、帯域幅を広くするように制御す
ることも可能である。
るものではなく、種々付加変更することができるもので
あり、例えば、図２に示す実施例に於いて、帯域通過フ
ィルタ１９−１〜１９−ｎは、周波数帯域を分割した個
数を必要とすることになるが、ホッピングパターンに対
応して通過帯域の中心周波数を切替える一つのディジタ
ルフィルタ等により構成することができる。又図２及び
図３に示す実施例に於いて、受信側でビットエラーレー
トを監視し、所定の値以下に劣化した場合に、干渉が大
きくなったと判断して、帯域幅を広くするように制御す
ることも可能である。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、干渉が
大きい基地局から移動局への下り回線に対して拡散帯域
幅又はホッピングする帯域幅を広く設定し、干渉が小さ
い移動局から基地局への上り回線に対して、下り回線に
比較して拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を狭く設
定するものであり、移動無線通信システムに於ける上り
回線と下り回線との合計の帯域幅を一定とした場合に、
干渉の大きい下り回線に対して直接拡散方式による拡散
帯域幅又は周波数ホッピング方式による帯域幅を広くす
ることにより、チャネル数を多くしても干渉量を低減す
ることができ、又干渉の小さい上り回線に対しては、直
接拡散方式による拡散帯域幅又は周波数ホッピング方式
による帯域幅を狭くしても、干渉量が少ないから、チャ
ネル数を増加することができる。従って、下り回線と上
り回線との合計の帯域幅を拡大しなくても、チャネル数
を従来例に比較して増加できる利点がある。
大きい基地局から移動局への下り回線に対して拡散帯域
幅又はホッピングする帯域幅を広く設定し、干渉が小さ
い移動局から基地局への上り回線に対して、下り回線に
比較して拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を狭く設
定するものであり、移動無線通信システムに於ける上り
回線と下り回線との合計の帯域幅を一定とした場合に、
干渉の大きい下り回線に対して直接拡散方式による拡散
帯域幅又は周波数ホッピング方式による帯域幅を広くす
ることにより、チャネル数を多くしても干渉量を低減す
ることができ、又干渉の小さい上り回線に対しては、直
接拡散方式による拡散帯域幅又は周波数ホッピング方式
による帯域幅を狭くしても、干渉量が少ないから、チャ
ネル数を増加することができる。従って、下り回線と上
り回線との合計の帯域幅を拡大しなくても、チャネル数
を従来例に比較して増加できる利点がある。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の一実施例の説明図である。
【図３】本発明の他の実施例の説明図である。
【図４】通信回線の干渉の説明図である。
１ 移動局 ２ 基地局 ３ 送信部 ４ 受信部 ５ 受信部 ６ 送信部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大出 高義 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭62−45231（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−236838（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−80642（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (2)
- 【請求項１】 直接拡散方式又は周波数ホッピング方式
を用い、複数の回線対応に異なる直接拡散用又は周波数
ホッピング用の符号列を割当てたスペクトル拡散通信方
式に於いて、基地局から移動局への干渉が大きい下り 回線に対して拡
散帯域幅又はホッピングする帯域幅を広く設定し、前記
移動局から前記基地局への干渉が小さい上り回線に対し
て拡散帯域幅又はホッピングする帯域幅を前記下り回線
に比較して狭く設定したことを特徴とするスペクトル拡
散通信方式。 - 【請求項２】 前記直接拡散方式に於ける拡散用疑似雑
音系列の周期及びチップレートを、回線の干渉の大きさ
に対応して切替える構成を備えたことを特徴とする請求
項１記載のスペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1653292A JP2990468B2 (ja) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | スペクトル拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1653292A JP2990468B2 (ja) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | スペクトル拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05219008A JPH05219008A (ja) | 1993-08-27 |
| JP2990468B2 true JP2990468B2 (ja) | 1999-12-13 |
Family
ID=11918879
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1653292A Expired - Lifetime JP2990468B2 (ja) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2990468B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0865264A (ja) * | 1994-08-17 | 1996-03-08 | Nippon Motorola Ltd | スペクトル拡散変調を用いたｃｄｍａ方式の通信方法及び通信装置 |
| JP2812318B2 (ja) * | 1995-11-29 | 1998-10-22 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散通信方法及び装置 |
-
1992
- 1992-01-31 JP JP1653292A patent/JP2990468B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05219008A (ja) | 1993-08-27 |
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