JP3421541B2 - 信号受信装置および信号受信方法 - Google Patents
信号受信装置および信号受信方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、準ダイレクトコン
バージョン受信方式の信号受信装置および信号受信方法
に関する。
バージョン受信方式の信号受信装置および信号受信方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話、ＰＨＳ、ポケットベル
などの移動無線通信がブームになっており、多くの無線
電磁波が空中を飛び交っている。このような状況におい
て、自分の使用している無線チャネルの信号以外の電磁
波も干渉として自己の受信機に入ってくることとなる。
そこで、このような携帯機において、正しく信号を受信
するためには、隣接するチャネルからの干渉信号を如何
に簡単かつ確実な方法で除去するかが非常に重要になっ
ている。
などの移動無線通信がブームになっており、多くの無線
電磁波が空中を飛び交っている。このような状況におい
て、自分の使用している無線チャネルの信号以外の電磁
波も干渉として自己の受信機に入ってくることとなる。
そこで、このような携帯機において、正しく信号を受信
するためには、隣接するチャネルからの干渉信号を如何
に簡単かつ確実な方法で除去するかが非常に重要になっ
ている。
【０００３】従来より、例えばダブルコンバージョン・
スーパーヘテロダイン受信機やダイレクトコンバージョ
ン受信機が知られている。このダブルコンバージョン・
スーパーヘテロダイン受信機は、特性は良好であるが、
回路規模が大きくなり、携帯機などに使用するには問題
がある。また、ダイレクトコンバージョン受信機は、回
路規模が小さくなり、低消費電力のものとなるが、局部
発振信号が空中に放出されやすく、また、局部発振信号
が受信信号に混入することにより検波回路出力に直流オ
フセットが生じ、特性が悪くなるという問題点がある。
スーパーヘテロダイン受信機やダイレクトコンバージョ
ン受信機が知られている。このダブルコンバージョン・
スーパーヘテロダイン受信機は、特性は良好であるが、
回路規模が大きくなり、携帯機などに使用するには問題
がある。また、ダイレクトコンバージョン受信機は、回
路規模が小さくなり、低消費電力のものとなるが、局部
発振信号が空中に放出されやすく、また、局部発振信号
が受信信号に混入することにより検波回路出力に直流オ
フセットが生じ、特性が悪くなるという問題点がある。
【０００４】そこで、このような問題点を解決するため
に、準ダイレクトコンバージョン受信機が提案されてい
る（太田現一郎、猪飼和則、須藤浩章、佐々木富士雄
「複素係数フィルタを用いた準ダイレクトコンバージョ
ン受信方式の一検討」信学技報Ａ・Ｐ９６−１７９，Ｅ
ＭＣ９６−１１４，ＲＣＳ９６−１９３，ＭＷ９６−２
１９（１９９７−０２））。
に、準ダイレクトコンバージョン受信機が提案されてい
る（太田現一郎、猪飼和則、須藤浩章、佐々木富士雄
「複素係数フィルタを用いた準ダイレクトコンバージョ
ン受信方式の一検討」信学技報Ａ・Ｐ９６−１７９，Ｅ
ＭＣ９６−１１４，ＲＣＳ９６−１９３，ＭＷ９６−２
１９（１９９７−０２））。
【０００５】図１０は、この提案されている準ダイレク
トコンバージョン受信機の構成を示すブロック図であ
る。この図において、アンテナ１００により受信された
周波数ｆoの信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
１１および低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１２を通って、周
波数変換器１１３に入力され、周波数ｆLの局部発振信
号と混合されて周波数ｆcの中間周波数に変換される。
ここで、局部発振周波数ｆLは例えば当該受信チャネル
帯域の境界周波数に設定されている。この結果、直流オ
フセットは防止できるが、周波数変換後の出力には周波
数オフセットが残ることとなる。
トコンバージョン受信機の構成を示すブロック図であ
る。この図において、アンテナ１００により受信された
周波数ｆoの信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
１１および低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１２を通って、周
波数変換器１１３に入力され、周波数ｆLの局部発振信
号と混合されて周波数ｆcの中間周波数に変換される。
ここで、局部発振周波数ｆLは例えば当該受信チャネル
帯域の境界周波数に設定されている。この結果、直流オ
フセットは防止できるが、周波数変換後の出力には周波
数オフセットが残ることとなる。
【０００６】前記周波数変換出力は周波数軸上の正負の
両領域に存在し、負の領域に希望波と同一周波数のチャ
ネルが存在することとなる。通常のフィルタではこの２
つを識別することが不可能であるため、この提案されて
いる準ダイレクトコンバージョン受信機では、直交検波
して得られる２つの出力が直交関係を有する点に着目し
て、直交位相空間を対象とする複素係数フィルタにより
構成されたチャネルフィルタを用いるようにしている。
そのために、前記周波数変換された信号の直交検波出力
が必要となり、この直交検波出力を前記周波数変換出力
をオーバサンプリングして得た出力にヒルベルト変換を
施すことにより得るようにしている。
両領域に存在し、負の領域に希望波と同一周波数のチャ
ネルが存在することとなる。通常のフィルタではこの２
つを識別することが不可能であるため、この提案されて
いる準ダイレクトコンバージョン受信機では、直交検波
して得られる２つの出力が直交関係を有する点に着目し
て、直交位相空間を対象とする複素係数フィルタにより
構成されたチャネルフィルタを用いるようにしている。
そのために、前記周波数変換された信号の直交検波出力
が必要となり、この直交検波出力を前記周波数変換出力
をオーバサンプリングして得た出力にヒルベルト変換を
施すことにより得るようにしている。
【０００７】図１０において、１１５は前記ＢＰＦ１１
４の出力をオーバサンプリングして上述したヒルベルト
変換を施すヒルベルト変換部である。このヒルベルト変
換部１１５からの実数成分（Ｉ成分）および虚数成分
（Ｑ成分）の各出力は、前述したように複素係数フィル
タにより構成されたチャネルフィルタ１１６に入力さ
れ、該チャネルフィルタ１１６において隣接チャネル信
号が除去されて、復調部１１７に入力される。そして、
該復調部１１７において当該希望チャネルの信号が復調
され、データ判定部１１８において、もとのデータが再
生される。
４の出力をオーバサンプリングして上述したヒルベルト
変換を施すヒルベルト変換部である。このヒルベルト変
換部１１５からの実数成分（Ｉ成分）および虚数成分
（Ｑ成分）の各出力は、前述したように複素係数フィル
タにより構成されたチャネルフィルタ１１６に入力さ
れ、該チャネルフィルタ１１６において隣接チャネル信
号が除去されて、復調部１１７に入力される。そして、
該復調部１１７において当該希望チャネルの信号が復調
され、データ判定部１１８において、もとのデータが再
生される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述した提案されてい
る準ダイレクトコンバージョン受信機は、前記ダブルコ
ンバージョン・スーパーヘテロダイン受信機およびダイ
レクトコンバージョン受信機の両者の欠点を克服し、利
点だけを残そうとする試みであるが、ヒルベルト変換が
必要となるため、回路が複雑になってしまう。これを避
けるためには、近似的な方法を採用することとなるが、
この場合には、近似によって隣接チャネル干渉を除去す
る前記チャネルフィルタ１１６に入力される信号Ｉ，Ｑ
に含まれる各周波数成分は直交ではなくなり、その出力
に含まれる残存干渉成分が大きくなり、出力の低下をも
たらすおそれがある。
る準ダイレクトコンバージョン受信機は、前記ダブルコ
ンバージョン・スーパーヘテロダイン受信機およびダイ
レクトコンバージョン受信機の両者の欠点を克服し、利
点だけを残そうとする試みであるが、ヒルベルト変換が
必要となるため、回路が複雑になってしまう。これを避
けるためには、近似的な方法を採用することとなるが、
この場合には、近似によって隣接チャネル干渉を除去す
る前記チャネルフィルタ１１６に入力される信号Ｉ，Ｑ
に含まれる各周波数成分は直交ではなくなり、その出力
に含まれる残存干渉成分が大きくなり、出力の低下をも
たらすおそれがある。
【０００９】そこで本発明は、前述したような、従来技
術の欠点を除去し、回路規模を小さくすることができ、
直流オフセットの影響を避けることが可能で、かつ、隣
接チャネル干渉除去フィルタの出力のＳＮ比を高くする
ことができ、誤り率特性が改善された信号受信装置およ
び信号受信方法を提供することを目的としている。
術の欠点を除去し、回路規模を小さくすることができ、
直流オフセットの影響を避けることが可能で、かつ、隣
接チャネル干渉除去フィルタの出力のＳＮ比を高くする
ことができ、誤り率特性が改善された信号受信装置およ
び信号受信方法を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の信号受信装置は、受信された高周波信号を
希望波に干渉波成分が混入されないように選択された中
間周波信号に変換する周波数変換部と、該周波数変換部
の出力が入力される複素係数フィルタにより構成された
干渉除去フィルタと、該干渉除去フィルタの出力が入力
される復調部と、該復調部の出力が入力されるデータ判
定部とを有する信号受信装置であって、前記干渉除去フ
ィルタは、その実数成分の入力として前記周波数変換部
の出力が入力され、その虚数成分の入力は０とされてい
るものである。
に、本発明の信号受信装置は、受信された高周波信号を
希望波に干渉波成分が混入されないように選択された中
間周波信号に変換する周波数変換部と、該周波数変換部
の出力が入力される複素係数フィルタにより構成された
干渉除去フィルタと、該干渉除去フィルタの出力が入力
される復調部と、該復調部の出力が入力されるデータ判
定部とを有する信号受信装置であって、前記干渉除去フ
ィルタは、その実数成分の入力として前記周波数変換部
の出力が入力され、その虚数成分の入力は０とされてい
るものである。
【００１１】また、前記干渉除去フィルタは、ヌル点形
成フィルタが複数段縦続接続されたものである。さら
に、前記干渉除去フィルタは、アナログデジタルフィル
タにより構成されているものである。さらにまた、前記
干渉除去フィルタは、希望波の正と負の周波数成分を保
全し、その出力信号の虚数部に希望波の周波数成分がほ
とんど含まれないように構成されているものである。さ
らにまた、前記干渉除去フィルタは、希望波の正あるい
は負の周波数成分を除去し、出力信号の実数部と虚数部
の両方に希望波の周波数成分を残すように構成されてい
るものである。
成フィルタが複数段縦続接続されたものである。さら
に、前記干渉除去フィルタは、アナログデジタルフィル
タにより構成されているものである。さらにまた、前記
干渉除去フィルタは、希望波の正と負の周波数成分を保
全し、その出力信号の虚数部に希望波の周波数成分がほ
とんど含まれないように構成されているものである。さ
らにまた、前記干渉除去フィルタは、希望波の正あるい
は負の周波数成分を除去し、出力信号の実数部と虚数部
の両方に希望波の周波数成分を残すように構成されてい
るものである。
【００１２】さらにまた、本発明の信号受信方法は、受
信高周波信号を希望波に干渉波が混入されないように選
択された中間周波信号に変換し、該中間周波信号を、実
数成分の入力と虚数成分の入力とを備え、該虚数成分の
入力には０が印加されている複素係数フィルタにより構
成された干渉除去フィルタの実数成分の入力として印加
し、該干渉除去フィルタの出力を復調してデータ判定す
るようにしたものである。
信高周波信号を希望波に干渉波が混入されないように選
択された中間周波信号に変換し、該中間周波信号を、実
数成分の入力と虚数成分の入力とを備え、該虚数成分の
入力には０が印加されている複素係数フィルタにより構
成された干渉除去フィルタの実数成分の入力として印加
し、該干渉除去フィルタの出力を復調してデータ判定す
るようにしたものである。
【００１３】さらにまた、前記干渉除去フィルタとし
て、複数段縦続接続されたヌル点形成フィルタを用いる
ようにしたものである。さらにまた、前記干渉除去フィ
ルタとして、アナログデジタルフィルタにより構成され
たフィルタを用いるようにしたものである。さらにま
た、前記干渉除去フィルタにおいて希望波の正と負の周
波数成分を保全して、その出力信号の虚数部に希望波の
周波数成分がほとんど含まれないようにしたものであ
る。さらにまた、前記干渉除去フィルタにおいて希望波
の正あるいは負の周波数成分を除去して、その出力信号
の実数部と虚数部の両方に希望波の周波数成分を残すよ
うにしたものである。
て、複数段縦続接続されたヌル点形成フィルタを用いる
ようにしたものである。さらにまた、前記干渉除去フィ
ルタとして、アナログデジタルフィルタにより構成され
たフィルタを用いるようにしたものである。さらにま
た、前記干渉除去フィルタにおいて希望波の正と負の周
波数成分を保全して、その出力信号の虚数部に希望波の
周波数成分がほとんど含まれないようにしたものであ
る。さらにまた、前記干渉除去フィルタにおいて希望波
の正あるいは負の周波数成分を除去して、その出力信号
の実数部と虚数部の両方に希望波の周波数成分を残すよ
うにしたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の信号受信方法が
適用された信号受信装置の一実施の形態の概略構成を示
すブロック図である。この図において、１０は受信アン
テナ、１１は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１２は低雑
音増幅器（ＬＮＡ）、１３は周波数変換器、１４はＢＰ
Ｆ、１５は隣接チャネル干渉除去フィルタ（ＩＣＦ）、
１６は復調部、１７はデータ判定部である。
適用された信号受信装置の一実施の形態の概略構成を示
すブロック図である。この図において、１０は受信アン
テナ、１１は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１２は低雑
音増幅器（ＬＮＡ）、１３は周波数変換器、１４はＢＰ
Ｆ、１５は隣接チャネル干渉除去フィルタ（ＩＣＦ）、
１６は復調部、１７はデータ判定部である。
【００１５】このように構成された信号受信装置におい
て、アンテナ１で受信された周波数ｆoの信号は、ＢＰ
Ｆ１１を通ってＬＮＡ１２において増幅され、周波数変
換器１３に入力され、周波数ｆLの局部発振信号と混合
され、ＢＰＦ１４を介して、周波数ｆcの中間周波信号
に変換される。ここで、前記局部発振信号周波数ｆLと
入力信号の中心周波数ｆoとの差ｆo−ｆLは、希望波に
干渉波成分が混入されないように選択しなければならな
い。例えば、後述する例のように、受信チャネル帯域を
２Ｂとしたときに、希望受信チャネル中心周波数から３
Ｂの周波数だけ異なる周波数（ｆL＝ｆo−３Ｂ）とされ
ている。すなわち、本発明の信号受信装置も準ダイレク
トコンバージョン受信方式を採用している。
て、アンテナ１で受信された周波数ｆoの信号は、ＢＰ
Ｆ１１を通ってＬＮＡ１２において増幅され、周波数変
換器１３に入力され、周波数ｆLの局部発振信号と混合
され、ＢＰＦ１４を介して、周波数ｆcの中間周波信号
に変換される。ここで、前記局部発振信号周波数ｆLと
入力信号の中心周波数ｆoとの差ｆo−ｆLは、希望波に
干渉波成分が混入されないように選択しなければならな
い。例えば、後述する例のように、受信チャネル帯域を
２Ｂとしたときに、希望受信チャネル中心周波数から３
Ｂの周波数だけ異なる周波数（ｆL＝ｆo−３Ｂ）とされ
ている。すなわち、本発明の信号受信装置も準ダイレク
トコンバージョン受信方式を採用している。
【００１６】前記ＢＰＦ１４からの出力は複素係数レジ
スタおよび演算回路により構成された隣接チャネル干渉
除去フィルタ（ＩＣＦ）１５に実数成分（Ｉ成分）の入
力信号として入力され、また、ＩＣＦ１５の虚数成分
（Ｑ成分）の入力は接地に接続されている。該ＩＣＦ１
５のＩ，Ｑ両成分の出力は復調部１６に入力され、該復
調部１６において所定の方式で復調されてベースバンド
のＩ、Ｑ両成分の出力が得られ、データ判定部１７によ
りもとのデータが再生される。
スタおよび演算回路により構成された隣接チャネル干渉
除去フィルタ（ＩＣＦ）１５に実数成分（Ｉ成分）の入
力信号として入力され、また、ＩＣＦ１５の虚数成分
（Ｑ成分）の入力は接地に接続されている。該ＩＣＦ１
５のＩ，Ｑ両成分の出力は復調部１６に入力され、該復
調部１６において所定の方式で復調されてベースバンド
のＩ、Ｑ両成分の出力が得られ、データ判定部１７によ
りもとのデータが再生される。
【００１７】このように、本発明の信号受信装置におい
ては、前記複素係数レジスタおよび演算回路により構成
された隣接チャネル干渉除去フィルタ１５に対し、その
実数成分の入力信号として前記ＢＰＦ１４から出力され
る周波数変換後の信号を入力し、虚数成分の入力信号は
０としている。これにより、直交信号を生成するための
ヒルベルト変換手段を設ける必要がなくなり、回路構成
を簡単なものとすることができる。
ては、前記複素係数レジスタおよび演算回路により構成
された隣接チャネル干渉除去フィルタ１５に対し、その
実数成分の入力信号として前記ＢＰＦ１４から出力され
る周波数変換後の信号を入力し、虚数成分の入力信号は
０としている。これにより、直交信号を生成するための
ヒルベルト変換手段を設ける必要がなくなり、回路構成
を簡単なものとすることができる。
【００１８】以下、本発明の隣接チャネル干渉除去フィ
ルタ１５により実行される隣接チャネル干渉波の除去に
ついて詳細に説明する。なお、ここではＰＳＫ変調信号
の場合を例にとって説明するが、ＰＳＫに限らず、ＡＳ
Ｋ、ＦＳＫ、ＱＡＭ等他の変調信号の場合にも同様に適
用することができる。振幅が変調データによって変化す
る場合でも、前記隣接チャネル干渉除去フィルタ１５は
全く同様に適用することが可能である。まず、アンテナ
１０により受信されるＲＦ受信信号は、次の式（１）に
より表される。
ルタ１５により実行される隣接チャネル干渉波の除去に
ついて詳細に説明する。なお、ここではＰＳＫ変調信号
の場合を例にとって説明するが、ＰＳＫに限らず、ＡＳ
Ｋ、ＦＳＫ、ＱＡＭ等他の変調信号の場合にも同様に適
用することができる。振幅が変調データによって変化す
る場合でも、前記隣接チャネル干渉除去フィルタ１５は
全く同様に適用することが可能である。まず、アンテナ
１０により受信されるＲＦ受信信号は、次の式（１）に
より表される。
【数１】
ここで、ｆoは希望波の中心周波数、θo（ｔ）は希望波
のデータ変調による位相である。また、ｆi（ｉ＝１，
２，…，Ｍ）は隣接チャネル干渉波の中心周波数であ
り、θi（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は隣接チャネル
干渉波のデータ変調による位相である。
のデータ変調による位相である。また、ｆi（ｉ＝１，
２，…，Ｍ）は隣接チャネル干渉波の中心周波数であ
り、θi（ｔ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）は隣接チャネル
干渉波のデータ変調による位相である。
【００１９】ここで、干渉波の中心周波数は、希望波の
中心周波数ｆoを中心に左右対称に分布しており、か
つ、等間隔であると仮定する。すなわち、次の式（２）
および式（３）が成立するものとする。
中心周波数ｆoを中心に左右対称に分布しており、か
つ、等間隔であると仮定する。すなわち、次の式（２）
および式（３）が成立するものとする。
【数２】
【００２０】また、説明を簡単にするため、前記式
（１）において位相の項を省略すると、受信信号ｒ
（ｔ）は次の式（４）のようになる。
（１）において位相の項を省略すると、受信信号ｒ
（ｔ）は次の式（４）のようになる。
【数３】
【００２１】以下の説明では、Ｍ＝２の場合を例にとっ
て説明する。このとき、受信信号は次の式（５）により
表される。
て説明する。このとき、受信信号は次の式（５）により
表される。
【数４】
この受信信号の周波数スペクトラムを図２の（ａ）に示
す。図２の（ａ）に示すように、中心周波数ｆoの希望
波からチャネル帯域２Ｂだけ離れた周波数ｆo＋２Ｂお
よびｆo−２Ｂの位置に隣接するチャネルの干渉波が存
在している。
す。図２の（ａ）に示すように、中心周波数ｆoの希望
波からチャネル帯域２Ｂだけ離れた周波数ｆo＋２Ｂお
よびｆo−２Ｂの位置に隣接するチャネルの干渉波が存
在している。
【００２２】前述したように、この受信信号は前記周波
数変換器１３に入力され、中心周波数ｆcの中間周波信
号に変換される。ここで、中間周波信号ｆcは、正負の
周波数成分が互いに干渉にならない周波数のうちの最小
の周波数となるように選択する。そこで、この場合に
は、次の式（６）に示すように、ｆc＝３Ｂとしてい
る。
数変換器１３に入力され、中心周波数ｆcの中間周波信
号に変換される。ここで、中間周波信号ｆcは、正負の
周波数成分が互いに干渉にならない周波数のうちの最小
の周波数となるように選択する。そこで、この場合に
は、次の式（６）に示すように、ｆc＝３Ｂとしてい
る。
【数５】
【００２３】したがって、前記周波数変換器１３に入力
される局部発振信号の周波数ｆLは、前記希望波の中心
周波数ｆoから３Ｂだけ離れた周波数とされている。前
記周波数変換器１３の出力を前記ＢＰＦ１４を通した出
力は、次の式（７）により表される。
される局部発振信号の周波数ｆLは、前記希望波の中心
周波数ｆoから３Ｂだけ離れた周波数とされている。前
記周波数変換器１３の出力を前記ＢＰＦ１４を通した出
力は、次の式（７）により表される。
【数６】
このＢＰＦ１４の出力の周波数スペクトラムを図２の
（ｂ）に示す。この図に示すように、前記希望波の中心
周波数が３Ｂ、隣接チャネル干渉波の周波数がＢおよび
５Ｂとなっている。
（ｂ）に示す。この図に示すように、前記希望波の中心
周波数が３Ｂ、隣接チャネル干渉波の周波数がＢおよび
５Ｂとなっている。
【００２４】前述したように、前記式（７）に示したＢ
ＰＦ１４から出力される中間周波信号が入力信号の実数
部として前記ＩＣＦ１５に入力され、また、入力信号の
虚数部は０とされている。したがって、ＩＣＦ１５に入
力される信号の実数部ｘI（ｔ）および虚数部ｘQ（ｔ）
は次の式（８）および式（９）により表される。
ＰＦ１４から出力される中間周波信号が入力信号の実数
部として前記ＩＣＦ１５に入力され、また、入力信号の
虚数部は０とされている。したがって、ＩＣＦ１５に入
力される信号の実数部ｘI（ｔ）および虚数部ｘQ（ｔ）
は次の式（８）および式（９）により表される。
【数７】
【００２５】さて、本発明においては前記ＩＣＦ１５
は、ヌル点形成フィルタの縦続接続により構成されてい
る。そこで、まず、１段のヌル点形成フィルタについて
説明する。図３は、１段のヌル点形成フィルタの構成を
示す図である。この図において、２０はサンプルホール
ド回路、２１は遅延回路、２２は乗算器、２３は加算器
である。また、ｘ（ｔ）はこのヌル点形成フィルタの入
力信号であり、次の式（１０）により表される。ここ
で、２Ｂはチャネル間隔である。
は、ヌル点形成フィルタの縦続接続により構成されてい
る。そこで、まず、１段のヌル点形成フィルタについて
説明する。図３は、１段のヌル点形成フィルタの構成を
示す図である。この図において、２０はサンプルホール
ド回路、２１は遅延回路、２２は乗算器、２３は加算器
である。また、ｘ（ｔ）はこのヌル点形成フィルタの入
力信号であり、次の式（１０）により表される。ここ
で、２Ｂはチャネル間隔である。
【数８】
【００２６】ｘ（ｎ）はこの入力信号ｘ（ｔ）を前記サ
ンプルホールド回路２０によりサンプリングした出力で
あり、複素入力信号である。なお、このサンプリングの
周期をＴ、サンプリング周波数ｆS＝１／Ｔとする。こ
の入力信号ｘ（ｎ）は、前記加算器２３に入力されると
ともに、遅延回路２１に入力され、該遅延回路２１にお
いてサンプリング周期Ｔに等しい時間だけ遅延される。
前記遅延回路２１の出力は乗算器２２において前記式
（１１）に示す複素係数ａと乗算される。
ンプルホールド回路２０によりサンプリングした出力で
あり、複素入力信号である。なお、このサンプリングの
周期をＴ、サンプリング周波数ｆS＝１／Ｔとする。こ
の入力信号ｘ（ｎ）は、前記加算器２３に入力されると
ともに、遅延回路２１に入力され、該遅延回路２１にお
いてサンプリング周期Ｔに等しい時間だけ遅延される。
前記遅延回路２１の出力は乗算器２２において前記式
（１１）に示す複素係数ａと乗算される。
【数９】
そして、該乗算結果と前記サンプリング入力とが前記加
算器２３において加算されて出力ｙ（ｔ）が出力され
る。
算器２３において加算されて出力ｙ（ｔ）が出力され
る。
【００２７】このフィルタの周波数特性をＨ（ｆ）とす
ると、Ｈ（ｆ）は次の式（１２）により表される。
ると、Ｈ（ｆ）は次の式（１２）により表される。
【数１０】
ここで、Ｘ（ｆ）およびＹ（ｆ）はそれぞれ入力信号ｘ
（ｔ）および出力信号ｙ（ｔ）のフーリエ変換である。
（ｔ）および出力信号ｙ（ｔ）のフーリエ変換である。
【００２８】ここで、Ｈ（ｆ）は、次の式（１３）であ
らわされる。
らわされる。
【数１１】
また、｜Ｈ（ｆ）｜2は、前記式（１１）より次の式
（１４）で表される。
（１４）で表される。
【数１２】
【００２９】このフィルタの周波数特性の振幅特性は周
期１／Ｔの周期関数となり、一周期内の中心周波数は次
の式（１５）により表される。
期１／Ｔの周期関数となり、一周期内の中心周波数は次
の式（１５）により表される。
【数１３】
また、ヌル点は、次の式（１６）のようになる。
【数１４】
ここで、ピーク点およびヌル点の振幅は次の式（１７）
および（１８）により表される。
および（１８）により表される。
【数１５】
【００３０】図４は、この１段のヌル点形成フィルタの
周波数振幅特性の一周期を示す図である。この図からわ
かるように、ヌル点周波数を前記図２（ｂ）の隣接チャ
ネル干渉周波数に合わせることにより、該隣接チャネル
干渉波を除去することが可能となる。
周波数振幅特性の一周期を示す図である。この図からわ
かるように、ヌル点周波数を前記図２（ｂ）の隣接チャ
ネル干渉周波数に合わせることにより、該隣接チャネル
干渉波を除去することが可能となる。
【００３１】図５に前記ヌル点形成フィルタを複数段縦
続接続した様子を示す。この図５に示すように、ヌル点
形成フィルタをＮ段縦続接続することにより、多数の隣
接チャネル干渉波を除去することができる。複数段縦続
接続フィルタの周波数特性は、次の式（１９）および式
（２０）に示される。
続接続した様子を示す。この図５に示すように、ヌル点
形成フィルタをＮ段縦続接続することにより、多数の隣
接チャネル干渉波を除去することができる。複数段縦続
接続フィルタの周波数特性は、次の式（１９）および式
（２０）に示される。
【数１６】
ただ、各段のヌル周波数と中心周波数のポイントを適切
に設定するように前記θiを選択しなければならない。
に設定するように前記θiを選択しなければならない。
【００３２】例えば、前記図２の（ｂ）に示した周波数
スペクトラムの信号（ｆo＝３Ｂ）が入力される場合に
ついて考える。前記図２の（ｂ）に示した周波数スペク
トラムを有する入力信号をサンプリング周波数ｆS＝１
６Ｂでサンプリングすると、サンプリング定理により、
サンプリングされた信号の周波数スペクトラムは、図６
に示すように周期的な形になる。ここで、前記図２の
（ｂ）における負の周波数成分に対応するスペクトラム
は点線で示している。
スペクトラムの信号（ｆo＝３Ｂ）が入力される場合に
ついて考える。前記図２の（ｂ）に示した周波数スペク
トラムを有する入力信号をサンプリング周波数ｆS＝１
６Ｂでサンプリングすると、サンプリング定理により、
サンプリングされた信号の周波数スペクトラムは、図６
に示すように周期的な形になる。ここで、前記図２の
（ｂ）における負の周波数成分に対応するスペクトラム
は点線で示している。
【００３３】そこで、次のような特性を有する７つのフ
ィルタを縦続接続する。なお、すべての場合において、
ｆS＝１６Ｂである。また、一周期内の特性だけを示
す。 （１）θ＝−３π／８、ｆc＝−３Ｂの場合、ｆn＝−１
１Ｂ、５Ｂとなり、−１１Ｂ、５Ｂにある隣接チャネル
干渉波を除去することができる。 （２）θ＝−π／８、ｆc＝−Ｂの場合、ｆn＝−９Ｂ、
７Ｂとなり、−９Ｂ、７Ｂにある隣接チャネル干渉波を
除去することができる。 （３）θ＝π／８、ｆc＝Ｂの場合、ｆn＝−７Ｂ、９Ｂ
となり、−７Ｂ、９Ｂにある隣接チャネル干渉波を除去
することができる。 （４）θ＝３π／８、ｆc＝３Ｂの場合、ｆn＝−５Ｂ、
１１Ｂとなり、−５Ｂ、１１Ｂにある隣接チャネル干渉
波を除去することができる。 （５）θ＝５π／８、ｆc＝５Ｂの場合、ｆn＝−３Ｂ、
１３Ｂとなり、−３Ｂ、１３Ｂにある隣接チャネル干渉
波を除去することができる。 （６）θ＝７π／８、ｆc＝７Ｂの場合、ｆn＝−Ｂ、１
５Ｂとなり、−Ｂ、１５Ｂにある隣接チャネル干渉波を
除去することができる。 （７）θ＝９π／８、ｆc＝９Ｂの場合、ｆn＝Ｂ、１７
Ｂとなり、Ｂ、１７Ｂにある隣接チャネル干渉波を除去
することができる。
ィルタを縦続接続する。なお、すべての場合において、
ｆS＝１６Ｂである。また、一周期内の特性だけを示
す。 （１）θ＝−３π／８、ｆc＝−３Ｂの場合、ｆn＝−１
１Ｂ、５Ｂとなり、−１１Ｂ、５Ｂにある隣接チャネル
干渉波を除去することができる。 （２）θ＝−π／８、ｆc＝−Ｂの場合、ｆn＝−９Ｂ、
７Ｂとなり、−９Ｂ、７Ｂにある隣接チャネル干渉波を
除去することができる。 （３）θ＝π／８、ｆc＝Ｂの場合、ｆn＝−７Ｂ、９Ｂ
となり、−７Ｂ、９Ｂにある隣接チャネル干渉波を除去
することができる。 （４）θ＝３π／８、ｆc＝３Ｂの場合、ｆn＝−５Ｂ、
１１Ｂとなり、−５Ｂ、１１Ｂにある隣接チャネル干渉
波を除去することができる。 （５）θ＝５π／８、ｆc＝５Ｂの場合、ｆn＝−３Ｂ、
１３Ｂとなり、−３Ｂ、１３Ｂにある隣接チャネル干渉
波を除去することができる。 （６）θ＝７π／８、ｆc＝７Ｂの場合、ｆn＝−Ｂ、１
５Ｂとなり、−Ｂ、１５Ｂにある隣接チャネル干渉波を
除去することができる。 （７）θ＝９π／８、ｆc＝９Ｂの場合、ｆn＝Ｂ、１７
Ｂとなり、Ｂ、１７Ｂにある隣接チャネル干渉波を除去
することができる。
【００３４】上記（１）〜（７）のフィルタを７段縦続
接続することにより−１１Ｂ、−９Ｂ、−７Ｂ、−５
Ｂ、−３Ｂ、Ｂ、−Ｂ、５Ｂ、７Ｂ、９Ｂ、１１Ｂ、１
３Ｂ、１５Ｂ、１７Ｂにある隣接チャネル干渉波を除去
することができる。ここで、−１１Ｂは５Ｂの折り返
し、１１Ｂ、１３Ｂ、１５Ｂ、１７Ｂはそれぞれ−５
Ｂ、−３Ｂ、−Ｂ、Ｂの折り返しである。また、元の希
望波の負の周波数成分−３Ｂもその折り返しとともに、
干渉として除去される。したがって、出力ｙ（ｔ）の中
には、ｅj2π(3B)t（Ｉ、Ｑ両方含む）の成分だけが含
まれることとなる。この７段縦続接続フィルタの周波数
特性の一周期を図７に示す。なお、この図に示した例
は、ｆc＝３Ｂ、Ｍ＝２、ｆs＝１６Ｂの場合である。
接続することにより−１１Ｂ、−９Ｂ、−７Ｂ、−５
Ｂ、−３Ｂ、Ｂ、−Ｂ、５Ｂ、７Ｂ、９Ｂ、１１Ｂ、１
３Ｂ、１５Ｂ、１７Ｂにある隣接チャネル干渉波を除去
することができる。ここで、−１１Ｂは５Ｂの折り返
し、１１Ｂ、１３Ｂ、１５Ｂ、１７Ｂはそれぞれ−５
Ｂ、−３Ｂ、−Ｂ、Ｂの折り返しである。また、元の希
望波の負の周波数成分−３Ｂもその折り返しとともに、
干渉として除去される。したがって、出力ｙ（ｔ）の中
には、ｅj2π(3B)t（Ｉ、Ｑ両方含む）の成分だけが含
まれることとなる。この７段縦続接続フィルタの周波数
特性の一周期を図７に示す。なお、この図に示した例
は、ｆc＝３Ｂ、Ｍ＝２、ｆs＝１６Ｂの場合である。
【００３５】また、前記（１）〜（７）のフィルタのう
ち、（１）〜（４）、（６）および（７）の６段だけを
縦続接続した場合には、希望波の負の周波数成分を除去
しないようにすることができる。この場合には、出力ｙ
（ｔ）の中にはｃｏｓ2π(3B)t（実数部だけ含む）の成
分しか残らないこととなる。この場合の周波数特性の１
周期を図８にしめす。このように周波数３Ｂの希望波と
周波数−３Ｂの希望波の負の周波数成分だけが通過さ
れ、干渉波成分は除去されている。
ち、（１）〜（４）、（６）および（７）の６段だけを
縦続接続した場合には、希望波の負の周波数成分を除去
しないようにすることができる。この場合には、出力ｙ
（ｔ）の中にはｃｏｓ2π(3B)t（実数部だけ含む）の成
分しか残らないこととなる。この場合の周波数特性の１
周期を図８にしめす。このように周波数３Ｂの希望波と
周波数−３Ｂの希望波の負の周波数成分だけが通過さ
れ、干渉波成分は除去されている。
【００３６】以上説明した７段構成と６段構成の２種類
の構成のいずれを用いるかは、後段に接続される復調部
１６の種類に応じて決定すればよい。例えば、復調部１
６が直交検波を実行するものである場合には、前記出力
ｙ（ｔ）が複素数となる前記７段縦続接続が適してい
る。また、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式のように復調
部１６が差動復調方式のものであるときには、虚数部が
ほぼ０となる前記６段縦続接続が適している。
の構成のいずれを用いるかは、後段に接続される復調部
１６の種類に応じて決定すればよい。例えば、復調部１
６が直交検波を実行するものである場合には、前記出力
ｙ（ｔ）が複素数となる前記７段縦続接続が適してい
る。また、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式のように復調
部１６が差動復調方式のものであるときには、虚数部が
ほぼ０となる前記６段縦続接続が適している。
【００３７】また、前述したフィルタ構成によれば、隣
接チャネル干渉の中心周波数の間にある周波数成分につ
いても、かなり低いレベルまで減衰させることができ
る。すなわち、上述のように構成したフィルタを用いる
場合には、等間隔の隣接チャネル干渉波だけではなく、
縦続接続する段数Ｎ、サンプリング周波数ｆS、位相θ
を適切に設定することにより、非等間隔にある隣接チャ
ネル干渉波成分も必要なレベルまで除去することが可能
となる。
接チャネル干渉の中心周波数の間にある周波数成分につ
いても、かなり低いレベルまで減衰させることができ
る。すなわち、上述のように構成したフィルタを用いる
場合には、等間隔の隣接チャネル干渉波だけではなく、
縦続接続する段数Ｎ、サンプリング周波数ｆS、位相θ
を適切に設定することにより、非等間隔にある隣接チャ
ネル干渉波成分も必要なレベルまで除去することが可能
となる。
【００３８】さて、以上の説明においては、隣接チャネ
ル干渉波の数Ｍが２の場合を例にとって説明したが、隣
接チャネル干渉波の数がさらに多くなったときでも、サ
ンプリング周波数を高くし、縦続接続する段数を増加す
ることにより、各隣接チャネル干渉波を効果的に除去す
ることが可能である。また、前記（１）〜（４）、
（６）ともう一段で希望波の周波数成分を除去するヌル
点形成フィルタを用いれば、希望波の負の周波数成分だ
けを残すこともできる。
ル干渉波の数Ｍが２の場合を例にとって説明したが、隣
接チャネル干渉波の数がさらに多くなったときでも、サ
ンプリング周波数を高くし、縦続接続する段数を増加す
ることにより、各隣接チャネル干渉波を効果的に除去す
ることが可能である。また、前記（１）〜（４）、
（６）ともう一段で希望波の周波数成分を除去するヌル
点形成フィルタを用いれば、希望波の負の周波数成分だ
けを残すこともできる。
【００３９】なお、以上の説明においては、サンプリン
グ周波数ｆSをチャネル帯域Ｂの２のべき乗倍として場
合について説明したが、これに限られることはなく、ナ
イキストのサンプリング定理を満足するようなサンプリ
ング周波数ｆSであればよい。フィルタの係数の設定の
便利さ、除去すべき干渉波の数および処理量等を総合的
に考慮して決定すればよい。
グ周波数ｆSをチャネル帯域Ｂの２のべき乗倍として場
合について説明したが、これに限られることはなく、ナ
イキストのサンプリング定理を満足するようなサンプリ
ング周波数ｆSであればよい。フィルタの係数の設定の
便利さ、除去すべき干渉波の数および処理量等を総合的
に考慮して決定すればよい。
【００４０】上述したような、フィルタを用いた場合の
シミュレーション結果を図９に示す。この図に示した例
は、ｆc＝３Ｂ、Ｍ＝２、ｆS＝１６Ｂ、Ｂ＝３２ｋＨｚ
とした場合における前記図７に特性を示した７段縦続接
続フィルタと、前記図８に特性を示した６段縦続接続フ
ィルタの場合におけるシミュレーション結果を示してい
る。図９の（ａ）は、入力信号ｘI（ｔ）の波形を示し
ている。このｘI（ｔ）は前記式（８）に示した波形で
あり、また、ｘQ（ｔ）＝０である。
シミュレーション結果を図９に示す。この図に示した例
は、ｆc＝３Ｂ、Ｍ＝２、ｆS＝１６Ｂ、Ｂ＝３２ｋＨｚ
とした場合における前記図７に特性を示した７段縦続接
続フィルタと、前記図８に特性を示した６段縦続接続フ
ィルタの場合におけるシミュレーション結果を示してい
る。図９の（ａ）は、入力信号ｘI（ｔ）の波形を示し
ている。このｘI（ｔ）は前記式（８）に示した波形で
あり、また、ｘQ（ｔ）＝０である。
【００４１】同図（ｂ）は前記７段縦続接続フィルタの
出力波形を示す図である。この図に示されているよう
に、希望波の負の周波数成分（−３Ｂ）が除去され、フ
ィルタ出力の実数部ｙI（ｔ）と虚数部ｙQ（ｔ）の両方
に希望波の正の周波数成分（３Ｂ）が出力されているこ
とがわかる。
出力波形を示す図である。この図に示されているよう
に、希望波の負の周波数成分（−３Ｂ）が除去され、フ
ィルタ出力の実数部ｙI（ｔ）と虚数部ｙQ（ｔ）の両方
に希望波の正の周波数成分（３Ｂ）が出力されているこ
とがわかる。
【００４２】図９の（ｃ）は前記６段縦続接続フィルタ
の出力波形を示す図である。この図に示されているよう
に、この場合には、希望波の負の周波数成分（−３Ｂ）
が除去されず、フィルタの出力の実数部ｙI（ｔ）に希
望波の周波数成分（３Ｂ）が残り、虚数部ｙQ（ｔ）は
ほぼ０となっていることがわかる。
の出力波形を示す図である。この図に示されているよう
に、この場合には、希望波の負の周波数成分（−３Ｂ）
が除去されず、フィルタの出力の実数部ｙI（ｔ）に希
望波の周波数成分（３Ｂ）が残り、虚数部ｙQ（ｔ）は
ほぼ０となっていることがわかる。
【００４３】なお、本発明の隣接チャネル干渉除去フィ
ルタを挿入することによって、後段の復調器１６の中
で、希望波の周波数スペクトラムがルートナイキストフ
ィルタの特性と異なってしまう可能性がある。したがっ
て、復調器の後のルートナイキストフィルタを設計する
ときには、この隣接チャネル干渉除去フィルタの特性を
考慮に入れて設計することが必要となる。
ルタを挿入することによって、後段の復調器１６の中
で、希望波の周波数スペクトラムがルートナイキストフ
ィルタの特性と異なってしまう可能性がある。したがっ
て、復調器の後のルートナイキストフィルタを設計する
ときには、この隣接チャネル干渉除去フィルタの特性を
考慮に入れて設計することが必要となる。
【００４４】さて、前記Ｎ段縦続接続フィルタの伝達関
数をｚ変換で表すと、次の式（２１）のようになり、こ
の式（２１）を展開すると、式（２２）のように表され
る。
数をｚ変換で表すと、次の式（２１）のようになり、こ
の式（２１）を展開すると、式（２２）のように表され
る。
【数１７】
【数１８】
【００４５】この式（２２）から明らかなように、前記
フィルタはＦＩＲ構成であり、本出願人が提案している
アナログデジタルフィルタ（ＡＤＦ）により、簡単に線
形の位相特性を実現することができる。このアナログデ
ジタルフィルタは、サンプリングされたアナログの入力
信号に対し、デジタルの係数を乗算するアナログデジタ
ル乗算器を用いて構成されたものであり、このＡＤＦの
係数レジスタをシフトすることにより、高精度の演算を
実現することができる。
フィルタはＦＩＲ構成であり、本出願人が提案している
アナログデジタルフィルタ（ＡＤＦ）により、簡単に線
形の位相特性を実現することができる。このアナログデ
ジタルフィルタは、サンプリングされたアナログの入力
信号に対し、デジタルの係数を乗算するアナログデジタ
ル乗算器を用いて構成されたものであり、このＡＤＦの
係数レジスタをシフトすることにより、高精度の演算を
実現することができる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の信号受信
装置および信号受信方法によれば、準ダイレクトコンバ
ージョン方式の信号受信装置において、複雑な回路構成
とすることなく、簡略な構成で、隣接チャネル干渉信号
を確実に除去することが可能となる。
装置および信号受信方法によれば、準ダイレクトコンバ
ージョン方式の信号受信装置において、複雑な回路構成
とすることなく、簡略な構成で、隣接チャネル干渉信号
を確実に除去することが可能となる。
【図１】 本発明の信号受信方法が適用された信号受
信装置の一実施の形態の構成を示すブロック図である。
信装置の一実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図２】 各信号のスペクトルの一例を示す図であ
り、（ａ）は入力信号、（ｂ）は中間周波信号のスペク
トルの一例を示す図である。
り、（ａ）は入力信号、（ｂ）は中間周波信号のスペク
トルの一例を示す図である。
【図３】 複素係数フィルタ（１段ヌル点形成フィル
タ）の構成例を示す図である。
タ）の構成例を示す図である。
【図４】 図３に示す複素係数フィルタ（１段ヌル点
形成フィルタ）の周波数特性の一例を示す図である。
形成フィルタ）の周波数特性の一例を示す図である。
【図５】 多段縦続接続フィルタの構成例を示す図で
ある。
ある。
【図６】 図２（ｂ）に示す中間周波信号をサンプリ
ングした信号のスペクトルの一例を示す図である。
ングした信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図７】 ７段縦続接続フィルタの周波数特性の一例
を示す図である。
を示す図である。
【図８】 ６段縦続接続フィルタの周波数特性の一例
を示す図である。
を示す図である。
【図９】 本発明の隣接チャネル干渉除去フィルタの
入出力信号をシミュレーションした結果を示す図であ
り、（ａ）は入力信号、（ｂ）は７段縦続接続フィルタ
の出力信号、（ｃ）は６段縦続接続フィルタの出力信号
の一例を示す図である。
入出力信号をシミュレーションした結果を示す図であ
り、（ａ）は入力信号、（ｂ）は７段縦続接続フィルタ
の出力信号、（ｃ）は６段縦続接続フィルタの出力信号
の一例を示す図である。
【図１０】 従来提案されている準ダイレクトコンバ
ージョン受信機の構成を示すブロック図である。
ージョン受信機の構成を示すブロック図である。
１０、１００ アンテナ
１１、１４、１１１、１１４ バンドパスフィルタ
１２、１１２ 低雑音増幅器
１３、１１３ 周波数変換器
１５、１１６ 隣接チャネル干渉除去フィルタ
１６、１１７ 復調部
１７、１１８ データ判定部
２０ サンプルホールド回路
２１ 遅延回路
２２ 複素乗算器
２３ 複素加算器
１１５ ヒルベルト変換部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−326980（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−266452（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/26
H04B 1/10
Claims (10)
- 【請求項１】 受信された高周波信号を希望波に干渉
波成分が混入されないように選択された中間周波信号に
変換する周波数変換部と、 該周波数変換部の出力が入力される複素係数フィルタに
より構成された干渉除去フィルタと、 該干渉除去フィルタの出力が入力される復調部と、 該復調部の出力が入力されるデータ判定部とを有する信
号受信装置であって、 前記干渉除去フィルタは、その実数成分の入力として前
記周波数変換部の出力が入力され、その虚数成分の入力
は０とされているものであることを特徴とする信号受信
装置。 - 【請求項２】 前記干渉除去フィルタは、ヌル点形成
フィルタが複数段縦続接続されたものであることを特徴
とする前記請求項１記載の信号受信装置。 - 【請求項３】 前記干渉除去フィルタは、アナログデ
ジタルフィルタにより構成されていることを特徴とする
前記請求項１あるいは２に記載の信号受信装置。 - 【請求項４】 前記干渉除去フィルタは、希望波の正
と負の周波数成分を保全し、その出力信号の虚数部に希
望波の周波数成分がほとんど含まれないように構成され
ていることを特徴とする前記請求項１から３のいずれか
１項に記載の信号受信装置。 - 【請求項５】 前記干渉除去フィルタは、希望波の正
あるいは負の周波数成分を除去し、出力信号の実数部と
虚数部の両方に希望波の周波数成分を残すように構成さ
れていることを特徴とする前記請求項１から３のいずれ
か１項に記載の信号受信装置。 - 【請求項６】 受信高周波信号を希望波に干渉波が混
入されないように選択された中間周波信号に変換し、 該中間周波信号を、実数成分の入力と虚数成分の入力と
を備え、該虚数成分の入力には０が印加されている複素
係数フィルタにより構成された干渉除去フィルタの実数
成分の入力として印加し、 該干渉除去フィルタの出力を復調してデータ判定するこ
とを特徴とする信号受信方法。 - 【請求項７】 前記干渉除去フィルタとして、複数段
縦続接続されたヌル点形成フィルタを用いることを特徴
とする前記請求項６記載の信号受信方法。 - 【請求項８】 前記干渉除去フィルタとして、アナロ
グデジタルフィルタにより構成されたフィルタを用いる
ことを特徴とする前記請求項６あるいは７に記載の信号
受信方法。 - 【請求項９】 前記干渉除去フィルタにおいて希望波
の正と負の周波数成分を保全して、その出力信号の虚数
部に希望波の周波数成分がほとんど含まれないようにし
たことを特徴とする前記請求項６から８のいずれか１項
に記載の信号受信方法。 - 【請求項１０】 前記干渉除去フィルタにおいて希望
波の正あるいは負の周波数成分を除去して、その出力信
号の実数部と虚数部の両方に希望波の周波数成分を残す
ようにしたことを特徴とする前記請求項６から８のいず
れか１項に記載の信号受信方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16491997A JP3421541B2 (ja) | 1997-06-09 | 1997-06-09 | 信号受信装置および信号受信方法 |
| US09/092,914 US6370130B1 (en) | 1997-06-09 | 1998-06-08 | Spread spectrum communication system |
| CN98109592A CN1202050A (zh) | 1997-06-09 | 1998-06-08 | 扩频通信系统 |
| EP98110472A EP0884856A3 (en) | 1997-06-09 | 1998-06-08 | Spread spectrum communication system |
| KR1019980021241A KR19990006788A (ko) | 1997-06-09 | 1998-06-09 | 고주파확산 통신시스템 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16491997A JP3421541B2 (ja) | 1997-06-09 | 1997-06-09 | 信号受信装置および信号受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341184A JPH10341184A (ja) | 1998-12-22 |
| JP3421541B2 true JP3421541B2 (ja) | 2003-06-30 |
Family
ID=15802353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16491997A Expired - Fee Related JP3421541B2 (ja) | 1997-06-09 | 1997-06-09 | 信号受信装置および信号受信方法 |
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|---|---|---|---|---|
| KR100474709B1 (ko) * | 2001-12-10 | 2005-03-08 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 협대역 간섭신호 제거장치 및 방법 |
| JP3927463B2 (ja) * | 2002-07-30 | 2007-06-06 | トヨタ自動車株式会社 | ディジタル信号処理受信装置 |
| EP2068464B1 (en) * | 2007-12-06 | 2013-03-06 | Alcatel Lucent | Equipment and method for improving worldwide interoperability for microwave access (WIMAX) network capacity |
| JP5587210B2 (ja) * | 2008-12-04 | 2014-09-10 | パナソニック株式会社 | サンプリング回路およびこれを用いた受信機 |
| JP5264987B2 (ja) * | 2009-02-25 | 2013-08-14 | 三菱電機株式会社 | 受信装置 |
| US8625722B2 (en) * | 2010-07-30 | 2014-01-07 | Sensus Usa Inc. | GFSK receiver architecture and methodology |
| JP5855886B2 (ja) * | 2010-09-30 | 2016-02-09 | 株式会社ダイヘン | 周波数検出装置 |
-
1997
- 1997-06-09 JP JP16491997A patent/JP3421541B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10341184A (ja) | 1998-12-22 |
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