JP2001024619A - Ｏｆｄｍ信号受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ伝送方式に関するもので、所望チャ
ネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合にも良好な受
信特性を得ること。 【解決手段】 所望チャネル電力検出手段１９は所望チ
ャネルのみの電力を得て、この電力が大きい場合には増
幅しないように、所望チャネル電力が小さい場合には増
幅させるように利得制御手段１８を制御する。所望チャ
ネル検出手段１９は、狭帯域の帯域通過フィルタ出力を
測定する方法がある。その他に、ディジタル直交復調後
の折り返し成分除去用ディジタルフィルタへの入力信号
電力と出力信号電力との比を求め、入力電力に対する出
力電力の比があらかじめ求めておいた隣接チャネル妨害
が無い場合の入力信号と出力信号の比よりも大きい場合
には隣接チャネル妨害電力が大きく、所望チャネルだけ
の電力は小さいとみなし離散フーリエ変換回路入力信号
電力を大きくするように制御することも可能である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は各サブキャリアが線
形変調され直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）された信号
の受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、所望の無線周波数チャネル（以
下、所望チャネル）の近傍に、所望チャネルに比べて非
常に大きい電力の隣接する無線周波数チャネル（以下、
隣接チャネル）が存在する場合、中間周波数帯において
急峻な遮断特性を有するフィルタ（例えば表面弾性波フ
ィルタ：ＳＡＷフィルタ）等を用いるだけでは、十分な
受信感度が得られなかった。

【０００３】特にディジタル音声放送（ＤＡＢ：Digita
l Audio Broadcasting）等のように、それぞれのチャネ
ルが別々の場所から送信されている場合、移動受信時の
フェージングによる無線伝搬路の変動によって、所望チ
ャネルよりも隣接チャネルの電力の方が数十ｄＢも大き
くなる状況が発生する。

【０００４】一般に、移動受信時には隣接チャネルが存
在しない場合においても所望チャネルの電力が変動する
ため、自動利得制御（ＡＧＣ：Auto Gain Control）が
行われる。

【０００５】この自動利得制御は中間周波数帯における
フィルタ出力電力に基づいて制御されるため、所望チャ
ネルの近傍に非常に大きな隣接チャネルが存在する場合
には、フィルタによって隣接チャネルを十分に抑圧しき
れずに隣接チャネルの電力変化に応じた制御が行われて
しまい、所望チャネルの信号が抑圧されてしまったりし
て受信感度が劣化する。

【０００６】この問題を解決する方法の一つとして、特
開平5-75489のように所望チャネルの帯域内に狭帯域の
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）を別に
設け、隣接チャネルの影響を小さくしたＡＧＣを行う方
法が知られているが、付加的なアナログ回路を必要とす
るため小型化に適していない。

【０００７】さらに、狭帯域の帯域通過フィルタである
ため、周波数選択性フェージング等によって狭帯域通過
フィルタの帯域にディップが生じた場合には、信号電力
が大きく減衰したように観測されてしまい、誤まった制
御が行われ、受信感度が大きく劣化してしまうという欠
点がある。

【０００８】図２２に従来のＯＦＤＭ信号受信機の構成
を示しており、受信アンテナ１で受信した信号は帯域通
過フィルタ出力電力測定部２によって制御されている自
動利得制御回路３によって、ほぼ一定の電力となる。続
いて、周波数変換器４によって中間周波数帯にダウンコ
ンバートされ、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５によっ
て、所望チャネル帯域外の成分が抑圧される。

【０００９】さらに周波数変換器６によって低域周波数
帯にダウンコンバートされた後に、周波数変換によって
生ずるイメージを除去するための低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）７によってイメージが除去される。

【００１０】次に、アナログ／ディジタル変換器８によ
ってディジタル化された後に、ディジタル乗算器９およ
び９’において数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically
Controlled Oscillator）１０から出力される正弦波お
よび余弦波と乗ぜられ、直交復調される。

【００１１】その後、ディジタル低域通過フィルタ１１
と１１’において、Ａ／Ｄ変換によって生じていた折り
返し成分が除去され、後段の離散フーリエ変換器１３の
演算速度に合せるために、間引き器１２と１２’におい
て間引きが行われる。後段の離散フーリエ変換器１３に
よって、離散フーリエ変換された信号はデマッピング器
１４でデマッピングされた後にパラレル／シリアル変換
器１５においてパラレル／シリアル変換され、データが
出力される。

【００１２】従来知られている付加的な回路を用いる方
法では、上記の構成に加えて中間周波数帯において狭帯
域な帯域通過フィルタ１６が備えられ、その後段に電力
測定部１７があり、電力測定部１７で得られる所望チャ
ネル帯域内の電力の大きさに基づいて自動利得制御回路
３が制御される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ方式信号を受
信する際に、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在
する場合においても、簡易な構成で良好な受信感度を保
つことを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在
する場合、隣接チャネルに影響されないよう所望チャネ
ルだけの電力の大きさに応じて、離散フーリエ変換(Ｄ
ＦＴ)回路入力信号電力を制御することで、離散フーリ
エ変換回路における固定小数点演算時のオーバーフロー
や所望信号が量子化雑音に埋もれてしまうことを防ぐ。

【００１５】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、各サブキャリアが線形変調された直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）伝送方式にあって、所望チャネルの近傍
に隣接チャネルが存在する場合、隣接チャネルによる電
力に影響されないよう所望チャネルだけの電力を測定
し、所望チャネルだけの電力が小さい場合には離散フー
リエ変換(ＤＦＴ)回路入力信号電力を大きくし、所望チ
ャネルだけの電力が大きい場合には離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）回路入力信号電力を小さくし、受信機内部の
離散フーリエ変換回路における固定小数点演算時のオー
バーフローや所望信号が量子化雑音に埋もれてしまうこ
とを防ぎ、受信性能を高められるという作用を有する。
所望チャネルだけの電力測定法は、従来の技術のような
狭帯域の帯域通過フィルタ出力を測定する方法がある。

【００１６】その他に、ディジタル直交復調後の折り返
し成分除去用ディジタルフィルタへの入力信号電力と出
力信号電力との比を求め、入力電力に対する出力電力の
比があらかじめ求めておいた隣接チャネル妨害が無い場
合の入力信号と出力信号の比よりも大きい場合には隣接
チャネル妨害電力が大きく、所望チャネルだけの電力は
小さいとみなし、離散フーリエ変換回路入力信号電力を
大きくするように制御する方法を用いることも可能であ
る。

【００１７】また、離散フーリエ変換回路入力信号電力
の制御は従来の技術のようにアナログ的に利得制御する
方法でもよいが、受信動作時の温度等の環境変化による
特性劣化を防ぐためにＡＤ変換後の信号をディジタル的
に制御する方法が好適である。

【００１８】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フーリエ変換回
路(ＤＦＴ)入力信号電力の制御は、所望チャネル信号電
力と隣接チャネル信号電力との比に応じ、所望チャネル
信号電力に対する隣接チャネル信号電力の比が大きい場
合には離散フーリエ変換回路入力信号電力を小さくさせ
ることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関するもので
あり、周波数選択性フェージングによって信号帯域にデ
ィップが生じた場合においても、所望チャネルと同様に
隣接チャネルも周波数選択性フェージングによってディ
ップが生じるため、所望チャネル電力のみを測定する場
合のようにディップによって所望チャネル電力が本来よ
りも小さい値として測定されるといった現象が生ずるこ
とがないため、離散フーリエ変換回路入力信号電力を適
切なレベルに制御することが可能となり、劣化が少なく
受信性能を高いまま維持できるという作用を有する。

【００１９】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フーリエ回路(D
FT)入力信号電力の変化の度合いが、ディジタル直交復
調後の折り返し成分除去用ディジタルフィルタへの入力
電力と出力電力との比に応じていることを特徴とするＯ
ＦＤＭ信号受信機に関するものであり、付加的なアナロ
グ回路を必要としないため、受信機を小型化できるとい
う作用を有する。

【００２０】請求項４に記載の発明は、請求項1に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フーリエ回路(D
FT)入力信号電力の変化の度合いが、ディジタル直交復
調後の折り返し成分除去用ディジタルフィルタへの入力
信号の絶対値和と出力信号の絶対値和との比に応じてい
ることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関するもので
あり、電力を得るための乗算演算がないので演算量を減
らすことができ、受信機の小型化および低消費電力化を
図ることができるという作用を有する。

【００２１】請求項５に記載の発明は、請求項2に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、所望チャネル信号電
力と隣接チャネル信号電力との比は離散フーリエ変換回
路出力信号から求めることを特徴とするＯＦＤＭ信号受
信機に関するものであり、ＯＦＤＭ信号受信機に必須の
離散フーリエ変換器出力を利用しているため、付加的な
回路が少なく、受信機を小型化できるという作用を有す
る。離散フーリエ変換回路の出力信号を観測すれば、所
望チャネルと隣接チャネルのそれぞれの電力を調べるこ
とが容易であり、所望チャネル電力に対する隣接チャネ
ル電力の比が大きい場合には離散フーリエ変換回路への
入力信号を小さくするように制御する。

【００２２】請求項６に記載の発明は、請求項1に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フーリエ回路(D
FT)入力信号電力の変化の度合いが、離散フーリエ変換
回路出力における所望チャネル帯域の振幅の絶対値和と
隣接チャネル帯域の振幅の絶対値和との比に応じている
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関するものであ
り、電力を求める必要がなく、演算量を減らすことがで
き、受信機の小型化および低消費電力化を図ることがで
きるという作用を有する。

【００２３】請求項７に記載の発明は、請求項5に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、所望チャネル信号電
力と隣接チャネル信号電力との比は、離散フーリエ変換
後の隣接チャネル帯域における特定周波数の電力から推
測することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関するも
のであり、隣接チャネルの存在する周波数全体の電力を
求める必要がなく、演算量を減らすことができ、受信機
の小型化および低消費電力化を図ることができるという
作用を有する。

【００２４】特に、隣接チャネルの存在する周波数が既
知の場合には受信機の中間周波数帯にあるチャネルフィ
ルタおよび、ディジタル直行復調後の折り返し成分除去
用ディジタルフィルタの周波数特性（遮断特性）を考慮
して、あらかじめ最も隣接チャネル妨害電力が大きくな
るはずの周波数帯域を調べておき、その周波数帯域のみ
の電力から推測すると好適である。

【００２５】請求項８に記載の発明は、請求項1に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フーリエ回路(D
FT)入力信号電力の変化の度合いが、離散フーリエ変換
後の隣接チャネル帯域における特定周波数における振幅
の絶対値和の大きさに応じていることを特徴とするＯＦ
ＤＭ信号受信機に関するものであり、電力を求める必要
がないうえ、隣接チャネルの存在する周波数全体の和を
求める必要がなく演算量を減らすことができ、受信機の
小型化および低消費電力化を図ることができるという作
用を有する。

【００２６】本発明も請求項７に記載の発明における実
施の形態と同様に、最も隣接チャネル妨害電力が大きく
なる周波数帯域のみの振幅の絶対値和から制御すると好
適である。

【００２７】請求項９に記載の発明は、請求項1に記載
したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フーリエ回路入
力信号電力の変化の度合いが、請求項2〜請求項8に記載
した方法を組み合わせることによって決定されることを
特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関するものであり、よ
り柔軟な制御が可能となることで受信性能が高まるとい
う作用を有する。

【００２８】請求項１０に記載の発明は、請求項1〜請
求項9に記載したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フ
ーリエ回路入力信号電力の変化は、アナログ／ディジタ
ル変換器への入力信号の大きさを変化させることによっ
て実現することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関す
るものであり、隣接チャネル電力およびアナログ／ディ
ジタル変換器のダイナミックレンジを考慮した入力レベ
ルを設定できるため、受信性能が高まるという作用を有
する。

【００２９】請求項１１に記載の発明は、請求項1〜請
求項9に記載したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フ
ーリエ回路入力信号電力の変化は、ディジタル直交復調
後の折り返し成分除去用ディジタルフィルタ出力信号を
変化させることによって実現することを特徴とするＯＦ
ＤＭ信号受信機に関するものであり、ディジタル的にレ
ベルを変化させるため、小型で経年変化がなく、動作温
度などの変化による劣化がない制御が可能となり、受信
性能が高まるという作用を有する。

【００３０】さらに、ディジタルフィルタには演算時の
オーバーフローや丸め誤差や量子化誤差による影響が最
も少なくなるようにあらかじめ定めておいた適正レベル
の信号を入力することが可能となるため、受信性能が高
まるという作用を有する。

【００３１】請求項１２に記載の発明は、請求項1〜請
求項9に記載したＯＦＤＭ信号受信機において、離散フ
ーリエ回路入力信号電力の変化は、請求項10および請求
項11を組み合わせることによって実現することを特徴と
するＯＦＤＭ信号受信機に関するものであり、アナログ
／ディジタル変換器およびディジタルフィルタのダイナ
ミックレンジと離散フーリエ変換回路の最適レベルの両
方を考慮した制御が可能となり、受信性能がより高まる
という作用を有する。

【００３２】すなわち、隣接チャネルが存在する場合に
はアナログ／ディジタル変換器への入力は大きくして、
所望チャネルが量子化誤差や固定小数点演算時の丸め誤
差に埋もれてしまうことを防ぎ、離散フーリエ変換回路
への入力は小さくして演算時のオーバーフローを防ぐこ
とも可能である。

【００３３】請求項１３に記載の発明は、各サブキャリ
アが線形変調された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝
送方式にあって、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが
存在することが想定されるシステムにおいて、隣接チャ
ネル信号除去用にはくし型フィルタを用い、ディジタル
直交復調後の折り返し成分除去用ディジタルフィルタに
は小規模で遮断特性の緩やかなフィルタを用いることを
特徴とするＯＦＤＭ信号受信機に関するものであり、デ
ィジタルフィルタの回路規模を削減でき、受信機の小型
化および低消費電力化が図れるという作用を有する。

【００３４】くし型フィルタはタップ係数を乗ずる必要
がないため回路規模を小さくすることが可能であり、ま
た、加算段数を適切に選べば、想定される隣接チャネル
電力の最大値や、受信性能に大きく影響する周波数成分
を効果的に削減することが可能となる。

【００３５】ここで、受信性能に大きく影響する周波数
成分とはディジタルフィルタ後の間引き器によって信号
帯域に重なる隣接チャネル電力成分であり、隣接チャネ
ルが存在する周波数が既知であれば、あらかじめこの隣
接チャネル電力成分の周波数を求めておくことができ、
求めた周波数を効果的に削減できるような加算段数のく
し型フィルタを用いると好適である。

【００３６】請求項１４に記載の発明は、請求項１３に
記載したＯＦＤＭ信号受信機において、くし型フィルタ
によって減衰する信号帯域のみを折り返し成分除去用デ
ィジタルフィルタによって増幅させることを特徴とする
ＯＦＤＭ信号受信機に関するものであり、くし型フィル
タによって減衰する信号帯域のサブキャリアの量子化雑
音を低減でき、受信性能が高まるという作用を有する。

【００３７】くし型フィルタは通過帯域が狭いため、信
号帯域の電力も同時に減衰させてしまうが、本発明は折
り返し成分除去用ディジタルフィルタの周波数特性を工
夫し、くし型フィルタによって減衰してしまう信号帯域
のみを増幅させるように設計しておくことで、減衰によ
って生じる量子化雑音の低減が可能となる。

【００３８】請求項１５に記載の発明は、請求項１３ま
たは請求項１４に記載したＯＦＤＭ信号受信機におい
て、隣接チャネルが存在しない場合、もしくは隣接チャ
ネル電力が十分小さい場合には、くし型フィルタを用い
ないことを特徴とするＯＦＤＭ受信機に関するものであ
り、隣接チャネルの影響がない場合には不必要なくし型
フィルタを用いないため、省電力化が図れるという作用
を有する。

【００３９】請求項１６に記載の発明は、請求項１３に
記載したＯＦＤＭ信号受信機において、くし型フィルタ
を用いるかどうかを決定する方法として、請求項２〜請
求項９に記載の方法を用いることを特徴とするＯＦＤＭ
受信機に関するものであり、周波数選択性フェージング
等によって信号帯域にディップが生じた場合にも所望チ
ャネルと隣接チャネルの電力比を正確に求めることがで
き、誤作動のない制御が可能となり、高い受信性能を維
持できるという作用を有する。

【００４０】請求項１７に記載の発明は、請求項１〜請
求項１６に記載した受信装置を用いることを特徴とする
通信システムに関するものであり、高品質な通信システ
ムを構築できるという作用を有する。

【００４１】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図２１を用いて説明する。

【００４２】（実施の形態１）図１は本発明を用いる実
施の形態１を示し、図１において本発明のＯＦＤＭ信号
受信機は、従来のＯＦＤＭ信号受信機におけるアナログ
／ディジタル変換器８の後段に利得制御手段１８を設け
ており、その他に、受信アンテナ１、帯域通過フィルタ
出力電力測定部２、自動利得制御回路３、周波数変換器
４、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５、周波数変換器６、
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）７、アナログ／ディジタル
変換器８、ディジタル乗算器９および９’、数値制御発
振器（ＮＣＯ）１０、ディジタル低域通過フィルタ１１
および１１’、間引き器１２および１２’、離散フーリ
エ変換器１３、デマッピング器１４、パラレル／シリア
ル変換器１５から構成される。

【００４３】所望チャネル電力検出手段１９は所望チャ
ネルのみの電力を得て、この電力が大きい場合には増幅
しないように、所望チャネル電力が小さい場合には増幅
させるように利得制御手段１８を制御する。

【００４４】所望チャネル検出手段１９は、従来の技術
のような狭帯域の帯域通過フィルタ出力を測定する方法
がある。その他に、ディジタル直交復調後の折り返し成
分除去用ディジタルフィルタへの入力信号電力と出力信
号電力との比を求め、入力電力に対する出力電力の比が
あらかじめ求めておいた隣接チャネル妨害が無い場合の
入力信号と出力信号の比よりも大きい場合には隣接チャ
ネル妨害電力が大きく、所望チャネルだけの電力は小さ
いとみなし、離散フーリエ変換回路入力信号電力を大き
くするように制御する方法を用いることも可能である。

【００４５】（実施の形態２）図２は本発明を用いる実
施の形態２を示し、図２において本発明のＯＦＤＭ信号
受信機は、図１における所望チャネル検出手段１９を具
体化したものであり、隣接チャネル電力検出手段２０、
所望チャネル電力検出手段２１、電力比演算手段２２か
ら構成される。隣接チャネル電力検出手段２０は従来の
技術のように、隣接チャネルが存在する周波数を中心周
波数とする狭帯域の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）出力を
得て電力を検出し、所望チャネル検出手段２１は所望チ
ャネルが存在する周波数を中心周波数とする狭帯域の帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）出力を得て電力を検出するも
のである。

【００４６】その他の手段としては実施の形態５で後述
する離散フーリエ変換回路出力から隣接チャネルおよび
所望チャネルの電力を検出することも可能である。電力
比演算手段２２は隣接チャネル電力検出手段２０と所望
チャネル電力検出手段２１から得られるそれぞれのチャ
ネル電力の比を求めるものであり、この電力比の大きさ
に応じて、図１における利得制御手段１８を制御するも
のである。所望チャネルに対する隣接チャネル電力の比
が大きければ、信号電力を増幅させる方向に制御し、小
さければ増幅しないように制御する。

【００４７】（実施の形態３）図３は本発明を用いる実
施の形態３を示しており、図３において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、互いに直交するチャネル（Ｉ−
ｃｈ：Ｉｎ−ＰｈａｓｅＣｈａｎｎｅｌ、Ｑ−ｃｈ：Ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅＣｈａｎｎｅｌ）のディジタル低域
通過フィルタ１１、１１’の前段における電力を検出す
る手段２３および、ディジタル低域通過フィルタ１１、
１１’の後段における電力を検出する手段２４および、
これらの電力比を得る手段２５から構成される。

【００４８】所望チャネルに対する隣接チャネル電力の
比が大きい場合には、ディジタル低域通過フィルタ通過
後でも隣接チャネル電力が十分抑圧されないため、電力
検出手段２３で得られる値に対する電力検出手段２４で
得られる値の比が大きくなる。

【００４９】そこで、この電力比の大きさに応じて、図
３における利得制御手段１８を制御する。この所望チャ
ネルに対する隣接チャネル電力の比は、あらかじめ隣接
チャネルが存在しない場合の値を求めておき、その値よ
りも大きければ隣接チャネルが存在するとして、利得制
御手段１８によって信号電力を大きくする。

【００５０】ここで、図３においては互いに直交するチ
ャネル（Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ）の電力を検出し、ディジ
タル低域通過フィルタの前段と後段の電力比によって利
得制御手段１８を制御しているが、どちらか一方のチャ
ネルのみの電力比によって制御しても同様の効果が得ら
れる。一方のチャネルのみの電力比に基づいて制御する
方法を用いれば、回路規模が小さくなり好適である。

【００５１】（実施の形態４）図４は本発明を用いる実
施の形態４を示しており、図４において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、互いに直交するチャネル（Ｉ−
ｃｈ、Ｑ−ｃｈ）のディジタル低域通過フィルタ１１、
１１’の前段における振幅の絶対値和を得る手段２６お
よび、ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の後段
における振幅の絶対値和を得る手段２７および、これら
の比を得る手段２８から構成される。

【００５２】所望チャネルに対する隣接チャネル電力の
割合が大きい場合には、ディジタル低域通過フィルタ通
過後でも隣接チャネル電力が十分に抑圧しきれないた
め、絶対値和検出手段２６で得られる値に対する絶対値
和検出手段２７で得られる値の比が大きくなる。そこ
で、この絶対値和の比の大きさに応じて、図４における
利得制御手段１８を制御する。

【００５３】この所望チャネルの絶対値和に対する隣接
チャネルの絶対値和の比は、あらかじめ隣接チャネルが
存在しない場合の値を求めておき、その値よりも大きけ
れば隣接チャネルが存在するとして、利得制御手段１８
によって信号電力を大きくする。

【００５４】ここで、図４においては互いに直交するチ
ャネル（Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ）の絶対値和を検出し、デ
ィジタル低域通過フィルタの前段と後段の絶対値和の比
によって利得制御手段１８を制御しているが、どちらか
一方のチャネルのみの絶対値和の比によって制御しても
同様の効果が得られる。一方のチャネルのみの絶対値和
の比に基づいて制御する方法を用いれば、回路規模が小
さくなり好適である。

【００５５】（実施の形態５）図５は本発明を用いる実
施の形態５を示しており、図５において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、離散フーリエ変換器１３の出力
において所望チャネル帯域の電力を検出する手段２９お
よび、隣接チャネル帯域の電力を検出する手段３０およ
び、これらの電力比を得る手段３１から構成される。得
られた電力比に応じて、利得制御手段１８を制御する。

【００５６】一般に、離散フーリエ変換器１３としては
２のべき乗の周波数分割数を持つ離散フーリエ変換器が
用いられる。この離散フーリエ変換器に入力される信号
のサブキャリア数はこの離散フーリエ変換器の周波数分
割数よりも少なくなっている。例えば、ＤＡＢ（Ｄｉｇ
ｉｔａｌＡｕｄｉｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）のモー
ド１の場合、信号のサブキャリア数１５３６本に対し
て、通常、２０４８（＝２¹¹）の周波数分割数を持つ離
散フーリエ変換器が用いられる。

【００５７】このように信号のサブキャリア数よりも周
波数分割数の多い離散フーリエ変換器を用いれば、所望
チャネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合、離散フ
ーリエ変換器によって所望チャネルのみならず、隣接チ
ャネル帯域の一部も周波数変換される。本実施の形態は
周波数変換後に、隣接チャネル帯域の電力と所望チャネ
ル帯域の電力を検出し、これらの電力比に基づいて利得
制御手段１８を制御するものである。

【００５８】ここで、所望チャネル電力と隣接チャネル
電力との電力比を求める場合に、離散フーリエ変換回路
の実数部および虚数部の両方とも用いなくとも、どちら
か一方のみの電力比を求めても同様の効果が得られ、回
路規模を小さくすることが可能となり好適である。

【００５９】（実施の形態６）図６は本発明を用いる実
施の形態６を示しており、図６において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、離散フーリエ変換器１３の出力
において所望チャネル帯域内の振幅の絶対値和を検出す
る手段３２および、隣接チャネル帯域の振幅の絶対値和
を検出する手段３３および、これらの比を得る手段３４
から構成される。得られた絶対値和の大きさに応じて利
得制御手段１８を制御する。

【００６０】ここで、所望チャネルの振幅の絶対値和と
隣接チャネルの振幅の絶対値和との比を求める場合に、
離散フーリエ変換回路の実数部および虚数部の両方とも
用いなくとも、どちらか一方のみの絶対値和の比を求め
ても同様の効果が得られ、回路規模を小さくすることが
可能となり好適である。

【００６１】（実施の形態７）図７は本発明を用いる実
施の形態７を示しており、図７において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、離散フーリエ変換器１３の出力
において離散フーリエ変換後の隣接チャネル帯域におけ
る特定周波数の電力を検出する手段３５を用いる。この
特定周波数の電力の大きさに応じて利得制御手段１８を
制御する。特に、あらかじめ隣接チャネルが存在する周
波数および、前段のフィルタ（アナログおよびディジタ
ルフィルタ）の特性がわかっている場合には、あらかじ
め最も隣接チャネル電力が大きくなるはずの周波数帯域
を調べておき、その周波数帯域のみの電力から推測する
と好適である。

【００６２】ここで、隣接チャネル帯域における特定周
波数電力の大きさを求める場合に、離散フーリエ変換回
路の実数部および虚数部の両方とも用いなくとも、どち
らか一方のみの電力を求めても同様の効果が得られ、回
路規模を小さくすることが可能となり好適である。

【００６３】（実施の形態８）図８は本発明を用いる実
施の形態８を示しており、図８において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、離散フーリエ変換器１３の出力
において離散フーリエ変換後の隣接チャネル帯域におけ
る特定周波数における振幅の絶対値を検出する手段３６
を用いる。この絶対値の大きさに応じて利得制御手段１
８を制御する。

【００６４】特に、あらかじめ隣接チャネルが存在する
周波数および、前段のフィルタ（アナログおよびディジ
タルフィルタ）の特性がわかっている場合には、あらか
じめ最も隣接チャネル電力が大きくなるはずの周波数帯
域を調べておき、その周波数帯域のみの電力から推測す
ると好適である。

【００６５】ここで、隣接チャネル帯域における振幅の
絶対値の大きさを求める場合に、離散フーリエ変換回路
の実数部および虚数部の両方とも用いなくとも、どちら
か一方のみの絶対値を求めても同様の効果が得られ、回
路規模を小さくすることが可能となり好適である。

【００６６】（実施の形態９）図９は本発明を用いる実
施の形態９を示しており、図９において本発明のＯＦＤ
Ｍ信号受信機は、図１における隣接チャネル検出手段を
具体化したものであり、ディジタル低域通過フィルタ１
１、１１’の入力と出力の比を求める手段３７および、
離散フーリエ変換器１３の出力において、隣接チャネル
成分を求める手段３８および、前述の２つの手段から得
られる結果をもとに、制御利得を決定する手段３９から
構成される。

【００６７】ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’
の入力と出力の比を求める手段３７としては実施の形態
３や実施の形態４に述べた方法を用い、離散フーリエ変
換器１３の出力において隣接チャネル成分を求める手段
３８としては実施の形態５〜８に述べた方法のいずれ
か、またはこれらを組み合わせた方法を用いる。

【００６８】制御利得を決定する手段３９は入出力比を
求める手段３７と隣接チャネル成分を求める手段３８か
ら得られる結果をもとに、隣接チャネル成分の大きさを
推定し、推定値をもとに制御手段１８を制御する。

【００６９】入出力比を求める手段３７から得られる結
果と隣接チャネル成分を求める手段３８から得られる結
果が両方とも隣接チャネルが存在するという結果だった
場合には信号を増幅するように制御し、結果が異なる場
合には信号を増幅させないようにすれば、誤動作の確率
を低くすることが可能となる。

【００７０】（実施の形態１０）図１０は本発明を用い
る実施の形態１０を示しており、図１０において本発明
のＯＦＤＭ信号受信機は、アナログ／ディジタル変換器
８への入力信号の大きさを変化させる利得制御手段４０
および、所望チャネル電力検出手段１９から構成され
る。

【００７１】所望チャネル電力検出手段１９によって得
られる所望チャネル電力の大きさに応じて、利得制御手
段４０において、アナログ／ディジタル変換器のダイナ
ミックレンジを考慮して、多少ダイナミックレンジを超
える場合があっても、隣接チャネルに比べて所望チャネ
ルが小さい場合には信号電力を増幅するように制御す
る。

【００７２】（実施の形態１１）図１１は本発明を用い
る実施の形態１１を示しており、図１１において本発明
のＯＦＤＭ信号受信機は、ディジタル低域通過フィルタ
１１、１１’の出力において、信号の大きさをディジタ
ル的に変化させる利得制御手段４１、４１’および、所
望チャネル電力検出手段１９から構成される。

【００７３】所望チャネル電力検出手段１９によって所
望チャネル電力に応じて利得制御手段４１、４１’にお
いて、後段の離散フーリエ変換器１３のオーバーフロー
や丸め誤差を考慮して所望チャネルの信号が最も劣化の
少ないレベルになるように制御する。

【００７４】所望チャネル電力検出手段１９は前述した
実施の形態１〜実施の形態１０のいずれか、またはこれ
らを組み合わせて用いることができる。

【００７５】ここで、利得制御手段４１、４１’はディ
ジタル低域通過フィルタの後段でなく、図１２のように
間引き器１２、１２’の後段に配置しても同様の効果が
得られる。間引き器１２、１２’の後段に配置する場合
にはディジタル低域通過フィルタの後段よりも動作速度
を遅くすることができるため、消費電力を小さくするこ
とが可能となり好適である。

【００７６】（実施の形態１２）図１３は本発明を用い
る実施の形態１２を示しており、図１２において本発明
のＯＦＤＭ信号受信機は、アナログ／ディジタル変換器
８への入力信号の大きさを変化させる利得制御手段４０
および、ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の出
力において信号の大きさを変化させる利得制御手段４
１、４１’および、所望チャネル電力検出手段１９から
構成される。

【００７７】所望チャネル電力検出手段１９は前述した
実施の形態１〜実施の形態１０のいずれか、またはこれ
らを組み合わせて用いることができる。

【００７８】所望チャネル検出手段１９によって得られ
る所望チャネル電力の大きさに応じて、アナログ／ディ
ジタル変換器８入力信号の利得制御手段４０および、デ
ィジタル低域通過フィルタ１１、１１’出力信号の利得
制御手段４１、４１’の両方を制御する。 アナログ／
ディジタル変換器８入力信号の利得制御手段４０は主
に、アナログ／ディジタル変換器のダイナミックレンジ
を考慮して、入力信号の最大振幅値がダイナミックレン
ジを超えることが少ないような利得制御を行い、ディジ
タル低域通過フィルタ１１、１１’出力信号の利得制御
手段４１、４１’は主に、離散フーリエ変換器での演算
時のオーバーフローや丸め誤差の影響を考慮して、所望
チャネルを復調する際の劣化が最も小さいレベルになる
よう利得制御を行う。

【００７９】ここで、（実施の形態１１）と同様に、利
得制御手段４１、４１’はディジタル低域通過フィルタ
の後段でなく、図１４のように間引き器１２、１２’の
後段に配置しても同様の効果が得られる。間引き器１
２、１２’の後段に配置する場合にはディジタル低域通
過フィルタの後段よりも動作速度を遅くすることができ
るため、消費電力を小さくすることが可能となり好適で
ある。

【００８０】（実施の形態１３）図１５は本発明を用い
る実施の形態１３を示しており、図１５において本発明
のＯＦＤＭ信号受信機は、アナログ／ディジタル変換器
８、ディジタル乗算器９、９’および、数値制御発振器
（ＮＣＯ）１０、くし型フィルタ４２、４２’および、
ディジタル低域通過フィルタ４３、４３’、間引き器１
２、１２’、離散フーリエ変換器１３、デマッピング器
１４、パラレル／シリアル変換器１５から構成される。

【００８１】受信信号はダウンコンバート後のイメージ
を除去するアナログ低域通過フィルタ出力において、ア
ナログ／ディジタル変換器８によってディジタル信号に
変換された後に、ディジタル乗算器９、９’および数値
制御発振器（ＮＣＯ）１０によってディジタル直交復調
されてＩ−ｃｈ（同相チャネル）および、Ｑ−ｃｈ（直
交チャネル）に分離される。その後段には隣接チャネル
成分除去用として小規模な回路で実現可能なくし型フィ
ルタ４２、４２’を設ける。次に、隣接チャネル成分が
抑圧された信号は折り返し成分除去用のディジタル低域
通過フィルタ４３、４３’を用いる。その後、間引き器
１２、１２’によって離散フーリエ変換器１３の動作速
度に合せる。

【００８２】ここで、くし型フィルタの加算段数は大き
な隣接チャネル成分が存在する周波数にディップが生じ
るように設定すると、効果的に隣接チャネル電力を抑圧
でき好適である。

【００８３】例えば、ＤＡＢ（ＤｉｇｉｔａｌＡｕｄｉ
ｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）受信機において、アナロ
グ／ディジタル変換器８のサンプリングレートを８．１
９２ＭＨｚとする場合にはくし型フィルタの加算段数を
６段とすると効果的に隣接チャネル電力を抑圧できる。
この様子を図１６〜１８に示す。

【００８４】図１６にはディジタル直交復調後における
ＤＡＢ信号の周波数スペクトルを示す。条件はＤＡＢの
送信モード１、所望チャネルと隣接チャネルの中心周波
数間隔を1.712MHz（ガードバンド176kHz）、隣接チャネ
ル電力が所望チャネルより４０ｄＢ大きい場合におい
て、中間周波数帯の帯域通過フィルタとして一般的なＳ
ＡＷフィルタの遮断特性を有しているフィルタが使用さ
れていると仮定し、アナログ／ディジタル変換器８の前
段で、隣接チャネル電力がある程度抑圧されているもの
としいている。

【００８５】隣接チャネル成分の両側が角のようになっ
ているのは、所望チャネルの近傍にあって帯域通過フィ
ルタで抑圧仕切れなかった成分であり、アナログ／ディ
ジタル変換による折り返しのため両側に現れている。図
１７には加算段数６段のくし型フィルタの周波数特性を
示し、図１８にはくし型フィルタ通過後におけるＤＡＢ
信号の周波数スペクトルを示す。

【００８６】図１６と図１８を比較すると、くし型フィ
ルタによって隣接チャネル電力を効果的に抑圧できてい
ることが確認できる。

【００８７】（実施の形態１４）図１９は本発明を用い
る実施の形態１４を示しており、図１９において本発明
のＯＦＤＭ信号受信機は、アナログ／ディジタル変換器
８、ディジタル乗算器９、９’および、数値制御発振器
（ＮＣＯ）１０、くし型フィルタで減衰する信号帯域を
増幅させるディジタル低域通過フィルタ４４、４４’お
よび、くし型フィルタ４２、４２’および、間引き器１
２、１２’、離散フーリエ変換器１３、デマッピング器
１４、パラレル／シリアル変換器１５から構成される。

【００８８】くし型フィルタで減衰する信号帯域を増幅
させるディジタル低域通過フィルタ４４、４４’の周波
数特性を模式的に図２０に示す。図２０に示す低域通過
フィルタを用いることで、くし型フィルタによって減衰
する信号帯域のサブキャリアの量子化雑音を低減でき
る。

【００８９】ここで、低域通過フィルタ４４、４４’
と、くし型フィルタ４２、４２’の順序は固定小数点演
算における丸め誤差を考慮して、図１９に示したように
低域通過フィルタを前段に設ける方が好適である。

【００９０】（実施の形態１５）図２１は本発明を用い
る実施の形態１５を示しており、図２１において本発明
のＯＦＤＭ信号受信機は、アナログ／ディジタル変換器
８、ディジタル乗算器９、９’および、数値制御発振器
（ＮＣＯ）１０、スイッチ４５、４５’、隣接チャネル
検出手段１９、くし型フィルタ４２、４２’、ディジタ
ル低域通過フィルタ４３、４３’および、間引き器１
２、１２’、離散フーリエ変換器１３、デマッピング器
１４、パラレル／シリアル変換器１５から構成される。

【００９１】所望チャネル電力検出手段１９は前述した
実施の形態１〜実施の形態１０のいずれか、またはこれ
らを組み合わせて用いることができる。

【００９２】所望チャネル電力検出手段によって所望チ
ャネルの電力を検出し、その結果、所望チャネル電力に
比べて隣接チャネル電力が大きいと判定された場合に
は、くし型フィルタを通過させ、存在しない場合にはそ
のまま通過させるようにスイッチ４５、４５‘を切り替
える。このようにすれば、隣接チャネルの影響がない場
合には不必要なくし型フィルタを用いないで済むため、
省電力化が図れる。

【００９３】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、所望チャ
ネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合においても、
離散フーリエ変換(ＤＦＴ)回路入力信号電力を変化させ
ることによって、離散フーリエ変換回路における固定小
数点演算時のオーバーフローや所望信号が量子化雑音に
埋もれてしまうことを防ぎ、良好な受信性能を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成を示すブロック回路図

【図２】本発明の第二の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図３】本発明の第三の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成を示すブロック回路図

【図４】本発明の第四の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成を示すブロック回路図

【図５】本発明の第五の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図６】本発明の第六の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図７】本発明の第七の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図８】本発明の第八の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図９】本発明の第九の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号受信機の構成を示すブロック回路図

【図１０】本発明の第十の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号受信機の構成を示すブロック回路図

【図１１】本発明の第十一の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信機の構成を示すブロック回路図

【図１２】本発明の第十一の実施の形態における図１１
と異なるＯＦＤＭ信号受信機の構成を示すブロック回路
図

【図１３】本発明の第十二の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信機の構成を示すブロック回路図

【図１４】本発明の第十二の実施の形態における図１３
と異なるＯＦＤＭ信号受信機の構成を示すブロック回路
図

【図１５】本発明の第十三の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信機の構成を示すブロック回路図

【図１６】隣接チャネルが存在する場合のディジタル直
交復調後におけるＤＡＢ信号の周波数スペクトルの一例
を示した図

【図１７】加算段数６段のくし型フィルタの周波数特性
を示した図

【図１８】隣接チャネルが存在する場合に、図１７の周
波数特性のくし型フィルタを通過させた後におけるＤＡ
Ｂ信号の周波数スペクトルの一例示した図

【図１９】本発明の第十四の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図２０】くし型フィルタで減衰する信号帯域を増幅さ
せるディジタル低域通過フィルタの周波数特性を示す模
式図

【図２１】本発明の第十五の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ信号受信機の構成の一部を示すブロック回路図

【図２２】従来のＯＦＤＭ信号受信機の構成を示すブロ
ック回路図

【符号の説明】

１ 受信アンテナ ２ 帯域通過フィルタ出力電力測定部 ３ 自動利得制御回路 ４ 周波数変換器 ５ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） ６ 周波数変換器 ７ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ８ アナログ／ディジタル変換器 ９ ディジタル乗算器 ９’ ディジタル乗算器 １０ 数値制御発振器（ＮＣＯ） １１ ディジタル低域通過フィルタ １１’ ディジタル乗算器 １２ 間引き器 １２’ 間引き器 １３ 離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier
Transform） １４ デマッピング器 １５ パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ） １６ 狭帯域な帯域通過フィルタ １７ 電力測定部 １８ 利得制御手段 １９ 所望チャネル電力検出手段 ２０ 隣接チャネル電力検出手段 ２１ 所望チャネル電力検出手段 ２２ 電力比演算手段 ２３ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の前段
における電力を検出する手段 ２４ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の後段
における電力を検出する手段 ２５ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の前段
と後段における電力比を得る手段 ２６ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の前段
における振幅の絶対値和を得る手段 ２７ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の後段
における振幅の絶対値和を得る手段 ２８ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の前段
と後段における比を得る手段 ２９ 所望チャネル帯域の電力を検出する手段 ３０ 隣接チャネル帯域の電力を検出する手段 ３１ 電力比を得る手段 ３２ 所望チャネル帯域内の振幅の絶対値和を検出する
手段 ３３ 隣接チャネル帯域の振幅の絶対値和を検出する手
段 ３４ 絶対値和の比を得る手段 ３５ 特定周波数の電力を検出する手段 ３６ 特定周波数における振幅の絶対値を検出する手段 ３７ ディジタル低域通過フィルタ１１、１１’の入力
と出力の比を求める手段 ３８ 離散フーリエ変換器１３の出力において、隣接チ
ャネル成分を求める手段 ３９ ３７の手段および３８の手段から得られる結果を
もとに制御利得を決定する手段 ４０ 利得制御手段 ４１、４１’ 利得制御手段 ４２、４２’ くし型フィルタ ４３、４３’ ディジタル低域通過フィルタ ４４、４４’ くし型フィルタで減衰する信号帯域を増
幅させるディジタル低域通過フィルタ ４５、４５’ スイッチ

フロントページの続き (72)発明者 山本 裕理 神奈川県川崎市多摩区東三田３丁目10番１ 号 松下技研株式会社内 (72)発明者 佐川 守一 神奈川県川崎市多摩区東三田３丁目10番１ 号 松下技研株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD00 DD13 DD19 DD33 DD34 5K052 AA01 BB02 CC06 DD04 EE02 EE05 EE32 FF05 GG13 GG20 GG26 GG48

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各サブキャリアが線形変調された直交周
   波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式にあって、所望チャ
   ネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合、Ａ／Ｄ変換
   後、離散フーリエ変換(ＤＦＴ)回路入力信号電力を隣接
   チャネルによる干渉を減少させるように変化させること
   を特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
2. 【請求項２】 請求項1に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、離散フーリエ回路(DFT)入力信号電力の変化
   の度合いが、所望チャネル信号電力と隣接チャネル信号
   電力との比に応じていることを特徴とするＯＦＤＭ信号
   受信機。
3. 【請求項３】 請求項1に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、離散フーリエ回路(DFT)入力信号電力の変化
   の度合いが、ディジタル直交復調後の折り返し成分除去
   用ディジタルフィルタへの入力電力と出力電力との比に
   応じていることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
4. 【請求項４】 請求項1に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、離散フーリエ回路(DFT)入力信号電力の変化
   の度合いが、ディジタル直交復調後の折り返し成分除去
   用ディジタルフィルタへの入力信号の絶対値和と出力信
   号の絶対値和との比に応じていることを特徴とするＯＦ
   ＤＭ信号受信機。
5. 【請求項５】 請求項2に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、所望チャネル信号電力と隣接チャネル信号電
   力との比は離散フーリエ変換回路出力信号から求めるこ
   とを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
6. 【請求項６】 請求項1に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、離散フーリエ回路(DFT)入力信号電力の変化
   の度合いが、離散フーリエ変換回路出力における所望チ
   ャネル帯域の振幅の絶対値和と隣接チャネル帯域の振幅
   の絶対値和との比に応じていることを特徴とするＯＦＤ
   Ｍ信号受信機。
7. 【請求項７】 請求項5に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、所望チャネル信号電力と隣接チャネル信号電
   力との比は、離散フーリエ変換後の隣接チャネル帯域に
   おける特定周波数の電力から推測することを特徴とする
   ＯＦＤＭ信号受信機。
8. 【請求項８】 請求項1に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、離散フーリエ回路(DFT)入力信号電力の変化
   の度合いが、離散フーリエ変換後の隣接チャネル帯域に
   おける特定周波数における振幅の絶対値の大きさに応じ
   ていることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
9. 【請求項９】 請求項1に記載したＯＦＤＭ信号受信機
   において、離散フーリエ回路入力信号電力の変化の度合
   いが、請求項2〜請求項8に記載した方法を組み合わせる
   ことによって決定されることを特徴とするＯＦＤＭ信号
   受信機。
10. 【請求項１０】 請求項1〜請求項9に記載したＯＦＤＭ
    信号受信機において、離散フーリエ回路入力信号電力の
    変化は、アナログ／ディジタル変換器への入力信号の大
    きさを変化させることによって実現することを特徴とす
    るＯＦＤＭ信号受信機。
11. 【請求項１１】 請求項1〜請求項9に記載したＯＦＤＭ
    信号受信機において、離散フーリエ回路入力信号電力の
    変化は、ディジタル直交復調後の折り返し成分除去用デ
    ィジタルフィルタ出力信号を変化させることによって実
    現することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
12. 【請求項１２】 請求項1〜請求項9に記載したＯＦＤＭ
    信号受信機において、離散フーリエ回路入力信号電力の
    変化は、請求項10および請求項11を組み合わせることに
    よって実現することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
13. 【請求項１３】 各サブキャリアが線形変調された直交
    周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式にあって、所望チ
    ャネルの近傍に隣接チャネルが存在することが想定され
    るシステムにおいて、隣接チャネル信号除去用にはくし
    型フィルタを用い、ディジタル直交復調後の折り返し成
    分除去用ディジタルフィルタには小規模で遮断特性の緩
    やかなフィルタを用いることを特徴とするＯＦＤＭ信号
    受信機。
14. 【請求項１４】 請求項１３に記載したＯＦＤＭ信号受
    信機において、くし型フィルタによって減衰する信号帯
    域のみを折り返し成分除去用ディジタルフィルタによっ
    て増幅させることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
15. 【請求項１５】 請求項１３または請求項１４に記載し
    たＯＦＤＭ信号受信機において、隣接チャネルが存在し
    ない場合、もしくは隣接チャネル電力が十分小さい場合
    には、くし型フィルタを用いないことを特徴とするＯＦ
    ＤＭ受信機。
16. 【請求項１６】 請求項１３に記載したＯＦＤＭ信号受
    信機において、くし型フィルタを用いるかどうかを決定
    する方法として、請求項２〜請求項７に記載の方法を用
    いることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
17. 【請求項１７】 請求項１〜請求項１６に記載した受信
    装置を用いることを特徴とする通信システム。