JP4659208B2 - 信号受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル音声放送用のＤＡＢ(Digital Audio Broadcasting)信号のような一定周期毎に無信号又は通常の送信信号に比べて十分小さいレベルの信号区間（以下Null信号と記す）が設けられている送信信号を受信する場合に、無信号区間を利用して同期を確立する信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、Null信号を含む信号を受信する場合において、無信号区間を利用して同期を確立する際、所望の無線周波数チャネル（以下、所望チャネルと記す）の近傍に、所望チャネルに比べて非常に大きい電力の隣接する無線周波数チャネル（以下、隣接チャネルと記す）が存在すると、中間周波数帯で急峻な遮断特性を有するフィルタ、例えば表面弾性波フィルタなどを用いるだけでは隣接チャネルの妨害電力が十分減衰できない。このため、隣接チャネルの妨害信号が支配的となり、所望チャネルのNull信号を検出することが不可能である。
【０００３】
特に、ディジタル音声放送ＤＡＢなどのように、それぞれのチャネルが別々の場所から送信されている場合、移動しながら受信する時のフェージングによる無線伝搬路の変動によって、所望チャネルよりも隣接チャネルの電力の方が数十ｄＢも大きくなる状況が発生する。
【０００４】
また、固定した状態で受信する時においても、受信装置から距離的に遠方にある放送局からの信号を受信する場合、受信装置の近くに隣接チャネルの放送局が存在するために、本来は遠方にある放送局のチャネルの受信可能エリアであるはずにも関わらず、隣接チャネル妨害電力によって受信不能となってしまう状況が発生する。
【０００５】
大きな隣接チャネル妨害がある場合にも同期が確保されていれば、受信がある程度可能であるため、あらかじめ同期が確保されている状況で隣接チャネル電力が徐々に大きくなる場合には問題ないが、同期が確保されていない受信開始時や様々なチャネルをシークする際には同期の確保が特に重要となる。
【０００６】
この問題を解決する方法の一つとして、特開平９−３６０１４０号公報のように所望チャネルの帯域内に狭帯域の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）を別に設け、隣接チャネルの影響を小さくしたＡＧＣを行う方法が知られている。しかし、上述の方法を用いて所望波の電力変動に追従したとしても、極めて大きな隣接チャネル妨害波が存在する場合には、Null信号の検出は不可能である。
【０００７】
図２３は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置において、受信アンテナ１で受信した信号は、通常の帯域電力検出部１２と所望チャネル内の狭帯域電力検出部１３とから決定される利得制御部１４の値に基づいて自動利得制御回路３において電力が制御される。
【０００８】
利得制御部１４では、隣接チャネルが所望チャネルに比べて十分小さい場合には、通常の帯域電力１２に追従した利得制御を行って、利得制御された送信信号をディジタル／アナログ変換器１５に出力する。
【０００９】
一方、隣接チャネルが所望チャネルに比べて大きい場合には、チャネルフィルタ４やディジタルＬＰＦ１０、１０’によって減衰しきれなかった隣接チャネル電力成分が通常の帯域電力検出部１２において検出されるため、隣接チャネルが存在しないときに比べて通常の帯域電力１２が狭帯域電力１３よりも十分大きくなる。この時、隣接チャネル電力に追従した制御が行われると、所望チャネル信号成分が減衰しノイズフロアーに近づくためＳ／Ｎ比が劣化する。これを防ぐために利得制御部１４では、狭帯域電力１３に追従した利得制御を行い、信号電力を増幅させる方向に利得を制御し、利得制御された送信信号をディジタル／アナログ変換器１５に出力する。これにより、所望チャネルがノイズフロアーに近づくのを防ぐ。
【００１０】
続いて、受信信号は、周波数変換器３によって中間周波数帯にダウンコンバートされ、チャネルフィルタである帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４によって、所望チャネル帯域外の成分が抑圧される。さらに、帯域通過フィルタ４の出力は、周波数変換器５によって低域周波数帯にダウンコンバートされた後に、周波数変換によって生ずるイメージを除去するための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６によってイメージが除去される。
【００１１】
次に、アナログ／ディジタル変換器７によってディジタル化された後に、ディジタル乗算器８及び８’において数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillator）９から出力される正弦波及び余弦波と乗ぜられ、直交復調される。その後、ディジタル低域通過フィルタ１０と１０’において、Ａ／Ｄ変換によって生じていた折り返し成分が除去され、復調される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＡＢ信号のように、Null信号が設けられている信号を受信する場合、無信号区間を利用して同期を確立する必要がある。この同期の確立はNull信号を検出したタイミングで高速フーリエ変換（以下ＦＦＴ：Fast Fourier Transformと記す）用に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制御を行う。
【００１３】
所望チャネルの近傍に大きい電力の隣接チャネルが存在する場合には、通常のフィルタでは隣接チャネル妨害信号を十分除去できないため、Null信号の検出が困難となるばかりでなく、隣接チャネル妨害信号の側のNull信号が検出されてしまう。また、十分狭帯域なフィルタを用いると、所望チャネルのＳ／Ｎ比が劣化し受信性能の低下を招く。
【００１４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合においても高速に初期引き込みが完了し、かつ初期引き込み後の受信性能を劣化させることがなく、回路規模も小さくできる信号受信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の骨子は、同期を確立するまでの初期引き込み中は隣接チャネル電力を抑圧する十分狭帯域なフィルタとなるタップ係数を用いてヌル（Null）信号のタイミングを検出し、高速フーリエ変換用に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制御を行い、初期引き込みが完了したものと判定された場合には通常の復調用の信号帯域を通過させるタップ係数に切り換えることにより、高速な初期引き込みと高い受信性能を確保することである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の信号受信装置は、ヌル信号が設けられている信号を受信する信号受信装置であって、前記受信信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、折り返し成分除去用低域通過フィルタと、前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段のタップ係数として初期引き込み用のタップ係数群を記憶しておく初期引き込み用タップ係数群記憶手段と、初期引き込み完了後の信号復調用のタップ係数群を記憶しておく信号復調用タップ係数群記憶手段と、前記受信信号の初期引き込みの完了を検出する初期引き込み完了検出手段と、前記初期引き込み用のタップ係数群を、前記初期引き込み完了検出手段の検出結果に基づいて、前記信号復調用のタップ係数群に切り換える切り換え手段とを有する。
【００１７】
この構成によれば、ヌル信号検出に適したフィルタを用いるため高速な初期引き込みが完了するうえ、初期引き込み完了後には通常のフィルタに切り換えるため受信性能の低下を招くことがない。また、この構成によれば、ヌル信号検出に適したフィルタを別に設ける必要がないため回路規模を縮小することができる。
【００１８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記初期引き込み用のタップ係数群の遮断帯域における最初の落ち込みが、前記信号復調用のタップ係数群の遮断帯域における最初の落ち込みよりも、隣接チャネル領域の低周波数側の端部に近い構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、所望チャネルの近傍に大きな隣接チャネル妨害信号が存在し、通常の信号復調用フィルタでは所望チャネルのヌル信号の検出が困難な状況においても高速に初期引き込みが完了し、隣接チャネル電力が大きいような受信エリアでも受信が可能となる。
【００２０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段が、直交成分又は同相成分のうちの一方にのみ前記初期引き込み用のタップ係数群を用いる構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、回路規模を縮小することができるうえ、直交成分及び同相成分の両方を狭帯域フィルタにする場合よりもヌル信号のタイミングを検出しＦＦＴ用に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制御を行う際の周波数オフセット量の推定誤差が小さくなるため、周波数同期も含めた初期引き込みが高速に完了することができる。
【００２２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号を高速離散フーリエ変換する高速離散フーリエ変換手段を含み、前記初期引き込み完了検出手段が、前記ヌル信号の次に送信されている位相参照信号を高速離散フーリエ変換した信号とあらかじめ自装置に記憶してある位相参照信号の周波数成分信号との相関を用いて、初期引き込みの完了を判断する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、同期が完了した場合には位相参照信号の相関値が非常に大きくなるため、初期引き込み完了の誤検出確率を小さくすることができ、周波数同期を含めた初期引き込みを高速に完了することができる。
【００２４】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、数値制御発振手段と第１の乗算手段とで構成され、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力信号の周波数変換を行うディジタルミキシング手段と、高速離散フーリエ変換した前記位相参照信号の周波数成分から周波数オフセット量を検出する周波数誤差検出手段と、前記数値制御発振手段により出力される複素正弦波信号の周波数を、前記周波数誤差検出手段によって得られた周波数オフセット量を用いて補償する発振周波数決定手段とを更に有し、前記発振周波数決定手段が、ヌル信号区間を用いて、前記数値制御発振手段を制御する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、急激な周波数変動があった場合にも数値制御発振手段の発振周波数を大きく変更するタイミングが受信性能に影響しないヌル信号区間中であるため、受信性能が劣化しない。
【００２６】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記発振周波数決定手段が、前記周波数誤差検出手段で検出された値を累積する累積手段と、初期引き込み用の係数と初期引き込み完了後の係数とを予め記憶する係数記憶手段と、前記初期引き込み用の係数と前記初期引き込み完了後の係数とを切り換える係数切り換え手段とを有し、前記累積手段が、前回までの累積値と今回検出された周波数オフセット量に１以下の正の係数を乗じたものとの和を求め、前記係数切り換え手段が、初期引き込みが完了するまでは、前記初期引き込み用係数として、前記初期引き込み完了後の係数よりも大きい値を前記正の係数として用い、初期引き込みが完了した後は、前記初期引き込み完了後の係数として、前記初期引き込み用の係数よりも小さい値を前記正の係数として用いる構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、初期引き込み完了までは周波数誤差検出手段で検出した値を大きく反映し、数値制御発振手段の発振周波数を大きく変更するため、高速な周波数同期が可能となるうえ、初期引き込み完了後は急激な周波数変動を抑制することができる。これにより、ダウンコンバータに入力するローカル信号の短期的位相変動に追従しない安定した周波数制御を行うことが可能となり、安定した受信性能を実現することができる。
【００２８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段の後段に自動利得制御手段を更に有し、前記自動利得制御手段の利得を制御するタイミングが前記ヌル信号区間である構成を採る。
【００２９】
この構成により、利得制御のタイミングが受信信号に影響しないヌル信号区間であるため受信性能を劣化させないうえ、フェージング時のように所望チャネルの信号レベルが変動する場合にも追従することができ受信性能を向上させることができる。
【００３０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記自動利得制御手段が、同相成分又は直交成分のどちらかの信号の絶対値を求める算出手段と、前記絶対値を積分する積分手段と、前記積分手段の積分結果を、デシベル値に近似する近似手段と、前記受信信号のデシベル値の理想的な値を予め記憶しておく理想レベル記憶手段と、前記理想的なデシベル値と前記積分結果の近似デシベル値との差分値を求める差分算出手段と、前記差分値に応じて同相成分及び直交成分の両成分に同じ定数を乗じる第２の乗算手段とを有する構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、同相成分又は直交成分のどちらかの積分値をもとに両成分の制御を行っているうえ、電力を求める演算や対数演算用の回路を省くことが可能となり、信号受信装置の小型化を実現することができるうえ、同相成分及び直交成分の利得不平衡を防ぐことができる。
【００３２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、初期引き込み完了後の前記信号復調用のタップ係数群を用いた前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段の特性が、隣接チャネル妨害信号が折り返されて所望チャネル信号帯域に重なってしまう周波数帯域を減衰させる特性である構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、折り返しによって信号帯域に重なってしまう周波数帯域以外の隣接チャネル電力成分を許容しているため、必要以上に急峻なフィルタ特性を得るために回路規模を増大させる必要がない。また、受信性能に影響する信号帯域に重なってしまう周波数帯域を十分減衰させておくため、十分な受信性能を満足することができる。
【００３６】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、複数の受信アンテナと、隣接チャネル妨害信号と所望チャネル信号との受信電力比を算出する電力比検出手段と、前記隣接チャネル妨害信号又は前記所望チャネル信号の位相を回転し、前記算出された受信電力比を小さくする位相回転制御手段と、前記隣接チャネル妨害信号と前記位相回転後の所望チャネル信号と、又は、前記所望チャネル信号と前記位相回転後の隣接チャネル妨害信号とを合成する合成手段とを更に有する構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、隣接チャネル妨害を十分抑制することができ、隣接チャネル妨害に強い信号受信装置を実現することができる。
【００３８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号の利得制御を行う利得制御手段と、前記利得制御された受信信号の周波数変換を行うミキサ手段と、自装置の位置情報を得る位置情報取得手段と、放送局の位置及び放送チャネルを記憶しておく記憶手段と、前記自装置の位置情報と前記放送局の位置及び前記放送チャネルとを比較し、現在自装置が受信可能となるチャネルを判定する判定手段とを更に有し、前記判定手段が、受信可能なチャネルと判定したにも関わらず受信不能な場合は、前記利得制御手段は、前記ミキサ手段に入力する信号電力を大きくする構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、従来は隣接チャネル妨害による受信不能エリアであった場合にも、受信可能とすることができ、受信エリアを拡大することができる。
【００４０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記位置情報取得手段がＧＰＳからの信号を用いる構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、信号受信装置を車載する場合のように高速に移動する場合でも、正確な位置情報を得ることができるため、受信性能を向上させることができる。
【００４２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記位置情報取得手段が、あらかじめ電話番号又は郵便番号と地域とを対応させて記憶しておく位置情報記憶手段を有し、電話番号又は郵便番号を入力する手段から得られた情報から現在の位置情報を得る構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、据え置き型の信号受信装置において、自装置の現在のおおまかな場所を簡易的な方法で入力することで位置情報を得ることができ、使用者にとって少ない負担で受信性能を向上させることが可能となる。
【００４４】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記位置情報取得手段が、信号のヌル区間中に送信される送信機識別情報を複数チャネルについて受信し、受信信号品質判定手段の出力と送信機識別情報とを用いて、現在の自装置の位置を推定する構成を採る。
【００４５】
この構成によれば、受信信号のみから位置を推定することができ、移動中に使用する場合にも付加的な装置を必要としないため安価な信号受信装置を実現することができる。
【００４６】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号品質判定手段が、受信した信号をビタビ復号し、復号結果を、再度送信局側と同じ符号化を行いビタビ復号前の信号を硬判定したものとを比較し、擬似的な符号誤り率を求める構成を採る。
【００４７】
この構成によれば、受信性能の指標そのものである符号誤り率を利用した受信信号品質判定手段を構成するため、正確な受信信号品質を得ることができ、自装置の位置を比較的正確に推定することが可能となる。
【００４８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号に前記放送局の位置及び放送チャネルの情報が定期的に含まれている場合には、前記放送局の位置及び放送チャネルを定期的に更新する構成を採る。
【００４９】
この構成によれば、放送局の場所や放送チャネルが変更になった場合にも信号受信装置の性能が劣化しない。
【００５０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号がデータ信号を含む場合、現在自装置が存在する場所に関連のある地域データのみを抽出して、表示手段に表示する構成を採る。
【００５１】
この構成によれば、信号受信装置が存在する地域に密着した情報を簡易的に取得することができる。
【００５２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記データ信号が商店や施設などの宣伝広告である構成を採る。
【００５３】
この構成によれば、宣伝広告者にとって効率的な宣伝広告を行うことができるうえ、使用者にとっても有益な情報を取得することができる。
【００５４】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、本発明のＤＡＢ受信装置は、アナログ／ディジタル変換部２１、乗算部２２、２２’、数値制御発振部２３、低域通過フィルタ部２４、２４’、シリアル／パラレル変換部２５、２５’、高速フーリエ変換部２６、パラレル／シリアル変換部２７、２７’、初期引き込み完了検出部２８、タップ係数群切り換え部２９、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０、初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１、Nullタイミング検出部３２、切り換え部３３、及びタイミング制御部３４から構成される。
【００５５】
上記構成を有するＤＡＢ装置において、アナログ／ディジタル変換部２１でサンプリングされる信号は、ダウンコンバータによってＲＦ(Radio Frequency)信号からダウンコンバートされて帯域通過フィルタによってフィルタリングされてＩＦ(Immediate Frequency)信号となる。アナログ／ディジタル変換された信号は、数値制御発振部２３から発生された正弦波及び余弦波を乗算部２２、２２’において乗算され、周波数変換された後に低域通過フィルタ部２４、２４’で折り返し成分が除去される。
【００５６】
Nullタイミング検出部３２において、低域通過フィルタ部２４、２４’の出力信号から後段のシリアル／パラレル変換部２５、２５’のタイミング用信号が生成され、Null信号に同期したパラレル／シリアル変換が行われた後に高速フーリエ変換部２６によって周波数成分に変換される。
【００５７】
その後、変換後の信号は、パラレル／シリアル変換部２７、２７’によってシリアル信号に戻され、初期引き込み完了検出部２８において初期引き込みが完了したものと判定された場合には、シリアル／パラレル変換部２５の変換タイミングはタイミング制御部３４によって制御されるように切り換え部３３によって切り換えられる。
【００５８】
すなわち、初期引き込みが完了していればNullタイミング検出部３２によって得られるタイミングは用いられないが、初期引き込みが完了しない間はNullタイミング検出部３２のタイミングでシリアル／パラレル変換が行われる。
【００５９】
タイミング制御部３４は、Null信号の後に送信されている既知の位相参照信号を利用して制御するものであり、受信した位相参照信号を高速フーリエ変換部２６によって周波数領域に変換して周波数成分を得て、あらかじめ受信装置に記憶してある位相参照信号の周波数成分で除し、その結果を逆高速フーリエ変換して伝搬路のインパルス応答特性を得、このインパルス応答の中心が高速フーリエ変換部２６に入力されないガード区間の中心となるようにタイミング制御を行う。
【００６０】
本発明では、この初期引き込み完了検出部２８の信号を用いて低域通過フィルタ２４、２４’のタップ係数も切り換えるものであり、初期引き込みが完了しない間は初期引き込み用タップ係数群記憶部３０のタップ係数の低域通過フィルタとし、初期引き込みが完了した後にタップ係数群切り換え部２９によって初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１のタップ係数の低域通過フィルタとなるように構成している。
【００６１】
ＤＡＢ信号の帯域は1.536MHzであるため、通常の復調に用いる初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１のタップ係数は遮断周波数が1536/2=768kHz程度である。隣接チャネルは768kHz+176kHz=944kHz付近に存在しており、所望チャネルに比べて大きい電力の場合、この隣接チャネル電力を十分減衰させるには大規模なフィルタを用いる必要があり、回路規模の増大を招く。
【００６２】
Nullタイミング検出部３２は、Nullタイミング検出部３２に入力される信号を２乗したもの又は絶対値をとったもののいずれかを低域通過フィルタに入力し、低域通過フィルタ出力とあらかじめ定めているスレッショルドとを比較してスレッショルドより小さい区間をNull信号区間として検出する。よって、隣接チャネル電力を十分に減衰させておかなければ、Nullタイミング検出部３２のパラメータ（低域通過フィルタの遮断周波数又はスレッショルド値）を変更したとしても隣接チャネル側のNullタイミングが検出されてしまい、所望チャネルのNullタイミング検出が不可能となる。
【００６３】
そこで、初期引き込み時だけは隣接チャネル電力を十分減衰させることのできる遮断周波数が10kHz程度の狭帯域な低域通過フィルタ特性となるタップ係数を用いることとしている。ただし、回路規模の増大を防ぐために別にフィルタを設けるのではなく通常の復調に用いる初期引き込み完了後用のフィルタを流用し、タップ係数のみを変更する構成としている。このように同じフィルタを用いることでタップ係数を記憶しておく回路の増加分だけで確実に所望チャネルのNullタイミングを検出することが可能となり、高速な引き込みが可能となる。
【００６４】
また、フレーム同期引き込み前の狭帯域フィルタとして、図２に示すように、通過域は同期引き込み後のフィルタと同程度とし、通過帯域内におけるリップルは大きいことを許容しつつ、遮断帯域における最初の落込み（ヌル点）が隣接チャネルの存在する周波数付近となるような周波数特性を有するタップ係数のフィルタとすることが望ましい。これにより、周波数オフセットが大きい場合においても、高速な同期引き込み及び周波数オフセット補償を同時に行うことができる。
【００６５】
図２のフィルタ特性について説明する。図２において、実線はフレーム同期引き込み前のフィルタの周波数特性を示し、破線はフレーム同期引き込み後のフィルタの周波数特性を示す。実線で示す周波数特性も破線で示す周波数特性も通過域（Ｄ）はほぼ同じである。実線に対応するフィルタでは、ヌル点を隣接チャネル領域の低周波数側の端部に近づけている。このため、リップル量（ゲインＨ）が大きくなっている。一方、破線に対応するフィルタでは、リップル量は小さいがヌル点が隣接チャネル領域の低周波数側の端部から比較的離れている。
【００６６】
本発明においては、このようなフィルタをフレーム同期引き込み完了前後で切り換える。なお、実線に対応するフィルタの特性は、周波数オフセット補正が良好に行われることを考慮して適宜設定することが望ましい。
【００６７】
ここで、フィルタのタップ係数を切り換える動作（実線のフィルタから破線のフィルタへの切り換え動作）について具体的に説明する。
【００６８】
図１に示すＤＡＢ装置において、まず、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０の引き込み用タップ係数を用いてフィルタを構成する。これにより、図２での実線の周波数特性を有するフィルタが構成される。
【００６９】
この状態で、Nullタイミング検出部３２でNullタイミングを検出する。具体的には、ＤＡＢにおける信号フォーマットでは、フレームの先頭にヌル信号が設けられており、周期的に信号電力が小さくなるタイミングがある。このタイミングを検出するために、Nullタイミング検出部３２において、受信信号の瞬時電力を求め、求めた瞬時電力を低域通過フィルタによって積分し、この積分値があらかじめ定めておくスレッショルド値より小さい場合にはヌル信号であると判断してタイミングを検出する。ここで、フェーディング等による受信信号電力の変動により、ヌル信号の検出が一回のフレームで検出することが困難な場合もあるため、フレーム長を一周期として瞬時電力の積分値を位相同期加算するなどの統計処理を施すことも好適である。また、スレッショルド値はあらかじめ定めておかなくても、平均受信信号電力が大きい場合には大きくし、小さい場合には小さくするなどして適応的に変化させてもよい。
【００７０】
この決定されたタイミングを用いて、初期引き込み完了検出部２８でフレーム同期引き込みを検出する。具体的には、初期引き込み完了検出部２８において、周波数オフセット量を測定し、その周波数オフセット量が所定のしきい値以下になった時点をフレーム同期引き込みが完了点と判断する。周波数オフセット量が所定のしきい値よりも大きければ、ＮＣＯ２３に対してフィードバック制御を行う。周波数オフセット量の測定にはNullの直後に挿入されている位相参照シンボルを用いる。この位相参照シンボルは既知信号であり、あらかじめ受信装置に用意しておく位相参照シンボルとの相関演算処理を行うことで周波数オフセット量を測定できる。ここで、測定される周波数オフセット量は受信信号に含まれる熱雑音などの影響によって変動するため、測定した周波数オフセット量を低域通過フィルタによって積分して熱雑音などの影響を小さくすることも好適である。
【００７１】
フレーム同期引き込みが完了すると、初期引き込み完了検出部２８からタップ係数群切り換え部２９に制御信号が出力され、タップ係数群切り換え部２９では、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０の引き込み用タップ係数が初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１の引き込み後用タップ係数に切り換えられる。そして、引き込み後用タップ係数を用いてフィルタが構成される。これにより、図２での破線の周波数特性を有するフィルタが構成される。
【００７２】
この後は、シリアル／パラレル変換のタイミング精度を向上させるために、切り換え部３３により制御系統を切り換えて、タイミング制御部３４でタイミングの制御を行う。これにより、図２の破線に示すようなリップル量が小さい周波数特性を有するフィルタを用いて、受信性能を向上させた状態で信号受信を行うことができる。
【００７３】
このように、本実施の形態においては、Nullタイミングが検出できるまでは、Nullタイミング検出に適した狭帯域フィルタを用い、フレーム同期引き込み後に、受信性能を考慮した狭帯域フィルタを用いるので、高速なフレーム同期引き込みと高い受信性能を確保することができる。
【００７４】
（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図３に示す信号受信装置は、図１における低域通過フィルタ部２４、２４’のうち一方だけのタップ係数を切り換え、もう一方のタップ係数は通常の復調に用いられる初期引き込み完了後用のタップ係数に固定する構成を有する。また、Nullタイミング検出部３２に入力される信号もタップ係数を切り換える低域通過フィルタ側のみとする。
【００７５】
このように構成することで、回路規模を縮小できるうえ、初期引き込み完了検出部２８で初期引き込みが完了したか完了していないかを判定する際に有利となる。その理由は実施の形態３で述べるように、既知信号を用いる場合に同相成分又は直交成分のいずれかの所望信号電力は減衰せずに高速フーリエ変換され、既知信号との相関が大きくなるため判定誤りが少なくなるからである。このようにして初期引き込み完了検出部２８での検出精度が高まることによって結果的に高速な初期引き込みが可能となる。
【００７６】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブロック図である。図４における信号受信装置は、図１における初期引き込み完了検出部２８を具体的に示したものであり、既知の位相参照信号の周波数成分を記憶しておく既知位相参照信号記憶部３６、前記既知位相参照信号記憶部３６の出力信号と高速フーリエ変換後の信号をパラレル／シリアル変換した信号との相関演算を行う相関演算部３５、スレッショルド記憶部３７、並びに比較部３８を有する。
【００７７】
ＤＡＢ信号はNull信号の後に位相参照信号が続いており、この位相参照信号は既知の信号であるため、受信装置側であらかじめ記憶しておく信号との相関演算することで、相関演算した結果が大きければ適正なタイミングでNull信号が検出されていると推定される。そこで、相関演算結果があらかじめ定めておくスレッショルド記憶部３７と比較して大きければ初期引き込みが完了したとし、小さければ初期引き込みが完了していないと判定する。
【００７８】
（実施の形態４）
図５は本発明の実施の形態４に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図５における信号受信装置は、図１におけるＤＡＢ信号受信装置に加え、周波数誤差検出部４０、発振周波数決定部４１、及びシリアル／パラレル変換タイミングに加えてフレーム同期信号も出力するようにしたタイミング制御部３９を有する。
【００７９】
図示しないダウンコンバータなどでは環境温度などによって周波数が変化するため、送信局との周波数オフセットが生じ受信性能が劣化する。この周波数オフセット補償は数値制御発振部２３の発振周波数を変化させることで可能となる。受信信号を高速離散フーリエ変換部２６において周波数成分に変換し、パラレル／シリアル変換部２７、２７’によってシリアル信号に変換した後に周波数誤差検出部４０で周波数オフセット量を検出する。
【００８０】
この周波数誤差検出部４０は、既知信号である位相参照信号と受信信号との相関を演算することで周波数オフセット量を検出するものである。発振周波数決定部４１は、検出した周波数オフセットを累積し発振周波数を決定するものであり、発振周波数の変更のタイミングをNull信号区間に限定する。これは、タイミング制御部３９から発生されるNull信号に同期したフレーム同期信号が発振周波数決定部４１に入力された場合のみ発振周波数を変更するようにしたものである。
【００８１】
タイミング制御部３９は、シリアル／パラレル変換タイミングを生成するためにフレーム同期信号を用いており、このフレーム同期信号を出力するようにしたものである。このように周波数の変化タイミングをNull信号区間に限定することで、発振周波数を大きく変更しなくてはならない場合にも受信性能に影響を与えないNull信号区間でのみ周波数が変化し、受信性能に影響を与えるその他の信号区間では周波数が一定であるため、受信性能の劣化を防ぐことが可能となる。
【００８２】
（実施の形態５）
図６は、本発明の実施の形態５に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図６における信号受信装置は、図５の発振周波数決定部４１における累積時の係数を初期引き込みが完了している場合と完了していない場合とで切り換えるようにしたものであり、係数乗算部４２、加算部４３、遅延部４４、出力タイミング制御機能付きの遅延部４５、係数切り換え部４６、初期引き込み時用係数記憶部４７、初期引き込み完了後用係数記憶部４８を有する。
【００８３】
発振周波数決定部４１において、周波数誤差検出部４０によって検出された周波数オフセット量を累積する際、今回検出した周波数オフセット量に係数を乗じた後に前回までの累積値と加算を行う。この係数は、初期引き込み時と初期引き込み完了後で変更されるようになっており、初期引き込み完了検出部２８において初期引き込みが完了していないと判定されている場合は初期引き込み時用係数記憶部４７の係数を乗じ、初期引き込みが完了したものと判定された場合には切り換え部４６によって初期引き込み完了後用係数に切り換える。
【００８４】
前記二つの係数は０より大きく１以下の正の数であり、１に近いほど発振周波数の変動が大きく、０に近いほど発振周波数の変動が小さくなる。初期引き込み時には、多少の誤差を許容しても高速に周波数同期を行う必要があるため１に近い値を設定し、初期引き込み完了後には図示しないダウンコンバータのローカル信号などの短期周波数変動に追従して変動しないように０に近い値を設定しておく。上述のように係数を定めることで、高速な初期引き込みと安定した周波数同期が保たれ受信装置の性能が高まる。
【００８５】
係数を乗じた後には、加算部４３において前回までの累積値が記憶されている遅延部４４出力と加算され、出力タイミング制御機能付きの遅延部４５に記憶される。出力タイミング制御機能付きの遅延部４５は実施の形態４で述べたように、発振周波数の変化タイミングをフレーム同期信号に同期させNull信号区間に限定するためのものである。このように構成することで、数値制御発振部２３へ入力される発振周波数はNull信号区間においてのみ変化する。
【００８６】
（実施の形態６）
図７は、本発明の実施の形態６に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図７における信号受信装置は、図１におけるＤＡＢ信号受信装置を構成する各部に加え、自動利得制御部５０、５０’及び、シリアル／パラレル変換タイミングに加えてフレーム同期信号も出力するようにしたタイミング制御部３９を有する。
【００８７】
自動利得制御部５０は、タイミング制御部３９からのフレーム同期信号に同期したNull信号区間に限定して利得を更新するものであり、Null信号区間以外で利得が変化することがないため受信性能を劣化させないうえ、フェージング時のように所望チャネルの信号レベルが変動する場合にも追従でき受信性能を向上できる。特に、隣接チャネル妨害電力が大きい場合の利得制御方法として好適である。
【００８８】
（実施の形態７）
図８は、本発明の実施の形態７に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＤＡＢ信号受信装置は、図７における自動利得制御部５０、５０’を具体的に示すものであり、同相成分又は直交成分のどちらか一方においてのみ信号レベルを検出する構成を有し、絶対値演算部５１、積分部５２、真値からｄＢ値への近似換算部５３、理想レベル記憶部５４、減算部５５、ｄＢ値から真値への近似換算部５６、並びに乗算部５７、５７’から構成される。
【００８９】
折り返し成分除去用低域通過フィルタ部２４の出力を用いて、絶対値演算部５１において絶対値を求め、積分部５２において得られた絶対値を積分して信号レベルを検出する。積分部５２で得られた値は真値であり、これを真値からｄＢ値への近似換算部５３においてｄＢ値に近似的に換算する。前記ｄＢ値への近似換算部５３はあらかじめ真値に対応するｄＢ値の標本値（ルックアップテーブル）を記憶しておくものとする。この真値からｄＢ値への近似換算部５３はルックアップテーブル方式でなくとも近似的な計算による方法も好適である。
【００９０】
減算部５５では、理想レベル記憶部５４からの理想値とｄＢ値への近似換算部５３からの出力値との差分を求める。減算部５５で求まった差分値をｄＢ値から真値への近似換算部５６で真値に換算する。前記真値への近似換算部はあらかじめｄＢ値に対応する真値の標本値（ルックアップテーブル）を記憶しておくものとする。また、このｄＢ値から真値への近似換算部５４はルックアップテーブル方式でなくとも近似的な計算による方法も好適である。以上のようにして求まった理想レベルとの差分利得値の真値を乗算部５７、５７’で同相成分、直交成分の両成分に乗じることで自動利得制御を行う。
【００９１】
なお、積分部５２に入力する信号は絶対値をとったものでなく、２乗したものでも良い。
【００９２】
（実施の形態８）
図９は、本発明の実施の形態８に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図９に示すＤＡＢ信号受信装置は、図１の構成に加えてデシメート部６０，６０’を有する。
【００９３】
ここで、ＤＡＢ信号を受信する場合の一例として2.048MHz中心のＩＦ信号をアナログ／ディジタル変換して復調する方式を考えてみる。2.048MHzのＩＦ信号をＤＣ中心のベースバンド信号に周波数変換する回路において、数値制御発振部を用いたディジタルミキシング方式を行う場合には8.192MHzのサンプリング速度でアナログ／ディジタル変換し、0,1,0,-1,…という数値制御発振部からの2.048MHzの正弦波及び余弦波を乗ずればよい。その後段の低域通過フィルタでは4.096MHzの折り返し成分を除去するような特性を持たせる。
【００９４】
ＤＡＢ信号の周波数帯域は1.536MHzであり、回路規模や消費電力の観点からＯＦＤＭ信号復調に必要な高速フーリエ変換部は信号帯域幅の1.536MHzを変換できればよく、2.048MHzの変換帯域幅で十分であるため、低域通過フィルタの後段では8.192MHzの離散信号を2.048MHzの離散信号にデシメート（ダウンサンプル）する必要がある。すなわち1/4の速度にデシメートする。このとき、受信信号が所望チャネルだけであれば図１０のように問題無くデシメートできるが、図１１のように隣接チャネルが存在する場合には折り返しによって所望チャネルの信号帯域に妨害を与えることになる。
【００９５】
ＤＡＢの規格によれば、隣接チャネルと所望チャネルとのガード周波数は176kHzしかない。図１１において、隣接チャネルは所望チャネルよりも帯域が狭く急峻な形状となっているが、これはアナログ／ディジタル変換部の前段に通常設けられているチャネルフィルタによって隣接チャネルが減衰させられている様子を示すためである。このチャネルフィルタを十分急峻にしておけば問題は生じないが回路規模の増大を招く。そこで、ある程度の減衰特性を持つチャネルフィルタを用いるものと仮定している。
【００９６】
この隣接チャネル妨害の影響を少なくするには、アナログ／ディジタル変換後の低域通過フィルタを急峻な特性とすればよいが、ここでも急峻な特性を得るためには回路規模の増大を招く。そこで、本実施の形態では、所望信号チャネル帯域に影響を与えない周波数（767kHz〜1280kHz）にある隣接チャネル成分を許容し、所望信号チャネル帯域に影響を与える周波数1280kHz以降の成分を十分に減衰させるような特性の低域通過フィルタとする。この様子を図１２に概念的に示す。
【００９７】
（実施の形態９）
図１３は、本発明の実施の形態９に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１３における信号受信装置は、図１の構成に加えてＤＣオフセット補償部６１を有する。図１４にこのＤＣオフセット補償部の構成を示す。図１４は、加算部６２、乗算部６３、加算部６４、遅延部６５、加算部６６、及びオーバーフロー補償部６７から構成される。図１４に示す構成のうちオーバーフロー補償部までは通常の高域通過フィルタである。
【００９８】
オーバーフロー補償部６７は、オーバーフローしたと判定された場合にはクリッピングさせるものであり、例えば２の補数形式の場合には加算部６６出力の最上位ビットと最上位から２番目のビットを観測し、０１の場合には正数がオーバーフローしており、１０の場合には負数がオーバーフローしているものと判定され、判定結果に基づいて正数の最大値又は負数の最小値にクリップさせる。
【００９９】
（実施の形態１０）
図１５は、本発明の実施の形態１０に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１５における信号受信装置は、図１の構成のうち、アナログ／ディジタル変換部２１、乗算部２２、２２’、数値制御発振部２３、及び低域通過フィルタ部２４、２４’を複数用いて、複数のアンテナからの入力に対応できるようにしており、図１４ではアンテナが２本の場合の例を示している。
【０１００】
また、上述の部に加え、乗算部７０、７０’、位相回転制御部７１、加算部７２、７２’、所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３及び、図１に示す部から構成されている。
【０１０１】
複数のアンテナから入力された信号は、それぞれ複数のアナログ／ディジタル変換部で変換し、周波数変換されて低域通過フィルタを通過する。低域通過フィルタの後段には、位相回転制御部７１によって定められた位相回転を実施するために乗算部７０、７０’で位相に応じた正弦値及び余弦値がそれぞれ乗ぜられる。
【０１０２】
ここで、位相回転制御部７１は、所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３によって検出される比を小さくして隣接チャネル妨害の影響を少なくするように制御する。位相回転させられた信号と位相回転していない信号が加算部７２、７２’によって同相成分及び直交成分のそれぞれで加算されて、隣接チャネル成分を小さくする。
【０１０３】
所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３は、本実施の形態では高速フーリエ変換後の信号から隣接チャネル電力を検出することとしているが、その他の方法として、例えば低域通過フィルタ入力と加算部７２、７２’の電力比から隣接チャネル電力の大きさを推定する方法を用いても好適である。
【０１０４】
本実施の形態における制御は、所望チャネルの受信電波の方向と隣接チャネルの受信電波の方向が大きく異なっているときに特に有効である。
【０１０５】
（実施の形態１１）
図１６は、本発明の実施の形態１１に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１６における信号受信装置は、受信アンテナ７５、利得制御部７６、ミキサ７７、ローカル信号発振部７８、帯域通過フィルタ部７９、アナログ／ディジタル変換部２１、電力測定部８０、利得決定部８１、及び受信可否判定部８２から構成される。
【０１０６】
本実施の形態では、受信アンテナ７５からの出力信号の電力を電力検出部８０で検出し、利得決定部８１によって利得制御部７６を制御し、ミキサ７７に適正なレベルの信号を入力する。選択チャネル情報に基づいてローカル信号発振部７８の発振周波数を設定し、ミキサ７７において受信信号と掛け合わした後に帯域通過フィルタ部７９によって所望チャネル信号のみを出力する。受信信号に隣接チャネル妨害信号が含まれていない場合には、ミキサ７７には相互歪み変調が発生しないようなレベルの信号とすると好適である。
【０１０７】
しかし、大きな隣接チャネル妨害信号が含まれている場合には、電力検出部８０で検出される電力は隣接チャネル信号電力に追従してしまい、利得制御部７６で利得を下げるように制御してしまうため、結果的に所望チャネルがノイズフロアに近づいてしまう。このような場合、隣接チャネルが存在しなければ受信可能であるはずの所望チャネルも受信不能となってしまう。
【０１０８】
この現象を防ぐために、図１６に示すように、位置情報と放送局情報、受信状態及び選択チャネル情報から受信可否を判定する受信可否判定部８２を設け、本来受信可能であるはずの所望チャネルに対して受信不能の場合には隣接チャネル妨害によるものとして、ミキサ７７における多少の相互変調歪みを許容しても利得制御部７６で制御する利得を大きめに設定するようにする。
【０１０９】
放送局情報は、あらかじめ放送局の位置と周波数チャネルを記憶しておく記憶部を用いることで得られる。また、選択チャネル情報は、使用者が選択しているチャネルの周波数である。このような制御を施すことによって所望チャネルとノイズフロアとの電力比を大きくすることが可能となり好適である。
【０１１０】
（実施の形態１２）
図１７は、本発明の実施の形態１２に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方法の一例を表している。図１７のように位置情報を得る位置情報取得部として、ＧＰＳシステム８３を用いることによって正確な位置情報を得ることができ受信可否の判定を高精度に行うことができる。
【０１１１】
（実施の形態１３）
図１８は、本発明の実施の形態１３に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方法の一例を表している。図１８のように位置情報を得る位置情報取得部において、使用者に電話番号又は郵便番号の情報を入力してもらい、この番号と位置との対応表を記憶しておく位置情報変換部８４によって位置情報が出力される。このような構成を用いることで簡単な方法で受信装置の現在位置を得ることが可能となる。
【０１１２】
（実施の形態１４）
図１９は、本発明の実施の形態１４に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方法の一例を表している。この装置は、ＴＩＩ(Transmitter Identification Information)判定部８５、切り換え部８６、記憶部８７、選択部８８、位置決定部８９、受信品質判定部９０、切り換え部９１、記憶部９２、及び品質順序判定部９３から構成される。
【０１１３】
図１に示す信号受信装置のパラレル／シリアル変換部後の信号からＴＩＩ判定部において、送信識別用ＴＩＩ情報を判定し、切り換え部８６において選択したチャネルのＴＩＩ情報をそれぞれの記憶部に振り分け、記憶部８７において各チャネルに対応するＴＩＩ情報を記憶しておく。また一方で、受信品質判定部９０において、パラレル／シリアル変換部後の信号から受信品質を判定し、切り換え部９１において選択したチャネルの受信品質をそれぞれの記憶部に振り分け、記憶部９２において各チャネルに対応する受信品質を記憶しておく。
【０１１４】
品質順序判定部９３では、記憶している受信品質の順序づけを行い、選択部８８にその順序を入力する。選択部８８では、決定された受信品質順序に基づいて受信品質が良好な複数チャネルのＴＩＩ情報を位置決定部８９に入力する。また同時に、品質順序判定部９３も受信品質が良好な複数チャネルの受信品質を位置決定部８９に入力する。
【０１１５】
位置決定部８９では、複数チャネルのＴＩＩ情報から放送局の位置を得て、それぞれの放送局から送信されている信号の受信品質に基づいて、受信装置のおおよその位置を決定する。すなわち、受信品質の良い放送局に近い位置に受信装置があるものとする。この決定を複数の放送チャネルについて行えば、放送局間にある受信装置のおおよその位置も決定することが可能となる。
【０１１６】
（実施の形態１５）
図２０は、本発明の実施の形態１５に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブロック図であり、図１９に示す構成の受信品質判定部９０の一例である。この受信品質判定部は、ビタビ復号部９５、符号化部９６、硬判定部９７、比較部９８、及び符号誤り率測定部９９から構成される。
【０１１７】
この構成においては、図１のパラレル／シリアル変換部後の信号をビタビ復号部９５によって復号し、後段の音発生部で音を出力する。一方で、符号化部９６において送信側で行っている符号化と全く同じ方法で符号化し、比較部９８においてビタビ復号前の硬判定部９７の硬判定結果と比較する。符号誤り率測定部９９では、比較結果をカウントして符号誤り率を得て、この符号誤り率を受信品質判定部の判定結果として切り換え部に入力する。
【０１１８】
（実施の形態１６）
図２１は、本発明の実施の形態１６に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す放送局情報の入力部を示す。この構成においては、復号された受信判定信号に放送局の位置や放送周波数の情報が含まれている場合には、図２１のように放送局情報記憶部１００の記憶内容を更新する。
【０１１９】
（実施の形態１７）
図２２は、本発明の実施の形態１７に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブロック図である。図２２における信号受信装置は、復号部１０１、切り換え部１０２、情報選択部１０３、及び表示部１０４を有する。
【０１２０】
この構成においては、パラレル／シリアル変換部後の信号を復号部１０１で復号し、切り換え部１０２において音信号とデータ信号とに分岐させ、データ信号に関しては情報選択部１０３に入力する。
【０１２１】
情報選択部１０３は、実施の形態１２〜実施の形態１４に述べたような方法で得られる受信装置の位置情報も得て、データ信号が現在の受信装置の位置に関係するものかどうかを判断し、関係するものについてのみ表示部１０４において表示する。ここで、現在の受信装置の位置に関係しないものも表示して、位置に関係するものについては強調する形式で表示したり、常時表示しておくことも好適である。
【０１２２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合においても、高速に初期引き込みが完了するうえ、初期引き込み後の受信性能を劣化させることがなく、回路規模も小さく実現できるため小型の信号受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図２】フレーム同期引き込み前後におけるフィルタ特性を示す図
【図３】本発明の実施の形態２における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態５における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態６における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態７における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態８における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態８における隣接チャネル信号が無い場合におけるデシメートを説明するための図
【図１１】本発明の実施の形態８における隣接チャネル信号が有る場合におけるデシメートを説明するための図
【図１２】本発明の実施の形態８における低域通過フィルタの周波数特性を説明するための図
【図１３】本発明の実施の形態９における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態９における信号受信装置のうちＤＣオフセット補償部の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態１０における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１１における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１２における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１８】本発明の実施の形態１３における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１９】本発明の実施の形態１４における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態１５における信号受信装置の構成の一部を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態１６における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図２２】本発明の実施の形態１７における信号受信装置の構成の一部を示すブロック図
【図２３】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
２１ アナログ／ディジタル変換部
２３ 数値制御発振部
２４、２４’ 低域通過フィルタ部
２５、２５’ シリアル／パラレル変換部
２６ 高速フーリエ変換部
２７、２７’ パラレル／シリアル変換部
２８ 初期引き込み完了検出部
２９ タップ係数群切り換え部
３０ 初期引き込み用タップ係数群記憶部
３１ 初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部
３２ Nullタイミング検出部
３４，３９ タイミング制御部
３５ 相関演算部
３６ 既知位相参照信号記憶部
３７ スレッショルド記憶部
４０ 周波数誤差検出部
４１ 発振周波数決定部
４２ 係数乗算部
４６ 係数切り換え部
４７ 初期引き込み時用係数記憶部
４８ 初期引き込み完了後用係数記憶部
５０、５０’ 自動利得制御部
５１ 絶対値演算部
５３ 近似換算部
５４ 理想レベル記憶部
５６ 近似換算部
６０，６０’ デシメート部
６１ ＤＣオフセット補償部
６７ オーバーフロー補償部
７１ 位相回転制御部
７３ 電力比検出部
７５ 受信アンテナ
７６ 利得制御部
７７ ミキサ
７８ ローカル信号発振部
７９ 帯域通過フィルタ部
８０ 電力測定部
８１ 利得決定部
８２ 受信可否判定部
８３ ＧＰＳシステム
８４ 位置情報変換部
８５ ＴＩＩ判定部
８８ 選択部
８９ 位置決定部
９０ 受信品質判定部
９３ 品質順序判定部
９５ ビタビ復号部
９６ 符号化部
９７ 硬判定部
９９ 符号誤り率測定部
１００ 放送局情報記憶部
１０１ 復号部
１０３ 情報選択部
１０４ 表示部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル音声放送用のＤＡＢ(Digital Audio Broadcasting)信号のような一定周期毎に無信号又は通常の送信信号に比べて十分小さいレベルの信号区間（以下Null信号と記す）が設けられている送信信号を受信する場合に、無信号区間を利用して同期を確立する信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、Null信号を含む信号を受信する場合において、無信号区間を利用して同期を確立する際、所望の無線周波数チャネル（以下、所望チャネルと記す）の近傍に、所望チャネルに比べて非常に大きい電力の隣接する無線周波数チャネル（以下、隣接チャネルと記す）が存在すると、中間周波数帯で急峻な遮断特性を有するフィルタ、例えば表面弾性波フィルタなどを用いるだけでは隣接チャネルの妨害電力が十分減衰できない。このため、隣接チャネルの妨害信号が支配的となり、所望チャネルのNull信号を検出することが不可能である。
【０００３】
特に、ディジタル音声放送ＤＡＢなどのように、それぞれのチャネルが別々の場所から送信されている場合、移動しながら受信する時のフェージングによる無線伝搬路の変動によって、所望チャネルよりも隣接チャネルの電力の方が数十ｄＢも大きくなる状況が発生する。
【０００４】
また、固定した状態で受信する時においても、受信装置から距離的に遠方にある放送局からの信号を受信する場合、受信装置の近くに隣接チャネルの放送局が存在するために、本来は遠方にある放送局のチャネルの受信可能エリアであるはずにも関わらず、隣接チャネル妨害電力によって受信不能となってしまう状況が発生する。
【０００５】
大きな隣接チャネル妨害がある場合にも同期が確保されていれば、受信がある程度可能であるため、あらかじめ同期が確保されている状況で隣接チャネル電力が徐々に大きくなる場合には問題ないが、同期が確保されていない受信開始時や様々なチャネルをシークする際には同期の確保が特に重要となる。
【０００６】
この問題を解決する方法の一つとして、特開平９−３６０１４０号公報のように所望チャネルの帯域内に狭帯域の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）を別に設け、隣接チャネルの影響を小さくしたＡＧＣを行う方法が知られている。しかし、上述の方法を用いて所望波の電力変動に追従したとしても、極めて大きな隣接チャネル妨害波が存在する場合には、Null信号の検出は不可能である。
【０００７】
図２３は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置において、受信アンテナ１で受信した信号は、通常の帯域電力検出部１２と所望チャネル内の狭帯域電力検出部１３とから決定される利得制御部１４の値に基づいて自動利得制御回路３において電力が制御される。
【０００８】
利得制御部１４では、隣接チャネルが所望チャネルに比べて十分小さい場合には、通常の帯域電力１２に追従した利得制御を行って、利得制御された送信信号をディジタル／アナログ変換器１５に出力する。
【０００９】
一方、隣接チャネルが所望チャネルに比べて大きい場合には、チャネルフィルタ４やディジタルＬＰＦ１０、１０’によって減衰しきれなかった隣接チャネル電力成分が通常の帯域電力検出部１２において検出されるため、隣接チャネルが存在しないときに比べて通常の帯域電力１２が狭帯域電力１３よりも十分大きくなる。この時、隣接チャネル電力に追従した制御が行われると、所望チャネル信号成分が減衰しノイズフロアーに近づくためＳ／Ｎ比が劣化する。これを防ぐために利得制御部１４では、狭帯域電力１３に追従した利得制御を行い、信号電力を増幅させる方向に利得を制御し、利得制御された送信信号をディジタル／アナログ変換器１５に出力する。これにより、所望チャネルがノイズフロアーに近づくのを防ぐ。
【００１０】
続いて、受信信号は、周波数変換器３によって中間周波数帯にダウンコンバートされ、チャネルフィルタである帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４によって、所望チャネル帯域外の成分が抑圧される。さらに、帯域通過フィルタ４の出力は、周波数変換器５によって低域周波数帯にダウンコンバートされた後に、周波数変換によって生ずるイメージを除去するための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６によってイメージが除去される。
【００１１】
次に、アナログ／ディジタル変換器７によってディジタル化された後に、ディジタル乗算器８及び８’において数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillator）９から出力される正弦波及び余弦波と乗ぜられ、直交復調される。その後、ディジタル低域通過フィルタ１０と１０’において、Ａ／Ｄ変換によって生じていた折り返し成分が除去され、復調される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＡＢ信号のように、Null信号が設けられている信号を受信する場合、無信号区間を利用して同期を確立する必要がある。この同期の確立はNull信号を検出したタイミングで高速フーリエ変換（以下ＦＦＴ：Fast Fourier Transformと記す）用に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制御を行う。
【００１３】
所望チャネルの近傍に大きい電力の隣接チャネルが存在する場合には、通常のフィルタでは隣接チャネル妨害信号を十分除去できないため、Null信号の検出が困難となるばかりでなく、隣接チャネル妨害信号の側のNull信号が検出されてしまう。また、十分狭帯域なフィルタを用いると、所望チャネルのＳ／Ｎ比が劣化し受信性能の低下を招く。
【００１４】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合においても高速に初期引き込みが完了し、かつ初期引き込み後の受信性能を劣化させることがなく、回路規模も小さくできる信号受信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の骨子は、同期を確立するまでの初期引き込み中は隣接チャネル電力を抑圧する十分狭帯域なフィルタとなるタップ係数を用いてヌル（Null）信号のタイミングを検出し、高速フーリエ変換用に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制御を行い、初期引き込みが完了したものと判定された場合には通常の復調用の信号帯域を通過させるタップ係数に切り換えることにより、高速な初期引き込みと高い受信性能を確保することである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の信号受信装置は、ヌル信号が設けられている信号を受信する信号受信装置であって、前記受信信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、折り返し成分除去用低域通過フィルタと、前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段のタップ係数として初期引き込み用のタップ係数群を記憶しておく初期引き込み用タップ係数群記憶手段と、初期引き込み完了後の信号復調用のタップ係数群を記憶しておく信号復調用タップ係数群記憶手段と、前記受信信号の初期引き込みの完了を検出する初期引き込み完了検出手段と、前記初期引き込み用のタップ係数群を、前記初期引き込み完了検出手段の検出結果に基づいて、前記信号復調用のタップ係数群に切り換える切り換え手段とを有する。
【００１７】
この構成によれば、ヌル信号検出に適したフィルタを用いるため高速な初期引き込みが完了するうえ、初期引き込み完了後には通常のフィルタに切り換えるため受信性能の低下を招くことがない。また、この構成によれば、ヌル信号検出に適したフィルタを別に設ける必要がないため回路規模を縮小することができる。
【００１８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記初期引き込み用のタップ係数群の遮断帯域における最初の落ち込みが、前記信号復調用のタップ係数群の遮断帯域における最初の落ち込みよりも、隣接チャネル領域の低周波数側の端部に近い構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、所望チャネルの近傍に大きな隣接チャネル妨害信号が存在し、通常の信号復調用フィルタでは所望チャネルのヌル信号の検出が困難な状況においても高速に初期引き込みが完了し、隣接チャネル電力が大きいような受信エリアでも受信が可能となる。
【００２０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段が、直交成分又は同相成分のうちの一方にのみ前記初期引き込み用のタップ係数群を用いる構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、回路規模を縮小することができるうえ、直交成分及び同相成分の両方を狭帯域フィルタにする場合よりもヌル信号のタイミングを検出しＦＦＴ用に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制御を行う際の周波数オフセット量の推定誤差が小さくなるため、周波数同期も含めた初期引き込みが高速に完了することができる。
【００２２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号を高速離散フーリエ変換する高速離散フーリエ変換手段を含み、前記初期引き込み完了検出手段が、前記ヌル信号の次に送信されている位相参照信号を高速離散フーリエ変換した信号とあらかじめ自装置に記憶してある位相参照信号の周波数成分信号との相関を用いて、初期引き込みの完了を判断する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、同期が完了した場合には位相参照信号の相関値が非常に大きくなるため、初期引き込み完了の誤検出確率を小さくすることができ、周波数同期を含めた初期引き込みを高速に完了することができる。
【００２４】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、数値制御発振手段と第１の乗算手段とで構成され、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力信号の周波数変換を行うディジタルミキシング手段と、高速離散フーリエ変換した前記位相参照信号の周波数成分から周波数オフセット量を検出する周波数誤差検出手段と、前記数値制御発振手段により出力される複素正弦波信号の周波数を、前記周波数誤差検出手段によって得られた周波数オフセット量を用いて補償する発振周波数決定手段とを更に有し、前記発振周波数決定手段が、ヌル信号区間を用いて、前記数値制御発振手段を制御する構成を採る。
【００２５】
この構成によれば、急激な周波数変動があった場合にも数値制御発振手段の発振周波数を大きく変更するタイミングが受信性能に影響しないヌル信号区間中であるため、受信性能が劣化しない。
【００２６】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記発振周波数決定手段が、前記周波数誤差検出手段で検出された値を累積する累積手段と、初期引き込み用の係数と初期引き込み完了後の係数とを予め記憶する係数記憶手段と、前記初期引き込み用の係数と前記初期引き込み完了後の係数とを切り換える係数切り換え手段とを有し、前記累積手段が、前回までの累積値と今回検出された周波数オフセット量に１以下の正の係数を乗じたものとの和を求め、前記係数切り換え手段が、初期引き込みが完了するまでは、前記初期引き込み用係数として、前記初期引き込み完了後の係数よりも大きい値を前記正の係数として用い、初期引き込みが完了した後は、前記初期引き込み完了後の係数として、前記初期引き込み用の係数よりも小さい値を前記正の係数として用いる構成を採る。
【００２７】
この構成によれば、初期引き込み完了までは周波数誤差検出手段で検出した値を大きく反映し、数値制御発振手段の発振周波数を大きく変更するため、高速な周波数同期が可能となるうえ、初期引き込み完了後は急激な周波数変動を抑制することができる。これにより、ダウンコンバータに入力するローカル信号の短期的位相変動に追従しない安定した周波数制御を行うことが可能となり、安定した受信性能を実現することができる。
【００２８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段の後段に自動利得制御手段を更に有し、前記自動利得制御手段の利得を制御するタイミングが前記ヌル信号区間である構成を採る。
【００２９】
この構成により、利得制御のタイミングが受信信号に影響しないヌル信号区間であるため受信性能を劣化させないうえ、フェージング時のように所望チャネルの信号レベルが変動する場合にも追従することができ受信性能を向上させることができる。
【００３０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記自動利得制御手段が、同相成分又は直交成分のどちらかの信号の絶対値を求める算出手段と、前記絶対値を積分する積分手段と、前記積分手段の積分結果を、デシベル値に近似する近似手段と、前記受信信号のデシベル値の理想的な値を予め記憶しておく理想レベル記憶手段と、前記理想的なデシベル値と前記積分結果の近似デシベル値との差分値を求める差分算出手段と、前記差分値に応じて同相成分及び直交成分の両成分に同じ定数を乗じる第２の乗算手段とを有する構成を採る。
【００３１】
この構成によれば、同相成分又は直交成分のどちらかの積分値をもとに両成分の制御を行っているうえ、電力を求める演算や対数演算用の回路を省くことが可能となり、信号受信装置の小型化を実現することができるうえ、同相成分及び直交成分の利得不平衡を防ぐことができる。
【００３２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、初期引き込み完了後の前記信号復調用のタップ係数群を用いた前記折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段の特性が、隣接チャネル妨害信号が折り返されて所望チャネル信号帯域に重なってしまう周波数帯域を減衰させる特性である構成を採る。
【００３３】
この構成によれば、折り返しによって信号帯域に重なってしまう周波数帯域以外の隣接チャネル電力成分を許容しているため、必要以上に急峻なフィルタ特性を得るために回路規模を増大させる必要がない。また、受信性能に影響する信号帯域に重なってしまう周波数帯域を十分減衰させておくため、十分な受信性能を満足することができる。
【００３６】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、複数の受信アンテナと、隣接チャネル妨害信号と所望チャネル信号との受信電力比を算出する電力比検出手段と、前記隣接チャネル妨害信号又は前記所望チャネル信号の位相を回転し、前記算出された受信電力比を小さくする位相回転制御手段と、前記隣接チャネル妨害信号と前記位相回転後の所望チャネル信号と、又は、前記所望チャネル信号と前記位相回転後の隣接チャネル妨害信号とを合成する合成手段とを更に有する構成を採る。
【００３７】
この構成によれば、隣接チャネル妨害を十分抑制することができ、隣接チャネル妨害に強い信号受信装置を実現することができる。
【００３８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号の利得制御を行う利得制御手段と、前記利得制御された受信信号の周波数変換を行うミキサ手段と、自装置の位置情報を得る位置情報取得手段と、放送局の位置及び放送チャネルを記憶しておく記憶手段と、前記自装置の位置情報と前記放送局の位置及び前記放送チャネルとを比較し、現在自装置が受信可能となるチャネルを判定する判定手段とを更に有し、前記判定手段が、受信可能なチャネルと判定したにも関わらず受信不能な場合は、前記利得制御手段は、前記ミキサ手段に入力する信号電力を大きくする構成を採る。
【００３９】
この構成によれば、従来は隣接チャネル妨害による受信不能エリアであった場合にも、受信可能とすることができ、受信エリアを拡大することができる。
【００４０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記位置情報取得手段がＧＰＳからの信号を用いる構成を採る。
【００４１】
この構成によれば、信号受信装置を車載する場合のように高速に移動する場合でも、正確な位置情報を得ることができるため、受信性能を向上させることができる。
【００４２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記位置情報取得手段が、あらかじめ電話番号又は郵便番号と地域とを対応させて記憶しておく位置情報記憶手段を有し、電話番号又は郵便番号を入力する手段から得られた情報から現在の位置情報を得る構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、据え置き型の信号受信装置において、自装置の現在のおおまかな場所を簡易的な方法で入力することで位置情報を得ることができ、使用者にとって少ない負担で受信性能を向上させることが可能となる。
【００４４】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記位置情報取得手段が、信号のヌル区間中に送信される送信機識別情報を複数チャネルについて受信し、受信信号品質判定手段の出力と送信機識別情報とを用いて、現在の自装置の位置を推定する構成を採る。
【００４５】
この構成によれば、受信信号のみから位置を推定することができ、移動中に使用する場合にも付加的な装置を必要としないため安価な信号受信装置を実現することができる。
【００４６】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号品質判定手段が、受信した信号をビタビ復号し、復号結果を、再度送信局側と同じ符号化を行いビタビ復号前の信号を硬判定したものとを比較し、擬似的な符号誤り率を求める構成を採る。
【００４７】
この構成によれば、受信性能の指標そのものである符号誤り率を利用した受信信号品質判定手段を構成するため、正確な受信信号品質を得ることができ、自装置の位置を比較的正確に推定することが可能となる。
【００４８】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号に前記放送局の位置及び放送チャネルの情報が定期的に含まれている場合には、前記放送局の位置及び放送チャネルを定期的に更新する構成を採る。
【００４９】
この構成によれば、放送局の場所や放送チャネルが変更になった場合にも信号受信装置の性能が劣化しない。
【００５０】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記受信信号がデータ信号を含む場合、現在自装置が存在する場所に関連のある地域データのみを抽出して、表示手段に表示する構成を採る。
【００５１】
この構成によれば、信号受信装置が存在する地域に密着した情報を簡易的に取得することができる。
【００５２】
本発明の信号受信装置は、上記構成において、前記データ信号が商店や施設などの宣伝広告である構成を採る。
【００５３】
この構成によれば、宣伝広告者にとって効率的な宣伝広告を行うことができるうえ、使用者にとっても有益な情報を取得することができる。
【００５４】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、本発明のＤＡＢ受信装置は、アナログ／ディジタル変換部２１、乗算部２２、２２’、数値制御発振部２３、低域通過フィルタ部２４、２４’、シリアル／パラレル変換部２５、２５’、高速フーリエ変換部２６、パラレル／シリアル変換部２７、２７’、初期引き込み完了検出部２８、タップ係数群切り換え部２９、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０、初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１、Nullタイミング検出部３２、切り換え部３３、及びタイミング制御部３４から構成される。
【００５５】
上記構成を有するＤＡＢ装置において、アナログ／ディジタル変換部２１でサンプリングされる信号は、ダウンコンバータによってＲＦ(Radio Frequency)信号からダウンコンバートされて帯域通過フィルタによってフィルタリングされてＩＦ(Immediate Frequency)信号となる。アナログ／ディジタル変換された信号は、数値制御発振部２３から発生された正弦波及び余弦波を乗算部２２、２２’において乗算され、周波数変換された後に低域通過フィルタ部２４、２４’で折り返し成分が除去される。
【００５６】
Nullタイミング検出部３２において、低域通過フィルタ部２４、２４’の出力信号から後段のシリアル／パラレル変換部２５、２５’のタイミング用信号が生成され、Null信号に同期したパラレル／シリアル変換が行われた後に高速フーリエ変換部２６によって周波数成分に変換される。
【００５７】
その後、変換後の信号は、パラレル／シリアル変換部２７、２７’によってシリアル信号に戻され、初期引き込み完了検出部２８において初期引き込みが完了したものと判定された場合には、シリアル／パラレル変換部２５の変換タイミングはタイミング制御部３４によって制御されるように切り換え部３３によって切り換えられる。
【００５８】
すなわち、初期引き込みが完了していればNullタイミング検出部３２によって得られるタイミングは用いられないが、初期引き込みが完了しない間はNullタイミング検出部３２のタイミングでシリアル／パラレル変換が行われる。
【００５９】
タイミング制御部３４は、Null信号の後に送信されている既知の位相参照信号を利用して制御するものであり、受信した位相参照信号を高速フーリエ変換部２６によって周波数領域に変換して周波数成分を得て、あらかじめ受信装置に記憶してある位相参照信号の周波数成分で除し、その結果を逆高速フーリエ変換して伝搬路のインパルス応答特性を得、このインパルス応答の中心が高速フーリエ変換部２６に入力されないガード区間の中心となるようにタイミング制御を行う。
【００６０】
本発明では、この初期引き込み完了検出部２８の信号を用いて低域通過フィルタ２４、２４’のタップ係数も切り換えるものであり、初期引き込みが完了しない間は初期引き込み用タップ係数群記憶部３０のタップ係数の低域通過フィルタとし、初期引き込みが完了した後にタップ係数群切り換え部２９によって初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１のタップ係数の低域通過フィルタとなるように構成している。
【００６１】
ＤＡＢ信号の帯域は1.536MHzであるため、通常の復調に用いる初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１のタップ係数は遮断周波数が1536/2=768kHz程度である。隣接チャネルは768kHz+176kHz=944kHz付近に存在しており、所望チャネルに比べて大きい電力の場合、この隣接チャネル電力を十分減衰させるには大規模なフィルタを用いる必要があり、回路規模の増大を招く。
【００６２】
Nullタイミング検出部３２は、Nullタイミング検出部３２に入力される信号を２乗したもの又は絶対値をとったもののいずれかを低域通過フィルタに入力し、低域通過フィルタ出力とあらかじめ定めているスレッショルドとを比較してスレッショルドより小さい区間をNull信号区間として検出する。よって、隣接チャネル電力を十分に減衰させておかなければ、Nullタイミング検出部３２のパラメータ（低域通過フィルタの遮断周波数又はスレッショルド値）を変更したとしても隣接チャネル側のNullタイミングが検出されてしまい、所望チャネルのNullタイミング検出が不可能となる。
【００６３】
そこで、初期引き込み時だけは隣接チャネル電力を十分減衰させることのできる遮断周波数が10kHz程度の狭帯域な低域通過フィルタ特性となるタップ係数を用いることとしている。ただし、回路規模の増大を防ぐために別にフィルタを設けるのではなく通常の復調に用いる初期引き込み完了後用のフィルタを流用し、タップ係数のみを変更する構成としている。このように同じフィルタを用いることでタップ係数を記憶しておく回路の増加分だけで確実に所望チャネルのNullタイミングを検出することが可能となり、高速な引き込みが可能となる。
【００６４】
また、フレーム同期引き込み前の狭帯域フィルタとして、図２に示すように、通過域は同期引き込み後のフィルタと同程度とし、通過帯域内におけるリップルは大きいことを許容しつつ、遮断帯域における最初の落込み（ヌル点）が隣接チャネルの存在する周波数付近となるような周波数特性を有するタップ係数のフィルタとすることが望ましい。これにより、周波数オフセットが大きい場合においても、高速な同期引き込み及び周波数オフセット補償を同時に行うことができる。
【００６５】
図２のフィルタ特性について説明する。図２において、実線はフレーム同期引き込み前のフィルタの周波数特性を示し、破線はフレーム同期引き込み後のフィルタの周波数特性を示す。実線で示す周波数特性も破線で示す周波数特性も通過域（Ｄ）はほぼ同じである。実線に対応するフィルタでは、ヌル点を隣接チャネル領域の低周波数側の端部に近づけている。このため、リップル量（ゲインＨ）が大きくなっている。一方、破線に対応するフィルタでは、リップル量は小さいがヌル点が隣接チャネル領域の低周波数側の端部から比較的離れている。
【００６６】
本発明においては、このようなフィルタをフレーム同期引き込み完了前後で切り換える。なお、実線に対応するフィルタの特性は、周波数オフセット補正が良好に行われることを考慮して適宜設定することが望ましい。
【００６７】
ここで、フィルタのタップ係数を切り換える動作（実線のフィルタから破線のフィルタへの切り換え動作）について具体的に説明する。
【００６８】
図１に示すＤＡＢ装置において、まず、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０の引き込み用タップ係数を用いてフィルタを構成する。これにより、図２での実線の周波数特性を有するフィルタが構成される。
【００６９】
この状態で、Nullタイミング検出部３２でNullタイミングを検出する。具体的には、ＤＡＢにおける信号フォーマットでは、フレームの先頭にヌル信号が設けられており、周期的に信号電力が小さくなるタイミングがある。このタイミングを検出するために、Nullタイミング検出部３２において、受信信号の瞬時電力を求め、求めた瞬時電力を低域通過フィルタによって積分し、この積分値があらかじめ定めておくスレッショルド値より小さい場合にはヌル信号であると判断してタイミングを検出する。ここで、フェーディング等による受信信号電力の変動により、ヌル信号の検出が一回のフレームで検出することが困難な場合もあるため、フレーム長を一周期として瞬時電力の積分値を位相同期加算するなどの統計処理を施すことも好適である。また、スレッショルド値はあらかじめ定めておかなくても、平均受信信号電力が大きい場合には大きくし、小さい場合には小さくするなどして適応的に変化させてもよい。
【００７０】
この決定されたタイミングを用いて、初期引き込み完了検出部２８でフレーム同期引き込みを検出する。具体的には、初期引き込み完了検出部２８において、周波数オフセット量を測定し、その周波数オフセット量が所定のしきい値以下になった時点をフレーム同期引き込みが完了点と判断する。周波数オフセット量が所定のしきい値よりも大きければ、ＮＣＯ２３に対してフィードバック制御を行う。周波数オフセット量の測定にはNullの直後に挿入されている位相参照シンボルを用いる。この位相参照シンボルは既知信号であり、あらかじめ受信装置に用意しておく位相参照シンボルとの相関演算処理を行うことで周波数オフセット量を測定できる。ここで、測定される周波数オフセット量は受信信号に含まれる熱雑音などの影響によって変動するため、測定した周波数オフセット量を低域通過フィルタによって積分して熱雑音などの影響を小さくすることも好適である。
【００７１】
フレーム同期引き込みが完了すると、初期引き込み完了検出部２８からタップ係数群切り換え部２９に制御信号が出力され、タップ係数群切り換え部２９では、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０の引き込み用タップ係数が初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３１の引き込み後用タップ係数に切り換えられる。そして、引き込み後用タップ係数を用いてフィルタが構成される。これにより、図２での破線の周波数特性を有するフィルタが構成される。
【００７２】
この後は、シリアル／パラレル変換のタイミング精度を向上させるために、切り換え部３３により制御系統を切り換えて、タイミング制御部３４でタイミングの制御を行う。これにより、図２の破線に示すようなリップル量が小さい周波数特性を有するフィルタを用いて、受信性能を向上させた状態で信号受信を行うことができる。
【００７３】
このように、本実施の形態においては、Nullタイミングが検出できるまでは、Nullタイミング検出に適した狭帯域フィルタを用い、フレーム同期引き込み後に、受信性能を考慮した狭帯域フィルタを用いるので、高速なフレーム同期引き込みと高い受信性能を確保することができる。
【００７４】
（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図３に示す信号受信装置は、図１における低域通過フィルタ部２４、２４’のうち一方だけのタップ係数を切り換え、もう一方のタップ係数は通常の復調に用いられる初期引き込み完了後用のタップ係数に固定する構成を有する。また、Nullタイミング検出部３２に入力される信号もタップ係数を切り換える低域通過フィルタ側のみとする。
【００７５】
このように構成することで、回路規模を縮小できるうえ、初期引き込み完了検出部２８で初期引き込みが完了したか完了していないかを判定する際に有利となる。その理由は実施の形態３で述べるように、既知信号を用いる場合に同相成分又は直交成分のいずれかの所望信号電力は減衰せずに高速フーリエ変換され、既知信号との相関が大きくなるため判定誤りが少なくなるからである。このようにして初期引き込み完了検出部２８での検出精度が高まることによって結果的に高速な初期引き込みが可能となる。
【００７６】
（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブロック図である。図４における信号受信装置は、図１における初期引き込み完了検出部２８を具体的に示したものであり、既知の位相参照信号の周波数成分を記憶しておく既知位相参照信号記憶部３６、前記既知位相参照信号記憶部３６の出力信号と高速フーリエ変換後の信号をパラレル／シリアル変換した信号との相関演算を行う相関演算部３５、スレッショルド記憶部３７、並びに比較部３８を有する。
【００７７】
ＤＡＢ信号はNull信号の後に位相参照信号が続いており、この位相参照信号は既知の信号であるため、受信装置側であらかじめ記憶しておく信号との相関演算することで、相関演算した結果が大きければ適正なタイミングでNull信号が検出されていると推定される。そこで、相関演算結果があらかじめ定めておくスレッショルド記憶部３７と比較して大きければ初期引き込みが完了したとし、小さければ初期引き込みが完了していないと判定する。
【００７８】
（実施の形態４）
図５は本発明の実施の形態４に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図５における信号受信装置は、図１におけるＤＡＢ信号受信装置に加え、周波数誤差検出部４０、発振周波数決定部４１、及びシリアル／パラレル変換タイミングに加えてフレーム同期信号も出力するようにしたタイミング制御部３９を有する。
【００７９】
図示しないダウンコンバータなどでは環境温度などによって周波数が変化するため、送信局との周波数オフセットが生じ受信性能が劣化する。この周波数オフセット補償は数値制御発振部２３の発振周波数を変化させることで可能となる。受信信号を高速離散フーリエ変換部２６において周波数成分に変換し、パラレル／シリアル変換部２７、２７’によってシリアル信号に変換した後に周波数誤差検出部４０で周波数オフセット量を検出する。
【００８０】
この周波数誤差検出部４０は、既知信号である位相参照信号と受信信号との相関を演算することで周波数オフセット量を検出するものである。発振周波数決定部４１は、検出した周波数オフセットを累積し発振周波数を決定するものであり、発振周波数の変更のタイミングをNull信号区間に限定する。これは、タイミング制御部３９から発生されるNull信号に同期したフレーム同期信号が発振周波数決定部４１に入力された場合のみ発振周波数を変更するようにしたものである。
【００８１】
タイミング制御部３９は、シリアル／パラレル変換タイミングを生成するためにフレーム同期信号を用いており、このフレーム同期信号を出力するようにしたものである。このように周波数の変化タイミングをNull信号区間に限定することで、発振周波数を大きく変更しなくてはならない場合にも受信性能に影響を与えないNull信号区間でのみ周波数が変化し、受信性能に影響を与えるその他の信号区間では周波数が一定であるため、受信性能の劣化を防ぐことが可能となる。
【００８２】
（実施の形態５）
図６は、本発明の実施の形態５に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図６における信号受信装置は、図５の発振周波数決定部４１における累積時の係数を初期引き込みが完了している場合と完了していない場合とで切り換えるようにしたものであり、係数乗算部４２、加算部４３、遅延部４４、出力タイミング制御機能付きの遅延部４５、係数切り換え部４６、初期引き込み時用係数記憶部４７、初期引き込み完了後用係数記憶部４８を有する。
【００８３】
発振周波数決定部４１において、周波数誤差検出部４０によって検出された周波数オフセット量を累積する際、今回検出した周波数オフセット量に係数を乗じた後に前回までの累積値と加算を行う。この係数は、初期引き込み時と初期引き込み完了後で変更されるようになっており、初期引き込み完了検出部２８において初期引き込みが完了していないと判定されている場合は初期引き込み時用係数記憶部４７の係数を乗じ、初期引き込みが完了したものと判定された場合には切り換え部４６によって初期引き込み完了後用係数に切り換える。
【００８４】
前記二つの係数は０より大きく１以下の正の数であり、１に近いほど発振周波数の変動が大きく、０に近いほど発振周波数の変動が小さくなる。初期引き込み時には、多少の誤差を許容しても高速に周波数同期を行う必要があるため１に近い値を設定し、初期引き込み完了後には図示しないダウンコンバータのローカル信号などの短期周波数変動に追従して変動しないように０に近い値を設定しておく。上述のように係数を定めることで、高速な初期引き込みと安定した周波数同期が保たれ受信装置の性能が高まる。
【００８５】
係数を乗じた後には、加算部４３において前回までの累積値が記憶されている遅延部４４出力と加算され、出力タイミング制御機能付きの遅延部４５に記憶される。出力タイミング制御機能付きの遅延部４５は実施の形態４で述べたように、発振周波数の変化タイミングをフレーム同期信号に同期させNull信号区間に限定するためのものである。このように構成することで、数値制御発振部２３へ入力される発振周波数はNull信号区間においてのみ変化する。
【００８６】
（実施の形態６）
図７は、本発明の実施の形態６に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図７における信号受信装置は、図１におけるＤＡＢ信号受信装置を構成する各部に加え、自動利得制御部５０、５０’及び、シリアル／パラレル変換タイミングに加えてフレーム同期信号も出力するようにしたタイミング制御部３９を有する。
【００８７】
自動利得制御部５０は、タイミング制御部３９からのフレーム同期信号に同期したNull信号区間に限定して利得を更新するものであり、Null信号区間以外で利得が変化することがないため受信性能を劣化させないうえ、フェージング時のように所望チャネルの信号レベルが変動する場合にも追従でき受信性能を向上できる。特に、隣接チャネル妨害電力が大きい場合の利得制御方法として好適である。
【００８８】
（実施の形態７）
図８は、本発明の実施の形態７に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＤＡＢ信号受信装置は、図７における自動利得制御部５０、５０’を具体的に示すものであり、同相成分又は直交成分のどちらか一方においてのみ信号レベルを検出する構成を有し、絶対値演算部５１、積分部５２、真値からｄＢ値への近似換算部５３、理想レベル記憶部５４、減算部５５、ｄＢ値から真値への近似換算部５６、並びに乗算部５７、５７’から構成される。
【００８９】
折り返し成分除去用低域通過フィルタ部２４の出力を用いて、絶対値演算部５１において絶対値を求め、積分部５２において得られた絶対値を積分して信号レベルを検出する。積分部５２で得られた値は真値であり、これを真値からｄＢ値への近似換算部５３においてｄＢ値に近似的に換算する。前記ｄＢ値への近似換算部５３はあらかじめ真値に対応するｄＢ値の標本値（ルックアップテーブル）を記憶しておくものとする。この真値からｄＢ値への近似換算部５３はルックアップテーブル方式でなくとも近似的な計算による方法も好適である。
【００９０】
減算部５５では、理想レベル記憶部５４からの理想値とｄＢ値への近似換算部５３からの出力値との差分を求める。減算部５５で求まった差分値をｄＢ値から真値への近似換算部５６で真値に換算する。前記真値への近似換算部はあらかじめｄＢ値に対応する真値の標本値（ルックアップテーブル）を記憶しておくものとする。また、このｄＢ値から真値への近似換算部５４はルックアップテーブル方式でなくとも近似的な計算による方法も好適である。以上のようにして求まった理想レベルとの差分利得値の真値を乗算部５７、５７’で同相成分、直交成分の両成分に乗じることで自動利得制御を行う。
【００９１】
なお、積分部５２に入力する信号は絶対値をとったものでなく、２乗したものでも良い。
【００９２】
（実施の形態８）
図９は、本発明の実施の形態８に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図９に示すＤＡＢ信号受信装置は、図１の構成に加えてデシメート部６０，６０’を有する。
【００９３】
ここで、ＤＡＢ信号を受信する場合の一例として2.048MHz中心のＩＦ信号をアナログ／ディジタル変換して復調する方式を考えてみる。2.048MHzのＩＦ信号をＤＣ中心のベースバンド信号に周波数変換する回路において、数値制御発振部を用いたディジタルミキシング方式を行う場合には8.192MHzのサンプリング速度でアナログ／ディジタル変換し、0,1,0,-1,…という数値制御発振部からの2.048MHzの正弦波及び余弦波を乗ずればよい。その後段の低域通過フィルタでは4.096MHzの折り返し成分を除去するような特性を持たせる。
【００９４】
ＤＡＢ信号の周波数帯域は1.536MHzであり、回路規模や消費電力の観点からＯＦＤＭ信号復調に必要な高速フーリエ変換部は信号帯域幅の1.536MHzを変換できればよく、2.048MHzの変換帯域幅で十分であるため、低域通過フィルタの後段では8.192MHzの離散信号を2.048MHzの離散信号にデシメート（ダウンサンプル）する必要がある。すなわち1/4の速度にデシメートする。このとき、受信信号が所望チャネルだけであれば図１０のように問題無くデシメートできるが、図１１のように隣接チャネルが存在する場合には折り返しによって所望チャネルの信号帯域に妨害を与えることになる。
【００９５】
ＤＡＢの規格によれば、隣接チャネルと所望チャネルとのガード周波数は176kHzしかない。図１１において、隣接チャネルは所望チャネルよりも帯域が狭く急峻な形状となっているが、これはアナログ／ディジタル変換部の前段に通常設けられているチャネルフィルタによって隣接チャネルが減衰させられている様子を示すためである。このチャネルフィルタを十分急峻にしておけば問題は生じないが回路規模の増大を招く。そこで、ある程度の減衰特性を持つチャネルフィルタを用いるものと仮定している。
【００９６】
この隣接チャネル妨害の影響を少なくするには、アナログ／ディジタル変換後の低域通過フィルタを急峻な特性とすればよいが、ここでも急峻な特性を得るためには回路規模の増大を招く。そこで、本実施の形態では、所望信号チャネル帯域に影響を与えない周波数（767kHz〜1280kHz）にある隣接チャネル成分を許容し、所望信号チャネル帯域に影響を与える周波数1280kHz以降の成分を十分に減衰させるような特性の低域通過フィルタとする。この様子を図１２に概念的に示す。
【００９７】
（実施の形態９）
図１３は、本発明の実施の形態９に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１３における信号受信装置は、図１の構成に加えてＤＣオフセット補償部６１を有する。図１４にこのＤＣオフセット補償部の構成を示す。図１４は、加算部６２、乗算部６３、加算部６４、遅延部６５、加算部６６、及びオーバーフロー補償部６７から構成される。図１４に示す構成のうちオーバーフロー補償部までは通常の高域通過フィルタである。
【００９８】
オーバーフロー補償部６７は、オーバーフローしたと判定された場合にはクリッピングさせるものであり、例えば２の補数形式の場合には加算部６６出力の最上位ビットと最上位から２番目のビットを観測し、０１の場合には正数がオーバーフローしており、１０の場合には負数がオーバーフローしているものと判定され、判定結果に基づいて正数の最大値又は負数の最小値にクリップさせる。
【００９９】
（実施の形態１０）
図１５は、本発明の実施の形態１０に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１５における信号受信装置は、図１の構成のうち、アナログ／ディジタル変換部２１、乗算部２２、２２’、数値制御発振部２３、及び低域通過フィルタ部２４、２４’を複数用いて、複数のアンテナからの入力に対応できるようにしており、図１４ではアンテナが２本の場合の例を示している。
【０１００】
また、上述の部に加え、乗算部７０、７０’、位相回転制御部７１、加算部７２、７２’、所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３及び、図１に示す部から構成されている。
【０１０１】
複数のアンテナから入力された信号は、それぞれ複数のアナログ／ディジタル変換部で変換し、周波数変換されて低域通過フィルタを通過する。低域通過フィルタの後段には、位相回転制御部７１によって定められた位相回転を実施するために乗算部７０、７０’で位相に応じた正弦値及び余弦値がそれぞれ乗ぜられる。
【０１０２】
ここで、位相回転制御部７１は、所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３によって検出される比を小さくして隣接チャネル妨害の影響を少なくするように制御する。位相回転させられた信号と位相回転していない信号が加算部７２、７２’によって同相成分及び直交成分のそれぞれで加算されて、隣接チャネル成分を小さくする。
【０１０３】
所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３は、本実施の形態では高速フーリエ変換後の信号から隣接チャネル電力を検出することとしているが、その他の方法として、例えば低域通過フィルタ入力と加算部７２、７２’の電力比から隣接チャネル電力の大きさを推定する方法を用いても好適である。
【０１０４】
本実施の形態における制御は、所望チャネルの受信電波の方向と隣接チャネルの受信電波の方向が大きく異なっているときに特に有効である。
【０１０５】
（実施の形態１１）
図１６は、本発明の実施の形態１１に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図である。図１６における信号受信装置は、受信アンテナ７５、利得制御部７６、ミキサ７７、ローカル信号発振部７８、帯域通過フィルタ部７９、アナログ／ディジタル変換部２１、電力測定部８０、利得決定部８１、及び受信可否判定部８２から構成される。
【０１０６】
本実施の形態では、受信アンテナ７５からの出力信号の電力を電力検出部８０で検出し、利得決定部８１によって利得制御部７６を制御し、ミキサ７７に適正なレベルの信号を入力する。選択チャネル情報に基づいてローカル信号発振部７８の発振周波数を設定し、ミキサ７７において受信信号と掛け合わした後に帯域通過フィルタ部７９によって所望チャネル信号のみを出力する。受信信号に隣接チャネル妨害信号が含まれていない場合には、ミキサ７７には相互歪み変調が発生しないようなレベルの信号とすると好適である。
【０１０７】
しかし、大きな隣接チャネル妨害信号が含まれている場合には、電力検出部８０で検出される電力は隣接チャネル信号電力に追従してしまい、利得制御部７６で利得を下げるように制御してしまうため、結果的に所望チャネルがノイズフロアに近づいてしまう。このような場合、隣接チャネルが存在しなければ受信可能であるはずの所望チャネルも受信不能となってしまう。
【０１０８】
この現象を防ぐために、図１６に示すように、位置情報と放送局情報、受信状態及び選択チャネル情報から受信可否を判定する受信可否判定部８２を設け、本来受信可能であるはずの所望チャネルに対して受信不能の場合には隣接チャネル妨害によるものとして、ミキサ７７における多少の相互変調歪みを許容しても利得制御部７６で制御する利得を大きめに設定するようにする。
【０１０９】
放送局情報は、あらかじめ放送局の位置と周波数チャネルを記憶しておく記憶部を用いることで得られる。また、選択チャネル情報は、使用者が選択しているチャネルの周波数である。このような制御を施すことによって所望チャネルとノイズフロアとの電力比を大きくすることが可能となり好適である。
【０１１０】
（実施の形態１２）
図１７は、本発明の実施の形態１２に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方法の一例を表している。図１７のように位置情報を得る位置情報取得部として、ＧＰＳシステム８３を用いることによって正確な位置情報を得ることができ受信可否の判定を高精度に行うことができる。
【０１１１】
（実施の形態１３）
図１８は、本発明の実施の形態１３に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方法の一例を表している。図１８のように位置情報を得る位置情報取得部において、使用者に電話番号又は郵便番号の情報を入力してもらい、この番号と位置との対応表を記憶しておく位置情報変換部８４によって位置情報が出力される。このような構成を用いることで簡単な方法で受信装置の現在位置を得ることが可能となる。
【０１１２】
（実施の形態１４）
図１９は、本発明の実施の形態１４に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方法の一例を表している。この装置は、ＴＩＩ(Transmitter Identification Information)判定部８５、切り換え部８６、記憶部８７、選択部８８、位置決定部８９、受信品質判定部９０、切り換え部９１、記憶部９２、及び品質順序判定部９３から構成される。
【０１１３】
図１に示す信号受信装置のパラレル／シリアル変換部後の信号からＴＩＩ判定部において、送信識別用ＴＩＩ情報を判定し、切り換え部８６において選択したチャネルのＴＩＩ情報をそれぞれの記憶部に振り分け、記憶部８７において各チャネルに対応するＴＩＩ情報を記憶しておく。また一方で、受信品質判定部９０において、パラレル／シリアル変換部後の信号から受信品質を判定し、切り換え部９１において選択したチャネルの受信品質をそれぞれの記憶部に振り分け、記憶部９２において各チャネルに対応する受信品質を記憶しておく。
【０１１４】
品質順序判定部９３では、記憶している受信品質の順序づけを行い、選択部８８にその順序を入力する。選択部８８では、決定された受信品質順序に基づいて受信品質が良好な複数チャネルのＴＩＩ情報を位置決定部８９に入力する。また同時に、品質順序判定部９３も受信品質が良好な複数チャネルの受信品質を位置決定部８９に入力する。
【０１１５】
位置決定部８９では、複数チャネルのＴＩＩ情報から放送局の位置を得て、それぞれの放送局から送信されている信号の受信品質に基づいて、受信装置のおおよその位置を決定する。すなわち、受信品質の良い放送局に近い位置に受信装置があるものとする。この決定を複数の放送チャネルについて行えば、放送局間にある受信装置のおおよその位置も決定することが可能となる。
【０１１６】
（実施の形態１５）
図２０は、本発明の実施の形態１５に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブロック図であり、図１９に示す構成の受信品質判定部９０の一例である。この受信品質判定部は、ビタビ復号部９５、符号化部９６、硬判定部９７、比較部９８、及び符号誤り率測定部９９から構成される。
【０１１７】
この構成においては、図１のパラレル／シリアル変換部後の信号をビタビ復号部９５によって復号し、後段の音発生部で音を出力する。一方で、符号化部９６において送信側で行っている符号化と全く同じ方法で符号化し、比較部９８においてビタビ復号前の硬判定部９７の硬判定結果と比較する。符号誤り率測定部９９では、比較結果をカウントして符号誤り率を得て、この符号誤り率を受信品質判定部の判定結果として切り換え部に入力する。
【０１１８】
（実施の形態１６）
図２１は、本発明の実施の形態１６に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図であり、図１６に示す放送局情報の入力部を示す。この構成においては、復号された受信判定信号に放送局の位置や放送周波数の情報が含まれている場合には、図２１のように放送局情報記憶部１００の記憶内容を更新する。
【０１１９】
（実施の形態１７）
図２２は、本発明の実施の形態１７に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブロック図である。図２２における信号受信装置は、復号部１０１、切り換え部１０２、情報選択部１０３、及び表示部１０４を有する。
【０１２０】
この構成においては、パラレル／シリアル変換部後の信号を復号部１０１で復号し、切り換え部１０２において音信号とデータ信号とに分岐させ、データ信号に関しては情報選択部１０３に入力する。
【０１２１】
情報選択部１０３は、実施の形態１２〜実施の形態１４に述べたような方法で得られる受信装置の位置情報も得て、データ信号が現在の受信装置の位置に関係するものかどうかを判断し、関係するものについてのみ表示部１０４において表示する。ここで、現在の受信装置の位置に関係しないものも表示して、位置に関係するものについては強調する形式で表示したり、常時表示しておくことも好適である。
【０１２２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合においても、高速に初期引き込みが完了するうえ、初期引き込み後の受信性能を劣化させることがなく、回路規模も小さく実現できるため小型の信号受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図２】フレーム同期引き込み前後におけるフィルタ特性を示す図
【図３】本発明の実施の形態２における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態５における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態６における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態７における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態８における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態８における隣接チャネル信号が無い場合におけるデシメートを説明するための図
【図１１】本発明の実施の形態８における隣接チャネル信号が有る場合におけるデシメートを説明するための図
【図１２】本発明の実施の形態８における低域通過フィルタの周波数特性を説明するための図
【図１３】本発明の実施の形態９における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態９における信号受信装置のうちＤＣオフセット補償部の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の実施の形態１０における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１１における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１２における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１８】本発明の実施の形態１３における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図１９】本発明の実施の形態１４における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図２０】本発明の実施の形態１５における信号受信装置の構成の一部を示すブロック図
【図２１】本発明の実施の形態１６における信号受信装置の構成を示すブロック図
【図２２】本発明の実施の形態１７における信号受信装置の構成の一部を示すブロック図
【図２３】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
２１ アナログ／ディジタル変換部
２３ 数値制御発振部
２４、２４’ 低域通過フィルタ部
２５、２５’ シリアル／パラレル変換部
２６ 高速フーリエ変換部
２７、２７’ パラレル／シリアル変換部
２８ 初期引き込み完了検出部
２９ タップ係数群切り換え部
３０ 初期引き込み用タップ係数群記憶部
３１ 初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部
３２ Nullタイミング検出部
３４，３９ タイミング制御部
３５ 相関演算部
３６ 既知位相参照信号記憶部
３７ スレッショルド記憶部
４０ 周波数誤差検出部
４１ 発振周波数決定部
４２ 係数乗算部
４６ 係数切り換え部
４７ 初期引き込み時用係数記憶部
４８ 初期引き込み完了後用係数記憶部
５０、５０’ 自動利得制御部
５１ 絶対値演算部
５３ 近似換算部
５４ 理想レベル記憶部
５６ 近似換算部
６０，６０’ デシメート部
６１ ＤＣオフセット補償部
６７ オーバーフロー補償部
７１ 位相回転制御部
７３ 電力比検出部
７５ 受信アンテナ
７６ 利得制御部
７７ ミキサ
７８ ローカル信号発振部
７９ 帯域通過フィルタ部
８０ 電力測定部
８１ 利得決定部
８２ 受信可否判定部
８３ ＧＰＳシステム
８４ 位置情報変換部
８５ ＴＩＩ判定部
８８ 選択部
８９ 位置決定部
９０ 受信品質判定部
９３ 品質順序判定部
９５ ビタビ復号部
９６ 符号化部
９７ 硬判定部
９９ 符号誤り率測定部
１００ 放送局情報記憶部
１０１ 復号部
１０３ 情報選択部
１０４ 表示部
Claims (4)
- ヌル信号が設けられている信号を受信する信号受信装置であって、
受信信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、
直交成分又は同相成分のうちの一方にのみ、タップ係数として初期引き込み用のタップ係数群を用いる折り返し成分除去用低域通過フィルタ手段と、
前記初期引き込み用のタップ係数群を記憶しておく初期引き込み用タップ係数群記憶手段と、
初期引き込み完了後の信号復調用のタップ係数群を記憶しておく信号復調用タップ係数群記憶手段と、
前記受信信号の初期引き込みの完了を検出する初期引き込み完了検出手段と、
前記初期引き込み用のタップ係数群を、前記初期引き込み完了検出手段が前記受信信号の初期引き込みの完了を検出した場合に、前記信号復調用のタップ係数群に切り換える切り換え手段と、
を具備する信号受信装置。 - 前記受信信号を高速離散フーリエ変換する高速離散フーリエ変換手段を含み、
前記初期引き込み完了検出手段は、
前記ヌル信号の次に送信されている位相参照信号を高速離散フーリエ変換した信号とあらかじめ自装置に記憶してある位相参照信号の周波数成分信号との相関があらかじめ定めた所定の値より大きければ、初期引き込みが完了したと判断する、
請求項１記載の信号受信装置。 - 数値制御発振手段と第１の乗算手段とで構成され、前記アナログ／ディジタル変換手段の出力信号の周波数変換を行うディジタルミキシング手段と、
高速離散フーリエ変換した前記位相参照信号の周波数成分から周波数オフセット量を検出する周波数誤差検出手段と、
前記数値制御発振手段により出力される複素正弦波信号の周波数を、前記周波数誤差検出手段によって得られた周波数オフセットを累積することにより決定する発振周波数決定手段と、
を更に有し、
前記発振周波数決定手段は、
ヌル信号区間を用いて、前記数値制御発振手段を制御する、
請求項２記載の信号受信装置。 - 前記発振周波数決定手段は、
前記周波数誤差検出手段で検出された値を累積する累積手段と、
初期引き込み用の係数と初期引き込み完了後の係数とを予め記憶する係数記憶手段と、
前記初期引き込み用の係数と前記初期引き込み完了後の係数とを切り換える係数切り換え手段と、を有し、
前記累積手段は、
前回までの累積値と今回検出された周波数オフセット量に１以下の正の係数を乗じたものとの和を求め、
前記係数切り換え手段は、
初期引き込みが完了するまでは、前記初期引き込み用の係数として、前記初期引き込み完了後の係数よりも大きい値を前記正の係数として用い、初期引き込みが完了した後は、前記初期引き込み完了後の係数として、前記初期引き込み用の係数よりも小さい値を前記正の係数として用いる、
請求項３記載の信号受信装置。
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