JP2001244835A

JP2001244835A - 信号受信装置

Info

Publication number: JP2001244835A
Application number: JP2000389530A
Authority: JP
Inventors: Hidekuni Yomo; 英邦四方; Akihiro Furuta; 暁広古田; Masanori Kunieda; 賢徳國枝
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-21
Publication date: 2001-09-07
Anticipated expiration: 2020-12-21
Also published as: JP4659208B2

Abstract

(57)【要約】【課題】所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存
在する場合においても高速に初期引き込みが完了し、か
つ初期引き込み後の受信性能を劣化させることがなく、
回路規模も小さくすること。【解決手段】同期を確立するまでの初期引き込み中
は、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０から隣接チ
ャネル電力を抑圧する十分狭帯域なフィルタとなるタッ
プ係数を用いてNull信号のタイミングを検出し、受信信
号をシリアル／パラレル変換部２５，２５’でシリアル
／パラレル変換して高速フーリエ変換部２６でＦＦＴを
行い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周
波数制御を行い、初期引き込みが完了したものと判定さ
れた場合には、タップ係数群切り換え部２９で初期引き
込み完了後用タップ係数群記憶部３１からの通常の復調
用の信号帯域を通過させるタップ係数に切り換える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル音声放
送用のＤＡＢ(Digital Audio Broadcasting)信号のよう
な一定周期毎に無信号又は通常の送信信号に比べて十分
小さいレベルの信号区間（以下Null信号と記す）が設け
られている送信信号を受信する場合に、無信号区間を利
用して同期を確立する信号受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、Null信号を含む信号を受信する場
合において、無信号区間を利用して同期を確立する際、
所望の無線周波数チャネル（以下、所望チャネルと記
す）の近傍に、所望チャネルに比べて非常に大きい電力
の隣接する無線周波数チャネル（以下、隣接チャネルと
記す）が存在すると、中間周波数帯で急峻な遮断特性を
有するフィルタ、例えば表面弾性波フィルタなどを用い
るだけでは隣接チャネルの妨害電力が十分減衰できな
い。このため、隣接チャネルの妨害信号が支配的とな
り、所望チャネルのNull信号を検出することが不可能で
ある。

【０００３】特に、ディジタル音声放送ＤＡＢなどのよ
うに、それぞれのチャネルが別々の場所から送信されて
いる場合、移動しながら受信する時のフェージングによ
る無線伝搬路の変動によって、所望チャネルよりも隣接
チャネルの電力の方が数十ｄＢも大きくなる状況が発生
する。

【０００４】また、固定した状態で受信する時において
も、受信装置から距離的に遠方にある放送局からの信号
を受信する場合、受信装置の近くに隣接チャネルの放送
局が存在するために、本来は遠方にある放送局のチャネ
ルの受信可能エリアであるはずにも関わらず、隣接チャ
ネル妨害電力によって受信不能となってしまう状況が発
生する。

【０００５】大きな隣接チャネル妨害がある場合にも同
期が確保されていれば、受信がある程度可能であるた
め、あらかじめ同期が確保されている状況で隣接チャネ
ル電力が徐々に大きくなる場合には問題ないが、同期が
確保されていない受信開始時や様々なチャネルをシーク
する際には同期の確保が特に重要となる。

【０００６】この問題を解決する方法の一つとして、特
開平９−３６０１４０号公報のように所望チャネルの帯
域内に狭帯域の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass
Filter）を別に設け、隣接チャネルの影響を小さくした
ＡＧＣを行う方法が知られている。しかし、上述の方法
を用いて所望波の電力変動に追従したとしても、極めて
大きな隣接チャネル妨害波が存在する場合には、Null信
号の検出は不可能である。

【０００７】図２３は、従来の受信装置の構成を示すブ
ロック図である。この受信装置において、受信アンテナ
１で受信した信号は、通常の帯域電力検出部１２と所望
チャネル内の狭帯域電力検出部１３とから決定される利
得制御部１４の値に基づいて自動利得制御回路３におい
て電力が制御される。

【０００８】利得制御部１４では、隣接チャネルが所望
チャネルに比べて十分小さい場合には、通常の帯域電力
１２に追従した利得制御を行って、利得制御された送信
信号をディジタル／アナログ変換器１５に出力する。

【０００９】一方、隣接チャネルが所望チャネルに比べ
て大きい場合には、チャネルフィルタ４やディジタルＬ
ＰＦ１０、１０’によって減衰しきれなかった隣接チャ
ネル電力成分が通常の帯域電力検出部１２において検出
されるため、隣接チャネルが存在しないときに比べて通
常の帯域電力１２が狭帯域電力１３よりも十分大きくな
る。この時、隣接チャネル電力に追従した制御が行われ
ると、所望チャネル信号成分が減衰しノイズフロアーに
近づくためＳ／Ｎ比が劣化する。これを防ぐために利得
制御部１４では、狭帯域電力１３に追従した利得制御を
行い、信号電力を増幅させる方向に利得を制御し、利得
制御された送信信号をディジタル／アナログ変換器１５
に出力する。これにより、所望チャネルがノイズフロア
ーに近づくのを防ぐ。

【００１０】続いて、受信信号は、周波数変換器３によ
って中間周波数帯にダウンコンバートされ、チャネルフ
ィルタである帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４によって、
所望チャネル帯域外の成分が抑圧される。さらに、帯域
通過フィルタ４の出力は、周波数変換器５によって低域
周波数帯にダウンコンバートされた後に、周波数変換に
よって生ずるイメージを除去するための低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）６によってイメージが除去される。

【００１１】次に、アナログ／ディジタル変換器７によ
ってディジタル化された後に、ディジタル乗算器８及び
８’において数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Co
ntrolled Oscillator）９から出力される正弦波及び余
弦波と乗ぜられ、直交復調される。その後、ディジタル
低域通過フィルタ１０と１０’において、Ａ／Ｄ変換に
よって生じていた折り返し成分が除去され、復調され
る。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ＤＡＢ信号のように、
Null信号が設けられている信号を受信する場合、無信号
区間を利用して同期を確立する必要がある。この同期の
確立はNull信号を検出したタイミングで高速フーリエ変
換（以下ＦＦＴ：Fast Fourier Transformと記す）用に
受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、
ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制
御を行う。

【００１３】所望チャネルの近傍に大きい電力の隣接チ
ャネルが存在する場合には、通常のフィルタでは隣接チ
ャネル妨害信号を十分除去できないため、Null信号の検
出が困難となるばかりでなく、隣接チャネル妨害信号の
側のNull信号が検出されてしまう。また、十分狭帯域な
フィルタを用いると、所望チャネルのＳ／Ｎ比が劣化し
受信性能の低下を招く。

【００１４】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、所望チャネルの近傍に隣接チャネルが存在する場
合においても高速に初期引き込みが完了し、かつ初期引
き込み後の受信性能を劣化させることがなく、回路規模
も小さくできる信号受信装置を提供することを目的とす
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明の骨子は、同期を
確立するまでの初期引き込み中は隣接チャネル電力を抑
圧する十分狭帯域なフィルタとなるタップ係数を用いて
Null信号のタイミングを検出し、高速フーリエ変換用に
受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行い、
ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波数制
御を行い、初期引き込みが完了したものと判定された場
合には通常の復調用の信号帯域を通過させるタップ係数
に切り換えることにより、高速な初期引き込みと高い受
信性能を確保することである。

【００１６】

【発明の実施の形態】本発明の信号受信装置は、Null信
号が設けられているＤＡＢ信号を受信する装置にあっ
て、アナログ／ディジタル変換部と、数値制御発振部と
乗算部とで構成されるディジタルミキシング部と、折り
返し成分除去用低域通過フィルタと、前記低域通過フィ
ルタのタップ係数として初期引き込み用のタップ係数群
を記憶する記憶部と、初期引き込み完了後のＤＡＢ信号
復調用フィルタのタップ係数群を記憶する記憶部と、初
期引き込み完了検出部と、前記二つのタップ係数群を初
期引き込み完了検出部の検出結果に基づいて切り換える
切り換え部と、を有する。

【００１７】この構成によれば、Null信号検出に適した
フィルタを用いるため高速な初期引き込みが完了するう
え、初期引き込み完了後には通常のフィルタに切り換え
るため受信性能の低下を招くことがない。また、この構
成によれば、Null信号検出に適したフィルタを別に設け
る必要がないため回路規模を縮小できる。

【００１８】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、所望チャネルの近傍に隣接する妨害信号が大きく、
ＤＡＢ信号復調用フィルタでは所望チャネルのNull信号
検出が困難な場合においても、Null信号の検出が容易と
なる十分狭帯域な低域通過フィルタの特性となるタップ
係数群を初期引き込み用のタップ係数群記憶部に記憶し
ておく構成を採る。

【００１９】この構成によれば、所望チャネルの近傍に
大きな隣接チャネル妨害信号が存在し、通常のＤＡＢ信
号復調用フィルタでは所望チャネルのNull信号の検出が
困難な状況においても高速に初期引き込みが完了し、隣
接チャネル電力が大きいような受信エリアでも受信が可
能となる。

【００２０】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、初期引き込み用のタップ係数群に切り換えるフィル
タが、直交成分又は同相成分のうちの一方にのみ用いら
れる構成を採る。

【００２１】この構成によれば、回路規模を縮小できる
うえ、直交成分及び同相成分の両方を狭帯域フィルタに
する場合よりもNull信号のタイミングを検出しＦＦＴ用
に受信信号をパラレル／シリアル変換してＦＦＴを行
い、ＦＦＴの結果から周波数オフセット量を推定し周波
数制御を行う際の周波数オフセット量の推定誤差が小さ
くなるため、周波数同期も含めた初期引き込みが高速に
完了することができる。

【００２２】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、初期引き込み完了検出部で、Null信号の次に送信さ
れている位相参照信号をＦＦＴした信号とあらかじめ受
信装置に記憶してある位相参照信号の周波数成分信号と
の相関を求め、相関が大きい場合には初期引き込みが完
了したものと判断する構成を採る。

【００２３】この構成によれば、同期が完了した場合に
は位相参照信号の相関値が非常に大きくなるため、初期
引き込み完了の誤検出確率を小さくすることができ、周
波数同期を含めた初期引き込みが高速に完了することが
できる。

【００２４】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、折り返し成分除去用低域通過フィルタの後段に設け
られている高速離散フーリエ変換部によって高速離散フ
ーリエ変換した位相参照信号の周波数成分から周波数オ
フセット量を検出する周波数オフセット検出部を有し、
数値制御発振部により出力される複素正弦波信号の周波
数を用いて前記周波数オフセット検出部によって得られ
た周波数オフセットを補償するように制御する自動周波
数制御部を有し、前記自動周波数制御部によって数値制
御発振部を制御するタイミングがNull信号区間である構
成を採る。

【００２５】この構成によれば、急激な周波数変動があ
った場合にも数値制御発振部の発振周波数を大きく変更
するタイミングが受信性能に影響しないNull信号区間中
であるため、受信性能が劣化しない。

【００２６】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、自動周波数制御部が周波数オフセット検出部で検出
された値を累積しておく累積部を有し、前記累積部は前
回までの累積値と今回検出された周波数オフセット量に
１以下の正の係数を乗じたものとの和を求める処理部で
あり、前記係数として初期引き込み用の係数と初期引き
込み完了後の係数とを記憶しておく記憶部と、前記２つ
の係数を切り換える切り換え部を有し、初期引き込みが
完了するまでは前記初期引き込み用係数として大きい値
を用いて、初期引き込みが完了した後は前記初期引き込
み完了後の係数として小さい値を用いる構成を採る。

【００２７】この構成によれば、初期引き込み完了まで
は周波数オフセット検出部で検出した値を大きく反映
し、数値制御発振部の発振周波数を大きく変更するた
め、高速な周波数同期が可能となるうえ、初期引き込み
完了後は急激な周波数変動を抑制することができる。こ
れにより、ダウンコンバータに入力するローカル信号の
短期的位相変動に追従しない安定した周波数制御を行う
ことが可能となり、安定した受信性能を実現できる。

【００２８】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、折り返し成分除去用低域通過フィルタの後段に自動
利得制御部を有し、前記自動利得制御部の利得を制御す
るタイミングがNull信号区間である構成を採る。

【００２９】この構成により、利得制御のタイミングが
受信信号に影響しないNull信号区間であるため受信性能
を劣化させないうえ、フェージング時のように所望チャ
ネルの信号レベルが変動する場合にも追従でき受信性能
を向上できる。

【００３０】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、自動利得制御部が、同相成分又は直交成分のどちら
かの信号の絶対値を求める算出部、前記絶対値を積分す
る積分部、前記積分部の積分結果をあらかじめ記憶して
あるテーブルに入力しｄＢ値に近似する近似部、前記ｄ
Ｂ値として理想的な値を記憶しておく記憶部、前記理想
的な値と前記積分結果の近似値との差分値を求める算出
部、並びに前記差分値に応じて前記理想的なレベルに近
づくように同相成分及び直交成分の両成分に同じ定数を
乗じる乗算部を有する構成を採る。

【００３１】この構成によれば、同相成分又は直交成分
のどちらかの積分値をもとに両成分の制御を行っている
うえ、電力を求める演算や対数演算用の回路を省くこと
が可能となり、受信装置の小型化が実現できるうえ、同
相成分及び直交成分の利得不平衡を防ぐことができる。

【００３２】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、初期引き込み完了後のＤＡＢ信号復調用フィルタの
特性が、隣接チャネル妨害信号が折り返されて所望チャ
ネル信号帯域に重なってしまう周波数帯域を十分減衰さ
せるような特性とする構成を採る

【００３３】この構成によれば、折り返しによって信号
帯域に重なってしまう周波数帯域以外の隣接チャネル電
力成分を許容しているため、必要以上に急峻なフィルタ
特性を得るために回路規模を増大させる必要がない。ま
た、受信性能に影響する信号帯域に重なってしまう周波
数帯域は十分減衰させておくため、十分な受信性能を満
足することができる。

【００３４】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、アナログ／ディジタル変換部の後段にＤＣオフセッ
ト補償部を有し、前記ＤＣオフセット補償部が十分狭帯
域な低域通過フィルタ及び加算部を有し、前記低域通過
フィルタ出力で観測されるＤＣオフセット成分を補償す
る値を加算部によって加算し、加算後の信号がオーバフ
ローする場合にはクリッピングさせる構成を採る。

【００３５】この構成によれば、ＤＣオフセットが発生
してしまう安価なアナログ／ディジタル変換器を用いた
場合にも特性の劣化を抑え、オーバーフローによる影響
を最小限に抑えるためにクリッピングさせることで、受
信性能の劣化を抑制しながら安価な受信装置を実現でき
る。

【００３６】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、受信アンテナを複数設け、隣接チャネル妨害信号が
存在する方向にNullを設けるように複数の受信アンテナ
からの信号を合成する構成を採る。

【００３７】この構成によれば、隣接チャネル妨害を十
分抑制することができ、隣接チャネル妨害に強い受信装
置を実現できる。

【００３８】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、受信装置の位置情報を得る位置情報取得部と、放送
局の位置及び放送チャネルを記憶しておく記憶部と、前
記二つの部分の情報を比べて現在受信装置が受信可能と
なるチャネルを判定する判定部とを有し、受信可能なチ
ャネルと判定されたにも関わらず受信不能な場合は所望
チャネルの近傍に隣接する妨害チャネルの影響として、
ダウンコンバータに入力される信号電力を大きくし、多
少の相互変調歪みを許容しながら所望チャネル信号を復
調するような制御を行う構成を採る。

【００３９】この構成によれば、従来は隣接チャネル妨
害による受信不能エリアであった場合にも受信可能とな
り受信エリアを拡大できる。

【００４０】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、受信装置の位置情報を得る位置情報取得部がＧＰＳ
からの信号を用いる構成を採る。

【００４１】この構成によれば、受信装置を車載する場
合のように高速に移動する場合でも正確な位置情報を得
ることができるため、受信性能を向上できる。

【００４２】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、受信装置の位置情報を得る位置情報取得部が、受信
装置にあらかじめ電話番号又は郵便番号と地域とを対応
させて記憶しておく記憶部を有し、前記位置情報取得部
が、電話番号又は郵便番号を入力する入力部から得られ
た情報から現在のおおまかな位置情報を得る構成を採
る。

【００４３】この構成によれば、据え置き型の受信装置
において、受信装置の現在のおおまかな場所を簡易的な
方法で入力することで位置情報を得ることができ、使用
者にとって少ない負担で受信性能を向上させることが可
能となる。

【００４４】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、位置情報取得部が、ＤＡＢ信号のNull区間中に送信
されるＴＩＩを複数チャネルについて受信し、受信信号
品質判定部とＴＩＩ情報との間の関係から現在の受信装
置の位置を推定する構成を採る。

【００４５】この構成によれば、受信信号のみから位置
を推定することができ、移動中に使用する場合にも付加
的な装置を必要としないため安価な受信装置を実現でき
る。

【００４６】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、受信信号品質判定部が、受信した信号をビタビ復号
し、復号結果を再度送信局側と同じ符号化を行い、この
符号化後の信号とビタビ復号前の信号を硬判定したもの
とを比較し、擬似的な符号誤り率を求める誤り率算出部
を含む構成を採る。

【００４７】この構成によれば、受信性能の指標そのも
のである符号誤り率を利用した受信信号品質判定部を構
成するため、正確な受信信号品質を得ることができ、受
信装置の位置を比較的正確に推定することが可能とな
る。

【００４８】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、信号に放送局の位置及び放送チャネルの情報が定期
的に含まれている場合にはこれを利用し、前記二つの情
報を定期的に更新する構成を採る。

【００４９】この構成によれば、放送局の場所や放送チ
ャネルが変更になった場合にも受信装置の性能が劣化し
ない。

【００５０】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、信号がデータ信号を含む場合、現在受信装置が存在
する場所に関連のある地域データのみを抽出して別に表
示する構成を採る。

【００５１】この構成によれば、受信装置のある地域に
密着した情報を簡易的に取得できることができる。

【００５２】本発明の信号受信装置は、上記構成におい
て、データ信号が商店や施設などの宣伝広告である構成
を採る。

【００５３】この構成によれば、宣伝広告者にとって効
率的な宣伝広告を行うことができるうえ、使用者にとっ
ても有益な情報を取得できる。

【００５４】以下、本発明の実施の形態について、添付
図面を参照して詳細に説明する。（実施の形態１）図１は本発明の実施の形態１に係る信
号受信装置の構成を示すブロック図である。図１におい
て、本発明のＤＡＢ受信装置は、アナログ／ディジタル
変換部２１、乗算部２２、２２’、数値制御発振部２
３、低域通過フィルタ部２４、２４’、シリアル／パラ
レル変換部２５、２５’、高速フーリエ変換部２６、パ
ラレル／シリアル変換部２７、２７’、初期引き込み完
了検出部２８、タップ係数群切り換え部２９、初期引き
込み用タップ係数群記憶部３０、初期引き込み完了後用
タップ係数群記憶部３１、Nullタイミング検出部３２、
切り換え部３３、及びタイミング制御部３４から構成さ
れる。

【００５５】上記構成を有するＤＡＢ装置において、ア
ナログ／ディジタル変換部２１でサンプリングされる信
号は、ダウンコンバータによってＲＦ(Radio Frequenc
y)信号からダウンコンバートされて帯域通過フィルタに
よってフィルタリングされてＩＦ(Immediate Frequenc
y)信号となる。アナログ／ディジタル変換された信号
は、数値制御発振部２３から発生された正弦波及び余弦
波を乗算部２２、２２’において乗算され、周波数変換
された後に低域通過フィルタ部２４、２４’で折り返し
成分が除去される。

【００５６】Nullタイミング検出部３２において、低域
通過フィルタ部２４、２４’の出力信号から後段のシリ
アル／パラレル変換部２５、２５’のタイミング用信号
が生成され、Null信号に同期したパラレル／シリアル変
換が行われた後に高速フーリエ変換部２６によって周波
数成分に変換される。

【００５７】その後、変換後の信号は、パラレル／シリ
アル変換部２７、２７’によってシリアル信号に戻さ
れ、初期引き込み完了検出部２８において初期引き込み
が完了したものと判定された場合には、シリアル／パラ
レル変換部２５の変換タイミングはタイミング制御部３
４によって制御されるように切り換え部３３によって切
り換えられる。

【００５８】すなわち、初期引き込みが完了していれば
Nullタイミング検出部３２によって得られるタイミング
は用いられないが、初期引き込みが完了しない間はNull
タイミング検出部３２のタイミングでシリアル／パラレ
ル変換が行われる。

【００５９】タイミング制御部３４は、Null信号の後に
送信されている既知の位相参照信号を利用して制御する
ものであり、受信した位相参照信号を高速フーリエ変換
部２６によって周波数領域に変換して周波数成分を得
て、あらかじめ受信装置に記憶してある位相参照信号の
周波数成分で除し、その結果を逆高速フーリエ変換して
伝搬路のインパルス応答特性を得、このインパルス応答
の中心が高速フーリエ変換部２６に入力されないガード
区間の中心となるようにタイミング制御を行う。

【００６０】本発明では、この初期引き込み完了検出部
２８の信号を用いて低域通過フィルタ２４、２４’のタ
ップ係数も切り換えるものであり、初期引き込みが完了
しない間は初期引き込み用タップ係数群記憶部３０のタ
ップ係数の低域通過フィルタとし、初期引き込みが完了
した後にタップ係数群切り換え部２９によって初期引き
込み完了後用タップ係数群記憶部３１のタップ係数の低
域通過フィルタとなるように構成している。

【００６１】ＤＡＢ信号の帯域は1.536MHzであるため、
通常の復調に用いる初期引き込み完了後用タップ係数群
記憶部３１のタップ係数は遮断周波数が1536/2=768kHz
程度である。隣接チャネルは768kHz+176kHz=944kHz付近
に存在しており、所望チャネルに比べて大きい電力の場
合、この隣接チャネル電力を十分減衰させるには大規模
なフィルタを用いる必要があり、回路規模の増大を招
く。

【００６２】Nullタイミング検出部３２は、Nullタイミ
ング検出部３２に入力される信号を２乗したもの又は絶
対値をとったもののいずれかを低域通過フィルタに入力
し、低域通過フィルタ出力とあらかじめ定めているスレ
ッショルドとを比較してスレッショルドより小さい区間
をNull信号区間として検出する。よって、隣接チャネル
電力を十分に減衰させておかなければ、Nullタイミング
検出部３２のパラメータ（低域通過フィルタの遮断周波
数又はスレッショルド値）を変更したとしても隣接チャ
ネル側のNullタイミングが検出されてしまい、所望チャ
ネルのNullタイミング検出が不可能となる。

【００６３】そこで、初期引き込み時だけは隣接チャネ
ル電力を十分減衰させることのできる遮断周波数が10kH
z程度の狭帯域な低域通過フィルタ特性となるタップ係
数を用いることとしている。ただし、回路規模の増大を
防ぐために別にフィルタを設けるのではなく通常の復調
に用いる初期引き込み完了後用のフィルタを流用し、タ
ップ係数のみを変更する構成としている。このように同
じフィルタを用いることでタップ係数を記憶しておく回
路の増加分だけで確実に所望チャネルのNullタイミング
を検出することが可能となり、高速な引き込みが可能と
なる。

【００６４】また、フレーム同期引き込み前の狭帯域フ
ィルタとして、図２に示すように、通過域は同期引き込
み後のフィルタと同程度とし、通過帯域内におけるリッ
プルは大きいことを許容しつつ、遮断帯域における最初
の落込み（ヌル点）が隣接チャネルの存在する周波数付
近となるような周波数特性を有するタップ係数のフィル
タとすることが望ましい。これにより、周波数オフセッ
トが大きい場合においても、高速な同期引き込み及び周
波数オフセット補償を同時に行うことができる。

【００６５】図２のフィルタ特性について説明する。図
２において、実線はフレーム同期引き込み前のフィルタ
の周波数特性を示し、破線はフレーム同期引き込み後の
フィルタの周波数特性を示す。実線で示す周波数特性も
破線で示す周波数特性も通過域（Ｄ）はほぼ同じであ
る。実線に対応するフィルタでは、ヌル点を隣接チャネ
ル領域の低周波数側の端部に近づけている。このため、
リップル量（ゲインＨ）が大きくなっている。一方、破
線に対応するフィルタでは、リップル量は小さいがヌル
点が隣接チャネル領域の低周波数側の端部から比較的離
れている。

【００６６】本発明においては、このようなフィルタを
フレーム同期引き込み完了前後で切り換える。なお、実
線に対応するフィルタの特性は、周波数オフセット補正
が良好に行われることを考慮して適宜設定することが望
ましい。

【００６７】ここで、フィルタのタップ係数を切り換え
る動作（実線のフィルタから破線のフィルタへの切り換
え動作）について具体的に説明する。

【００６８】図１に示すＤＡＢ装置において、まず、初
期引き込み用タップ係数群記憶部３０の引き込み用タッ
プ係数を用いてフィルタを構成する。これにより、図２
での実線の周波数特性を有するフィルタが構成される。

【００６９】この状態で、Nullタイミング検出部３２で
Nullタイミングを検出する。具体的には、ＤＡＢにおけ
る信号フォーマットでは、フレームの先頭にヌル信号が
設けられており、周期的に信号電力が小さくなるタイミ
ングがある。このタイミングを検出するために、Nullタ
イミング検出部３２において、受信信号の瞬時電力を求
め、求めた瞬時電力を低域通過フィルタによって積分
し、この積分値があらかじめ定めておくスレッショルド
値より小さい場合にはヌル信号であると判断してタイミ
ングを検出する。ここで、フェーディング等による受信
信号電力の変動により、ヌル信号の検出が一回のフレー
ムで検出することが困難な場合もあるため、フレーム長
を一周期として瞬時電力の積分値を位相同期加算するな
どの統計処理を施すことも好適である。また、スレッシ
ョルド値はあらかじめ定めておかなくても、平均受信信
号電力が大きい場合には大きくし、小さい場合には小さ
くするなどして適応的に変化させてもよい。

【００７０】この決定されたタイミングを用いて、初期
引き込み完了検出部２８でフレーム同期引き込みを検出
する。具体的には、初期引き込み完了検出部２８におい
て、周波数オフセット量を測定し、その周波数オフセッ
ト量が所定のしきい値以下になった時点をフレーム同期
引き込みが完了点と判断する。周波数オフセット量が所
定のしきい値よりも大きければ、ＮＣＯ２３に対してフ
ィードバック制御を行う。周波数オフセット量の測定に
はNullの直後に挿入されている位相参照シンボルを用い
る。この位相参照シンボルは既知信号であり、あらかじ
め受信装置に用意しておく位相参照シンボルとの相関演
算処理を行うことで周波数オフセット量を測定できる。
ここで、測定される周波数オフセット量は受信信号に含
まれる熱雑音などの影響によって変動するため、測定し
た周波数オフセット量を低域通過フィルタによって積分
して熱雑音などの影響を小さくすることも好適である。

【００７１】フレーム同期引き込みが完了すると、初期
引き込み完了検出部２８からタップ係数群切り換え部２
９に制御信号が出力され、タップ係数群切り換え部２９
では、初期引き込み用タップ係数群記憶部３０の引き込
み用タップ係数が初期引き込み完了後用タップ係数群記
憶部３１の引き込み後用タップ係数に切り換えられる。
そして、引き込み後用タップ係数を用いてフィルタが構
成される。これにより、図２での破線の周波数特性を有
するフィルタが構成される。

【００７２】この後は、シリアル／パラレル変換のタイ
ミング精度を向上させるために、切り換え部３３により
制御系統を切り換えて、タイミング制御部３４でタイミ
ングの制御を行う。これにより、図２の破線に示すよう
なリップル量が小さい周波数特性を有するフィルタを用
いて、受信性能を向上させた状態で信号受信を行うこと
ができる。

【００７３】このように、本実施の形態においては、Nu
llタイミングが検出できるまでは、Nullタイミング検出
に適した狭帯域フィルタを用い、フレーム同期引き込み
後に、受信性能を考慮した狭帯域フィルタを用いるの
で、高速なフレーム同期引き込みと高い受信性能を確保
することができる。

【００７４】（実施の形態２）図３は本発明の実施の形
態２に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図
である。図３に示す信号受信装置は、図１における低域
通過フィルタ部２４、２４’のうち一方だけのタップ係
数を切り換え、もう一方のタップ係数は通常の復調に用
いられる初期引き込み完了後用のタップ係数に固定する
構成を有する。また、Nullタイミング検出部３２に入力
される信号もタップ係数を切り換える低域通過フィルタ
側のみとする。

【００７５】このように構成することで、回路規模を縮
小できるうえ、初期引き込み完了検出部２８で初期引き
込みが完了したか完了していないかを判定する際に有利
となる。その理由は実施の形態３で述べるように、既知
信号を用いる場合に同相成分又は直交成分のいずれかの
所望信号電力は減衰せずに高速フーリエ変換され、既知
信号との相関が大きくなるため判定誤りが少なくなるか
らである。このようにして初期引き込み完了検出部２８
での検出精度が高まることによって結果的に高速な初期
引き込みが可能となる。

【００７６】（実施の形態３）図４は、本発明の実施の
形態３に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を示すブ
ロック図である。図４における信号受信装置は、図１に
おける初期引き込み完了検出部２８を具体的に示したも
のであり、既知の位相参照信号の周波数成分を記憶して
おく既知位相参照信号記憶部３６、前記既知位相参照信
号記憶部３６の出力信号と高速フーリエ変換後の信号を
パラレル／シリアル変換した信号との相関演算を行う相
関演算部３５、スレッショルド記憶部３７、並びに比較
部３８を有する。

【００７７】ＤＡＢ信号はNull信号の後に位相参照信号
が続いており、この位相参照信号は既知の信号であるた
め、受信装置側であらかじめ記憶しておく信号との相関
演算することで、相関演算した結果が大きければ適正な
タイミングでNull信号が検出されていると推定される。
そこで、相関演算結果があらかじめ定めておくスレッシ
ョルド記憶部３７と比較して大きければ初期引き込みが
完了したとし、小さければ初期引き込みが完了していな
いと判定する。

【００７８】（実施の形態４）図５は本発明の実施の形
態４に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック図
である。図５における信号受信装置は、図１におけるＤ
ＡＢ信号受信装置に加え、周波数誤差検出部４０、発振
周波数決定部４１、及びシリアル／パラレル変換タイミ
ングに加えてフレーム同期信号も出力するようにしたタ
イミング制御部３９を有する。

【００７９】図示しないダウンコンバータなどでは環境
温度などによって周波数が変化するため、送信局との周
波数オフセットが生じ受信性能が劣化する。この周波数
オフセット補償は数値制御発振部２３の発振周波数を変
化させることで可能となる。受信信号を高速離散フーリ
エ変換部２６において周波数成分に変換し、パラレル／
シリアル変換部２７、２７’によってシリアル信号に変
換した後に周波数誤差検出部４０で周波数オフセット量
を検出する。

【００８０】この周波数誤差検出部４０は、既知信号で
ある位相参照信号と受信信号との相関を演算することで
周波数オフセット量を検出するものである。発振周波数
決定部４１は、検出した周波数オフセットを累積し発振
周波数を決定するものであり、発振周波数の変更のタイ
ミングをNull信号区間に限定する。これは、タイミング
制御部３９から発生されるNull信号に同期したフレーム
同期信号が発振周波数決定部４１に入力された場合のみ
発振周波数を変更するようにしたものである。

【００８１】タイミング制御部３９は、シリアル／パラ
レル変換タイミングを生成するためにフレーム同期信号
を用いており、このフレーム同期信号を出力するように
したものである。このように周波数の変化タイミングを
Null信号区間に限定することで、発振周波数を大きく変
更しなくてはならない場合にも受信性能に影響を与えな
いNull信号区間でのみ周波数が変化し、受信性能に影響
を与えるその他の信号区間では周波数が一定であるた
め、受信性能の劣化を防ぐことが可能となる。

【００８２】（実施の形態５）図６は、本発明の実施の
形態５に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック
図である。図６における信号受信装置は、図５の発振周
波数決定部４１における累積時の係数を初期引き込みが
完了している場合と完了していない場合とで切り換える
ようにしたものであり、係数乗算部４２、加算部４３、
遅延部４４、出力タイミング制御機能付きの遅延部４
５、係数切り換え部４６、初期引き込み時用係数記憶部
４７、初期引き込み完了後用係数記憶部４８を有する。

【００８３】発振周波数決定部４１において、周波数誤
差検出部４０によって検出された周波数オフセット量を
累積する際、今回検出した周波数オフセット量に係数を
乗じた後に前回までの累積値と加算を行う。この係数
は、初期引き込み時と初期引き込み完了後で変更される
ようになっており、初期引き込み完了検出部２８におい
て初期引き込みが完了していないと判定されている場合
は初期引き込み時用係数記憶部４７の係数を乗じ、初期
引き込みが完了したものと判定された場合には切り換え
部４６によって初期引き込み完了後用係数に切り換え
る。

【００８４】前記二つの係数は０より大きく１以下の正
の数であり、１に近いほど発振周波数の変動が大きく、
０に近いほど発振周波数の変動が小さくなる。初期引き
込み時には、多少の誤差を許容しても高速に周波数同期
を行う必要があるため１に近い値を設定し、初期引き込
み完了後には図示しないダウンコンバータのローカル信
号などの短期周波数変動に追従して変動しないように０
に近い値を設定しておく。上述のように係数を定めるこ
とで、高速な初期引き込みと安定した周波数同期が保た
れ受信装置の性能が高まる。

【００８５】係数を乗じた後には、加算部４３において
前回までの累積値が記憶されている遅延部４４出力と加
算され、出力タイミング制御機能付きの遅延部４５に記
憶される。出力タイミング制御機能付きの遅延部４５は
実施の形態４で述べたように、発振周波数の変化タイミ
ングをフレーム同期信号に同期させNull信号区間に限定
するためのものである。このように構成することで、数
値制御発振部２３へ入力される発振周波数はNull信号区
間においてのみ変化する。

【００８６】（実施の形態６）図７は、本発明の実施の
形態６に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック
図である。図７における信号受信装置は、図１における
ＤＡＢ信号受信装置を構成する各部に加え、自動利得制
御部５０、５０’及び、シリアル／パラレル変換タイミ
ングに加えてフレーム同期信号も出力するようにしたタ
イミング制御部３９を有する。

【００８７】自動利得制御部５０は、タイミング制御部
３９からのフレーム同期信号に同期したNull信号区間に
限定して利得を更新するものであり、Null信号区間以外
で利得が変化することがないため受信性能を劣化させな
いうえ、フェージング時のように所望チャネルの信号レ
ベルが変動する場合にも追従でき受信性能を向上でき
る。特に、隣接チャネル妨害電力が大きい場合の利得制
御方法として好適である。

【００８８】（実施の形態７）図８は、本発明の実施の
形態７に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック
図である。このＤＡＢ信号受信装置は、図７における自
動利得制御部５０、５０’を具体的に示すものであり、
同相成分又は直交成分のどちらか一方においてのみ信号
レベルを検出する構成を有し、絶対値演算部５１、積分
部５２、真値からｄＢ値への近似換算部５３、理想レベ
ル記憶部５４、減算部５５、ｄＢ値から真値への近似換
算部５６、並びに乗算部５７、５７’から構成される。

【００８９】折り返し成分除去用低域通過フィルタ部２
４の出力を用いて、絶対値演算部５１において絶対値を
求め、積分部５２において得られた絶対値を積分して信
号レベルを検出する。積分部５２で得られた値は真値で
あり、これを真値からｄＢ値への近似換算部５３におい
てｄＢ値に近似的に換算する。前記ｄＢ値への近似換算
部５３はあらかじめ真値に対応するｄＢ値の標本値（ル
ックアップテーブル）を記憶しておくものとする。この
真値からｄＢ値への近似換算部５３はルックアップテー
ブル方式でなくとも近似的な計算による方法も好適であ
る。

【００９０】減算部５５では、理想レベル記憶部５４か
らの理想値とｄＢ値への近似換算部５３からの出力値と
の差分を求める。減算部５５で求まった差分値をｄＢ値
から真値への近似換算部５６で真値に換算する。前記真
値への近似換算部はあらかじめｄＢ値に対応する真値の
標本値（ルックアップテーブル）を記憶しておくものと
する。また、このｄＢ値から真値への近似換算部５４は
ルックアップテーブル方式でなくとも近似的な計算によ
る方法も好適である。以上のようにして求まった理想レ
ベルとの差分利得値の真値を乗算部５７、５７’で同相
成分、直交成分の両成分に乗じることで自動利得制御を
行う。

【００９１】なお、積分部５２に入力する信号は絶対値
をとったものでなく、２乗したものでも良い。

【００９２】（実施の形態８）図９は、本発明の実施の
形態８に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロック
図である。図９に示すＤＡＢ信号受信装置は、図１の構
成に加えてデシメート部６０，６０’を有する。

【００９３】ここで、ＤＡＢ信号を受信する場合の一例
として2.048MHz中心のＩＦ信号をアナログ／ディジタル
変換して復調する方式を考えてみる。2.048MHzのＩＦ信
号をＤＣ中心のベースバンド信号に周波数変換する回路
において、数値制御発振部を用いたディジタルミキシン
グ方式を行う場合には8.192MHzのサンプリング速度でア
ナログ／ディジタル変換し、0,1,0,-1,…という数値制
御発振部からの2.048MHzの正弦波及び余弦波を乗ずれば
よい。その後段の低域通過フィルタでは4.096MHzの折り
返し成分を除去するような特性を持たせる。

【００９４】ＤＡＢ信号の周波数帯域は1.536MHzであ
り、回路規模や消費電力の観点からＯＦＤＭ信号復調に
必要な高速フーリエ変換部は信号帯域幅の1.536MHzを変
換できればよく、2.048MHzの変換帯域幅で十分であるた
め、低域通過フィルタの後段では8.192MHzの離散信号を
2.048MHzの離散信号にデシメート（ダウンサンプル）す
る必要がある。すなわち1/4の速度にデシメートする。
このとき、受信信号が所望チャネルだけであれば図１０
のように問題無くデシメートできるが、図１１のように
隣接チャネルが存在する場合には折り返しによって所望
チャネルの信号帯域に妨害を与えることになる。

【００９５】ＤＡＢの規格によれば、隣接チャネルと所
望チャネルとのガード周波数は176kHzしかない。図１１
において、隣接チャネルは所望チャネルよりも帯域が狭
く急峻な形状となっているが、これはアナログ／ディジ
タル変換部の前段に通常設けられているチャネルフィル
タによって隣接チャネルが減衰させられている様子を示
すためである。このチャネルフィルタを十分急峻にして
おけば問題は生じないが回路規模の増大を招く。そこ
で、ある程度の減衰特性を持つチャネルフィルタを用い
るものと仮定している。

【００９６】この隣接チャネル妨害の影響を少なくする
には、アナログ／ディジタル変換後の低域通過フィルタ
を急峻な特性とすればよいが、ここでも急峻な特性を得
るためには回路規模の増大を招く。そこで、本実施の形
態では、所望信号チャネル帯域に影響を与えない周波数
（767kHz〜1280kHz）にある隣接チャネル成分を許容
し、所望信号チャネル帯域に影響を与える周波数1280kH
z以降の成分を十分に減衰させるような特性の低域通過
フィルタとする。この様子を図１２に概念的に示す。

【００９７】（実施の形態９）図１３は、本発明の実施
の形態９に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブロッ
ク図である。図１３における信号受信装置は、図１の構
成に加えてＤＣオフセット補償部６１を有する。図１４
にこのＤＣオフセット補償部の構成を示す。図１４は、
加算部６２、乗算部６３、加算部６４、遅延部６５、加
算部６６、及びオーバーフロー補償部６７から構成され
る。図１４に示す構成のうちオーバーフロー補償部まで
は通常の高域通過フィルタである。

【００９８】オーバーフロー補償部６７は、オーバーフ
ローしたと判定された場合にはクリッピングさせるもの
であり、例えば２の補数形式の場合には加算部６６出力
の最上位ビットと最上位から２番目のビットを観測し、
０１の場合には正数がオーバーフローしており、１０の
場合には負数がオーバーフローしているものと判定さ
れ、判定結果に基づいて正数の最大値又は負数の最小値
にクリップさせる。

【００９９】（実施の形態１０）図１５は、本発明の実
施の形態１０に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図である。図１５における信号受信装置は、図１
の構成のうち、アナログ／ディジタル変換部２１、乗算
部２２、２２’、数値制御発振部２３、及び低域通過フ
ィルタ部２４、２４’を複数用いて、複数のアンテナか
らの入力に対応できるようにしており、図１４ではアン
テナが２本の場合の例を示している。

【０１００】また、上述の部に加え、乗算部７０、７
０’、位相回転制御部７１、加算部７２、７２’、所望
チャネルと隣接チャネルの電力比検出部７３及び、図１
に示す部から構成されている。

【０１０１】複数のアンテナから入力された信号は、そ
れぞれ複数のアナログ／ディジタル変換部で変換し、周
波数変換されて低域通過フィルタを通過する。低域通過
フィルタの後段には、位相回転制御部７１によって定め
られた位相回転を実施するために乗算部７０、７０’で
位相に応じた正弦値及び余弦値がそれぞれ乗ぜられる。

【０１０２】ここで、位相回転制御部７１は、所望チャ
ネルと隣接チャネルの電力比検出部７３によって検出さ
れる比を小さくして隣接チャネル妨害の影響を少なくす
るように制御する。位相回転させられた信号と位相回転
していない信号が加算部７２、７２’によって同相成分
及び直交成分のそれぞれで加算されて、隣接チャネル成
分を小さくする。

【０１０３】所望チャネルと隣接チャネルの電力比検出
部７３は、本実施の形態では高速フーリエ変換後の信号
から隣接チャネル電力を検出することとしているが、そ
の他の方法として、例えば低域通過フィルタ入力と加算
部７２、７２’の電力比から隣接チャネル電力の大きさ
を推定する方法を用いても好適である。

【０１０４】本実施の形態における制御は、所望チャネ
ルの受信電波の方向と隣接チャネルの受信電波の方向が
大きく異なっているときに特に有効である。

【０１０５】（実施の形態１１）図１６は、本発明の実
施の形態１１に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図である。図１６における信号受信装置は、受信
アンテナ７５、利得制御部７６、ミキサ７７、ローカル
信号発振部７８、帯域通過フィルタ部７９、アナログ／
ディジタル変換部２１、電力測定部８０、利得決定部８
１、及び受信可否判定部８２から構成される。

【０１０６】本実施の形態では、受信アンテナ７５から
の出力信号の電力を電力検出部８０で検出し、利得決定
部８１によって利得制御部７６を制御し、ミキサ７７に
適正なレベルの信号を入力する。選択チャネル情報に基
づいてローカル信号発振部７８の発振周波数を設定し、
ミキサ７７において受信信号と掛け合わした後に帯域通
過フィルタ部７９によって所望チャネル信号のみを出力
する。受信信号に隣接チャネル妨害信号が含まれていな
い場合には、ミキサ７７には相互歪み変調が発生しない
ようなレベルの信号とすると好適である。

【０１０７】しかし、大きな隣接チャネル妨害信号が含
まれている場合には、電力検出部８０で検出される電力
は隣接チャネル信号電力に追従してしまい、利得制御部
７６で利得を下げるように制御してしまうため、結果的
に所望チャネルがノイズフロアに近づいてしまう。この
ような場合、隣接チャネルが存在しなければ受信可能で
あるはずの所望チャネルも受信不能となってしまう。

【０１０８】この現象を防ぐために、図１６に示すよう
に、位置情報と放送局情報、受信状態及び選択チャネル
情報から受信可否を判定する受信可否判定部８２を設
け、本来受信可能であるはずの所望チャネルに対して受
信不能の場合には隣接チャネル妨害によるものとして、
ミキサ７７における多少の相互変調歪みを許容しても利
得制御部７６で制御する利得を大きめに設定するように
する。

【０１０９】放送局情報は、あらかじめ放送局の位置と
周波数チャネルを記憶しておく記憶部を用いることで得
られる。また、選択チャネル情報は、使用者が選択して
いるチャネルの周波数である。このような制御を施すこ
とによって所望チャネルとノイズフロアとの電力比を大
きくすることが可能となり好適である。

【０１１０】（実施の形態１２）図１７は、本発明の実
施の形態１２に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方
法の一例を表している。図１７のように位置情報を得る
位置情報取得部として、ＧＰＳシステム８３を用いるこ
とによって正確な位置情報を得ることができ受信可否の
判定を高精度に行うことができる。

【０１１１】（実施の形態１３）図１８は、本発明の実
施の形態１３に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方
法の一例を表している。図１８のように位置情報を得る
位置情報取得部において、使用者に電話番号又は郵便番
号の情報を入力してもらい、この番号と位置との対応表
を記憶しておく位置情報変換部８４によって位置情報が
出力される。このような構成を用いることで簡単な方法
で受信装置の現在位置を得ることが可能となる。

【０１１２】（実施の形態１４）図１９は、本発明の実
施の形態１４に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図であり、図１６に示す構成の位置情報を得る方
法の一例を表している。この装置は、ＴＩＩ(Transmitt
er Identification Information)判定部８５、切り換え
部８６、記憶部８７、選択部８８、位置決定部８９、受
信品質判定部９０、切り換え部９１、記憶部９２、及び
品質順序判定部９３から構成される。

【０１１３】図１に示す信号受信装置のパラレル／シリ
アル変換部後の信号からＴＩＩ判定部において、送信識
別用ＴＩＩ情報を判定し、切り換え部８６において選択
したチャネルのＴＩＩ情報をそれぞれの記憶部に振り分
け、記憶部８７において各チャネルに対応するＴＩＩ情
報を記憶しておく。また一方で、受信品質判定部９０に
おいて、パラレル／シリアル変換部後の信号から受信品
質を判定し、切り換え部９１において選択したチャネル
の受信品質をそれぞれの記憶部に振り分け、記憶部９２
において各チャネルに対応する受信品質を記憶してお
く。

【０１１４】品質順序判定部９３では、記憶している受
信品質の順序づけを行い、選択部８８にその順序を入力
する。選択部８８では、決定された受信品質順序に基づ
いて受信品質が良好な複数チャネルのＴＩＩ情報を位置
決定部８９に入力する。また同時に、品質順序判定部９
３も受信品質が良好な複数チャネルの受信品質を位置決
定部８９に入力する。

【０１１５】位置決定部８９では、複数チャネルのＴＩ
Ｉ情報から放送局の位置を得て、それぞれの放送局から
送信されている信号の受信品質に基づいて、受信装置の
おおよその位置を決定する。すなわち、受信品質の良い
放送局に近い位置に受信装置があるものとする。この決
定を複数の放送チャネルについて行えば、放送局間にあ
る受信装置のおおよその位置も決定することが可能とな
る。

【０１１６】（実施の形態１５）図２０は、本発明の実
施の形態１５に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を
示すブロック図であり、図１９に示す構成の受信品質判
定部９０の一例である。この受信品質判定部は、ビタビ
復号部９５、符号化部９６、硬判定部９７、比較部９
８、及び符号誤り率測定部９９から構成される。

【０１１７】この構成においては、図１のパラレル／シ
リアル変換部後の信号をビタビ復号部９５によって復号
し、後段の音発生部で音を出力する。一方で、符号化部
９６において送信側で行っている符号化と全く同じ方法
で符号化し、比較部９８においてビタビ復号前の硬判定
部９７の硬判定結果と比較する。符号誤り率測定部９９
では、比較結果をカウントして符号誤り率を得て、この
符号誤り率を受信品質判定部の判定結果として切り換え
部に入力する。

【０１１８】（実施の形態１６）図２１は、本発明の実
施の形態１６に係るＤＡＢ信号受信装置の構成を示すブ
ロック図であり、図１６に示す放送局情報の入力部を示
す。この構成においては、復号された受信判定信号に放
送局の位置や放送周波数の情報が含まれている場合に
は、図２１のように放送局情報記憶部１００の記憶内容
を更新する。

【０１１９】（実施の形態１７）図２２は、本発明の実
施の形態１７に係るＤＡＢ信号受信装置の構成の一部を
示すブロック図である。図２２における信号受信装置
は、復号部１０１、切り換え部１０２、情報選択部１０
３、及び表示部１０４を有する。

【０１２０】この構成においては、パラレル／シリアル
変換部後の信号を復号部１０１で復号し、切り換え部１
０２において音信号とデータ信号とに分岐させ、データ
信号に関しては情報選択部１０３に入力する。

【０１２１】情報選択部１０３は、実施の形態１２〜実
施の形態１４に述べたような方法で得られる受信装置の
位置情報も得て、データ信号が現在の受信装置の位置に
関係するものかどうかを判断し、関係するものについて
のみ表示部１０４において表示する。ここで、現在の受
信装置の位置に関係しないものも表示して、位置に関係
するものについては強調する形式で表示したり、常時表
示しておくことも好適である。

【０１２２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、所望チャ
ネルの近傍に隣接チャネルが存在する場合においても、
高速に初期引き込みが完了するうえ、初期引き込み後の
受信性能を劣化させることがなく、回路規模も小さく実
現できるため小型のＤＡＢ信号受信装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図２】フレーム同期引き込み前後におけるフィルタ特
性を示す図

【図３】本発明の実施の形態２における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図４】本発明の実施の形態３における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図５】本発明の実施の形態４における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図６】本発明の実施の形態５における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図７】本発明の実施の形態６における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図８】本発明の実施の形態７における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図９】本発明の実施の形態８における信号受信装置の
構成を示すブロック図

【図１０】本発明の実施の形態８における隣接チャネル
信号が無い場合におけるデシメートを説明するための図

【図１１】本発明の実施の形態８における隣接チャネル
信号が有る場合におけるデシメートを説明するための図

【図１２】本発明の実施の形態８における低域通過フィ
ルタの周波数特性を説明するための図

【図１３】本発明の実施の形態９における信号受信装置
の構成を示すブロック図

【図１４】本発明の実施の形態９における信号受信装置
のうちＤＣオフセット補償部の構成を示すブロック図

【図１５】本発明の実施の形態１０における信号受信装
置の構成を示すブロック図

【図１６】本発明の実施の形態１１における信号受信装
置の構成を示すブロック図

【図１７】本発明の実施の形態１２における信号受信装
置の構成を示すブロック図

【図１８】本発明の実施の形態１３における信号受信装
置の構成を示すブロック図

【図１９】本発明の実施の形態１４における信号受信装
置の構成を示すブロック図

【図２０】本発明の実施の形態１５における信号受信装
置の構成の一部を示すブロック図

【図２１】本発明の実施の形態１６における信号受信装
置の構成を示すブロック図

【図２２】本発明の実施の形態１７における信号受信装
置の構成の一部を示すブロック図

【図２３】従来の受信装置の構成を示すブロック図

【符号の説明】

２１アナログ／ディジタル変換部２３数値制御発振部２４、２４’ 低域通過フィルタ部２５、２５’ シリアル／パラレル変換部２６高速フーリエ変換部２７、２７’ パラレル／シリアル変換部２８初期引き込み完了検出部２９タップ係数群切り換え部３０初期引き込み用タップ係数群記憶部３１初期引き込み完了後用タップ係数群記憶部３２ Nullタイミング検出部３４，３９タイミング制御部３５相関演算部３６既知位相参照信号記憶部３７スレッショルド記憶部４０周波数誤差検出部４１発振周波数決定部４２係数乗算部４６係数切り換え部４７初期引き込み時用係数記憶部４８初期引き込み完了後用係数記憶部５０、５０’ 自動利得制御部５１絶対値演算部５３近似換算部５４理想レベル記憶部５６近似換算部６０，６０’ デシメート部６１ＤＣオフセット補償部６７オーバーフロー補償部７１位相回転制御部７３電力比検出部７５受信アンテナ７６利得制御部７７ミキサ７８ローカル信号発振部７９帯域通過フィルタ部８０電力測定部８１利得決定部８２受信可否判定部８３ＧＰＳシステム８４位置情報変換部８５ＴＩＩ判定部８８選択部８９位置決定部９０受信品質判定部９３品質順序判定部９５ビタビ復号部９６符号化部９７硬判定部９９符号誤り率測定部１００放送局情報記憶部１０１復号部１０３情報選択部１０４表示部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】 Null信号が設けられている信号を受信す
る装置にあって、アナログ／ディジタル変換手段と、数
値制御発振手段と乗算手段とで構成されるディジタルミ
キシング手段と、折り返し成分除去用低域通過フィルタ
手段と、前記低域通過フィルタのタップ係数として初期
引き込み用のタップ係数群を記憶しておく手段と、初期
引き込み完了後の信号復調用フィルタのタップ係数群を
記憶しておく手段と、初期引き込み完了検出手段と、前
記二つのタップ係数群を初期引き込み完了検出手段の検
出結果に基づいて切り換える手段と、を具備することを
特徴とする信号受信装置。
【請求項２】初期引き込み用のタップ係数群記憶手段
には、所望チャネルの近傍に隣接する妨害信号が大き
く、信号復調用フィルタでは所望チャネルのNull信号検
出が困難な場合においてもNull信号の検出が容易となる
十分狭帯域な低域通過フィルタの特性となるタップ係数
群を記憶しておくことを特徴とする請求項１記載の信号
受信装置。
【請求項３】初期引き込み用のタップ係数群に切り換
えるフィルタは、直交成分又は同相成分のうちの一方に
のみ用いることを特徴とする請求項２記載の信号受信装
置。
【請求項４】初期引き込み完了検出手段において、Nu
ll信号の次に送信されている位相参照信号を高速離散フ
ーリエ変換した信号とあらかじめ受信装置に記憶してあ
る位相参照信号の周波数成分信号との相関を求め、相関
が大きい場合には初期引き込みが完了したものと判断す
ることを特徴とする請求項１記載の信号受信装置。
【請求項５】折り返し成分除去用低域通過フィルタの
後段に設けられている高速離散フーリエ変換手段によっ
て高速離散フーリエ変換した位相参照信号の周波数成分
から周波数オフセット量を検出する周波数オフセット検
出手段と、数値制御発振手段により出力される複素正弦
波信号の周波数は前記周波数オフセット検出手段によっ
て得られた周波数オフセットを補償するように制御する
自動周波数制御手段と、を有し、前記自動周波数制御手
段によって数値制御発振手段を制御するタイミングがNu
ll信号区間であることを特徴とする請求項１記載の信号
受信装置。
【請求項６】自動周波数制御手段は、周波数オフセッ
ト検出手段で検出された値を累積しておく累積手段と、
前記係数として初期引き込み用の係数と初期引き込み完
了後の係数とを記憶しておく記憶手段と、前記２つの係
数を切り換える切り換え手段とを有し、前記累積手段は
前回までの累積値と今回検出された周波数オフセット量
に１以下の正の係数を乗じたものとの和を求める手段で
あり、初期引き込みが完了するまでは前記初期引き込み
用係数として大きい値を用いて、初期引き込みが完了し
た後は前記初期引き込み完了後の係数として小さい値を
用いることを特徴とする請求項５記載の信号受信装置。
【請求項７】折り返し成分除去用低域通過フィルタの
後段に自動利得制御手段を有し、前記自動利得制御手段
の利得を制御するタイミングがNull信号区間であること
を特徴とする請求項１記載の信号受信装置。
【請求項８】自動利得制御手段は同相成分又は直交成
分のどちらかの信号の絶対値を求める算出手段と、前記
絶対値を積分する積分手段と、前記積分手段の結果をあ
らかじめ記憶してあるテーブルに入力しｄＢ値に近似す
る近似手段と、前記ｄＢ値として理想的な値を記憶して
おく記憶手段と、前記理想的な値と前記積分結果の近似
値との差分値を求める差分算出手段と、前記差分値に応
じて前記理想的なレベルに近づくように同相成分及び直
交成分の両成分に同じ定数を乗じる乗算手段と、を有す
ることを特徴とする請求項７記載の信号受信装置。
【請求項９】初期引き込み完了後のＤＡＢ信号復調用
フィルタの特性は、隣接チャネル妨害信号が折り返され
て所望チャネル信号帯域に重なってしまう周波数帯域を
十分減衰させるような特性であることを特徴とする請求
項１記載の信号受信装置。
【請求項１０】アナログ／ディジタル変換手段の後段
のＤＣオフセット補償手段と、前記ＤＣオフセット補償
手段として十分狭帯域な低域通過フィルタと加算手段
と、を有し、前記低域通過フィルタ出力で観測されるＤ
Ｃオフセット成分を補償する値を加算手段によって加算
し、加算後の信号がオーバフローする場合にはクリッピ
ングさせることを特徴とする請求項１記載の信号受信装
置。
【請求項１１】受信アンテナを複数有し、隣接チャネ
ル妨害信号が存在する方向にNullを設けるように複数の
受信アンテナからの信号を合成することを特徴とする請
求項１記載の信号受信装置。
【請求項１２】受信装置の位置情報を得る位置情報取
得手段と、放送局の位置及び放送チャネルを記憶してお
く記憶手段と、前記二つの手段を比べて現在受信装置が
受信可能となるチャネルを判定する判定手段と、を有
し、受信可能なチャネルと判定されたにも関わらず受信
不能な場合は所望チャネルの近傍に隣接する妨害チャネ
ルの影響として、ダウンコンバータに入力される信号電
力を大きくし、多少の相互変調歪みを許容しながら所望
チャネル信号を復調するような制御を行うことを特徴と
する請求項１記載の信号受信装置。
【請求項１３】位置情報取得手段は、ＧＰＳからの信
号を用いることを特徴とする請求項１２記載の信号受信
装置。
【請求項１４】位置情報取得手段は、受信装置にあら
かじめ電話番号又は郵便番号と地域を対応させて記憶し
ておく記憶手段を有し、電話番号又は郵便番号を入力す
る手段から得られた情報から現在のおおまかな位置情報
を得る手段であることを特徴とする請求項１２記載の信
号受信装置。
【請求項１５】位置情報取得手段は、信号のNull区間
中に送信されるＴＩＩを複数チャネルについて受信し、
受信信号品質判定手段とＴＩＩ情報の関係から現在の受
信装置の位置を推定することを特徴とする請求項１２記
載の信号受信装置。
【請求項１６】受信信号品質判定手段は、受信した信
号をビタビ復号し、復号結果を再度送信局側と同じ符号
化を行いビタビ復号前の信号を硬判定したものと比較
し、擬似的な符号誤り率を求める手段であることを特徴
とする請求項１５記載の信号受信装置。
【請求項１７】送信信号に放送局の位置及び放送チャ
ネルの情報が定期的に含まれている場合にはこれを利用
し、前記二つの情報を定期的に更新することを特徴とす
る請求項１２記載の信号受信装置。
【請求項１８】送信信号がデータ信号を含む場合、現
在受信装置が存在する場所に関連のある地域データのみ
を抽出して別に表示することを特徴とする請求項１２記
載の信号受信装置。
【請求項１９】データ信号が商店や施設などの宣伝広
告であることを特徴とする請求項１８記載の信号受信装
置。