WO2012053277A1 - 無線機 - Google Patents

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WO2012053277A1
WO2012053277A1 PCT/JP2011/068753 JP2011068753W WO2012053277A1 WO 2012053277 A1 WO2012053277 A1 WO 2012053277A1 JP 2011068753 W JP2011068753 W JP 2011068753W WO 2012053277 A1 WO2012053277 A1 WO 2012053277A1
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WO
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lpf
signal
tone
tone squelch
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PCT/JP2011/068753
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Inventor
日暮　欽一
Original Assignee
株式会社日立国際電気
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    • H04R29/00—Monitoring arrangements; Testing arrangements
    • H04R29/001—Monitoring arrangements; Testing arrangements for loudspeakers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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    • H04R2420/00—Details of connection covered by H04R, not provided for in its groups
    • H04R2420/07—Applications of wireless loudspeakers or wireless microphones

Definitions

  • the present invention relates to a radio device, and more particularly, to a radio device capable of reliably detecting a tone signal and reducing a detection time in tone squelch signal detection.
  • a squelch circuit is provided in order to cut off the unpleasant and unpleasant noise (noise) output from the speaker when there is no signal and the sound transmitted by the other party that does not need to communicate, so as to be silent.
  • [Squelch circuit method] There are (1) carrier squelch, (2) noise squelch, (3) tone squelch, and (4) digital code squelch.
  • Carrier squelch is a method in which the speaker is muted (muted) according to the level of the received carrier.
  • Noise squelch is a method of detecting a noise component of a demodulator output and muting the speaker according to the level. Both need not add a special signal on the transmission side.
  • tone squelch is a method in which a tone is superimposed on a low frequency band (for example, a band of 0 to 300 Hz) of a baseband signal, and the tone is controlled on the receiving side to control speaker mute.
  • Digital code squelch is a method of superimposing a NRZ (Non Return to Zero) code string on the 0 to 300 Hz band of a baseband signal and detecting the code string on the receiving side to control mute of the speaker. .
  • NRZ Non Return to Zero
  • tone squelch signal For example, in the standard “Radio equipment of 400 MHz band simple radio station” (RCR STD-10 4.1 version), 33 types (frequency) of tone squelch signals are defined in a frequency range of 67 Hz to 250.3 Hz. Yes. In the radio equipment compliant with the standard, it is necessary to identify all of these 33 types of tone squelch signals. Among these 33 types of tone squelch signals, the frequency squelch signal and the 103.5 Hz tone squelch signal that are closest to each other are 3.5 Hz.
  • FIG. 8A is a configuration block diagram of a conventional first tone squelch detection unit.
  • a conventional first tone squelch detection unit includes a low pass filter (LPF) 801, a down sampler (DS) 802, a band pass filter (BPF) 803, 2
  • a multiplication operation unit 804, a low-pass filter (LPF) 805, a determination unit 806, and a front / rear protection processing unit 807 are provided.
  • the operation of the conventional first tone squelch detector will be described.
  • the LPF 801 extracts only components of 300 Hz or less from the baseband signal, the sampling frequency is lowered by the down sampler 702, and then only a desired tone frequency component is extracted by the BPF 803.
  • the signal is passed through the squaring operation unit 804 and the LPF 805, and the determination unit 806 determines the level thereof.
  • “1” is set. Is input to the front / rear protection processing unit 807.
  • Forward / backward protection processing unit 807 when the "1" in a continuous backward protection stage count N B times is input outputs "1", performed unmute control, "0" in a continuous forward protection stage count N F times When input, “0” is output and mute control is performed.
  • the LPF 801 is used for the purpose of preventing frequency aliasing due to down-sampling by the downstream down-sampler 802, it is not necessary to have a steep characteristic and the group delay can be reduced.
  • the BPF 803 identifies, for example, the above-described 33 types of tone signals.
  • the pass band is f TONE ⁇ 2 Hz ⁇ f ⁇ f TONE +2 Hz
  • the cutoff band is f ⁇ f TONE ⁇ 3 Hz
  • f ⁇ f TONE +3 Hz is the frequency of the tone signal to be identified.
  • the group delay becomes as large as 100 to 200 ms.
  • FIG. 8B is a configuration block diagram of a conventional second tone squelch detection unit. In the configuration of FIG. 8B, a method based on time waveform period detection is used.
  • the conventional second tone squelch detection unit includes a low-pass filter (LPF) 808, a period detection unit 809, a determination unit 810, and a front / rear protection processing unit 811 as illustrated.
  • LPF low-pass filter
  • the operation of the conventional second tone squelch detector will be described. For example, a component of 250 Hz or less is extracted from the baseband signal by the LPF 808, the period is detected by the period detection unit 809, and is input to the determination unit 810. The determination unit 810 determines whether or not the input cycle is within the range of the cycle corresponding to the frequency of the desired tone signal. If it is within the range, “1” is set, otherwise “0” is set. Input to the front / rear protection processing unit 811. The front / rear protection processing unit 811 performs the same operation as that of the conventional first tone squelch detection unit, and controls the unmute or mute of the speaker according to the result.
  • the LPF 808 is a tone squelch signal defined by the above-mentioned standard, and the highest frequency is 250.3 Hz. Therefore, the pass band is set to f ⁇ 250 Hz, and the voice band is 300 Hz or higher.
  • the period detection is performed by zero crossing (detection of the passage of the AC voltage at the zero point (zero crossing point) when the AC power supply is switched on / off)
  • the DC offset of the baseband signal that appears due to the frequency deviation of the received carrier Removal is required.
  • the received input level lower than the threshold level at which the peak power of the received input signal is equal to the peak power of the noise, pulse-like noise appears in the baseband signal, so that the accuracy of period detection is greatly degraded. .
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and a first object is to provide a radio that reliably detects a tone squelch signal in a short time, and a second object is necessary for frequency detection.
  • An object of the present invention is to provide a radio device that can reduce the sampling frequency.
  • the radio according to the present invention is a radio that detects a tone squelch signal included in a received baseband signal, and the received baseband signal is converted into the preset tone squelch.
  • a frequency shift unit that shifts in the negative frequency direction by the frequency of the signal, an LPF that removes unnecessary frequency components from the output of the frequency shift unit, and a determination unit that determines the presence or absence of a tone squelch signal based on the output of the LPF It was comprised so that.
  • a radio device for detecting a tone squelch signal included in a received baseband signal, wherein the received baseband signal is shifted in a negative frequency direction by a preset frequency of the tone squelch signal. Since the shift unit, the LPF that removes unnecessary frequency components from the output of the frequency shift unit, and the determination unit that determines the presence or absence of a tone squelch signal based on the output of the LPF, the tone squelch signal is shortened. It can be reliably detected in time.
  • wireless machine which concerns on the 1st Embodiment of this invention The block diagram which shows the structure of the tone squelch detection part of FIG. The figure which shows the internal signal spectrum in the tone squelch detection part of FIG.
  • the block diagram which shows the structure of the tone squelch detection part shown in FIG. The figure which shows the internal signal spectrum in the tone squelch detection part of FIG. Explanatory drawing which shows the outline
  • a radio apparatus is an analog FM (Frequency Modulation) modulation type radio apparatus, and its configuration is shown in FIG. In the wireless device shown in FIG. 1, the standard tone squelch signal described above is used.
  • FM Frequency Modulation
  • the wireless device 1 includes an antenna 101, an antenna switch 102, a reception RF (Radio Frequency) / IF (Intermediate Frequency) unit 103, an A / D (Analogue to Digital) converter 104, A frequency demodulation unit 105, a BPF (Band Pass Filter) 108, a D / A (Digital Pass Analogue) converter 109, an audio amplifier 110, a speaker 111, and a tone squelch detection unit 112 are provided. .
  • RF Radio Frequency
  • IF Intermediate Frequency
  • a / D Analogue to Digital converter
  • the radio device 1 also includes a transmission system, but the configuration of the transmission system is the same as that of a general analog FM modulation type radio device equipped with a tone squelch function, and is not directly related to the gist of the present invention. Therefore, illustration and description are omitted.
  • the FM modulation signal received from the antenna 101 is amplified by the reception RF / IF unit 103 via the antenna switch 102, and the frequency is converted into an IF signal.
  • the IF signal is sampled by the A / D converter 104, quantized, and converted into a digital signal.
  • the converted digital signal is frequency demodulated by the frequency demodulator 105, and the baseband signal is input to the BPF 108 and the tone squelch detector 112.
  • the IF signal frequency-converted by the reception RF / IF unit 103 is frequency demodulated by the frequency unit 106, further sampled by the A / D converter 107, quantized, and converted into a digital signal.
  • the converted digital signal is input to the BPF 108 and the tone squelch detection unit 112.
  • the BPF 108 extracts an audio component of 300 Hz to 3 kHz, which is an audio component, from the baseband signal input from the frequency demodulator 105 or the A / D converter 107, converts it to an analog signal by the D / A converter 109, and then the audio The signal is output to the speaker 111 via the amplifier 110.
  • de-emphasis is performed between the BPF 108 and the D / A converter 109 or between the D / A converter 109 and the audio amplifier 110 so that the output voltage is inversely proportional to the frequency.
  • Circuit an expander circuit that extends the dynamic range of the audio signal, and a secret story cancel circuit that cancels the secret story, but are omitted here.
  • the tone squelch detecting unit 112 extracts a component of 0 to 300 Hz from the baseband signal input from the frequency demodulating unit 105 or the A / D converter 107, identifies the tone signal included therein, and obtains a desired tone signal. If the desired tone signal is not included, the audio amplifier 110 is controlled to be unmuted (sounded).
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the tone squelch detection unit 112. As shown in FIG.
  • the tone squelch detector 112 includes a low-pass filter (LPF) 201, a downsampler (DS) 202, an orthogonal demodulator 203, two low-pass filters (LPF) 204-1 and 204-2, a frequency A demodulation unit 205, a low-pass filter (LPF) 206, a power detection unit 207, a low-pass filter (LPF) 208, a determination unit 209, and a front / rear protection processing unit 210 are included.
  • LPF low-pass filter
  • DS downsampler
  • LPF low-pass filters
  • the LPF 201 is a filter that passes a low frequency for the input baseband signal x (t), and the passband is set to 300 Hz. That is, the LPF 201 removes a signal of 300 Hz or higher used for voice transmission and passes a signal in a lower frequency range than 300 Hz.
  • the downsampler (DS) 202 downsamples the signal that has passed through the LPF 201 to lower the sampling frequency, and outputs the tone squelch signal s (t) to the quadrature demodulation unit 103.
  • the quadrature demodulator 203 shifts the frequency of the tone squelch signal s (t) input from the DS 202 by ⁇ f TONE (the tone squelch signal set in the own device, that is, only the frequency of the tone squelch signal to be unmuted when received) (Shift in the negative frequency direction), orthogonal demodulation, and output the real part of the orthogonal demodulation output q (t) to the LPF 204-1 and the imaginary part to the LPF 204-2.
  • ⁇ f TONE the tone squelch signal set in the own device, that is, only the frequency of the tone squelch signal to be unmuted when received
  • orthogonal demodulation the real part of the orthogonal demodulation output
  • LPF 204-1 and LPF 204-2 are filters that pass low-frequency frequencies for the real part and imaginary part of quadrature demodulation output q (t), respectively, and remove unnecessary frequency components.
  • the LPFs 204-1 and 204-2 have a passband set to 10 Hz (that is, the passband edge frequency (cutoff frequency) is set to 10 Hz), and the cut-off band (stopband) set to 20 Hz. (Ie, the edge frequency of the cut-off area is set to 20 Hz).
  • the cut-off band means a frequency band in which the attenuation amount of a signal passing therethrough is an arbitrary attenuation amount (for example, ⁇ 30 dB).
  • a digital filter IIR (Infinite impulse response) filter) is used as each LPF used in the present embodiment.
  • the frequency demodulator 205 receives the output signal Re [q ′ (t)] of the LPF 204-1 and the output signal Im [q ′ (t)] of the LPF 204-2, performs frequency demodulation, and performs an instantaneous frequency f (t ) And the instantaneous frequency f (t) is output to the LPF 206.
  • the frequency demodulation unit 205 includes a phase detection unit and a differentiation processing unit. The phase detector obtains the phase on the complex plane (instantaneous phase as a function of time t) by the following equation.
  • ⁇ (t) tan ⁇ 1 (imaginary number / real number)
  • the LPF 206 smoothes the fluctuation of the instantaneous frequency f (t) input from the frequency demodulator 205 and outputs it to the determination unit 209.
  • the power detection unit 207 receives the output signal Re [q ′ (t)] of the LPF 204-1 and the output signal Im [q ′ (t)] of the LPF 204-2, performs power detection, and outputs instantaneous power p ( t) is output to the LPF 208.
  • the power detection is obtained, for example, by adding the square value of the signal Re [q ′ (t)] and the square value of the signal Im [q ′ (t)].
  • the LPF 208 smoothes the fluctuation of the instantaneous power p (t) input from the power detection unit 207 and outputs it to the determination unit 209.
  • the determination unit 209 inputs the frequency (frequency information) smoothed by the LPF 206 and also receives the power (power information) smoothed by the LPF 208, and a predetermined frequency range ( ⁇ f th ) in which the frequency information is set in advance. . for example it determines whether 0 Hz ⁇ 2 Hz) the further determines whether power information preset or predetermined power value.
  • the determination unit 209 sets “1” to the front / rear protection processing unit 210 when the frequency information is within a predetermined frequency range that is set in advance and the power information is greater than or equal to a predetermined power value that is set in advance.
  • “0” is output to the rear protection processing unit 210.
  • the front / rear protection processing unit 210 performs unmute control (mute OFF) on the audio amplifier 110 when “1” is input from the determination unit 209 continuously for the number N B of rear protection steps, and the number of front protection steps N F When “0” is input continuously from the determination unit 209, mute control (mute ON) is performed on the audio amplifier 110.
  • the detection frequency changes randomly due to thermal noise. Since it changes randomly, it often deviates from the desired frequency range (predetermined frequency range ( ⁇ f th ) described above), but it sometimes falls within the range of ⁇ f th and may be erroneously detected. Therefore, the power information of the tone squelch signal is also viewed as an AND condition.
  • the determination unit 209 uses a power value sufficiently lower than that as the predetermined power value.
  • FIG. 3A represents the spectrum of the baseband signal x (t) input to the LPF 201
  • FIG. 3B represents the spectrum of the tone squelch signal s (t) from the DS 202
  • FIG. 4 represents the quadrature demodulation output q (t) from the quadrature demodulation unit 203
  • FIG. 3D represents the quadrature demodulation output q ′ (t) from the LPFs 204-1 and 204-2.
  • the LPF 201 receives the frequency demodulated baseband signal x (t).
  • the baseband signal x (t) can be expressed by the following equation (1).
  • s (t) is a received tone squelch signal
  • v (t) is a signal component of a voice band.
  • the tone squelch signal s (t) can be expressed by the following equation (2).
  • A is the amplitude of the tone squelch signal superimposed on the transmission side
  • f TONE is the frequency of the tone squelch signal (the frequency of any of the 33 types of signals described above)
  • ⁇ f is the tone generated on the transmission side. This is the frequency deviation.
  • the LPF 201 lowers the sampling frequency of the tone squelch signal s (t) obtained by removing the signal component v (t) of 300 Hz or more including the audio band signal from the baseband signal x (t) by the downsampler 202, and the orthogonal demodulator 203.
  • the orthogonal demodulator 203 shifts the frequency of the tone squelch signal s (t) by ⁇ f TONE and inputs the orthogonally demodulated real part to the LPF 204-1 and the imaginary part to the LPF 204-2. If the orthogonal demodulator 203 does not shift the frequency, the components of ⁇ f TONE ⁇ f and f TONE + ⁇ f are originally output, but by shifting the frequency by ⁇ f TONE , ⁇ 2f TONE ⁇ The components ⁇ f and ⁇ f are output.
  • the quadrature demodulation output q (t) from the quadrature demodulation unit 203 can be expressed by the following equation (3).
  • the frequency demodulator 205 detects the instantaneous frequency f (t) of q ′ (t). In the absence of noise, the output detects the tone frequency deviation ⁇ f itself generated on the transmission side, but depending on the reception level, the noise input to the frequency demodulation unit 105 or the frequency demodulation unit 106 shown in FIG. As a result, pulsed noise is superimposed on x (t), and the detection frequency fluctuates.
  • the power detection unit 207 calculates the instantaneous power p (t) of q ′ (t).
  • the instantaneous power p (t) can be expressed by the following equation (5).
  • the tone squelch signal is detected stably even when the reception level is low and pulse-like noise is superimposed on the baseband signal by the smoothing process of the LPF 206 and the LPF 208 and the forward protection process of the forward / backward protection processing unit 210.
  • the speaker 811 can be unmuted.
  • the back protection processing of the front / rear protection processing unit 210 can prevent erroneous detection when radio waves are not felt.
  • the tone squelch detection circuit detects any one (one type) of signals.
  • one of 33 types of frequencies is set in the radio setting, and when transmitting, the tone squelch signal of the set frequency is superimposed on the sound and transmitted. Only when a tone squelch signal having the same frequency as the detected frequency is detected, the speaker is sounded (unmuted control).
  • the frequency of the tone squelch signal may be set by arbitrarily selecting from among the above 33 types as a value unique to the radio at the time of manufacture, or by a user or the like by a switch or the like provided on the radio. An arbitrary value may be set.
  • the DC offset is 0 Hz at the time of the tone squelch signal s (t) output from the DS 202 (FIG. 3B).
  • the output of the quadrature demodulator 203 (FIG. 3 (c)), for frequency shifting -f TONE (Hz), the DC component becomes -f TONE (Hz). Since f TONE is the lowest and is 67 Hz (the lowest frequency in the above-described standard tone squelch signal), this frequency comes inside the spectrum, and the minimum value of the DC component that can be taken is ⁇ 67 Hz. It turns out that.
  • the cutoff regions of the LPF 204-1 and LPF 204-2 can be set to about 20 Hz. Therefore, even if ⁇ f is taken into consideration, the DC component becomes a cutoff region and is completely removed.
  • the LPF 206 and the LPF 208 perform a moving average process of 80 ms, the number of forward protection stages is set to the number of stages corresponding to 80 ms, and the number of backward protection stages is set to the number of stages corresponding to 80 ms.
  • the group delay of the LPF 201 is 3 ms or less
  • the group delay of the LPF 204-1 and LPF 204-2 is 50 ms or less
  • the moving average processing time 80 ms of the LPF 206 and LPF 208 is added to the backward protection 80 ms. 213 ms or less in total, which satisfies the above-described reception response time of 250 ms or less.
  • the frequency of the reception baseband signal is received by the orthogonal demodulation unit 203, that is, the tone squelch signal set in the own device, that is, In this case, the frequency of the tone squelch signal to be unmuted is shifted in the negative frequency direction (towards 0 Hz). Therefore, band limitation can be realized with LPF, and the group delay can be significantly reduced as compared with the case where the same bandwidth is realized with BPF. Therefore, the tone squelch signal can be reliably detected in a short time.
  • phase information can be detected from the real part and the imaginary part. Therefore, the sampling frequency necessary for frequency detection can be set low.
  • the bands of the LPFs 204-1 and 204-2 for filtering the output signal of the quadrature demodulator 203 can be narrowed even in consideration of group delay, the minimum frequency of audio, 300 Hz, and RF The DC component (0 Hz) due to the frequency offset can be completely removed, and no malfunction occurs due to them. That is, since the maximum frequency of the tone squelch signal is 250.3 Hz, even if 300 Hz, which is the lowest frequency of voice, is shifted in the negative direction by 250.3 Hz, it passes through LPFs 204-1 and 204-2. There is no. Further, since the minimum frequency of the tone squelch signal is 67 Hz, the DC component (0 Hz) is ⁇ 67 Hz or less at the maximum, and does not pass through the LPFs 204-1 and 204-2 in the same manner.
  • the pass band of the LPFs 204-1 and 204-2 is 10 Hz or less, a tone signal whose difference from the desired tone frequency is within 10 Hz passes through the LPFs 204-1 and 204-2.
  • a determination threshold value predetermined frequency range
  • the minimum value 3.5 Hz
  • the presence / absence of a tone squelch signal is determined in consideration of not only the presence / absence of a desired tone frequency but also its power information, malfunction due to thermal noise can be suppressed.
  • a low frequency component (300 Hz or less in this specification) of an audio signal is removed by HPF on the transmission side, and a tone squelch signal is superimposed on the band.
  • the cutoff characteristic of the HPF is not sufficient, and an audio component may remain in a band (300 Hz or less) where the tone squelch signal is superimposed.
  • the frequency squelch signal is detected by the frequency demodulator 205 to identify the tone squelch signal.
  • the sound component remains in the band of 300 Hz or less. Then, malfunction may occur in the frequency detection by the frequency demodulator 205, the tone squelch signal cannot be identified, and there is a possibility that the sound is cut off due to mute control even during a call.
  • the LPFs 204-1 and 204-2 (pass band 10 Hz) and the frequency demodulator 205 extract the ⁇ 10 Hz component of the frequency of the tone squelch signal and perform frequency detection.
  • the tone squelch detector 112 randomly When noise is input, the noise is also band-limited to ⁇ 10 Hz of the frequency of the tone squelch signal. Since the band-limited noise is frequency-demodulated, a detection value with a small frequency fluctuation is input to the determination unit 209, and thus noise may be erroneously detected as a tone squelch signal.
  • the tone squelch signal is reliably detected in a short time, and in addition to lowering the sampling frequency, the superimposed band of the tone squelch signal (300 Hz or less) Tone squelch signal is detected even when audio components are mixed in, and noise is improved so that no noise is erroneously detected as a tone squelch signal.
  • the radio apparatus according to the second embodiment will be described focusing on the differences from the first embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a radio device according to the second embodiment.
  • the same components as those of the wireless device 1 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the wireless device 1 and description thereof is omitted.
  • the wireless device 2 according to the second embodiment is different from the wireless device 1 in the tone squelch detecting unit 412.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the tone squelch detection unit 412.
  • the tone squelch detection unit 412 includes a bandpass filter (BPF) 501, a downsampler (DS) 502, an orthogonal demodulation unit 503, two low-pass filters (LPF) 504-1 and 504-2, A frequency demodulation unit 505; a low-pass filter (LPF) 506; two low-pass filters (LPF) 507-1 and 507-2; a power detection unit 508; a low-pass filter (LPF) 509; is doing.
  • BPF bandpass filter
  • DS downsampler
  • LPF low-pass filters
  • the BPF 201 is a filter that allows only a predetermined band to pass through the input baseband signal x (t), and blocks signals outside the frequency range of the tone squelch signal. Since the frequency range of the tone squelch signal is 67 Hz to 250.3 Hz in the standard described above, the BPF pass band is set to 60 to 260 Hz, for example.
  • an LPF may be used similarly to the wireless device 1 according to the first embodiment.
  • the down sampler (DS) 502 down-samples the signal that has passed through the BPF 501 to lower the sampling frequency, and outputs the tone squelch signal s (t) to the quadrature demodulation unit 503.
  • the quadrature demodulator 503 shifts the frequency of the tone squelch signal s (t) input from the DS 502 by ⁇ f TONE (the tone squelch signal set in the own device, that is, only the frequency of the tone squelch signal to be unmuted when received) Shift), orthogonal demodulation, and output the real and imaginary parts of the orthogonal demodulation output q (t).
  • the LPF 504-1 and the LPF 504-2 are filters that pass low-frequency frequencies for the real part and imaginary part of the quadrature demodulation output q (t), respectively, and remove unnecessary frequency components.
  • the pass band is set to 35 Hz and the cut-off band is set to 45 Hz so that components of 300 Hz or higher (300-f TONE at the input of LPFs 504-1 and 504-2) used in the above can be removed.
  • the pass band of the LPFs 504-1 and 504-2 is lower than the lowest frequency (67 Hz) of the tone squelch signal that may be received, and may be received from the lowest frequency (300 Hz) on which the audio signal is superimposed. Is set to a frequency less than the frequency obtained by subtracting the highest frequency (250.3 Hz) of a certain tone squelch signal.
  • a digital filter IIR filter
  • the frequency demodulator 505 receives the output signal Re [q 1 ′ (t)] of the LPF 504-1 and the output signal Im [q 1 ′ (t)] of the LPF 204-2, performs frequency demodulation, and performs an instantaneous frequency f. (T) is detected, and the instantaneous frequency f (t) is output to the LPF 506.
  • the frequency demodulation unit 505 includes a phase detection unit and a differentiation processing unit as in the first embodiment.
  • the LPF 506 smoothes the fluctuation of the instantaneous frequency f (t) input from the frequency demodulator 505 and outputs it to the determination unit 510.
  • the LPF 507-1 and the LPF 507-2 are filters that pass low-frequency frequencies for the real part and imaginary part of the quadrature demodulation output q (t) and remove unnecessary frequency components, respectively.
  • the LPFs 507-1 and 507-2 are set, for example, to a pass band of 2 Hz and a cut-off band of 3 Hz so that components other than the desired tone squelch signal and its surroundings (error tolerance, eg, ⁇ 2 Hz) can be removed.
  • the power detection unit 508 receives the output signal Re [q 2 ′ (t)] of the LPF 507-1 and the output signal Im [q 2 ′ (t)] of the LPF 204-2, performs power detection, and performs instantaneous power p (t) is output to the LPF 509.
  • the power detection is obtained, for example, by adding the square value of the signal Re [q 2 ′ (t)] and the square value of the signal Im [q 2 ′ (t)].
  • the LPF 509 smoothes the fluctuation of the instantaneous power p (t) input from the power detection unit 508 and outputs it to the determination unit 510.
  • the determination unit 510 receives the frequency (frequency information) smoothed by the LPF 506 and the power (power information) smoothed by the LPF 509, and determines the presence or absence of a tone squelch signal based on the information. When determining that the tone squelch signal is present, the determination unit 510 performs unmute control (mute OFF) on the audio amplifier 110, and when determining that there is no tone squelch signal, the determination unit 510 performs mute control (mute ON) on the audio amplifier 110. Do.
  • the tone squelch signal presence / absence determination processing by the determination unit 510 will be described in detail later.
  • FIG. 6A shows the spectrum of the baseband signal x (t) input to the BPF 501
  • FIG. 6B shows the spectrum of the tone squelch signal s (t) from the DS 502
  • FIG. Represents the quadrature demodulation output q (t) from the quadrature demodulation unit 503
  • FIG. 6D represents the quadrature demodulation output q 1 ′ (t) from the LPFs 504-1 and 504-2.
  • the BPF 501 receives the frequency demodulated baseband signal x (t).
  • the baseband signal x (t) can be expressed by the following equation 6 as in the first embodiment.
  • s (t) is a received tone squelch signal
  • v (t) is a signal component of a voice band.
  • the tone squelch signal s (t) can be expressed by the following equation (7).
  • A is the amplitude of the tone squelch signal superimposed on the transmission side
  • f TONE is the frequency of the tone squelch signal (the frequency of any of the 33 types of signals described above)
  • ⁇ f is the tone generated on the transmission side. This is the frequency deviation.
  • the BPF 501 uses the downsampler 502 to lower the sampling frequency of the tone squelch signal s (t) obtained by removing the signal component v (t) of 300 Hz or higher including the audio band signal from the baseband signal x (t), and the orthogonal demodulator Input to 503.
  • the quadrature demodulator 503 shifts the frequency of the tone squelch signal s (t) by ⁇ f TONE , and the quadrature demodulated real part is transferred to LPF 204-1 and LPF 507-1, and the imaginary part is transferred to LPF 204-2 and LPF 507-2. input. If the orthogonal demodulator 503 does not shift the frequency, the components of ⁇ f TONE ⁇ f and f TONE + ⁇ f are originally output, but by shifting the frequency by ⁇ f TONE , ⁇ 2f TONE ⁇ The components ⁇ f and ⁇ f are output.
  • the quadrature demodulation output q (t) from the quadrature demodulation unit 503 can be expressed by the following equation (8).
  • the outputs of the LPF 204-1 and LPF 204-2 and the LPF 507-1 and LPF 507-2 can be expressed by the following equation (9) with the second term of the equation (3) removed.
  • the instantaneous frequency f (t) is detected.
  • the output detects the tone frequency deviation ⁇ f itself generated on the transmission side, but depending on the reception level, the noise input to the frequency demodulator 105 or the frequency demodulator 106 shown in FIG. As a result, pulsed noise is superimposed on x (t), and the detection frequency fluctuates.
  • the power detection unit 508 calculates the instantaneous power p (t) of q 2 ′ (t).
  • the instantaneous power p (t) can be expressed by the following equation (10).
  • the determination unit 510 uses frequency information input from the LPF 506 to detect the rising edge of the tone squelch, and uses power information input from the LPF 509 to detect the falling edge of the tone squelch.
  • FIG. 7 shows an outline of the tone squelch signal presence / absence determination processing by the determination unit 510.
  • the “standby state” is a state in which reception is awaited, and in this state, it is muted.
  • “Reception state 1” and “reception state 2” are states in which a tone squelch signal is detected and unmuted.
  • the initial state when the wireless device 2 is activated is a “standby state”.
  • this “standby state” the frequency information output from the LPF 506 is monitored.
  • reception state 1 neither frequency information nor power information is monitored. The reason for this will be described later.
  • the audio amplifier 110 is unmuted.
  • T d a predetermined time
  • “reception state 2” the power information output from the LPF 509 is monitored.
  • the frequency information output from the LPF 506 is monitored in the “standby state”, and the power information output from the LPF 509 is monitored in the “reception state 2”.
  • the LPFs 504-1 and 504-2 positioned at the front stage of the LPF 506 and the LPFs 507-1 and 507-2 positioned at the front stage of the LPF 509 are compared, the LPFs 507-1 and 507-2 have a narrower band ( The delay time is large because the cutoff characteristic is set to be steep. Therefore, in “reception state 1”, the apparatus waits for a predetermined time T d corresponding to the output delay of the LPF 509 relative to the LPF 506 while maintaining unmute.
  • the determination unit 510 uses the LPFs 504-1 and 504-2 having a wider passband than the LPFs 507-1 and 507-2 in the reception standby state of the audio signal (a state in which the tone squelch signal has not yet been detected). Frequency detection is performed based on the band-limited signal, and the presence / absence of a tone squelch signal is determined based on the detected frequency. Therefore, even if a random noise is input when the audio signal is no input, the detection frequency fluctuates in a wide range (the passband of the LPF 504-1 and 504-2), the range of f th in succession The possibility of entering is low, and erroneous detection of the tone squelch signal can be prevented.
  • a state where a voice signal is received (a state where a tone squelch signal is detected)
  • detecting the presence or absence of a tone squelch signal based on the detected power. Even if an audio component is mixed in a band of 300 Hz or less where a tone squelch signal is superimposed, the detected power of the signal does not decrease as long as a signal having a desired frequency (frequency of the tone squelch signal to be received) is received.
  • the detection state of the tone squelch signal can be maintained. That is, even if an audio component is mixed in a band of 300 Hz or less, the tone squelch signal cannot be identified.
  • the orthogonal demodulation unit 503 sets the frequency of the received baseband signal to the desired frequency (the tone squelch signal set in the own device, that is, The tone squelch signal that is unmuted when received is shifted in the negative frequency direction (towards 0 Hz). Therefore, band limitation can be realized with LPF, and the group delay can be significantly reduced as compared with the case where the same bandwidth is realized with BPF. Therefore, the tone squelch signal can be reliably detected in a short time.
  • phase information can be detected from the real part and the imaginary part. Therefore, the sampling frequency necessary for frequency detection can be set low.
  • the reception standby state of the audio signal based on the signal whose band is limited by the LPFs 504-1 and 504-2 having a wide pass band by the LPFs 507-1 and 507-2 that limit the band to the allowable frequency error range of the tone squelch signal. Since the frequency detection is performed and the presence or absence of the tone squelch signal is determined based on the detected frequency, the detection frequency fluctuates over a wide range when random noise is input when no audio signal is input. Therefore, the possibility of continuously entering the desired frequency range is low, and erroneous detection of the tone squelch signal can be prevented.
  • the power is detected based on the signal whose band is narrowed by the LPFs 507-1 and 507-2 having a narrow pass band (range of allowable frequency error of the tone squelch signal). Since the presence or absence of the tone squelch signal is determined based on the power, even if a sound component is mixed in a band of 300 Hz or less, the detected power of the signal decreases as long as the signal of the desired frequency component is received. Therefore, the tone squelch signal cannot be identified.
  • the state In the “standby state”, when the detected frequency is within the predetermined frequency range for a predetermined time continuously, it is determined that there is a tone squelch signal, and the state transitions to “reception state 1” to perform unmute control. Tone squelch when the state transitions to “reception state 2” after a lapse of a predetermined time from the transition to “reception state 1”, and the detected power continuously falls below the predetermined power value for a predetermined time in “reception state 2”. It was determined that there was no signal, and the state transitioned to the “standby state” to perform mute control.
  • the cutoff characteristics of the LPFs 507-1 and 507-2 are set steeper than those of the LPFs 504-1 and 504-2, the power detection delay with respect to the frequency detection can be absorbed in the “reception state 1”. Therefore, the tone squelch signal can be detected more stably.
  • the pass band of the LPFs 504-1 and 504-2 is configured to be less than the frequency of the tone squelch signal and less than the frequency obtained by subtracting the frequency of the tone squelch signal from the lowest frequency on which the audio signal is superimposed.
  • the LPFs 504-1 and 504-2 can remove DC components and audio band components, thereby further improving the accuracy of frequency detection.
  • the present invention can be used in general radio devices that use a plurality of tone signals having different frequencies, such as analog FM, for muting.
  • Radios include one-way communication (for example, wireless microphones), not only for audible audio, but also for one that identifies multiple tones that are transmitted at the same time. Can be.

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Abstract

　トーンスケルチ信号を短時間で確実に検出する無線機を提供する。　受信ベースバンド信号に含まれるトーンスケルチ信号を検出する無線機であって、前記受信ベースバンド信号を、予め設定されたトーンスケルチ信号の周波数分だけ負の周波数方向にシフトする周波数シフト部（直交復調部５０３）と、前記周波数シフト部の出力から不要周波数成分を除去するＬＰＦ５０４-1，５０４-2と、前記ＬＰＦ５０４-1，５０４-2の出力に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する判定部５１０とを備える。

Description

無線機
　本発明は、無線機に係り、特に、トーンスケルチ信号検出においてトーン信号を確実に検出し、検出時間を短縮できる無線機に関する。
［従来の技術］
　無線機において、無信号時にスピーカから出力される耳障りで不快な雑音（ノイズ）や、交信する必要のない相手方の送信する音声を遮断し、無音状態にするためにスケルチ回路が設けられる。
［スケルチ回路の方式］
　スケルチ回路の方式には、（１）キャリアスケルチ、（２）ノイズスケルチ、（３）トーンスケルチ、（４）デジタルコードスケルチがある。
　キャリアスケルチは、受信キャリアのレベルによりスピーカをミュート（消音）する方式である。ノイズスケルチは、復調器出力のノイズ成分を検出し、そのレベルによりスピーカをミュートする方式である。両者は送信側で特別な信号を付加する必要がない。
　一方、トーンスケルチは、ベースバンド信号の低域（例えば０～３００Ｈｚの帯域）にトーンを重畳し、受信側でそのトーンを検出してスピーカのミュートの制御を行う方式である。デジタルコードスケルチは、ベースバンド信号の０～３００Ｈｚの帯域にＮＲＺ（Non Return to Zero）の符号列を重畳して、受信側でその符号列を検出してスピーカのミュートの制御を行う方式である。
　以下、トーンスケルチに関して、従来技術の説明を行う。
［トーンスケルチ信号］
　例えば、標準規格「４００ＭＨｚ帯簡易無線局の無線設備」（ＲＣＲ　ＳＴＤ－１０　４．１版）では、６７Ｈｚから２５０．３Ｈｚの周波数範囲の中に、３３種類（周波数）のトーンスケルチ信号が規定されている。
　上記標準規格に準拠した無線機では、これら３３種類のトーンスケルチ信号の全てを識別する必要がある。これら３３種類のトーンスケルチ信号の中で、周波数が最も隣接しているのは１００Ｈｚのトーンスケルチ信号と１０３．５Ｈｚのトーンスケルチ信号であり、その差は３．５Ｈｚである。
［従来の第１のトーンスケルチ検出部：図８（ａ）］
　従来の第１のトーンスケルチ検出部について図８（ａ）を参照して説明する。図８（ａ）は、従来の第１のトーンスケルチ検出部の構成ブロック図である。尚、図８（ａ）の構成では、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）でトーン成分を検出する方法を用いる。
　従来の第１のトーンスケルチ検出部は、図示のように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter：低域通過フィルタ）８０１と、ダウンサンプラ（ＤＳ）８０２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８０３と、２乗演算部８０４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８０５と、判定部８０６と、前方／後方保護処理部８０７とを備えている。
［従来の第１のトーンスケルチ検出部の動作］
　従来の第１のトーンスケルチ検出部の動作を説明する。
　ＬＰＦ８０１により、ベースバンド信号から３００Ｈｚ以下の成分のみを取り出し、ダウンサンプラ７０２によりサンプリング周波数を落とした後、ＢＰＦ８０３により所望のトーン周波数成分のみ抽出する。
　ＢＰＦ８０３により抽出したトーン信号をする目的で２乗演算部８０４とＬＰＦ８０５に通し、判定部８０６でそのレベル判定を行い、判定しきい値より高い場合は”１”を、そうでない場合は”０”を、前方／後方保護処理部８０７に入力する。
　前方／後方保護処理部８０７は、後方保護段数ＮB 回連続で”１”が入力されると”１”を出力し、アンミュート制御を行い、前方保護段数ＮF 回連続で”０”が入力されると”０”を出力し、ミュート制御を行う。
　ここで、ＬＰＦ８０１は、その後段のダウンサンプラ８０２でダウンサンプルすることによる周波数の折り返しを防ぐ目的で用いられているので、急峻な特性である必要はなく、群遅延は小さくできる。
　しなしながら、ＢＰＦ８０３は、前述の３３種類のトーン信号を識別するため、例えば、通過域をｆTONE－２Ｈｚ≦ｆ≦ｆTONE＋２Ｈｚ、遮断域をｆ≦ｆTONE－３Ｈｚ，ｆ≧ｆTONE＋３Ｈｚ（ｆTONEは識別しようとするトーン信号の周波数）のように狭帯域とする必要があり、このような条件でフィルタを設計すると、群遅延が１００～２００ｍｓと大きくなってしまう。
　さらに、ＢＰＦ８０５（例えば８０ｍｓ）と前方/後方保護処理部８０７（例えば７０ｍｓ）で遅延が発生（合計３６０ｍｓ＝２００＋８０＋８０）するため、上述の標準規格で規定される受信レスポンスタイム２５０ｍｓ以下を実現するのが困難である。
［従来の第２のトーンスケルチ検出部：図８（ｂ）］
　従来の第２のトーンスケルチ検出部について図８（ｂ）を参照しながら説明する。図８（ｂ）は、従来の第２のトーンスケルチ検出部の構成ブロック図である。尚、図８（ｂ）の構成では、時間波形の周期検出による方法を用いる。
　従来の第２のトーンスケルチ検出部は、図示のように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８０８と、周期検出部８０９と、判定部８１０と、前方／後方保護処理部８１１とを備えている。
［従来の第２のトーンスケルチ検出部の動作］
　従来の第２のトーンスケルチ検出部の動作を説明する。
　ＬＰＦ８０８により、ベースバンド信号から例えば２５０Ｈｚ以下の成分を取り出し、周期検出部８０９によりその周期を検出し、判定部８１０に入力する。
　判定部８１０は、入力された周期が所望のトーン信号の周波数に対応する周期の範囲に入っているか否かを判定し、範囲内であれば”１”を、そうでなければ”０”を前方／後方保護処理部８１１に入力する。
　前方／後方保護処理部８１１は、従来の第１のトーンスケルチ検出部の場合と同様の動作をし、その結果により、スピーカのアンミュートの制御、又はミュートの制御を行う。
　ここで、ＬＰＦ８０８は、上記した標準規格で規定されるトーンスケルチ信号で最も高い周波数は２５０．３Ｈｚであることから、通過域はｆ≦２５０Ｈｚに設定し、音声帯域が３００Ｈｚ以上であることから、遮断域（阻止域）はｆ≧３００Ｈｚに設定する。
　第２のトーンスケルチ検出部では、周期検出によりトーンスケルチ信号の周波数を推定するので、例えば、推定周波数誤差を所望のトーンスケルチ信号の周波数の３％以内とするためには、サンプリング周波数はｆs ≧ｆTONE／０．０３＝２５０．３Ｈｚ／０．０３＝８．３ｋＨｚ（ｆTONEを最高周波数の２５０．３Ｈｚとした場合）となり、トーンスケルチ信号の周波数の３０倍以上のサンプリング周波数が必要となる。
　また、周期検出はゼロクロス（交流電源のオン・オフの切り替えの際に交流電圧のゼロ地点（ゼロクロス点）の通過を検出する）により行うため、受信キャリアの周波数偏差により現れるベースバンド信号のＤＣオフセット除去が必要となる。
　更に、受信入力の信号のピーク電力と雑音のピーク電力が等しくなるスレッショールドレベルより低い受信入力レベルにおいては、ベースバンド信号にパルス状の雑音が現れるため、周期検出の精度が大幅に劣化する。
［関連技術］
　尚、関連する先行技術として、特開２００９－１７７５２３号公報「ＦＭ無線受信装置」［特許文献１］がある。
特開２００９－１７７５２３号公報
　従来の第１のトーンスケルチ検出部における帯域幅の狭い（Ｑの高い）ＢＰＦにより所望のトーン成分を検出する方法では、ＢＰＦの群遅延が大きくなるという問題点があった。
　また、従来の第２のトーンスケルチ検出部における時間波形の周期を検出して周波数を推定する方法では、サンプリング周波数を信号成分に対して非常に高くする必要があり、更にＤＣオフセット補正が必要であるため、低受信入力レベルでの検出精度が劣化するという問題点があった。
　本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、第１の目的は、トーンスケルチ信号を短時間で確実に検出する無線機を提供することにあり、第２の目的は、周波数検出に必要なサンプリング周波数を低くすることのできる無線機を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明に係る無線機にあっては、受信ベースバンド信号に含まれるトーンスケルチ信号を検出する無線機であって、前記受信ベースバンド信号を、予め設定された前記トーンスケルチ信号の周波数分だけ負の周波数方向にシフトする周波数シフト部と、前記周波数シフト部の出力から不要周波数成分を除去するＬＰＦと、前記ＬＰＦの出力に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する判定部と、を備えるように構成した。
　本発明によれば、受信ベースバンド信号に含まれるトーンスケルチ信号を検出する無線機であって、前記受信ベースバンド信号を、予め設定された前記トーンスケルチ信号の周波数分だけ負の周波数方向にシフトする周波数シフト部と、前記周波数シフト部の出力から不要周波数成分を除去するＬＰＦと、前記ＬＰＦの出力に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する判定部と、を備えるように構成したので、トーンスケルチ信号を短時間で確実に検出することができる。
本発明の第１の実施の形態に係る無線機の構成を示すブロック図 図１のトーンスケルチ検出部の構成を示すブロック図 図１のトーンスケルチ検出部における内部信号スペクトルを示す図 本発明の第２の実施の形態に係る無線機の構成を示すブロック図 図４に示すトーンスケルチ検出部の構成を示すブロック図 図４のトーンスケルチ検出部における内部信号スペクトルを示す図 図４のトーンスケルチ検出部で実行される処理の概要を示す説明図 従来のトーンスケルチ検出部の構成を示すブロック図
　本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［無線機］
　本発明の実施の形態に係る無線機は、アナログＦＭ（Frequency Modulation）変調方式の無線機であり、図１にその構成を示す。
　なお、図１に示す無線機では、上述した標準規格のトーンスケルチ信号を用いるものとする。
　図１に示すように、無線機１は、アンテナ１０１と、アンテナスイッチ１０２と、受信ＲＦ（Radio Frequency）／ＩＦ（Intermediate Frequency）部１０３と、Ａ／Ｄ（Analogue to Digital）変換器１０４と、周波数復調部１０５と、ＢＰＦ（Band Pass Filter：帯域通過フィルタ）１０８と、Ｄ／Ａ（Digital to Analogue）変換器１０９と、オーディオアンプ１１０と、スピーカ１１１と、トーンスケルチ検出部１１２とを備えている。
　なお、Ａ／Ｄ変換器１０４と周波数復調部１０５の代わりに、接続の順序を逆にし、周波数復調部１０６とＡ／Ｄ変換器１０７で構成するようにしてもよい。ここで、周波数復調部１０６は、アナログ回路によって周波数復調を行うものである。
　また、無線機１は送信系も備えるが、送信系の構成は、トーンスケルチ機能を搭載した一般的なアナログＦＭ変調方式の無線機と同様であり、本発明の要旨とは直接の関係を有しないため図示および説明は省略する。
［受信動作］
　アンテナ１０１から受信したＦＭ変調信号は、アンテナスイッチ１０２を経由して受信ＲＦ／ＩＦ部１０３で増幅され、周波数変換されてＩＦ信号となる。
　ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器１０４でサンプリングされ、量子化されてデジタル信号に変換される。
　変換されたデジタル信号は、周波数復調部１０５で周波数復調され、ベースバンド信号がＢＰＦ１０８とトーンスケルチ検出部１１２に入力される。
　若しくは、受信ＲＦ／ＩＦ部１０３で周波数変換されたＩＦ信号は、周波数部１０６で周波数復調され、更にＡ／Ｄ変換器１０７でサンプリングされ、量子化されてデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号は、ＢＰＦ１０８とトーンスケルチ検出部１１２に入力される。
　ＢＰＦ１０８は、周波数復調部１０５あるいはＡ／Ｄ変換器１０７から入力されるベースバンド信号から音声成分である３００Ｈｚ～３ｋＨｚの成分を取り出し、Ｄ／Ａ変換器１０９でアナログ信号に変換し、その後、オーディオアンプ１１０を経由してスピーカ１１１に出力される。
　尚、ＢＰＦ１０８とＤ／Ａ変換器１０９との間、あるいはＤ／Ａ変換器１０９とオーディオアンプ１１０との間には、一般に、出力電圧が周波数に逆比例する処理を施すディエンファシス（de-emphasis）回路、音声信号のダイナミックレンジを伸長するエキスパンダ回路、秘話を解除する秘話解除回路が含まれるが、ここでは省略する。
　トーンスケルチ検出部１１２は、周波数復調部１０５或いはＡ／Ｄ変換器１０７から入力されるベースバンド信号から０～３００Ｈｚの成分を抽出し、その中に含まれるトーン信号の識別を行い、所望のトーン信号が含まれる場合に、オーディオアンプ１１０に対してアンミュート（発音）の制御を行い、所望のトーン信号が含まれない場合はミュート（消音）の制御を行う。
［トーンスケルチ検出部］
　本発明の第１の実施の形態に係るトーンスケルチ検出部１１２について図２を参照して説明する。図２は、トーンスケルチ検出部１１２の構成を示すブロック図である。
　トーンスケルチ検出部１１２は、図示のように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０１と、ダウンサンプラ（ＤＳ）２０２と、直交復調部２０３と、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０４-1，２０４-2と、周波数復調部２０５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０６と、電力検出部２０７と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０８と、判定部２０９と、前方／後方保護処理部２１０とを有している。
　トーンスケルチ検出部１１２の各部について具体的に説明する。
　ＬＰＦ２０１は、入力されるベースバンド信号ｘ（ｔ）について低域の周波数を通過させるフィルタであり、通過域は３００Ｈｚに設定される。即ち、ＬＰＦ２０１は、音声送信に用いられる３００Ｈｚ以上の信号を除去し、３００Ｈｚより低域の信号を通過させる。
　ダウンサンプラ（ＤＳ）２０２は、ＬＰＦ２０１を通過した信号についてダウンサンプリングしてサンプリング周波数を下げ、トーンスケルチ信号ｓ（ｔ）を直交復調部１０３に出力する。
　直交復調部２０３は、ＤＳ２０２から入力されるトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）について周波数を－ｆTONEだけシフト（自機に設定されたトーンスケルチ信号、即ち、受信した場合にアンミュートとするトーンスケルチ信号の周波数だけ負の周波数方向にシフト）させ、直交復調し、直交復調出力ｑ（ｔ）の実数部をＬＰＦ２０４-1に、虚数部をＬＰＦ２０４-2に出力する。
　尚、直交復調部による周波数シフトに代え、ＦＦＴを行って周波数領域で処理し、ＩＦＦＴを行うことも考えられる。ただし、処理量の観点から、直交復調部による周波数シフトの方が好適である。
　ＬＰＦ２０４-1とＬＰＦ２０４-2は、それぞれ、直交復調出力ｑ（ｔ）の実数部と虚数部について低域の周波数を通過させ、不要な周波数成分を除去するフィルタである。
　ＬＰＦ２０４-1，２０４-2は、具体的には通過域が１０Ｈｚに設定され（即ち、通過域のエッジ周波数（カットオフ周波数）が１０Ｈｚに設定され）、遮断域（阻止域）が２０Ｈｚに設定される（即ち、遮断域のエッジ周波数が２０Ｈｚに設定される）。なお、この明細書で遮断域とは、通過する信号の減衰量が任意の減衰量（たとえば－３０ｄＢ）となる周波数帯を意味する。
　なお、本実施例で使用される各ＬＰＦとしては、例えばデジタルフィルタ（ＩＩＲ（Infinite impulse response）フィルタ）を用いる。
　周波数復調部２０５は、ＬＰＦ２０４-1の出力信号Ｒｅ[ｑ´（ｔ）]と、ＬＰＦ２０４-2の出力信号Ｉｍ[ｑ´（ｔ）]を入力し、周波数復調を行って瞬時周波数ｆ（ｔ）を検出し、その瞬時周波数ｆ（ｔ）をＬＰＦ２０６に出力する。
　周波数復調部２０５は、具体的には、位相検出部と微分処理部とから構成される。位相検出部では、下式によって複素平面上の位相（時間tの関数である瞬時位相）を求める。θ(t)=tan-1(虚数/実数)また、微分処理部では、θ(t)を下式の如く時間微分することによって瞬時周波数f(t)を求める。
f(t)=dθ(t)/dt
　ＬＰＦ２０６は、周波数復調部２０５から入力された瞬時周波数ｆ（ｔ）のゆらぎを平滑化し、判定部２０９に出力する。
　電力検出部２０７は、ＬＰＦ２０４-1の出力信号Ｒｅ[ｑ´（ｔ）]と、ＬＰＦ２０４-2の出力信号Ｉｍ[ｑ´（ｔ）]を入力し、電力検出を行って、瞬時電力ｐ（ｔ）をＬＰＦ２０８に出力する。尚、電力検出は、例えば、信号Ｒｅ[ｑ´（ｔ）]の２乗値と 信号Ｉｍ[ｑ´（ｔ）]の２乗値を加算して求める。
　ＬＰＦ２０８は、電力検出部２０７から入力された瞬時電力ｐ（ｔ）のゆらぎを平滑化し、判定部２０９に出力する。
　判定部２０９は、ＬＰＦ２０６で平滑化された周波数（周波数情報）を入力すると共に、ＬＰＦ２０８で平滑化された電力（電力情報）を入力し、周波数情報が予め設定された所定周波数範囲（±ｆth。例えば０Ｈｚ±２Ｈｚ）内か否かを判定し、更に、電力情報が予め設定された所定電力値以上か否かを判定する。
　そして、判定部２０９は、周波数情報が予め設定された所定周波数範囲内であって、電力情報が予め設定された所定電力値以上である場合に、前方／後方保護処理部２１０に“１”を出力し、周波数情報が予め設定された所定周波数範囲外である場合、若しくは周波数情報が予め設定された範囲内であって、電力情報が予め設定された所定電力値未満である場合に、前方／後方保護処理部２１０に“０”を出力する。
　前方／後方保護処理部２１０は、後方保護段数ＮB 回連続で判定部２０９から”１”が入力されるとオーディオアンプ１１０に対してアンミュート制御（ミュートＯＦＦ）を行い、前方保護段数ＮF 回連続で判定部２０９から”０”が入力されるとオーディオアンプ１１０に対してミュート制御（ミュートＯＮ）を行う。
　ここで、判定部２０９における判定が、周波数情報と電力情報の両方に基づいて行われる理由について説明する。
　送信側でトーンスケルチ信号を載せていない信号を受信側で復調すると、トーンスケルチ信号が重畳される０～３００Ｈｚの帯域には信号がなく、その帯域には受信機の熱雑音（受信機のＲＦの入力レベルにより変わる）のみが検出され得る状態となる。
　トーンスケルチ信号の周波数は、これを周波数復調して検出するため、熱雑音により、検出周波数がランダムに変化する。ランダムに変化するため、所望の周波数範囲（上述した所定周波数範囲（±ｆth））内からはずれていることが多いが、時々±ｆthの範囲に入り、誤検出する可能性がある。そこで、トーンスケルチ信号の電力情報もアンド条件として見るようにしている。
　また、送信側でトーンスケルチ信号を重畳させる場合は、その振幅が規定されているので、判定部２０９では、それよりも十分低い電力値を上記した所定電力値として使用する。
［内部信号スペクトル］
　次に、トーンスケルチ検出部１１２における内部信号スペクトルについて図３を参照して説明する。
　図３（ａ）では、ＬＰＦ２０１に入力されるベースバンド信号ｘ（ｔ）のスペクトルを表し、図３（ｂ）では、ＤＳ２０２からのトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）のスペクトルを表し、図３（ｃ）では、直交復調部２０３からの直交復調出力ｑ（ｔ）を表し、図３（ｄ）では、ＬＰＦ２０４-1，２０４-2からの直交復調出力ｑ´（ｔ）を表している。
［トーンスケルチ検出部の動作］
　ＬＰＦ２０１には、周波数復調されたベースバンド信号ｘ（ｔ）が入力される。ベースバンド信号ｘ（ｔ）は、以下の数１に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、ｓ（ｔ）は、受信したトーンスケルチ信号で、ｖ（ｔ）は、音声帯域の信号成分である。そして、トーンスケルチ信号ｓ（ｔ）は、以下の数２に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ａは、送信側で重畳されたトーンスケルチ信号の振幅で、fTONEは、トーンスケルチ信号の周波数(上述した３３種類の信号のいずれかの周波数）、Δｆは、送信側で生成されたトーン周波数の偏差である。
　ＬＰＦ２０１は、ベースバンド信号ｘ（ｔ）から音声帯域の信号が含まれる３００Ｈｚ以上の信号成分ｖ（ｔ）を除去したトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）を、ダウンサンプラ２０２によりサンプリング周波数を下げ、直交復調部２０３に入力する。
　直交復調部２０３は、上記トーンスケルチ信号ｓ（ｔ）の周波数を－ｆTONEだけシフトし、直交復調した実数部をＬＰＦ２０４-1に、虚数部をＬＰＦ２０４-2へそれぞれ入力する。
　直交復調部２０３で、周波数をシフトさせなければ、本来、－ｆTONE－ΔｆとｆTONE＋Δｆの成分が出力されることになるが、周波数を－ｆTONEだけシフトさせることで、－２ｆTONE－ΔｆとΔｆの成分が出力されることになる。
　直交復調部２０３からの直交復調出力ｑ（ｔ）は、以下の数３に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　直交復調出力ｑ（ｔ）のスペクトルは、図３の（ｃ）に示すように、Δｆの成分と－２ｆTONE－Δｆの成分が含まれ、－２ｆTONE－Δｆの成分は不要であるから、ＬＰＦ２０４-1及びＬＰＦ２０４-2により除去する。
　つまり、直交復調部２０３で周波数を－ｆTONEだけシフトさせたのは、ＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ２０４-2で－２ｆTONE－Δｆの成分を除去しやすくするためである。
　ＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ２０４-2の出力は、上記数３に示す式の第２項が除去され、以下の数４に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　周波数復調部２０５は、ｑ´（ｔ）の瞬時周波数ｆ（ｔ）を検出する。雑音が無い状態では、その出力は、送信側で生成したトーン周波数の偏差Δｆそのものが検出されるが、受信レベルによっては、図１に示す周波数復調部１０５又は周波数復調部１０６に入力される雑音により、ｘ（ｔ）にパルス状の雑音が重畳され、検出周波数がゆらぐことになる。
　そこで、ＬＰＦ２０６によって、検出周波数のゆらぎを平滑化する。また、０～３００Ｈｚにスケルチ信号が重畳されていない場合を検出から除外するため、電力検出部２０７により、ｑ´（ｔ）の瞬時電力ｐ（ｔ）を算出する。瞬時電力ｐ（ｔ）は、以下の数５に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　瞬時電力ｐ（ｔ）も瞬時周波数ｆ（ｔ）と同様に、受信レベルによってはゆらぐため、ＬＰＦ２０８により平滑化を行う。
　判定部２０９は、ＬＰＦ２０６から出力される周波数情報と、ＬＰＦ２０８から入力される電力情報を入力し、周波数情報が、あらかじめ設定される所定周波数範囲（±ｆth（例えばｆth＝２Ｈｚ））内であり、かつ電力情報があらかじめ設定される所定電力値ｐth（例えばｐth＝０．１×Ａ2／４（Ａ2／４の－２０ｄＢ））以上ならば、前方／後方保護処理部２１０へ”１”を入力し、そうでなければ、”０”を入力する。前方／後方保護処理部２１０の動作は、従来技術と変わらないため、説明を省略する。
　ＬＰＦ２０６とＬＰＦ２０８の平滑化処理及び前方／後方保護処理部２１０の前方保護の処理により、受信レベルが低く、ベースバンド信号にパルス状の雑音が重畳される場合においても、安定してトーンスケルチ信号を検出してスピーカ８１１をアンミュートすることができる。また、前方/後方保護処理部２１０の後方保護処理により、電波が入感していない場合の誤検出を防ぐことができる。
　上述した標準規格ではトーン周波数が３３種類あるが、本実施の形態に係るトーンスケルチ検出回路では、そのうちの任意（１種類）の信号を検出する。
　実際の使い方としては、無線機の設定で、３３種類のうち、１種類の周波数を設定し、送信する場合は、設定した周波数のトーンスケルチ信号を音声に重畳して送信し、受信側は、設定した周波数と同じ周波数のトーンスケルチ信号を検出した場合のみスピーカを鳴らす（アンミュート制御する）ものである。
　なお、トーンスケルチ信号の周波数の設定は、製造時に無線機固有の値として上記３３種類の中から任意に選定して設定してもよいし、無線機に設けられた図示しないスイッチ等によってユーザ等によって任意の値に設定してもよい。
　また、受信キャリアの周波数偏差によるベースバンド信号ｘ（ｔ）のＤＣオフセットは、ＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ１０４-2の帯域外成分となって除去されるため、ＤＣオフセット補正の必要がない。
　ここで、受信キャリアの周波数偏差によるベースバンド信号のＤＣオフセットはＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ２０４-2の通過域外成分となることの理由について説明する。
　ＤＣオフセットは、ＤＳ２０２から出力されたトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）（図３（ｂ））の時点では０Ｈｚである。
　直交復調部２０３の出力（図３（ｃ））では、－ｆTONE（Ｈｚ）だけ周波数シフトするため、上記ＤＣ成分は－ｆTONE（Ｈｚ）となる。ｆTONE は一番低いもので６７Ｈｚ（上述した標準規格のトーンスケルチ信号で最も低い周波数）であるから、この周波数が一番スペクトルの内側に来ることになり、取り得るＤＣ成分の最小値は－６７Ｈｚということになる。
　送信側でのトーン信号の偏差は上述した標準規格において最大で０．５％とされていることから、最も偏差が大きい状態で－６７Ｈｚ×（１－０．０５）＝－６３．６５Ｈｚとなる。
　ＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ２０４-2の遮断域は、群遅延を考慮してＱを設定したとしても２０Ｈｚ程度に設定できるので、Δｆを考慮してもＤＣ成分は遮断域となり、完全に除去される。
　一例として、ＬＰＦ２０６，ＬＰＦ２０８の処理は、８０ｍｓの移動平均処理を行い、前方保護段数は８０ｍｓに相当する段数を、後方保護段数も８０ｍｓに相当する段数を設定する。
　検出に要する時間を積み上げると、ＬＰＦ２０１の群遅延が３ｍｓ以下、ＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ２０４-2の群遅延が５０ｍｓ以下、これに、ＬＰＦ２０６，ＬＰＦ２０８の移動平均処理時間８０ｍｓと後方保護の８０ｍｓを加算し、合計２１３ｍｓ以下となり、上述した受信レスポンスタイム２５０ｍｓ以下を満足できる。
　以上のように、本発明の第１の実施の形態に係る無線機１にあっては、直交復調部２０３で受信ベースバンド信号の周波数を、自機に設定されたトーンスケルチ信号、即ち、受信した場合にアンミュートとするトーンスケルチ信号の周波数だけ負の周波数方向に（０Ｈｚに向けて）シフトするようにした。そのため、帯域制限をＬＰＦで実現でき、ＢＰＦで同じ帯域幅を実現した場合と比べ群遅延を大幅に小さくすることが可能なため、トーンスケルチ信号を短時間で確実に検出することができる。
さらに、直交復調後の複素信号を用いるため、実数部と虚数部から位相情報を検出できる。そのため、周波数検出に必要なサンプリング周波数を低く設定することができる。
　また、直交復調部２０３の出力信号をフィルタリングするＬＰＦ２０４-1，２０４-2の帯域は、群遅延を考慮しても狭帯域化することができるため、音声の最低周波数である３００Ｈｚや、ＲＦの周波数オフセットによるＤＣ成分（０Ｈｚ）を完全に除去でき、それらによる誤動作を生じることがない。
　即ち、トーンスケルチ信号で最大の周波数は２５０．３Ｈｚであるため、音声の最低周波数である３００Ｈｚを２５０．３Ｈｚだけ負の方向にシフトしたとしても、それがＬＰＦ２０４-1，２０４-2を通過することはない。
　また、トーンスケルチ信号で最小の周波数は６７Ｈｚであるため、ＤＣ成分（０Ｈｚ）は最大でも－６７Ｈｚ以下になり、同様にＬＰＦ２０４-1，２０４-2を通過することはない。
　尚、ＬＰＦ２０４-1，２０４-2の通過域は１０Ｈｚ以下のため、所望のトーン周波数との差が１０Ｈｚ以内のトーン信号は、ＬＰＦ２０４-1，２０４-2を通過する。
　しかし、判定部２０９において、３３種類のトーンスケルチ信号の周波数差の最小値（３．５Ｈｚ）未満の判定閾値（所定周波数範囲）を設けることで、所望しないトーン信号による誤動作を抑制することができる。
　また、所望のトーン周波数の有無だけではなく、その電力情報も勘案してトーンスケルチ信号の有無を判定しているため、熱雑音による誤動作を抑制することができる。
　トーンスケルチを搭載した無線機においては、一般に、送信側で音声信号の低域成分（本明細書では３００Ｈｚ以下）をＨＰＦにより除去し、その帯域にトーンスケルチ信号を重畳する。しかし、無線機によっては上記ＨＰＦの遮断特性が十分でなく、トーンスケルチ信号を重畳する帯域（３００Ｈｚ以下）に音声成分が残ることがある。
上記した第１の実施の形態にあっては、周波数復調部２０５によりトーンスケルチ信号の周波数検出を行うことにより、トーンスケルチ信号の識別を行うようにしたが、３００Ｈｚ以下の帯域に音声成分が残っていると、周波数復調部２０５による周波数検出に誤動作が生じ、トーンスケルチ信号の識別ができず、通話中にも関わらずミュート制御されて音切れが発生する可能性がある。
　また、ＬＰＦ２０４-1，２０４-2（通過域１０Ｈｚ）と周波数復調部２０５により、トーンスケルチ信号の周波数の±１０Ｈｚの成分を取り出し、周波数検出を行うが、受信入力が無くトーンスケルチ検出部１１２にランダムな雑音が入力される場合、その雑音もトーンスケルチ信号の周波数の±１０Ｈｚに帯域制限される。そして、その帯域制限された雑音が周波数復調されることにより、周波数の振れ幅の小さい検出値が判定部２０９に入力されるため、雑音をトーンスケルチ信号と誤検出してしまうおそれがある。
　そこで、本発明の第２の実施の形態に係る無線機にあっては、トーンスケルチ信号を短時間で確実に検出すると共に、サンプリング周波数を低くすることに加え、トーンスケルチ信号の重畳帯域（３００Ｈｚ以下）に音声成分が混入した場合であってもトーンスケルチ信号を検出すると共に、無入力時の雑音をトーンスケルチ信号と誤検出しないように改良した。
　以下、第１の実施の形態との相違点を中心に、第２の実施の形態に係る無線機について説明する。
［無線機］
　図４は、第２の実施の形態に係る無線機の構成を示すブロック図である。図４において、第１の実施の形態に係る無線機１と同じ構成については、無線機１と同じ符号を付し、説明を省略する。
　図示の如く、第２の実施の形態に係る無線機２は、トーンスケルチ検出部４１２が無線機１と相違する。
［トーンスケルチ検出部］
　図５は、トーンスケルチ検出部４１２の構成を示すブロック図である。
　図示のように、トーンスケルチ検出部４１２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０１と、ダウンサンプラ（ＤＳ）５０２と、直交復調部５０３と、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０４-1，５０４-2と、周波数復調部５０５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０６と、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０７-1，５０７-2と、電力検出部５０８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０９と、判定部５１０とを有している。
　トーンスケルチ検出部４１２の各部について具体的に説明する。
　ＢＰＦ２０１は、入力されるベースバンド信号ｘ（ｔ）について所定の帯域のみ通過させるフィルタであり、トーンスケルチ信号の周波数範囲外の信号を遮断する。上述した標準規格においてトーンスケルチ信号の周波数範囲は６７Ｈｚから２５０．３Ｈｚであることから、ＢＰＦの通過域は、例えば６０から２６０Ｈｚに設定する。
　なお、ＢＰＦ２０１に代え、第１の実施の形態に係る無線機１と同様にＬＰＦを用いてもよい。
　ダウンサンプラ（ＤＳ）５０２は、ＢＰＦ５０１を通過した信号についてダウンサンプリングしてサンプリング周波数を下げ、トーンスケルチ信号ｓ（ｔ）を直交復調部５０３に出力する。
　直交復調部５０３は、ＤＳ５０２から入力されるトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）について周波数を－ｆTONEだけシフト（自機に設定されたトーンスケルチ信号、即ち、受信した場合にアンミュートとするトーンスケルチ信号の周波数だけシフト）させ、直交復調し、直交復調出力ｑ（ｔ）の実数部と虚数部を出力する。
　ＬＰＦ５０４-1とＬＰＦ５０４-2は、それぞれ、直交復調出力ｑ（ｔ）の実数部と虚数部について低域の周波数を通過させ、不要な周波数成分を除去するフィルタである。
　ＬＰＦ５０４-1，５０４-2は、トーンスケルチ信号の周波数（ｆTONE＝６７Ｈｚから２５０．３Ｈｚ）に対して、ＤＣ成分（ＬＰＦ５０４-1，５０４-2の入力では－ｆTONE）と、音声信号の伝送に使用される３００Ｈｚ以上の成分（ＬＰＦ５０４-1，５０４-2の入力では３００－ｆTONE）が除去できるよう、例えば通過域が３５Ｈｚに設定され、遮断域が４５Ｈｚに設定される。すなわち、ＬＰＦ５０４-1，５０４-2の通過域は、受信する可能性のあるトーンスケルチ信号の最低周波数（６７Ｈｚ）未満であり、かつ、音声信号が重畳される最低周波数（３００Ｈｚ）から受信する可能性のあるトーンスケルチ信号の最高周波数（２５０．３Ｈｚ）を減算した周波数未満に設定される。
　なお、本実施例で使用する各ＬＰＦとしては、第１の実施の形態と同様に、例えばデジタルフィルタ（ＩＩＲフィルタ）を用いる。
　周波数復調部５０５は、ＬＰＦ５０４-1の出力信号Ｒｅ[ｑ１´（ｔ）]と、ＬＰＦ２０４-2の出力信号Ｉｍ[ｑ１´（ｔ）] を入力し、周波数復調を行って瞬時周波数ｆ（ｔ）を検出し、その瞬時周波数ｆ（ｔ）をＬＰＦ５０６に出力する。周波数復調部５０５は、第１の実施の形態と同様に位相検出部と微分処理部とから構成される。
　ＬＰＦ５０６は、周波数復調部５０５から入力された瞬時周波数ｆ（ｔ）のゆらぎを平滑化し、判定部５１０に出力する。
ＬＰＦ５０７-1とＬＰＦ５０７-2は、それぞれ、直交復調出力ｑ（ｔ）の実数部と虚数部について低域の周波数を通過させ、不要な周波数成分を除去するフィルタである。ＬＰＦ５０７-1，５０７-2は、所望のトーンスケルチ信号およびその周辺（誤差許容値。例えば±２Ｈｚ）以外の成分が除去できるよう、例えば通過域が２Ｈｚ、遮断域が３Ｈｚに設定される。
　電力検出部５０８は、ＬＰＦ５０７-1の出力信号Ｒｅ[ｑ２´（ｔ）]と、ＬＰＦ２０４-2の出力信号Ｉｍ[ｑ２´（ｔ）]を入力し、電力検出を行って、瞬時電力ｐ（ｔ）をＬＰＦ５０９に出力する。尚、電力検出は、例えば、信号Ｒｅ[ｑ２´（ｔ）]の２乗値と 信号Ｉｍ[ｑ２´（ｔ）]の２乗値を加算して求める。
　ＬＰＦ５０９は、電力検出部５０８から入力された瞬時電力ｐ（ｔ）のゆらぎを平滑化し、判定部５１０に出力する。
　判定部５１０は、ＬＰＦ５０６で平滑化された周波数（周波数情報）を入力すると共に、ＬＰＦ５０９で平滑化された電力（電力情報）を入力し、それらの情報に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する。判定部５１０は、トーンスケルチ信号有りと判定した場合、オーディオアンプ１１０に対してアンミュート制御（ミュートＯＦＦ）を行い、トーンスケルチ信号無しと判定した場合、オーディオアンプ１１０に対してミュート制御（ミュートＯＮ）を行う。
　判定部５１０によるトーンスケルチ信号の有無判定処理については、後に詳説する。
［内部信号スペクトル］
　次に、トーンスケルチ検出部４１２における内部信号スペクトルについて図６を参照して説明する。
　図６（ａ）では、ＢＰＦ５０１に入力されるベースバンド信号ｘ（ｔ）のスペクトルを表し、図６（ｂ）では、ＤＳ５０２からのトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）のスペクトルを表し、図６（ｃ）では、直交復調部５０３からの直交復調出力ｑ（ｔ）を表し、図６（ｄ）では、ＬＰＦ５０４-1，５０４-2からの直交復調出力ｑ１´（ｔ）を表している。
［トーンスケルチ検出部の動作］
　ＢＰＦ５０１には、周波数復調されたベースバンド信号ｘ（ｔ）が入力される。ベースバンド信号ｘ（ｔ）は、第１の実施の形態と同様に、以下の数６に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、ｓ（ｔ）は、受信したトーンスケルチ信号で、ｖ（ｔ）は、音声帯域の信号成分である。そして、トーンスケルチ信号ｓ（ｔ）は、以下の数７に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、Ａは、送信側で重畳されたトーンスケルチ信号の振幅で、fTONEは、トーンスケルチ信号の周波数（上述した３３種類の信号のいずれかの周波数）、Δｆは、送信側で生成されたトーン周波数の偏差である。
　ＢＰＦ５０１は、ベースバンド信号ｘ（ｔ）から音声帯域の信号が含まれる３００Ｈｚ以上の信号成分ｖ（ｔ）を除去したトーンスケルチ信号ｓ（ｔ）を、ダウンサンプラ５０２によりサンプリング周波数を下げ、直交復調部５０３に入力する。
　直交復調部５０３は、上記トーンスケルチ信号ｓ（ｔ）の周波数を－ｆTONEだけシフトし、直交復調した実数部をＬＰＦ２０４-1とＬＰＦ５０７-1に、虚数部をＬＰＦ２０４-2とＬＰＦ５０７-2へそれぞれ入力する。
　直交復調部５０３で、周波数をシフトさせなければ、本来、－ｆTONE－ΔｆとｆTONE＋Δｆの成分が出力されることになるが、周波数を－ｆTONEだけシフトさせることで、－２ｆTONE－ΔｆとΔｆの成分が出力されることになる。
　直交復調部５０３からの直交復調出力ｑ（ｔ）は、以下の数８に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　直交復調出力ｑ（ｔ）のスペクトルは、図６の（ｃ）に示すように、Δｆの成分と－２ｆTONE－Δｆの成分が含まれ、－２ｆTONE－Δｆの成分は不要であるから、ＬＰＦ５０４-1，５０４-2およびＬＰＦ５０７-1，５０７-2により除去する。
　つまり、直交復調部５０３で周波数を－ｆTONEだけシフトさせたのは、ＬＰＦ５０４-1，５０４-2およびＬＰＦ５０７-1，５０７-2で－２ｆTONE－Δｆの成分を除去しやすくするためである。
　ＬＰＦ２０４-1，ＬＰＦ２０４-2とＬＰＦ５０７-1，ＬＰＦ５０７-2の出力は、上記数３に示す式の第２項が除去され、以下の数９に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　以下、ＬＰＦ５０４-1，５０４-2の出力をｑ１´（ｔ）と表し、ＬＰＦ５０７-1，５０７-2の出力をｑ２´（ｔ）周波数復調部５０５は、ｑ１´（ｔ）の瞬時周波数ｆ（ｔ）を検出する。雑音が無い状態では、その出力は、送信側で生成したトーン周波数の偏差Δｆそのものが検出されるが、受信レベルによっては、図４に示す周波数復調部１０５又は周波数復調部１０６に入力される雑音により、ｘ（ｔ）にパルス状の雑音が重畳され、検出周波数がゆらぐことになる。
　そこで、ＬＰＦ５０６によって、検出周波数のゆらぎを平滑化する。また、０～３００Ｈｚにスケルチ信号が重畳されていない場合を検出から除外するため、電力検出部５０８により、ｑ２´（ｔ）の瞬時電力ｐ（ｔ）を算出する。瞬時電力ｐ（ｔ）は、以下の数１０に示す式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　瞬時電力ｐ（ｔ）も瞬時周波数ｆ（ｔ）と同様に、受信レベルによってはゆらぐため、ＬＰＦ５０９により平滑化を行う。
　ここで、判定部５１０によるトーンスケルチ信号の有無判定処理について説明する。
　判定部５１０は、トーンスケルチの立上りの検出には、ＬＰＦ５０６から入力される周波数情報を用い、トーンスケルチの立下りの検出には、ＬＰＦ５０９から入力される電力情報を用いる。
　図７に、判定部５１０によるトーンスケルチ信号の有無判定処理の概要を示す。図７において、「待受け状態」とは、受信を待受けている状態であり、この状態ではミュートされている。また、「受信状態１」、「受信状態２」とは、トーンスケルチ信号を検出し、アンミュートされている状態である。
　無線機２の起動時における初期状態は、「待受け状態」である。この「待受け状態」では、ＬＰＦ５０６から出力された周波数情報を監視する。この状態において、検出周波数が所定時間Ｔbw（例えばＴbw＝８０ｍｓ）連続して所定周波数範囲±ｆth（例えばｆth＝２Ｈｚ）であれば、トーンスケルチ信号有りと判定し、オーディオアンプ１１０に対してアンミュート制御を行うと共に、「受信状態１」に状態遷移する。
「受信状態１」では、周波数情報の監視も電力情報の監視も行わない。この理由は後述する。「受信状態１」の間、オーディオアンプ１１０はアンミュートとされる。「受信状態１」となって所定時間Ｔdが経過すると、「受信状態２」に状態遷移する。
「受信状態２」では、ＬＰＦ５０９から出力された電力情報を監視する。「受信状態２」において、検出電力が所定時間Ｔfw（例えばＴfw＝４０ｍｓ）連続して所定電力値Ｐth（例えばＰth＝０．１×Ａ2/Ａ（Ａ2/４の－２０ｄＢ））以下であれば、オーディオアンプ１１０に対してミュート制御を行うと共に、「待受け状態」へ状態遷移する。
上記のように、「待受け状態」ではＬＰＦ５０６から出力された周波数情報を監視し、「受信状態２」ではＬＰＦ５０９から出力された電力情報を監視する。ここで、ＬＰＦ５０６の前段に位置するＬＰＦ ５０４-1，５０４-2と、ＬＰＦ５０９の前段に位置するＬＰＦ５０７-1，５０７-2とを比較すると、ＬＰＦ５０７-1，５０７-2の方が狭帯域（遮断特性が急峻）に設定されるため、遅延時間が大きい。そのため、「受信状態１」では、ＬＰＦ５０６に対するＬＰＦ５０９の出力遅延に相当する所定時間Ｔdだけ、アンミュートを維持したまま待機する。
このように、判定部５１０は、音声信号の受信待受け状態（トーンスケルチ信号を未だ検出していない状態）では、ＬＰＦ５０７-1，５０７-2よりも通過域の広いＬＰＦ ５０４-1，５０４-2により帯域制限を行った信号に基づいて周波数検出を行い、この検出した周波数に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する。そのため、音声信号が無入力であるときにランダムな雑音が入力されても、検出周波数が広範囲（ＬＰＦ ５０４-1，５０４-2の通過域）に変動するため、連続してｆthの範囲に入る可能性は低く、トーンスケルチ信号の誤検出を防止できる。
また、音声信号を受信している状態（トーンスケルチ信号を検出している状態）では、通過域の狭い（トーンスケルチ信号の許容周波数誤差の範囲）ＬＰＦ５０７-1，５０７-2により帯域制限を行った信号に基づいて電力検出を行い、この検出した電力に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する。仮にトーンスケルチ信号が重畳される３００Ｈｚ以下の帯域に音声成分が混入したとしても、所望周波数（受信すべきトーンスケルチ信号の周波数）成分の信号を受信している限り、その信号の検出電力は減少しないため、トーンスケルチ信号の検出状態を維持することができる。即ち、３００Ｈｚ以下の帯域に音声成分が混入したとしても、トーンスケルチ信号が識別できなくなることはない。
　以上のように、本発明の第２の実施の形態に係る無線機２にあっては、直交復調部５０３で受信ベースバンド信号の周波数を、所望周波数（自機に設定されたトーンスケルチ信号、即ち、受信した場合にアンミュートとするトーンスケルチ信号）の周波数だけ負の周波数方向に（０Ｈｚに向けて）シフトするようにした。そのため、帯域制限をＬＰＦで実現でき、ＢＰＦで同じ帯域幅を実現した場合と比べ群遅延を大幅に小さくすることが可能なため、トーンスケルチ信号を短時間で確実に検出することができる。
　さらに、直交復調後の複素信号を用いるため、実数部と虚数部から位相情報を検出できる。そのため、周波数検出に必要なサンプリング周波数を低く設定することができる。
また、音声信号の受信待受け状態ではトーンスケルチ信号の許容周波数誤差の範囲に帯域制限するＬＰＦ５０７-1，５０７-2により通過域の広いＬＰＦ ５０４-1，５０４-2により帯域制限を行った信号に基づいて周波数検出を行い、この検出した周波数に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定するようにしたことから、音声信号が無入力であるときにランダムな雑音が入力されると検出周波数が広範囲に変動するため、連続して所望の周波数範囲に入る可能性は低く、トーンスケルチ信号の誤検出を防止できる。
また、音声信号を受信している状態では通過域の狭い（トーンスケルチ信号の許容周波数誤差の範囲）ＬＰＦ５０７-1，５０７-2により帯域制限を行った信号に基づいて電力検出を行い、この検出した電力に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定するようにしたことから、仮に３００Ｈｚ以下の帯域に音声成分が混入したとしても、所望周波数成分の信号を受信している限り、その信号の検出電力は減少しないため、トーンスケルチ信号が識別できなくなることもない。
　また、「待受け状態」において、検出した周波数が所定時間連続して所定周波数範囲内であったときにトーンスケルチ信号有りと判定し、「受信状態１」に状態遷移してアンミュートの制御を行い、「受信状態１」に状態遷移してから所定時間経過後に「受信状態２」に状態遷移し、「受信状態２」において、検出電力が所定時間連続して所定電力値以下となったときにトーンスケルチ信号無しと判定し、「待受け状態」に状態遷移してミュート制御を行うようにした。
　これにより、ＬＰＦ５０７-1，５０７-2の遮断特性がＬＰＦ ５０４-1，５０４-2よりも急峻に設定される場合において、周波数検出に対する電力検出の遅延を「受信状態１」で吸収することができ、トーンスケルチ信号の検出をより安定に行うことができる。
　また、ＬＰＦ５０４-1，５０４-2の通過域は、トーンスケルチ信号の周波数未満であり、かつ、音声信号が重畳される最低周波数からトーンスケルチ信号の周波数を減算した周波数未満であるように構成したことから、ＬＰＦ ５０４-1，５０４-2においてＤＣ成分と音声帯域の成分を除去することができ、周波数検出の精度をより向上させることができる。
　本発明は、アナログＦＭ方式等の、周波数の異なる複数のトーン信号をミュートのために利用する無線機全般に利用できる。無線機には、通信が片方向のもの（例えばワイヤレスマイク）も含まれ、ミュートの対象は可聴音声に限らず、トーンは単一トーンに限らず同時に送信された複数トーンを識別するものも含まれうる。
１，２・・・無線機、２０３，５０３・・・直交復調部（周波数シフト部）、２０４・・・ＬＰＦ、２０５，５０５・・・周波数復調部（周波数検出部）、２０８・・・電力検出部２０９・・・判定部５０４・・・ＬＰＦ（第１のＬＰＦ）、５０７・・・ＬＰＦ（第２のＬＰＦ）、５０８・・・電力検出部５１０・・・判定部

Claims (7)

  1. 受信ベースバンド信号に含まれるトーンスケルチ信号を検出する無線機であって、前記受信ベースバンド信号を、予め設定された前記トーンスケルチ信号の周波数分だけ負の周波数方向にシフトする周波数シフト部と、前記周波数シフト部の出力から不要周波数成分を除去するＬＰＦと、前記ＬＰＦの出力に基づいてトーンスケルチ信号の有無を判定する判定部と、を備えることを特徴とする無線機。
  2. 前記周波数シフト部は、受信ベースバンド信号に対して直交復調を行うことによって周波数をシフトさせることを特徴とする請求項１に記載の無線機。
  3. さらに、前記ＬＰＦの出力に基づいて周波数を検出する周波数検出部と、前記ＬＰＦの出力の電力を検出する電力検出部と、を備え、前記判定部は、前記検出した周波数が所定周波数範囲であり、かつ、前記検出した電力が所定電力以上であるときに前記トーンスケルチ信号有りと判定することを特徴とする請求項１または２に記載の無線機。
  4. 　受信ベースバンド信号に含まれるトーンスケルチ信号を検出する無線機であって、
    　前記受信ベースバンド信号を、予め設定された前記トーンスケルチ信号の周波数分だけ負の周波数方向にシフトする周波数シフト部と、
    　前記周波数シフト部の出力から不要周波数成分を除去する第１のＬＰＦと、
    　前記周波数シフト部の出力から不要周波数成分を除去する第２のＬＰＦと、
    　前記第１のＬＰＦの出力に基づいて周波数を検出する周波数検出部と、
    　前記第２のＬＰＦの出力の電力を検出する電力検出部と、
    　受信待受け状態において、前記周波数検出部で検出した周波数が第１の所定時間連続して所定周波数範囲内であったときにトーンスケルチ信号有りと判定し、受信状態において、前記電力検出部で検出した電力が第２の所定時間連続して所定電力値以下となったときにトーンスケルチ信号無しと判定する判定部と、を備えることを特徴とする無線機。
  5. 　前記第２のＬＰＦは、前記第１のＬＰＦよりも遮断特性が急峻に設定され、
    　前記判定部は、受信待受け状態において、前記周波数検出部で検出した周波数が第１の所定時間連続して所定周波数範囲内であったときにトーンスケルチ信号有りと判定して第１の受信状態に状態遷移し、前記第１の受信状態に状態遷移してから第３の所定時間経過後に第２の受信状態に状態遷移し、前記第２の受信状態において、前記電力検出部で検出した電力が第２の所定時間連続して所定電力値以下となったときにトーンスケルチ信号無しと判定することを特徴とする請求項４に記載の無線機。
  6. 前記第２のＬＰＦは、通過域が前記トーンスケルチ信号の許容誤差周波数に設定され、前記第１のＬＰＦは、通過域が、前記第２のＬＰＦの通過域よりも高い周波数に設定されることを特徴とする請求項４または５に記載の無線機。
  7. 　前記第１のＬＰＦの通過域は、前記トーンスケルチ信号の周波数未満であり、かつ、音声信号の帯域から前記トーンスケルチ信号の周波数を減算した周波数未満であることを特徴とする請求項４から６のいずれかに記載の無線機。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2822263B1 (en) * 2013-07-05 2019-03-27 Sennheiser Communications A/S Communication device with echo suppression
JP6479155B2 (ja) * 2015-02-19 2019-03-06 三菱電機株式会社 Ｆｍ−ｃｗレーダおよびｆｍ−ｃｗ信号の生成方法
CN109196375B (zh) 2016-05-16 2023-06-30 三菱电机株式会社 Fm-cw雷达以及fm-cw信号的生成方法
AT519113B1 (de) * 2016-11-24 2018-04-15 Frequentis Ag Verfahren zur Übertragung von Sprachsignalen
JP7155042B2 (ja) * 2019-02-22 2022-10-18 ホシデン株式会社 センサ制御装置
JP2022145980A (ja) * 2021-03-22 2022-10-05 株式会社Ｊｖｃケンウッド 信号検出装置、受信装置および信号検出方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6331318A (ja) * 1986-07-25 1988-02-10 Nippon Atsudenki Kk 識別用信号のデコ−ド装置
JPS6397928U (ja) * 1986-12-15 1988-06-24
JPH02101825A (ja) * 1988-10-11 1990-04-13 Nec Corp シンプレックス無線通信システム
JP2003218732A (ja) * 2002-01-22 2003-07-31 Hitachi Kokusai Electric Inc デジタル無線機

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6397928A (ja) 1986-10-14 1988-04-28 Canon Inc 画像投影装置
EP1039716B1 (en) * 1999-03-25 2003-04-16 Kabushiki Kaisha Toshiba OFDM transmission signal repeater and receiver
US6671504B1 (en) * 2000-09-29 2003-12-30 Northrop Grumman Corporation Radio squelch techniques
JP2009177523A (ja) 2008-01-24 2009-08-06 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｆｍ無線受信装置
CN101741965B (zh) * 2008-11-27 2012-10-03 博通集成电路（上海）有限公司 衰减输入信号的方法及静噪装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6331318A (ja) * 1986-07-25 1988-02-10 Nippon Atsudenki Kk 識別用信号のデコ−ド装置
JPS6397928U (ja) * 1986-12-15 1988-06-24
JPH02101825A (ja) * 1988-10-11 1990-04-13 Nec Corp シンプレックス無線通信システム
JP2003218732A (ja) * 2002-01-22 2003-07-31 Hitachi Kokusai Electric Inc デジタル無線機

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