WO2014132310A1 - 受信装置および復調方法 - Google Patents

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陽一郎 堀内
雅彦 匂坂
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パナソニック株式会社
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    • H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus that receives a digitally modulated signal and demodulates it by reducing interference on the receiving side.
  • Patent Document 1 describes an example of a technique for reducing interference waves.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a conventional receiving device described in Patent Document 1.
  • the receiving apparatus shown in FIG. 10 includes a high frequency unit 10 and a demodulation unit 20.
  • the high frequency unit 10 includes an antenna (ANT) 11, an RF amplification unit 12, a mixer 13, a local oscillator (LO) 14, an IF amplification unit 15, an IF filter 16, and an AGC control unit 17.
  • the demodulator 20 includes a quadrature detector 21, a regenerated carrier wave 22, A / D converters 23-1 and 23-2, digital filters 24-1 to 24-3, an identification unit 25, and a level detector 26.
  • the RF amplifier 12 amplifies the high frequency reception signal from the antenna 11.
  • the mixer 13 converts the output signal of the RF amplifier 12 into an IF signal (baseband signal) based on the local oscillation signal from the local oscillator 14.
  • the IF amplifier 15 amplifies the output signal of the mixer 13 and outputs it to the IF filter 16.
  • the IF filter 16 performs filtering on the baseband signal so as to ensure pass characteristics and remove interference waves, and outputs the filtered signal to the demodulator 20.
  • the quadrature detector 21 of the demodulator 20 uses the regenerated carrier wave 22 to separate the baseband signal that has passed through the IF filter 16 into I / Q quadrature components.
  • the A / D converters 23-1 and 23-2 convert the I component and the Q component into digital signals, respectively.
  • the digital filters (FIR) 24-1 and 24-2 perform filtering on the digital signal so as to ensure a passband characteristic for demodulation, and output the filtered signal to the identification unit 25.
  • a digital filter 24-3 dedicated to detecting a desired wave is prepared.
  • the input level of the desired wave is accurately detected by the digital filter 24-3 and the level detector 26.
  • the AGC control unit 17 controls the gain of the RF amplification unit 12.
  • the digital filters 24-1 and 24-2 only need to have a passband characteristic for performing a demodulation operation, and a high attenuation characteristic is not required, so that the number of taps may be small.
  • the digital filter 24-3 has a high attenuation characteristic, but is not involved in demodulation. Therefore, a high attenuation characteristic can be realized with a small number of taps by narrowing the digital filter 24-3.
  • the conventional receiving apparatus shown in FIG. 10 prevents an increase in the size of the analog filter, an increase in cost, or an increase in the processing amount (delay amount) of the digital filter as much as possible. )It can be performed.
  • An object of the present invention is to accurately reduce interference waves in a receiving apparatus and to reduce power consumption of a receiving circuit.
  • the receiving apparatus of the present invention is a receiving apparatus that receives and demodulates a frequency shift keying (FSK) modulated signal, and filters the received analog signal by a passband characteristic that is variably controlled by a first filter coefficient.
  • a second filter for filtering the digital signal; a frequency component detector for detecting a frequency component of the digital signal that has passed through the second filter; and the first filter coefficient based on the frequency of the desired wave and the frequency of the interference wave
  • a receiving circuit control unit that sets the second filter coefficient.
  • the demodulation method of the present invention is a method for demodulating a signal subjected to frequency shift keying (FSK) modulation, and filters a received analog signal by a passband characteristic variably controlled by a first filter coefficient in a first filter.
  • the first filter unit And comprising the steps of: setting a second filter coefficient.
  • the frequency and intensity of the desired wave and the interference wave can be detected from the frequency component detection process, and the passband characteristic of the filter can be controlled based on the detection result, the interference wave can be accurately reduced. be able to. Further, according to the present invention, in the receiver, the dynamic range of the A / D converter and the bit width of the digital filter circuit at the subsequent stage can be suppressed, so that the power consumption of the receiver circuit can be reduced.
  • the block diagram which shows the structure of the receiver which concerns on Embodiment 1 of this invention The block diagram which shows the structure of the frequency component detector of the receiver which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • the figure which shows the relationship between the frequency spectrum of the FSK modulation signal which concerns on Embodiment 1 of this invention, and the pass-band characteristic of a filter The block diagram which shows the structure of the demodulation part of the receiver which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • An image figure showing an example of AFC concerning Embodiment 1 of the present invention The block diagram which shows the structure of the receiver which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the receiving device 100 includes an antenna 101, a mixer 102, a frequency synthesizer 103, an IF filter 104, an A / D converter (analog-digital converter) 105, and a demodulation processing unit 200.
  • Mainly consists of.
  • the demodulation processing unit 200 includes a digital filter 106, a frequency component detector 107, a reception circuit control unit 108, a demodulation unit 109, and a lookup table (LUT) 110.
  • LUT lookup table
  • the mixer 102 mixes a high frequency received signal received by the antenna 101 and amplified by an amplifier (not shown) and a local signal from the frequency synthesizer 103 to generate an intermediate frequency (IF) analog signal, and an IF filter To 104.
  • IF intermediate frequency
  • the IF filter 104 filters the analog signal output from the mixer 102 based on the passband characteristic variably controlled by the first filter coefficient instructed from the reception circuit control unit 108 and outputs the filtered analog signal to the A / D converter 105. As the analog signal passes through the IF filter 104, the band of the analog signal is limited.
  • the A / D converter 105 converts the analog signal output from the IF filter 104 into a digital signal and outputs the digital signal to the digital filter 106.
  • the digital filter 106 filters the digital signal output from the A / D converter 105 based on the passband characteristic variably controlled by the second filter coefficient instructed from the reception circuit control unit 108 and outputs the filtered digital signal to the frequency component detector 107. To do. As the digital signal passes through the digital filter 106, the band of the digital signal is limited.
  • the frequency component detector 107 includes a Fourier transform calculator inside, and performs a fast Fourier transform on the digital signal output from the digital filter 106 to detect a plurality of frequency components (FFT signals) of the digital signal. .
  • the FFT signal is output to reception circuit control section 108 and demodulation section 109. Details of the frequency component detector 107 will be described later.
  • the reception circuit control unit 108 estimates the frequency of the desired wave and the frequency of the interference wave using the FFT signal output from the frequency component detector 107 and the channel width stored in the LUT 110.
  • the reception circuit control unit 108 controls the first filter coefficient for controlling the passband characteristic of the IF filter 104 and the first filter for controlling the passband characteristic of the digital filter 106 based on the frequency of the desired wave and the frequency of the interference wave. Two filter coefficients are set.
  • the reception circuit control unit 108 instructs the IF filter 104 for the first filter coefficient and instructs the digital filter 106 for the second filter coefficient. Details of the receiving circuit control unit 108 will be described later.
  • the demodulator 109 decodes the FFT signal output from the frequency component detector 107 into a digital signal having a predetermined number of bits, and outputs it as a secondary demodulated data signal (demodulated data). Details of the demodulator 109 will be described later.
  • the LUT 110 stores a transmission rate candidate and a transmission channel width corresponding to each transmission rate candidate in association with each other.
  • FIG. 2A shows a case where a single arithmetic unit is used
  • FIG. 2B shows a case where parallel arithmetic is performed using a plurality of arithmetic units.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • S k the frequency component of the frequency k obtained by the Fourier transform calculation
  • This equation (1) is calculated by multiplying all of x 0 to x N ⁇ 1 by exp ( ⁇ j2 ⁇ qk / N) and adding them to calculate S k N times while changing k. It means to repeat.
  • the reception circuit control unit 108 includes a frequency / intensity detector 121, a desired wave / interference wave estimation unit 122, and a reception circuit setting unit 123.
  • the frequency / intensity detector 121 detects the peak value of the received intensity based on the FFT signal output from the frequency component detector 107 and also detects the frequency corresponding to the peak value. Then, the frequency / intensity detector 121 outputs information indicating the frequency and reception intensity of each detected peak value to the desired wave / interference wave estimation unit 122.
  • FSK modulation is a modulation method in which the state of each information signal of a desired wave (“0” or “1” in a digital signal) is assigned to different frequencies. Specifically, the digital signal “1” is assigned to the frequency of + ⁇ S from the center frequency (DC component) S 0 of the carrier wave, and the digital signal “0” is assigned to the frequency of ⁇ S.
  • the frequency of S 0 + ⁇ S is called the Mark frequency
  • the frequency of S 0 - ⁇ S is called the Space frequency.
  • FIG. 4 is a diagram showing the frequency spectrum of the FSK modulated signal.
  • the horizontal axis in FIG. 4 is the frequency, and the vertical axis is the reception level.
  • the frequency spectrum of each frequency component output from the frequency component detector 107 is substantially the object centered on the center frequency (DC component) S 0 of the carrier wave, and the received intensity of the desired wave and the disturbing wave is high.
  • the peak values 301 and 302 existing within the band of the transmission channel width are the desired waves.
  • the peak values 311 and 312 existing outside the transmission channel width band are interference waves.
  • the reception intensity peaks at the Mark frequency among the positive frequency components, and the reception intensity peaks at the Space frequency among the negative frequency components.
  • the desired wave / interference wave estimation unit 122 estimates the transmission rate, acquires the transmission channel width corresponding to the transmission rate from the LUT 110, and uses the information output from the frequency / intensity detector 121 to determine the peak in the transmission channel width. The frequency of the value is estimated as the frequency of the desired wave. Similarly, the desired wave / interference wave estimation unit 122 estimates the frequency of the peak value outside the transmission channel width as the frequency of the interference wave. Then, the desired wave / interference wave estimation unit 122 outputs information indicating the estimated frequency of the desired wave and the frequency of the interference wave to the reception circuit setting unit 123.
  • a transmission channel width is held in a register (not shown), and the desired transmission channel width is obtained from the register.
  • a method of inputting to the interference wave estimation unit 122 there is a method for specifying a transmission channel width from a transmission mode received from a transmitter (not shown).
  • the desired wave / interfering wave estimation unit 122 does not specify the transmission channel width, and the peak value closest to the center frequency (DC component) S 0 for each of the positive frequency information and the negative frequency information. May be estimated as the frequency of the desired wave, and the frequency of the other peak value may be estimated as the frequency of the interference wave.
  • the reception circuit setting unit 123 sets the first filter coefficient for controlling the passband characteristic of the desired wave based on the information output from the desired wave / interference wave estimation unit 122, and sufficiently reduces the interference wave.
  • the second filter coefficient for controlling the passband characteristic that can be demodulated is set. Then, the reception circuit setting unit 123 outputs the first filter coefficient to the IF filter 104 and outputs the second filter coefficient to the digital filter 106.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the frequency spectrum of the FSK modulated signal and the passband characteristics of the filter.
  • the IF filter 104 secures the passband characteristic 351 by the first filter coefficient instructed from the reception circuit control unit 108.
  • the digital filter 106 ensures the passband characteristic 352 by the second filter coefficient instructed from the reception circuit control unit 108.
  • the desired wave component included in the analog signal passes and most of the interference wave component is cut.
  • the attenuation characteristic of the IF filter 104 cannot be made steep, a part of the interference wave component passes through the IF filter 104.
  • the digital signal passes the digital filter 106 with the pass band characteristic 352 ensured, the desired wave component included in the digital signal passes, and most of the interference wave component that has passed through the IF filter 104 is cut. .
  • the demodulator 109 includes a peak detector 131, an AFC (automatic frequency controller) 132, and a bit determiner 133.
  • the peak detector 131 detects the peak value of the reception level of the FFT signal output from the frequency component detector 107 and outputs information indicating the frequency corresponding to the peak value (hereinafter referred to as “peak frequency”) to the AFC 132. .
  • the AFC 132 detects the shift amount of the peak frequency from the temporal change between the previous peak frequency and the current peak frequency, and adjusts the frequency data according to the shift amount.
  • the bit determiner 133 determines a bit for each symbol based on the frequency data output from the AFC 132, decodes it to a digital signal having a predetermined number of bits, and outputs it as a secondary demodulated data signal (demodulated data).
  • the present embodiment it is possible to detect the frequency and intensity of the desired wave and the interference wave from the frequency component detection process, and to control the passband characteristic of the filter based on the detection result. Therefore, the interference wave can be accurately reduced. Further, according to the present invention, in the receiver, the dynamic range of the A / D converter and the bit width of the digital filter circuit at the subsequent stage can be suppressed, so that the power consumption of the receiver circuit can be reduced.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 are given to the components common to the receiving apparatus 100 shown in FIG. 1, and the detailed description thereof is omitted.
  • the IF filter 404 filters the analog signal output from the mixer 102 based on the passband characteristics variably controlled by the first filter coefficient and the third filter coefficient specified by the reception circuit control unit 408, and the A / D converter Output to 405.
  • the A / D converter 405 converts the analog signal output from the IF filter 404 into a digital signal according to the dynamic range instructed from the reception circuit control unit 408, and outputs the digital signal to the digital filter 406.
  • the digital filter 406 filters the digital signal output from the A / D converter 405 based on the second filter coefficient instructed from the receiving circuit control unit 408 and the passband characteristic variably controlled by the bit width, and detects the frequency component. Output to the unit 407.
  • the frequency component detector 407 includes a Fourier transform calculator inside, and performs a fast Fourier transform on the digital signal output from the digital filter 406 according to the bit width specified by the receiving circuit control unit 408, and performs the digital conversion. A plurality of frequency components (FFT signals) of the signal are detected. The FFT signal is output to reception circuit control section 408 and demodulation section 109.
  • the reception circuit control unit 408 sets parameters for controlling the received signal strength in addition to setting the first filter coefficient and the second filter coefficient. Specifically, the reception circuit control unit 408 sets the third filter coefficient for controlling the attenuation amount of the IF filter 404, the dynamic range of the A / D converter 405, and the bit widths of the digital filter 406 and the frequency component detector 407. Set.
  • the reception circuit control unit 408 includes a frequency / intensity detector 121 (common to FIG. 3), a desired wave / interference wave estimation unit 422, and a reception circuit setting unit 423.
  • desired / interfering wave estimating unit 422 estimates the frequency of the desired wave and the frequency of the interfering wave, and further estimates the reception intensity of the desired wave and the receiving intensity of the interfering wave. . Then, the desired wave / interference wave estimation unit 422 outputs information indicating the estimated desired wave frequency, the interference wave frequency, the reception intensity of the desired wave, and the reception intensity of the interference wave to the reception circuit setting unit 423.
  • the reception circuit setting unit 423 sets the first filter coefficient and the second filter coefficient, outputs the first filter coefficient to the IF filter 404, and outputs the second filter coefficient to the digital filter 406. Output.
  • the reception circuit setting unit 423 sets a third filter coefficient for controlling the attenuation amount of the IF filter 404 based on the information indicating the reception intensity of the desired wave and the interference wave output from the desired wave / interference wave estimation unit 422. Set and output to IF filter 404.
  • the reception circuit setting unit 423 sets the attenuation amount to a predetermined value when the difference between the reception intensity of the interference wave and the reception intensity of the desired wave is equal to or greater than a predetermined threshold. Do more. Thereby, the intensity
  • reception circuit setting unit 423 sets the dynamic range of the A / D converter 405, the bit widths of the digital filter 406 and the frequency component detector 407, outputs the dynamic range to the A / D converter 405, and converts the bit width to digital. Output to the filter 406 and the frequency component detector 407.
  • the receiving circuit setting unit 423 is configured to detect the dynamic range of the A / D converter 405, the digital filter 406, and the frequency component detector when the interference wave reception intensity is lower than a predetermined threshold value. Since the bit width of 407 is not necessary up to the maximum level, the bit width is set lower than the maximum level. Thereby, the power consumption of the receiving circuit can be reduced.
  • the present embodiment it is possible to detect the frequency and reception intensity of the desired wave and the jamming wave from the output signal of the frequency component detector 407, and to accurately reduce the jamming wave from the detection result.
  • the dynamic range of the A / D converter 405 and the bit widths of the digital filter 406 and the frequency component detector 407 can be suppressed. Thereby, the power consumption of the receiving circuit can be reduced.
  • DFT fast Fourier transform
  • ST-DFT instantaneous DFT
  • another frequency component extracting computing unit may be used.
  • the present invention is suitable for use in a specific low-power radio field such as a sensor radio network because the receiver can accurately reduce the interference wave and reduce the power consumption of the receiver circuit.

Abstract

　受信装置において、妨害波を的確に低減することができ、かつ、受信回路の低消費電力化を図ることができる受信装置。この装置において、ＩＦフィルタ（１０４）は、受信回路制御部（１０８）から指示された第１フィルタ係数により可変制御される通過帯域特性によりアナログ信号をフィルタリングする。デジタルフィルタ（１０６）は、受信回路制御部（１０８）から指示された第２フィルタ係数により可変制御される通過帯域特性によりデジタル信号をフィルタリングする。受信回路制御部（１０８）は、周波数成分検出器（１０７）から出力されたＦＦＴ信号を用いて希望波の周波数および妨害波の周波数を推定し、希望波の周波数および妨害波の周波数に基づいて第１フィルタ係数および第２フィルタ係数を設定する。

Description

受信装置および復調方法
　本発明は、デジタル変調された信号を受信して、受信側で妨害波を低減して復調する受信装置に関する。
　無線通信の分野では、周波数資源の逼迫に伴って、デジタル化による高能率伝送方式が多く用いられるようになってきている。また、許容されるチャネルの占有帯域幅も、狭くなってきている。所望の品質の無線通信を狭い帯域幅で実現する為には、減衰特性の優れたアナログフィルタやデジタルフィルタにより妨害波を低減する技術が必要となる。特許文献１には、妨害波を低減する技術の一例が記載されている。
　図１０は、特許文献１に記載された従来の受信装置を示すブロック図である。図１０に示す受信装置は、高周波部１０と復調部２０とから構成されている。高周波部１０は、アンテナ（ＡＮＴ）１１、ＲＦ増幅部１２、ミキサ１３、局部発振器（ＬＯ）１４、ＩＦ増幅部１５、ＩＦフィルタ１６及びＡＧＣ制御部１７を備えている。復調部２０は、直交検波器２１、再生搬送波２２、Ａ／Ｄコンバータ２３－１、２３－２、デジタルフィルタ２４－１～２４－３、識別部２５及びレベル検出部２６を備えている。
　ＲＦ増幅器１２は、アンテナ１１からの高周波受信信号を増幅する。ミキサ１３は、局部発振器１４からの局部発振信号により、ＲＦ増幅器１２の出力信号をＩＦ信号（ベースバンド信号）に変換する。ＩＦ増幅部１５は、ミキサ１３の出力信号を増幅してＩＦフィルタ１６に出力する。ＩＦフィルタ１６は、ベースバンド信号に対して、通過特性を確保するとともに妨害波を除去するようにフィルタリングを行って復調器２０に出力する。
　復調器２０の直交検波器２１は、再生搬送波２２を用いることにより、ＩＦフィルタ１６を通過したベースバンド信号をＩ／Ｑ直交成分に分離する。Ａ／Ｄコンバータ２３－１、２３－２は、それぞれＩ成分、Ｑ成分をデジタル信号に変換する。デジタルフィルタ（ＦＩＲ）２４－１，２４－２は、デジタル信号に対して、復調用に通過帯域特性を確保するようにフィルタリングを行って識別部２５に出力する。
　ここで、復調系のデジタルフィルタとは別に、希望波検出専用のデジタルフィルタ２４－３が用意されている。デジタルフィルタ２４－３およびレベル検出部２６によって、希望波の入力レベルが正確に検出される。その検出結果に基づいて、ＡＧＣ制御部１７がＲＦ増幅部１２の利得を制御する。
　このような構成により、デジタルフィルタ２４－１、２４－２は、復調動作を行う通過帯域特性を有していればよく、高い減衰特性を要求されないので、タップ数が少ないものでも良い。デジタルフィルタ２４－３は、高い減衰特性を有するものであるが、復調には関わらない。したがって、デジタルフィルタ２４－３を狭帯域にすることによって、少ないタップ数で高い減衰特性を実現することができる。
　このように、図１０に示した従来の受信装置は、アナログフィルタの大型化、コストアップ或いはデジタルフィルタの処理量（遅延量）の増加を極力防止した上で適切なＡＧＣ制御（妨害波の低減）を行うことができる。
特開平１１‐２６１４３３号公報
　しかしながら、上記従来技術では、希望波のレベル検出用に専用のフィルタが別途必要になり、しかも妨害波のレベルが大きい場合には、Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを大きくしたり後段のデジタルフィルタ回路のビット幅を多くしたりする必要があるため、受信装置の消費電力が多くなってしまう。
　本発明の目的は、受信装置において、妨害波を的確に低減することができ、かつ、受信回路の低消費電力化を図ることである。
　本発明の受信装置は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調された信号を受信して復調する受信装置であって、第１フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、受信されたアナログ信号をフィルタリングする第１フィルタと、前記第１フィルタを通過したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、第２フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたデジタル信号をフィルタリングする第２フィルタと、前記第２フィルタを通過したデジタル信号の周波数成分を検出する周波数成分検出器と、希望波の周波数および妨害波の周波数に基づいて、前記第１フィルタ係数および前記第２フィルタ係数を設定する受信回路制御部と、を具備する構成を採る。
　本発明の復調方法は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調された信号の復調方法であって、第１フィルタにおいて、第１フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、受信されたアナログ信号をフィルタリングするステップと、Ａ／Ｄコンバータにおいて、前記第１フィルタを通過したアナログ信号をデジタル信号に変換するステップと、第２フィルタにおいて、第２フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたデジタル信号をフィルタリングするステップと、周波数成分検出器において、前記第２フィルタを通過したデジタル信号の周波数成分を検出するステップと、受信回路制御部において、希望波の周波数および妨害波の周波数に基づいて、前記第１フィルタ係数および前記第２フィルタ係数を設定するステップと、を具備する。
　本発明によれば、周波数成分検出処理から希望波と妨害波の周波数と強度を検出し、その検出結果に基づいてフィルタの通過帯域特性を制御することができるため、妨害波を的確に低減することができる。また、本発明によれば、受信装置において、Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジや後段のデジタルフィルタ回路のビット幅を抑制することができるので、受信回路の低消費電力化を図ることができる。
本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る受信装置の周波数成分検出器の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る受信装置の受信回路制御部の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＦＳＫ変調信号の周波数スペクトルを示す図 本発明の実施の形態１に係るＦＳＫ変調信号の周波数スペクトルとフィルタの通過帯域特性との関係を示す図 本発明の実施の形態１に係る受信装置の復調部の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＡＦＣの一例を示すイメージ図 本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る受信装置の受信回路制御部の構成を示すブロック図 従来の受信装置を示すブロック図
　以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、デジタル変調方式として２値ＦＳＫ変調を用いる。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、受信装置１００は、アンテナ１０１と、混合器１０２と、周波数シンセサイザ１０３と、ＩＦフィルタ１０４と、Ａ／Ｄコンバータ（アナログ-デジタル変換器）１０５と、復調処理部２００と、から主に構成されている。復調処理部２００は、デジタルフィルタ１０６と、周波数成分検出器１０７と、受信回路制御部１０８と、復調部１０９と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）１１０と、を備えている。
　混合器１０２は、アンテナ１０１により受信され、かつ図示しない増幅器によって増幅された高周波受信信号と、周波数シンセサイザ１０３からのローカル信号とを混合して中間周波数（ＩＦ）のアナログ信号を生成し、ＩＦフィルタ１０４に出力する。
　ＩＦフィルタ１０４は、受信回路制御部１０８から指示された第１フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、混合器１０２から出力されたアナログ信号をフィルタリングし、Ａ／Ｄコンバータ１０５に出力する。アナログ信号がＩＦフィルタ１０４を通過することによって、アナログ信号の帯域が制限される。
　Ａ／Ｄコンバータ１０５は、ＩＦフィルタ１０４から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ１０６に出力する。
　デジタルフィルタ１０６は、受信回路制御部１０８から指示された第２フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、Ａ／Ｄコンバータ１０５から出力されたデジタル信号をフィルタリングし、周波数成分検出器１０７に出力する。デジタル信号がデジタルフィルタ１０６を通過することによって、デジタル信号の帯域が制限される。
　周波数成分検出器１０７は、内部にフーリエ変換演算器を備え、デジタルフィルタ１０６から出力されたデジタル信号に対して、高速フーリエ変換を行い、当該デジタル信号の複数の周波数成分（ＦＦＴ信号）を検出する。ＦＦＴ信号は、受信回路制御部１０８および復調部１０９に出力される。なお、周波数成分検出器１０７の詳細については後述する。
　受信回路制御部１０８は、周波数成分検出器１０７から出力されたＦＦＴ信号およびＬＵＴ１１０に記憶されたチャネル幅を用いて希望波の周波数および妨害波の周波数を推定する。受信回路制御部１０８は、希望波の周波数および妨害波の周波数に基づいて、ＩＦフィルタ１０４の通過帯域特性を制御するための第１フィルタ係数とデジタルフィルタ１０６の通過帯域特性を制御するための第２フィルタ係数をそれぞれ設定する。受信回路制御部１０８は、第１フィルタ係数をＩＦフィルタ１０４に指示し、第２フィルタ係数をデジタルフィルタ１０６に指示する。なお、受信回路制御部１０８の詳細については後述する。
　復調部１０９は、周波数成分検出器１０７から出力されたＦＦＴ信号を、所定のビット数からなるデジタル信号に復号し、２次復調データ信号（復調データ）として出力する。なお、復調部１０９の詳細については後述する。
　ＬＵＴ１１０は、伝送レート候補と、各伝送レート候補に対する伝送チャネル幅とを対応付けて記憶する。
　次に、周波数成分検出器１０７の内部構成について図２を用いて説明する。周波数成分検出器１０７の内部構成は、図２（ａ）、（ｂ）に示す２通りが考えられる。図２（ａ）は単一の演算器を用いる場合を示し、図２（ｂ）は複数の演算器を用いて並列演算を行う場合を示す。
　本実施の形態では、フーリエ変換演算器としてＤＦＴ（離散フーリエ変換）を用いる。ＤＦＴは、デジタル信号を予め設定された時間窓毎に切り出してフーリエ変換を行い、該デジタル信号の複数の周波数成分を抽出する演算である。一般的には、ＤＦＴは、以下に示す式（１）の演算を行う。なお、式（１）において、ｘｑは演算器に入力される信号系列のｑ番目の信号、Ｓｋはフーリエ変換演算によって得られた周波数ｋの周波数成分、ｑ＝０～Ｎ－１,ｋ＝０～Ｎ－１である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この式（１）は、ｘ０からｘＮ－１の全てにexp(-j2πqk/N)を乗算し、これらを加算することによりＳｋを算出するという計算を、ｋを変化させながらＮ回繰り返して行う、ことを表している。
　図２（ａ）の場合、単一の演算器が、ｑ＝０～Ｎ－１及びｋ＝０～Ｎ－１に対して繰り返し演算を行う。これにより、図２（ｂ）の場合に比べて回路規模を小さくすることができる。
　図２（ｂ）の場合、ｋに対応する各演算器が、ｑ＝０～Ｎ－１に対して繰り返し演算を行う。これにより、図２（ａ）の場合に比べて演算時間を短縮することができる。
　次に、受信回路制御部１０８の内部構成について図３を用いて説明する。受信回路制御部１０８は、周波数／強度検出器１２１と、希望波／妨害波推定部１２２と、受信回路設定部１２３と、を備えている。
　周波数／強度検出器１２１は、周波数成分検出器１０７から出力されたＦＦＴ信号に基づいて、受信強度のピーク値を検出すると共に、ピーク値に対応する周波数を検出する。そして、周波数／強度検出器１２１は、検出した各ピーク値の周波数及び受信強度を示す情報を希望波／妨害波推定部１２２に出力する。
　ここで、ＦＳＫ変調と、受信強度がピークとなる周波数との関係について説明する。ＦＳＫ変調は、希望波の各情報信号の状態（デジタル信号では「０」又は「１」）を、互いに異なる周波数に割り当てる変調方式である。具体的には、搬送波の中心周波数（直流成分）Ｓ０から、＋ΔＳの周波数にデジタル信号「１」が割り当てられ、－ΔＳの周波数にデジタル信号「０」が割り当てられる。このＳ０＋ΔＳの周波数をMark周波数といい、Ｓ０－ΔＳの周波数をSpace周波数という。
　図４は、ＦＳＫ変調信号の周波数スペクトルを示す図である。図４の横軸は周波数、縦軸は受信レベルである。図４に示すように、周波数成分検出器１０７から出力された各周波数成分の周波数スペクトルは、搬送波の中心周波数（直流成分）S0を中心として略対象となり、希望波と妨害波の受信強度がピーク値を持つ。この時、伝送チャネル幅の帯域内に存在するピーク値３０１、３０２が希望波である。また、伝送チャネル幅の帯域外に存在するピーク値３１１、３１２は妨害波である。希望波の場合は、正の周波数成分の中で、Mark周波数において受信強度がピークとなり、負の周波数成分の中で、Space周波数において受信強度がピークとなる。
　希望波／妨害波推定部１２２は、伝送レートを推定し、伝送レートに対応する伝送チャネル幅をＬＵＴ１１０から取得し、周波数／強度検出器１２１から出力された情報から、伝送チャネル幅の中におけるピーク値の周波数を希望波の周波数として推定する。同様に、希望波／妨害波推定部１２２は、伝送チャネル幅の外におけるピーク値の周波数を妨害波の周波数として推定する。そして、希望波／妨害波推定部１２２は、推定した希望波の周波数及び妨害波の周波数を示す情報を受信回路設定部１２３に出力する。
　なお、希望波／妨害波推定部１２２における伝送チャネル幅の特定方法として、上記の方法以外に、レジスタ（図示せず）に伝送チャネル幅を保持させておき、レジスタから伝送チャネル幅を希望波／妨害波推定部１２２に入力する方法もある。または、送信器（図示せず）から受け取った伝送モードから伝送チャネル幅を特定する方法もある。
　また、希望波／妨害波推定部１２２は、伝送チャネル幅の特定を行わず、正の周波数情報と負の周波数情報の其々に対して、中心周波数（直流成分）S0に最も近いピーク値の周波数を希望波の周波数と推定し、他のピーク値の周波数を妨害波の周波数と推定しても良い。
　受信回路設定部１２３は、希望波／妨害波推定部１２２から出力される情報に基づいて、希望波の通過帯域特性を制御するための第１フィルタ係数を設定し、妨害波を十分に低減して復調可能な通過帯域特性を制御するための第２フィルタ係数を設定する。そして、受信回路設定部１２３は、第１フィルタ係数をＩＦフィルタ１０４に出力し、第２フィルタ係数をデジタルフィルタ１０６に出力する。
　図５は、ＦＳＫ変調信号の周波数スペクトルとフィルタの通過帯域特性との関係を示す図である。図５に示すように、ＩＦフィルタ１０４は、受信回路制御部１０８から指示された第１フィルタ係数によって通過帯域特性３５１を確保する。デジタルフィルタ１０６は、受信回路制御部１０８から指示された第２フィルタ係数によって通過帯域特性３５２を確保する。
　通過帯域特性３５１が確保されたＩＦフィルタ１０４にアナログ信号を通すことにより、該アナログ信号に含まれる希望波成分は通過し、妨害波成分の大部分がカットされる。ただし、ＩＦフィルタ１０４の減衰特性を急峻にすることはできないので、妨害波成分の一部がＩＦフィルタ１０４を通過する。しかし、通過帯域特性３５２が確保されたデジタルフィルタ１０６にデジタル信号を通すことにより、該デジタル信号に含まれる希望波成分は通過し、ＩＦフィルタ１０４を通過した妨害波成分の大部分がカットされる。
　次に、復調部１０９の内部構成について図６を用いて説明する。復調部１０９は、ピーク検出器１３１と、ＡＦＣ（自動周波数制御器）１３２と、ビット判定器１３３と、を備えている。
　ピーク検出器１３１は、周波数成分検出器１０７から出力されたＦＦＴ信号の受信レベルのピーク値を検出し、ピーク値に対応する周波数（以下、「ピーク周波数」という）を示す情報をＡＦＣ１３２に出力する。
　ＡＦＣ１３２は、図７に示すように、前回のピーク周波数と今回のピーク周波数との時間的変化からピーク周波数のずれ量を検出し、ずれ量に合わせて周波数データを調整する。
　ビット判定器１３３は、ＡＦＣ１３２から出力された周波数データに基づいてシンボル毎のビットを判定し、所定のビット数からなるデジタル信号に復号し、２次復調データ信号（復調データ）として出力する。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、周波数成分検出処理から希望波と妨害波の周波数と強度を検出し、その検出結果に基づいてフィルタの通過帯域特性を制御することができるため、妨害波を的確に低減することができる。また、本発明によれば、受信装置において、Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジや後段のデジタルフィルタ回路のビット幅を抑制することができるので、受信回路の低消費電力化を図ることができる。
　（実施の形態２）
　本実施の形態では、通過帯域特性を制御するためのフィルタ係数に加えて、受信信号強度を制御するためのパラメータも設定する。
　図８は、本発明の実施の形態２に係る受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図８の受信装置４００において、図１に示した受信装置１００と共通する構成部分には図１と同一の符号を付し、その詳しい説明を省略する。
　ＩＦフィルタ４０４は、受信回路制御部４０８から指示された第１フィルタ係数および第３フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性によって、混合器１０２から出力されたアナログ信号をフィルタリングし、Ａ／Ｄコンバータ４０５に出力する。
　Ａ／Ｄコンバータ４０５は、受信回路制御部４０８から指示されたダイナミックレンジにより、ＩＦフィルタ４０４から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタルフィルタ４０６に出力する。
　デジタルフィルタ４０６は、受信回路制御部４０８から指示された第２フィルタ係数、およびビット幅によって可変制御される通過帯域特性により、Ａ／Ｄコンバータ４０５から出力されたデジタル信号をフィルタリングし、周波数成分検出器４０７に出力する。
　周波数成分検出器４０７は、内部にフーリエ変換演算器を備え、受信回路制御部４０８から指示されたビット幅により、デジタルフィルタ４０６から出力されたデジタル信号に対して、高速フーリエ変換を行い、当該デジタル信号の複数の周波数成分（ＦＦＴ信号）を検出する。ＦＦＴ信号は、受信回路制御部４０８および復調部１０９に出力される。
　受信回路制御部４０８は、受信回路制御部１０８と同様に、第１フィルタ係数および第２フィルタ係数を設定することに加え、受信信号強度を制御するためのパラメータも設定する。具体的には、受信回路制御部４０８は、ＩＦフィルタ４０４の減衰量を制御する第３フィルタ係数、Ａ／Ｄコンバータ４０５のダイナミックレンジ、および、デジタルフィルタ４０６および周波数成分検出器４０７のビット幅を設定する。
　次に、受信回路制御部４０８の内部構成について図９を用いて説明する。受信回路制御部４０８は、周波数／強度検出器１２１（図３と共通）と、希望波／妨害波推定部４２２と、受信回路設定部４２３と、を備えている。
　希望波／妨害波推定部４２２は、希望波／妨害波推定部１２２と同様に、希望波の周波数と妨害波の周波数を推定し、さらに希望波の受信強度と妨害波の受信強度を推定する。そして、希望波／妨害波推定部４２２は、推定した希望波の周波数、妨害波の周波数、希望波の受信強度および妨害波の受信強度を示す情報を受信回路設定部４２３に出力する。
　受信回路設定部４２３は、受信回路設定部１２３と同様に、第１フィルタ係数および第２フィルタ係数を設定し、第１フィルタ係数をＩＦフィルタ４０４に出力し、第２フィルタ係数をデジタルフィルタ４０６に出力する。
　さらに、受信回路設定部４２３は、希望波／妨害波推定部４２２から出力された希望波と妨害波の受信強度を示す情報に基づいて、ＩＦフィルタ４０４の減衰量を制御する第３フィルタ係数を設定し、ＩＦフィルタ４０４に出力する。
　ＩＦフィルタ４０４の減衰量の制御方法の一例として、受信回路設定部４２３は、妨害波の受信強度と希望波の受信強度との差が所定の閾値以上である場合には、減衰量を所定値より多くする。これにより、妨害波の強度を抑制することができる。従って、後段回路のＡ／Ｄコンバータ４０５のダイナミックレンジとデジタルフィルタ４０６と周波数成分検出器４０７のビット幅を抑制することできるので、受信回路の低消費電力化を図ることができる。
　さらに、受信回路設定部４２３は、Ａ／Ｄコンバータ４０５のダイナミックレンジ、デジタルフィルタ４０６および周波数成分検出器４０７のビット幅を設定し、ダイナミックレンジをＡ／Ｄコンバータ４０５に出力し、ビット幅をデジタルフィルタ４０６および周波数成分検出器４０７に出力する。
　ビット幅の設定方法の一例として、受信回路設定部４２３は、妨害波の受信強度が、所定の閾置より低い場合には、Ａ／Ｄコンバータ４０５のダイナミックレンジとデジタルフィルタ４０６と周波数成分検出器４０７のビット幅が最大レベルまで必要ではないため、ビット幅を最大レベルより低く設定する。これにより、受信回路の低消費電力化を図ることができる。
　このように、本実施の形態によれば、周波数成分検出器４０７の出力信号から希望波、妨害波の周波数および受信強度を検出し、その検出結果から妨害波を的確に低減することができるため、受信装置において、Ａ／Ｄコンバータ４０５のダイナミックレンジやデジタルフィルタ４０６および周波数成分検出器４０７のビット幅を抑制することができる。これにより、受信回路の低消費電力化を図ることができる。
　なお、ここでは周波数成分を抽出する演算器の一例としてもっとも簡単なＤＦＴとしているが、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）でも、ＳＴ－ＤＦＴ(瞬時ＤＦＴ)でも、他の周波数成分抽出演算器でも構わない。
　２０１３年３月１日出願の特願２０１３－０４１１４１の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明は、受信装置において、妨害波を的確に低減し受信回路の低消費電力化を実現することができるため、センサー無線ネットワーク等の特定小電力無線分野に用いるのに好適である。
　１００、４００　受信装置
　１０１　アンテナ
　１０２　混合器
　１０３　周波数シンセサイザ
　１０４、４０４　ＩＦフィルタ
　１０５、４０５　Ａ／Ｄコンバータ
　１０６、４０６　デジタルフィルタ
　１０７、４０７　周波数成分検出器
　１０８、４０８　受信回路制御部
　１０９　復調部
　１１０　ルックアップテーブル（ＬＵＴ）
　１２１　周波数／強度検出器
　１２２、４２２　希望波／妨害波推定部
　１２３、４２３　受信回路設定部
　１３１　ピーク検出器
　１３２　ＡＦＣ
　１３３　ビット判定器
　２００　復調処理部

Claims (9)

  1. 　周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調された信号を受信して復調する受信装置であって、
    　第１フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、受信されたアナログ信号をフィルタリングする第１フィルタと、
    　前記第１フィルタを通過したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
    　第２フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたデジタル信号をフィルタリングする第２フィルタと、
    　前記第２フィルタを通過したデジタル信号の周波数成分を検出する周波数成分検出器と、
    　希望波の周波数および妨害波の周波数に基づいて、前記第１フィルタ係数および前記第２フィルタ係数を設定する受信回路制御部と、
    　を具備する受信装置。
  2. 　前記受信回路制御部は、
    　前記周波数成分検出器の出力信号に基づいて前記希望波の周波数および前記妨害波の周波数を検出する、
    　請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記受信回路制御部は、
    　伝送チャネル幅の中におけるピーク値の周波数を前記希望波の周波数として推定し、伝送チャネル幅の外におけるピーク値の周波数を前記妨害波の周波数として推定する、
    　請求項２に記載の受信装置。
  4. 　前記受信回路制御部は、
    　正の周波数情報と負の周波数情報の其々に対して、中心周波数に最も近いピーク値の周波数を前記希望波の周波数と推定し、他のピーク値の周波数を前記妨害波の周波数と推定する、
    　請求項２に記載の受信装置。
  5. 　前記受信回路制御部は、
    　前記希望波の受信強度および前記妨害波の受信強度に基づいて、前記第１フィルタの減衰量を制御する第３フィルタ係数を設定し、
    　前記第１フィルタは、
    　前記第１フィルタ係数および前記第３フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、受信されたアナログ信号をフィルタリングする、
    　請求項１に記載の受信装置。
  6. 　前記受信回路制御部は、
    　前記希望波の受信強度および前記妨害波の受信強度に基づいて、前記Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを設定し、
    　前記Ａ／Ｄコンバータは、
    　前記ダイナミックレンジにより、前記第１フィルタを通過したアナログ信号をデジタル信号に変換する、
    　請求項１に記載の受信装置。
  7. 　前記受信回路制御部は、
    　前記希望波の受信強度および前記妨害波の受信強度に基づいて、前記第２フィルタのビット幅を設定し、
    　前記第２フィルタは、
    　前記第２フィルタ係数および前記ビット幅によって可変制御される通過帯域特性により、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたデジタル信号をフィルタリングする、
    　請求項１に記載の受信装置。
  8. 　前記受信回路制御部は、
    　前記希望波の受信強度および前記妨害波の受信強度に基づいて、前記周波数成分検出器のビット幅を設定し、
    　前記周波数成分検出器は、
    　前記ビット幅により、前記第２フィルタを通過したデジタル信号の周波数成分を検出する、
    　請求項１に記載の受信装置。
  9. 　周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調された信号の復調方法であって、
    　第１フィルタにおいて、第１フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、受信されたアナログ信号をフィルタリングするステップと、
    　Ａ／Ｄコンバータにおいて、前記第１フィルタを通過したアナログ信号をデジタル信号に変換するステップと、
    　第２フィルタにおいて、第２フィルタ係数によって可変制御される通過帯域特性により、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたデジタル信号をフィルタリングするステップと、
    　周波数成分検出器において、前記第２フィルタを通過したデジタル信号の周波数成分を検出するステップと、
    　受信回路制御部において、希望波の周波数および妨害波の周波数に基づいて、前記第１フィルタ係数および前記第２フィルタ係数を設定するステップと、
    　を具備する復調方法。
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