JP4941560B2 - Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式により直交周波数分割多重された信号を受信する受信機及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は Zero-IF方式により直交周波数分割多重された信号を受信する受信機及び受信方法に関する。
本発明は、電子デバイスとしてCMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスを備える場合に好適である。

一般に、無線受信機においての信号処理は、無線送信機から送信された高周波信号を低周波に周波数変換することにより行われる。
図１７は、Zero-IF方式無線受信機の一つであるスーパーヘテロダイン方式無線受信機のブロック図である。従来の無線受信機における周波数変換動作を図１７に基づいて説明すると次の如くである。即ち、高周波信号をアンテナ１０で受信すると、その高周波信号を高周波増幅器（ＲＦ増幅器）１２で増幅してから周波数変換器１３へ出力し、この周波数変換器１３にて第一局部発振器１４の信号と掛け合わせて中間周波信号を生成する。次いで、上記の周波数変換器１３から出力する中間周波信号を中間周波増幅器（ＩＦ増幅器）１５で増幅してから直交検波器（直交復調器）１６へ出力する。この直交復調器１６は二つの周波数変換器１６−１、１６−２を備えており、中間周波増幅器１５で増幅した信号がそれぞれの周波数変換器１６−１、１６−２に入力される。また更に、第2局部発振器１７からの信号の位相を９０度シフトする９０度移相器１６−３を備えており、第２局部発振器１７からの信号とこの位相を９０度シフトした信号とが別々の周波数変換器１６−１、１６−２に入力される。こうして、直交復調器１6では、各周波数変換器１６−１、１６−２でそれぞれの信号を掛け合わせてＩ相とＱ相のベースバンド信号として出力する。上記の周波数変換器１３、上記の第一局部発振器１４、及び上記の中間周波増幅器１５は省略することも可能であり、この場合には、特にダイレクトコンバージョン方式無線受信機と呼ばれ、高周波信号を中間周波信号を介さずにベースバンド信号へ直接変換する。直交復調器１６で復調されたＩ相の信号（Ｉ信号）とＱ相の信号（Q信号）は、後段のＡ/Ｄ変換器１８−１、１８−２を通じてデジタル信号としてデジタル信号処理部１９へ出力されてデジタルデータが復調されることになる。

このように従来の無線受信機では、高周波信号を周波数を落としてベースバンド信号に変換し、これをデジタル信号処理する。このような構成においては、A/D変換器１８−１、１８−２の変換速度を必要最低限（理論的には信号の帯域幅と同じ速度）に抑え、且つ、周辺回路や信号処理の負担を減らすことが可能である。

ところで、上記受信機の電子デバイスとしてCMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスが使用される場合において、1/fノイズが無視できない場合があるということが一般的に知られている。上記電子デバイスにおいて発生する1/fノイズは、ノイズ量が周波数の大きさに反比例し、特に周波数が低いところで非常に大きくなる。そのため、高周波信号や中間周波信号のように比較的周波数が高い信号が通過する場合は1/ｆノイズを無視することが可能だが、周波数ゼロの成分を含むベースバンド信号においては1/fノイズの値が非常に大きくなってＳ/Ｎ劣化が生じるため、無視することができなくなる。

そこで従来は、その1/fノイズを無視することのできる周波数帯即ち周波数ゼロ付近外の周波数帯にダウンコンバートする方式（いわゆるlow-IF方式）が主流であった。また、zero-IF方式を採用する場合においては、例えばIEEE802.11a/gで規定される無線LAN信号のように広帯域の信号で低い周波数成分の影響が相対的に小さくなる信号を採用することにより、1/fノイズの影響を回避していた（例えば非特許文献１−非特許文献３等参照）。
A Bluetooth radio in 0.18-/spl mu/m CMOSvan Zeijl, P.; Eikenbroek, J.-W.T.; Vervoort, P.-P.; Setty, S.; Tangenherg, J.; Shipton, G.; Kooistra, E.; Keekstra, I.C.; Belot, D.; Visser, K.; Bosma, E.; Blaakmeer, S.C.;Solid-State Circuits, IEEE Journal ofVolume 37, Issue 12, Dec. 2002 Page(s):1679 - 1687 A dual-mode 802.11b/bluetooth radio in 0.35-/spl mu/m CMOSDarabi, H.; Chiu, J.; Khorram, S.; Hea Joung Kim; Zhimin Zhou; Hung-Ming; Chien; Ibrahim, B.; Geronaga, E.; Tran, L.H.; Rofougaran, A.;Solid-State Circuits, IEEE Journal ofVolume 40, Issue 3, Mar 2005 Page(s):698 - 706 A 0.13 /spl mu/m CMOS front-end, for DCS1800/UMTS/802.11b-g with multiband positive feedback low-noise amplifierLiscidini, A.; Brandolini, M.; Sanzogni, D.; Castello, R.;Solid-State Circuits, IEEE Journal ofVolume 41, Issue 4, April 2006 Page(s):981 - 989

直交周波数分割多重（以下、OFDMと略す）伝送方式では、伝送するデータに誤り訂正符号等の前処理を施し、データをシンボルごとに帯域の異なる複数のサブキャリアに乗せて多重化し、時間軸信号（ＯＦＤＭ信号）として伝送媒体中を伝送させる。

図１８は、ＯＦＤＭ信号を送信する無線送信機の簡易ブロック図である。当該無線送信機２では、先ず誤り訂正符合部２０にてデータに前処理を施す。例えばデータに誤り訂正符号化処理を施し、誤り訂正符号化したデータを直列／並列変換して帯域の異なる複数のサブキャリア（１番からｎ番のサブキャリア）に割り当てる。そして、ＱＰＳＫやＱＡＭ等により一次変調する等してからそれぞれのデータを逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部２１に出力して時間軸信号に多重化し、それを、送信回路２２にてＤ/Ａ変換してから高周波信号にアップコンバートしたものをアンテナ２３を通じて受信機側へ送信する。

上記ＯＦＤＭ信号は、上述のIEEE802.11a/gに規定されている無線LAN信号で既に採用されている。またIEEE802.16に規定されているOFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）-PUSC（Partial Usage of Subchannel）信号もOFDM信号を採用している。各信号は、誤り訂正符号化したデータを帯域の異なる複数のサブキャリアに分散させて送信する点では、共に、同様の規定がなされている。しかし、異なる複数のサブキャリア間の間隔において両者は次のように異なる。

無線LAN信号においては、２０MHｚの帯域を６４個に分割してなるサブキャリアのうち、48個が誤り訂正符号化されたデータの分散先として割り当てられる。その残りのサブキャリアの内の4個は通信チャネルのパラメータを特定するためのパイロット用として割り当てられる。そして、その他の12個は通信には用いられないガードサブキャリアとなる。このように、２０MHｚの帯域が６４分割されるように規定されているので、サブキャリア間隔が３１２．５kHz、最も周波数の低いサブキャリアの中心周波数が３１２．５kHzになる。

一方、OFDMA-PUSC信号においては、帯域を２０４８個に分割してサブキャリアを構成する。帯域制限は特に規定されていないため、上記無線LAN信号と同じ20MHｚとして考えてみると、サブキャリア間隔が約10kHz程度、最も周波数の低いサブキャリアの中心周波数は約10kHz程度になる。

ここでで、1/fノイズのノイズ量が周波数の上昇とともに小さくなって熱雑音レベル以下となる周波数（いわゆるカットオフ周波数)は、典型的な例においては高くても100kHz程度であると考えられているので、これを前提にそれぞれの信号についての１／ｆノイズの影響を考えてみる。

先ず上記の無線LAN信号においては上述したようにサブキャリア間隔が312.5kHzであり、これはゼロ周波数からカットオフ周波数100kHzまでの帯域幅と比べると格段に大きい。よって、サブキャリア一つあたりの１／ｆノイズの影響は、比較的小さいものと見ることができ、無視できる。

反対に、上記のOFDMA-PUSC信号においては、上述したようにサブキャリア間隔が約10kHz程度で、これはゼロ周波数からカットオフ周波数100kHzまでの帯域幅と比べると格段に小さい。より詳細には、周波数軸上にDCを中心に対称位置に設けられる片側10個程度ずつの合計20個程度のサブキャリアが上記カットオフ周波数を下回るようになる。このため、カットオフ周波数以下の特にＤＣ付近のサブキャリアにおいては1/ｆノイズの影響が図１９に一例として示す如くS/Nの激しい劣化として生じ（Ｓ/Ｎが周波数に依存し）、１／ｆノイズが無視できなくなる。OFDMA-PUSC信号のこのような特徴は、ゼロ周波数からカットオフ周波数までの帯域幅と比較して周波数軸上のサブキャリアの間隔が狭くなればなるほど顕著になる。

Zero-IF 方式無線受信機においては周辺回路や信号処理の負担を軽減することができるという利点があることは既に述べた。しかし、CMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスをベースバンド段に使用（特にここではベースバンドへの直交復調器に使用）した場合において、上述のOFDMA-PUSC信号のように周波数軸上のサブキャリア間隔が狭いと、ベースバンド信号にゼロ周波数付近の信号成分が含まれるようになり、その付近の1/f ノイズのノイズ量が大きくなる。そのため、S/Nの激しい劣化が生じるという問題が生じる。更に、1/f ノイズのノイズ量が大きいサブキャリアにおいては複号後のデータ誤り率が増大するという問題が生じる。

このため、従来、CMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスを使用しているZero-IF 方式のＯＦＤＭ受信機において、上記OFDMA-PUSC信号等のようにサブキャリアの間隔が狭いＯＦＤＭ信号を実用的に使用することができなかった。

本発明は、CMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスを通過するゼロ周波数付近の信号のS/N劣化を抑えることのできるＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ信号の受信方法を提供することを目的とする。尚、サブキャリアの間隔が狭いＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ−ＰＵＳＣ信号に限られず、サブキャリアの間隔の狭いＯＦＤＭ信号を用いる他の方式に適用できることは明らかである。

本発明のＯＦＤＭ受信機の態様の一つは、受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器を備え且つ該高周波増幅器を通された上記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするＯＦＤＭ受信機であって、上記高周波増幅器を、上記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じてゲインを変えて増幅（周波数に応じて異なるゲインで増幅）するように構成する。

なお、上記高周波増幅器は、上記ＯＦＤＭ信号の内のゼロ周波数及びゼロ周波数近傍にダウンコンバートされる周波数帯の信号のゲインを基準ゲインよりも高くする、ことが好ましい。

また、或いは、上記高周波増幅器は、上記ＯＦＤＭ信号の内のゼロ周波数及びゼロ周波数近傍にダウンコンバートされる周波数帯以外の信号のゲインを基準ゲインよりも低くする、ことが好ましい。

また、スーパーヘテロダイン方式の受信器においては、上記高周波増幅器は、ＲＦ段のＲＦ増幅器又はＩＦ段のＩＦ増幅器として構成されている、ことが好ましい。
また、上記ＲＦ増幅器又は上記ＩＦ増幅器において生じる各周波数帯の信号強度差を補正する補正手段をベースバンド段に備える、ことが好ましい。

また、上記補正手段は、上記ＲＦ増幅器又は上記ＩＦ増幅器においてのゲインの周波数特性とは逆の周波数特性をもつベースバンド増幅器である、ことが好ましい。
また、ＯＦＤＭ信号のＳ/Ｎ比を求め、該Ｓ/Ｎ比に基いて上記高周波増幅器に設定すべきゲインの周波数特性を自動計算する手段を更に備える、ことが好ましい。

また、ＯＦＤＭ信号のデータ誤り率を求め、該データ誤り率に基いて上記高周波増幅器にゲインを自動設定する手段を更に備える、ことが好ましい。
本発明のＯＦＤＭ受信機の他の態様の一つは、受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器を備え且つ該高周波増幅器を通された上記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバート回路を備えたＯＦＤＭ受信機であって、２系統のダウンコンバージョン回路を備え、上記２系統のダウンコンバージョン回路の内の一方側の第一の高周波増幅器は他方側の第二の高周波増幅器よりも利得が高く、且つ、上記第一の高周波増幅器の前段に、ベースバンドにダウンコンバートされた場合にゼロ周波数又はゼロ周波数近傍をとる周波数帯域の受信ＯＦＤＭ信号を通過させるバンドパスフィルタを備える、ようにして構成する。

本発明のＯＦＤＭ信号の受信方法の態様の一つは、S/Nが周波数に依存するサブキャリア成分を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を高周波増幅器においてサブキャリアの周波数に応じてゲインを変えて増幅し（周波数に応じて異なるゲインで増幅し）、該増幅した信号をベースバンド信号にダウンコンバートする、ようにする。

本発明により、CMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスを通過するゼロ周波数付近の信号のS/N劣化を軽減することができるようになる。
また、補正手段を設けることにより、全ての帯域でほぼ等しいS/Nを持たせることができ、ビット誤り率の増加を低減することができるようになる。

また更に、低いレートのA/D変換器や簡単な復調回路を構成することができるので、受信機の消費電力低減に効果を発揮する。

実施例１によるゼロ周波数付近の信号のＳ/Ｎ劣化を抑える方法の説明図である。 実施例１によるＯＦＤＭ受信機の構成例である。 ＲＦ増幅器５０の具体的な構成例である。 実施例１においての信号のスペクトラム図である。 アッテネータの配置説明図である。 実施例２によるＯＦＤＭ受信機の構成例である。 実施例２においての信号のスペクトラム図である。 実施例３によるＯＦＤＭ受信機の構成例である。 実施例３においての信号強度の説明図である。 実施例４におけるデジタル信号処理部のブロック図である。 実施例５におけるディジタル信号処理部内の、Ｓ／Ｎ比の測定に係る処理部の構成を示した図である。 実施例５の処理部の動作フローである。 実施例６におけるディジタル信号処理部の構成図である。 実施例６の処理部の動作フローである。 実施例７によるＯＦＤＭ受信機の構成例である。 実施例７のＯＦＤＭ受信機の変形例である。 従来のスーパーヘテロダイン方式無線受信機のブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号を送信する無線送信機の簡易ブロック図である。 従来のＤＣ付近のサブキャリアにおけるＳ／Ｎを示したグラフである。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
一般に、zero-IF方式はスーパーヘテロダイン方式とダイレクトコンバージョン方式とで受信機の構成が異なる。しかし、ダイレクトコンバージョン方式の受信機はスーパーヘテロダイン方式の受信機からＩＦ段の回路を除いたものに相当するため、両者問わず、何れの方式の受信機にも以下の方式は容易に適用できるものである。そこで、以下の各実施例においては、本発明の様々な応用形態を示せるようにするために、その内のスーパーヘテロダイン方式の受信機の構成を挙げることにする。更に、以下の各実施例においては、図１８の無線送信機から送信されるようなＯＦＤＭ伝送方式の信号を扱うものとし、特に説明しない限り、受信機に構成されるデジタル処理部では、従来構成の下で、無線送信機と逆の手順によりＯＦＤＭ信号を復調処理しているものとする。

（実施例１）
実施例１では、ＯＦＤＭ信号がベースバンド信号にダウンコンバートされた際のゼロ周波数付近の信号のＳ/Ｎ劣化をＲＦ増幅器において抑える方法について説明する。

図１はその方法の説明図である。
図１（ａ）は、CMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスにより構成した直交検波器（直交復調器）において発生する「1/ｆノイズ」、及び増幅器等において発生する「熱雑音」の、一般的な両者の周波数特性グラフである。このグラフ（対雑音強度−周波数特性グラフ）によると、1/ｆノイズの雑音強度は最大値を示すゼロ周波数（０Ｈｚ）から周波数の上昇に反比例して減少する。そして、カットオフ周波数（ｘＨｚ）を超えると、略一定として表した熱雑音強度を下回るようになる。

図１（ｂ）は、図１（ａ）の対雑音強度−周波数特性グラフに対応させて作成した、ＲＦ増幅器におけるゲインと入力周波数との関係グラフである。このグラフ（対ゲイン−周波数特性グラフ）に示すように、ＲＦ増幅器は、入力周波数（ＯＦＤＭ信号の周波数）が中心周波数（ＲＦＨｚ）をとるものに対しては最大ゲインで増幅するように構成する。更に、入力周波数が中心周波数（ＲＦＨｚ）から、これにカットオフ周波数（ｘＨｚ）を足し合わせた周波数（ＲＦＨｚ＋ｘＨｚ）に至るものに対しては、ゲインを徐々に減らし、周波数（ＲＦＨｚ＋ｘＨｚ）以上において、ゲインを一定に固定する（フラット化する）、例えば１／ｆノイズを無視することのできる周波数帯において設定することのできるゲインに固定する（フラット化する）。なお、中心周波数（ＲＦＨｚ）以下のゲインについては、対ゲイン−周波数特性グラフが中心周波数（ＲＦＨｚ）を中心に左右対称となるように与えるようにすれば良い。

図１（ｃ）は、ＲＦ増幅器をゲインを図１（ｂ）の周波数特性をもつようにして構成した場合にベースバンド段で得られる、Ｉ信号及びＱ信号の信号強度と周波数との関係グラフである。このグラフ（対信号強度−周波数特性グラフ）が示すように、ベースバンド段においてのＩ信号及びＱ信号の信号強度は、図１（ａ）の対雑音強度−周波数特性グラフと同じような振る舞いをするようになる。即ち、ゼロ周波数（０Ｈｚ）において最大値をとり、そこから周波数の上昇に反比例して減少する。カットオフ周波数（ｘＨｚ）以上においては、1/ｆノイズの影響を考慮しない区間であるため一定の信号強度となる。なお、後述の図１（ｄ）のグラフからも明らかであるが、縦軸の信号強度のレベルは図１（ａ）と異なり、図１（ｃ）のゼロ周波数（０Ｈｚ）における信号強度は、図１（ａ）のゼロ周波数（０Ｈｚ）における雑音強度よりも高くなる。

図１（ｄ）は、ベースバンド段で得られるＩ信号及びＱ信号の信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ比）の周波数特性を示したグラフである。
図１（ａ）の対雑音強度−周波数特性グラフと図１（ｃ）の対信号強度−周波数特性グラフとの関係は、図からは明確ではないが周波数軸上の各点にける信号強度はそれぞれの周波数に対応する雑音強度の定数倍になる。よって、図１（ｄ）に示すようにＳ／Ｎ比は各周波数に対して一定値をとるようになり（いわゆる周波数フラットの状態になり）、ゼロ周波数及びゼロ周波数付近においての１／ｆノイズによるＳ／Ｎ比の低下を防止することができる。

ただし、図１（ｄ）のＳ／Ｎ比の値は、後段回路で信号を正しく検出することのできるレベルの範囲内にする必要がある。また、後段のＡ／Ｄ変換器において信号が飽和しない線形領域に最大ゲインの値を設定する必要がある。その範囲内であれば、図１（ｂ）の対ゲイン−周波数特性グラフの縦軸のレベルは適宜変更しても良い。例えば、中心周波数（ＲＦＨｚ）の最大ゲインに対して０ｄＢを与えて、その他の周波数においては負のゲインを与える即ち信号を減衰させるように構成しても良い。

図２は、実施例１によるスーパーヘテロダイン方式のＯＦＤＭ受信機の構成例である。なお、図１７の構成と等しい箇所には図１７と同一の番号を付している。
図２の受信機５は、アンテナ１０で受けたＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じてゲインを変えて増幅（サブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅）して周波数変換器１３へ出力するＲＦ増幅器５０を備えている。

このＲＦ増幅器５０はアンテナ１０から入力されたＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数ごとに適したゲインで増幅するように動作するものである。
ここでは、図１（ａ）−図１（ｄ）に示した各周波数特性間の関係が成り立つことを前提にして、図１（ｂ）のゲインの周波数特性をもつように図２のグラフ波形Ｗ１のような周波数特性をもつＲＦ増幅器５０を構成した。

図３は、ＲＦ増幅器５０の具体的な構成例である。
図３（ａ）のＲＦ増幅器５００は、入力信号を一定利得で増幅する同図破線内の増幅素子の後段に並列にＬＣ共振回路を接続して構成したものである。ここで、Ｌ及びＣは、ＬＣ共振回路の共振周波数が入力信号の中心周波数に一致するように設定されている。

このＲＦ増幅器５００では、ＯＦＤＭ信号が入力されると、その信号の周波数がＬＣ共振周波数に一致するものに対して最大ゲインで信号を増幅し、ＬＣ共振周波数付近の周波数に対してはその周波数がＬＣ共振周波数から遠くなる程少ないゲインで信号を増幅する。そして、ＯＦＤＭ信号の周波数がＬＣ共振周波数から例えばカットオフ周波数程度以上遠くなると、同図破線内の増幅素子に設定されている一定ゲインのまま信号を増幅する。

この構成においては、図１（ｂ）の波形の最低ゲインは０ｄＢ以上をとるように設定する。そしてその最低ゲイン即ち図１（ｂ）の（ＲＦＨｚ＋ｘＨｚ）以上のときの一定ゲインを増幅素子のゲインとして設定するようにする。

なお、当該ＲＦ増幅器５００においては可変デバイスとしてＲＦＣ（Radio Frequency Choke）コイルを構成している。よって、ＯＦＤＭ信号の中心周波数と共振周波数とが一致しない場合にはＲＦＣコイルのインダクタンスを調整することにより互いの周波数を一致させるようにする。例えば、他の中心周波数のＯＦＤＭ信号を受信する場合に、そのＲＦＣコイルのインダクタンスを調整することによりその中心周波数に共振周波数を一致させることができる。ＲＦＣコイルの他に上記可変デバイスとしてＭＥＭＳ（Micro-Electro-Mechanical Systems）素子やバラクタ（可変容量ダイオード）等を使用しても良い。

また、ＲＦＣの調整に変え、局部発振器の周波数を他のＯＦＤＭ信号の中心周波数に応じて変更させる構成としても良い。
図３（ｂ）のＲＦ増幅器５０２は、入力信号を一定利得で増幅する同図の破線内の増幅素子の後段に周波数フィルタＦを接続して構成したものである。この周波数フィルタＦは、ＳＡＷフィルタ等のフィルタデバイスを組み合わせて構成されたもので、周波数が入力信号の中心周波数に一致する信号を最も良く通し、その周波数から遠ざかるにつれて信号の透過率が反比例して低下する、つまり入力信号の中心周波数から遠い周波数の信号を減衰させるフィルタである。

このＲＦ増幅器５０２では、ＯＦＤＭ信号が入力されると、中心周波数の信号は増幅素子で得られたゲインを低下させることなくフィルタＦを通過し、中心周波数付近の周波数の信号は増幅素子で得られたゲインを少し低下させる程度でフィルタＦを通過する。そして、ＯＦＤＭ信号の周波数が中心周波数から例えばカットオフ周波数程度以上遠くなると、信号は所定のレベルまで大幅に減衰させられてフィルタＦを通過する。ここで増幅素子のゲインを０ｄＢとした場合には、図１（ｂ）の波形の最高ゲインは０ｄＢをとることになる即ち1/ｆノイズの影響を受けない周波数帯（ゼロ周波数及びゼロ周波数近傍以外の周波数）のゲインを低下させる。

なお、当該ＲＦ増幅器５０２には可変デバイスとしてＲＦＣ（Radio Frequency Choke）コイルを構成している。このため、周波数フィルタＦの周波数特性とＯＦＤＭ信号の中心周波数との関係が上述した関係にならない場合にはＲＦＣコイルのインダクタンスを調整する。例えば、他の中心周波数のＯＦＤＭ信号を受信する場合に、ＲＦＣコイルのインダクタンスを調整して上記の関係にする。ＲＦＣコイルの他に上記可変デバイスとしてＭＥＭＳ（Micro-Electro-Mechanical Systems）素子やバラクタ（可変容量ダイオード）等を使用しても良い。

また、ＲＦＣの調整に変え、局部発振器の周波数を他のＯＦＤＭ信号の中心周波数に応じて変更させる構成としても良い。
図４は、図３（ａ）のＲＦ増幅器５００を設けた受信機５の各段における信号のスペクトラムを示した図である。

ここでは一例として中心周波数が２４００ＭＨｚのＯＦＤＭ信号をアンテナ１０から受信する場合を想定している。
この場合、ＲＦ増幅器５０からは２４００ＭＨｚ及びその付近の周波数帯のレベルを強調した信号（信号スペクトラムＲＦ１）が得られる。

更に、周波数変換器１３からは、局部発振器１４の２３３０ＭＨｚの信号によりダウンコンバートされた中心周波数７０ＭＨｚの中間周波信号において、７０ＭＨｚ及びその付近の周波数帯のレベルを強調した信号（信号スペクトラムＩＦ１）が得られるようになる。

そして、直交復調器１６から出力されるＩ信号及びＱ信号において、ゼロ周波数に近づくにつれてレベルを強調した信号、特にゼロ周波数及びゼロ周波数近傍においてレベルを強調した信号（信号スペクトラムＢＢ１）が得られる。これは図１（ｃ）に示した信号強度の周波数特性に対応するものであり、Ｉ信号及びＱ信号のＳ/Ｎ比は図１（ｄ）に対応して周波数フラットになる。

なお、ここではＲＦ増幅器５０から２４００ＭＨｚ及びその付近の周波数帯のレベルを強調して信号を得ているが、この強調により後段の素子に入る全体の信号電力が増大して、素子の線形領域を超える場合がある。例えば、Ａ／Ｄ変換器において信号が飽和し、出力信号がひずむ恐れがある。そのため、そのような問題が生じる場合には、図５（ａ）の概念図に示すようにＩＦ増幅器５００の後段にアッテネータ（減衰器）５０５を構成するようにする。このアッテネータ５０５は図５（ｂ）に示すように周波数特性をもたせて増幅した信号を同図（ｂ）の矢印の方向に周波数全体に渡り均一に減衰させるものなので、1/f ノイズの影響を受ける周波数（特にゼロ周波数及びゼロ周波数近傍に対応するダウンコンバート前の周波数）におけるゲインを増大させる一方で、1/f ノイズの影響を受けない周波数におけるゲインを減少させることが可能になる。よって、後段の素子に入る全体の信号電力が素子の線形領域内に収まるような減衰率のアッテネータを選択することにより、素子における飽和を防ぐようにする。

（実施例２）
実施例２では、ＯＦＤＭ信号がベースバンド信号にダウンコンバートされた際のゼロ周波数付近の信号のＳ/Ｎ劣化をＩＦ増幅器において抑える方法について説明する。

図６は、実施例２によるスーパーヘテロダイン方式のＯＦＤＭ受信機の構成例である。なお、図１７の構成と等しい箇所には図１７と同一の番号を付している。
図６の受信機８は、周波数変換器１３から出力されたＯＦＤＭ中間周波信号を増幅して直交復調器１６へ出力するＩＦ増幅器８０を備えている。

このＩＦ増幅器８０は周波数変換器１３から出力されたＯＦＤＭ中間周波信号を各サブキャリアの周波数（具体的には中間周波数にダウンコンバートされたサブキャリアの周波数）に適したゲインで増幅するように動作するものである。

ここでも、実施例１で述べたように図１（ａ）−図１（ｄ）に示したそれぞれの周波数特性が成り立つことを前提に、図１（ｂ）のゲインの周波数特性をもつように図６のグラフ波形Ｗ２のような周波数特性をもつＩＦ増幅器８０を構成した。ただし、このＩＦ増幅器８０はＩＦ段に構成するため実施例１のＲＦ段のＲＦ増幅器５０と構成する段が異なってる。そのため、原理は図１と略同じと言って良いが、図１（ｂ）のグラフにおいて高周波信号の中心周波数及びその周辺帯域を中間周波信号の中心周波数及びその周辺帯域にしたものを前提にする。

ＩＦ増幅器８０の具体的な構成として図３（ａ）又は図３（ｂ）の構成を適用する。ただし、アンテナで受信したＯＦＤＭ信号の中心周波数及びこの周波数を中心に1／ｆノイズの影響を受ける周波数帯域は、その信号がダウンコンバートされた先の中間周波帯域においては別の中心周波数及びそれを中心とする周波数帯域となる。そのため、図３（ａ）又は図３（ｂ）の各増幅器を使用する場合は、実施例１においてＯＦＤＭ信号の中心周波数としたものを中間周波信号の中心周波数に変えて設定を行うようにする。また、必要に応じて、ゲインを強調する周波数帯域幅も変えて設定するようにする。

なお、ＩＦ増幅器８０として図３（ａ）のタイプのＩＦ増幅器５００を使用した場合には、実施例１と同様に後段の素子に入る全体の信号強度が増大し、素子の線形領域を超える恐れがある。そのようなときは、実施例１に習い、ＩＦ増幅器の後段にアッテネータを構成するようにする。

それ以外については実施例１においてした説明から明らかであるため、説明は省略する。
図７は、受信機８のＩＦ増幅器８０を図３（ｂ）のタイプのＩＦ増幅器５０２により構成した場合の各段における信号のスペクトラムを示した図である。

ここでは一例として実施例１と同様に中心周波数が２４００ＭＨｚのＯＦＤＭ信号をアンテナ１０から受信する場合を想定している。
この場合、ＲＦ増幅器１２はゲインが一定なので、出力部において周波数全体に渡って一定のゲインで増幅した一定レベルの信号（信号スペクトラムＲＦ１´）が得られる。

また、周波数変換器１３からは、局部発振器１４の２３３０ＭＨｚの信号によりダウンコンバートされた中心周波数７０ＭＨｚの中間周波信号において、これまた周波数全体に渡って一定のレベルの信号（信号スペクトラムＩＦ１´−１）が得られる。

また、ＩＦ増幅器８０からは、７０ＭＨｚとその付近を含む周波数帯を除く周波数帯のレベルが減衰した信号（信号スペクトラムＩＦ１´−２）が得られる。
そして、直交復調器１６から出力されるＩ信号及びＱ信号において、ゼロ周波数に近づくにつれてレベルを強調した信号、特にゼロ周波数及びゼロ周波数近傍においてレベルを強調した信号（信号スペクトラムＢＢ１´）が得られる。これもまた、実施例１と同様に、図１（ｃ）に示した信号強度の周波数特性に対応するものであり、Ｉ信号及びＱ信号のＳ/Ｎ比は図１（ｄ）に対応して周波数フラットになる。

（実施例３）
実施例３では、高周波増幅器（ＲＦ増幅器又はＩＦ増幅器）において周波数に応じてゲインを変えたことにより生じるベースバンド信号においての信号強度の差を補正する方法について説明する。

図８は、実施例３によるスーパーヘテロダイン方式のＯＦＤＭ受信機の構成例である。なお、図１７の構成と等しい箇所には図１７と同一の番号を付している。
図８の受信機１１０は、実施例１のＲＦ増幅器５０を前提に、ベースバンド段にベースバンド増幅器１１００を更に設けて構成したものである。

実施例１でも説明したように、ＲＦ増幅器５０はアンテナ１０から入力されたＯＦＤＭ信号を各サブキャリアの周波数ごとに適したゲインで増幅する働きをする。
これに対してベースバンド増幅器１１００は、直交復調器から出力されたＩ信号及びＱ信号を、ＲＦ増幅器５０においてゲインを低く設定した信号の信号強度を他の信号の信号強度よりも高くするようにして増幅させる働きをする。特に図８に示すようにＲＦ増幅器５０の周波数特性W1の逆周波数特性W３をベースバンド増幅器１１００に設定する。この例においては、ＲＦ増幅器５０の周波数特性W1においてゲインを強調した中心周波数がベースバンドにおいてゼロ周波数になっている。ＲＦ増幅器５０の周波数特性W1において中心周波数よりも周波数が大きくなるに従いゲインは減少するので、ベースバンド増幅器は、その逆特性をとるようにゼロ周波数から周波数が大きくなるに従い信号強度が増加する周波数特性にして構成する。

図９は、ベースバンド増幅器１１００にＲＦ増幅器５０の周波数特性の逆周波数特性をもたせたときに出力される信号の信号強度を説明するための図である。
図９（ａ）はベースバンド増幅器に与えた周波数特性を示しており、ここでは、ＲＦ増幅器５０において強調されたゼロ周波数及びゼロ周波数近傍において信号強度を低下させ、それ以外は信号強度を保つような設定にしている。

図９（ｂ）及び図９（ｃ）は、この設定のベースバンド増幅器の入力信号及び出力信号の信号強度をそれぞれ示した図である。
図９（ｂ）は、図９（ａ）に示した周波数特性とはちょうど逆の周波数特性となっている、このため、入力信号はベースバンド増幅器においてゼロ周波数付近の信号強調部分が吸収され、図９（ｃ）に示すような信号強度が周波数フラットの出力信号が得られる。

このように、高周波増幅器をゲインを周波数特性をもたせて構成した場合、その出力信号に対して先の周波数特性の逆の周波数特性をベースバンド段に補正手段として与える、ここではＡ／Ｄ変換器の前段に設けたベースバンド増幅器を補正手段として与えているがＡ／Ｄ変換後のデジタル信号処理部内に補正手段を与えても良い、とすることで、信号強度を周波数フラットにすることができる。そのため、デジタル信号処理部においてＩ信号及びＱ信号からデータを復調するに際して、信号振幅によるデータ判定のための閾値をキャリアごとに変える必要がなくなる。また、誤り訂正符号の復号に使用する軟判定値にサブキャリアの信号振幅をそのまま使用することが可能になる。

こうして、各サブキャリアによらず振幅とS/Nと共に一定のベースバンド信号を得ることができ、復調演算を単純化できる。

（実施例４）
実施例４では、上記補正手段をベースバンド段、ここではＡ／Ｄ変換後のデジタル信号処理部内に構成した例を説明する。

図１０は、実施例４におけるデジタル信号処理部のブロック図である。
同図のＦＦＴ処理部１３００はベースバンド信号を離散時間波形から離散周波数波形に変換して各サブキャリアの信号（ＱＰＳＫ変調信号又はＱＡＭ変調信号等）を並列出力する。ＦＦＴ処理部１３００から出力された各信号に対して乗算器１３０２で所定の係数を乗算し、乗算結果をシリアル信号にしてデータ復調器１３０３に出力する。データ復調器１３０３では、一組の閾値を使用してその信号の信号振幅からデータを判定し、誤り訂正処理等をしてデータを復調する。

なお、上記乗算器１３０２の係数は、ＲＦ増幅器により周波数ごとに変えられた信号強度を周波数フラットになるように、例えばＲＦ増幅器の周波数特性を元にして決定する。
このように、ＦＦＴ処理部１３００から出力された各信号が乗算器において適切な係数で乗算されるため、周波数ごとに変えられた信号強度のばらつきが吸収され、強度が周波数フラットの信号が得られる。

（実施例５）
実施例５では、高周波増幅器に設定すべきゲインを自動計算する方法について説明する。

図１１は、ディジタル信号処理部内の、Ｓ／Ｎ比の測定に係る処理部の構成を示したものである。
同図に示すように、当該ディジタル信号処理部はＳ／Ｎ比を測定する処理部として、ＦＦＴ演算部１４００、Ｓ／Ｎ測定部１４０１、制御部１４０２、入力部１４０３、出力部１４０４、及びタイマー１４０５を備えている。

ＦＦＴ演算部１４００は、ベースバンド信号を離散時間波形から離散周波数波形に変換して各サブキャリアの信号（ＱＰＳＫ変調信号又はＱＡＭ変調信号等）をＳ／Ｎ測定部１４０１に出力する。

Ｓ／Ｎ測定部１４０１は、ＦＦＴ演算部１４００からの各サブキャリアの信号出力を基に各サブキャリア成分ごとのＳ／Ｎを測定する。
入力部は、ディジタル信号処理部に電源が投入されたこと又はＳ／Ｎ測定検査開始の信号を検出してＳ／Ｎ測定開始の指示信号を制御部に送信する。

出力部は、各種の計算結果をモニタ等に出力する。
制御部は、上記各処理部の全体制御を司り、Ｓ／Ｎ自動測定処理機能を有する。
図１２は、本装置の動作フローである。

工場出荷時においてＳ／Ｎ測定検査開始の入力があるか、或いは通常使用時にディジタル信号処理部に電源が投入される等すると、先ず最初、入力部がそれを検出して制御部にＳ／Ｎ測定開始の指示信号を出力する（Ｓ１）。なお、タイマーにおいて、所定時間（検査間隔のタイミング）になると制御部にＳ／Ｎ測定開始の指示信号を出力する設定を行った場合は、タイマーが定期的に割り込み信号を上記Ｓ／Ｎ測定開始の指示信号として制御部に出力する。

制御部は、上記指示信号の入力があるとＳ／Ｎ測定部を駆動してＳ／Ｎ測定処理を実行する（Ｓ２）。
Ｓ／Ｎ測定部は、ＦＦＴ演算部からの各サブキャリアの変調信号に基づいて、シンボルごとに各サブキャリアにおけるＳ／Ｎを求め、サブキャリアごとのＳ／Ｎを示したデータ列を、制御部に出力する。

制御部は、Ｓ／Ｎ測定部から上述のようにデータを受け取ると、その情報を出力部へ出力する（ケース１のＳ３）。又は高周波増幅器に設定すべきゲインの周波数特性を計算してから出力部へ出力する（ケース２のＳ３−１、Ｓ３−２）。なお、ケース２のステップＳ３−１においての、上記の周波数特性の決め方としては、全てのサブキャリアにおいてＳ／Ｎが一定となるように決定する。例えば求めたＳ／Ｎの内のピーク値に対応するサブキャリアのＲＦ帯（又はＩＦ帯）の周波数を求め、所定の周波数フラットなゲインを基準にピーク値に対応する周波数を中心に強調させる。

そして、調整者が、出力部から取得した結果に基づいて高周波増幅器の周波数特性を調節する（Ｓ４）。例えば高周波増幅器を一から組んで上記の周波数特性をもたせるようにする。また或いは、図３（ａ）のような増幅器が既に構成されている場合には、ＲＦＣコイルを調節する等し、Ｓ／Ｎのピーク値をとる周波数に共振周波数を合わせるようにする。

（実施例６）
実施例６では、高周波増幅器に対してゲインを自動的に設定する方法について説明する。

図１３は、図１１に示した実施例５の構成に基づくディジタル信号処理部の構成であり、図１１の構成と比較すると、データ復調部１６００とデータ誤り率測定部１６０１が更に設けられている。また、ＲＦ段またはＩＦ段において複数種類の周波数特性をもつ増幅器１６０２が選択切り替え可能なように構成されている。この増幅器１６０２は、ディジタル信号処理部の出力部１４０４からの切り替え指示信号に応じて、予め設定された複数の周波数特性（周波数特性（１）、（２）、（３）、・・・）をもつ増幅器の中から例えばスイッチ等の切り替え手段により何れかの一つが選択されるように構成されており、切り替え後はその選択された一つの増幅器に対してＲＦ信号又はＩＦ信号が入力するようになる。

データ復調部１６００は、ＦＦＴ処理部１４００からの出力結果を受け取り、そこで送信データを復調する。
データ誤り率測定部１６０１は、制御部１４０２による制御により、データ復調部１６００にて復調されたデータを基にサブキャリアごとのデータ誤り率を計算する。

図１４は、本装置の動作フローである。
図１２に示した実施例５の動作と同様に、先ず最初に、制御部１４０２にＳ／Ｎ測定開始の指示信号が入る（ＳＳ１）。

制御部１４０２は、上記Ｓ／Ｎ測定開始の指示信号の入力があるとＳ／Ｎ測定部１４０１又はデータ誤り率測定部１６０１の何れか一方又は両方を駆動してＳ／Ｎ測定処理及び／又はデータ誤り率測定処理を実行する（ＳＳ２）。

Ｓ／Ｎ測定部１４０１は、ＦＦＴ演算部１４００からの各サブキャリアの変調信号に基づいて、シンボルごとに各サブキャリアにおけるＳ／Ｎを求め、サブキャリアごとのＳ／Ｎを示したデータ列を、制御部１４０２に出力する。また、データ誤り率測定部１６０１は、ＦＦＴ演算部１４００からの各サブキャリアの変調信号に基づいて２値データを復調し、軟判定処理を行う等してデータ誤り率を計算し、その誤り率を示すデータを制御部に出力する。

制御部は、駆動したＳ／Ｎ測定部及び／又は誤り率測定部から上述の各種データを受け取ると、高周波増幅器に設定すべきゲインの周波数特性を計算してから出力部へ出力する（ケース１のＳＳ３−１、ＳＳ３−２）。なお、データ誤り率による周波数特性の決め方としては、全てのサブキャリアのデータ誤り率が所定の閾値以下になるように決定する。例えばデータ誤り率が閾値を最も大きく上回ったサブキャリアの周波数を求め、所定の周波数フラットなゲインを基準に上記の周波数を中心に強調させるようにする。

出力部は、上記ゲインの周波数特性の計算結果から、装備されている増幅器の中から最適な増幅器を選択して、その増幅器への切り替え信号を切り替え手段に出力する。例えば、装備されている増幅器に対応する、周波数に応じて変化させたゲインのデータ列と、上記計算結果としてのゲインのデータ列とを周波数ごとに比較し、上記の計算結果に近い周波数特性をもつ増幅器を選択する。そして、その増幅器への切り替え信号を切り替え手段に出力する。

その後、制御部は、Ｓ／Ｎ測定部のＳ／Ｎ又はデータ誤り率測定部のデータ誤り率を繰り返し取得して上記のゲインのデータ列を出力部に出力する。出力部では、その計算結果から再び、装備されている増幅器の中から最適な増幅器を選択して、その増幅器への切り替え信号を切り替え手段に出力する。このとき、出力部において現在選択されている増幅器は最適ではないと判断された場合は他の最適な増幅器に切り替えが行われることになる（ケース１のＳＳ４-ＳＳ６）。

なお、出力部がモニタ等である場合は、制御部から出力された結果をそのまま或いは高周波増幅器に設定すべきゲインの周波数特性を計算してから出力し（ケース２のＳＳ３）、その後調整者が、出力部から取得した上記の周波数特性を高周波増幅器にもたせる（ケース２のＳＳ４）。

（実施例７）
実施例７では、ＯＦＤＭ信号がベースバンド信号にダウンコンバートされた際のゼロ周波数付近の信号のＳ/Ｎ劣化を周波数特性をもつ高周波増幅器を使用せずに構成した場合の例を示す。

図１５は、実施例７によるスーパーヘテロダイン方式のＯＦＤＭ受信機の構成例である。なお、図１７の構成と等しい箇所には図１７と同一の番号を付している。
図１５の受信機１８０は、従来技術に示した図１７のダウンコンバート回路１０−１７に更に別系統のダウンコンバート回路を設けて構成したものである。

この別系統のダウンコンバート回路は、バンドパスフィルタ１８００、ＲＦ増幅器１８０１、周波数変換器１８０２、ＩＦ増幅器１８０３、及び直交復調器１８０４を備え、アンテナの後段に接続されている。ただし、ここでは、周波数変換器、ＩＦ増幅器、及び直交復調器として、従来技術に示した図１７のダウンコンバート回路１０−１７に構成されている周波数変換器、ＩＦ増幅器、及び直交復調器を使用しているものとする。また、各混合器にローカル信号を出力する局部発振器は、従来技術に示した図１７のダウンコンバート回路１０−１７の混合器と兼用のものとする。

上記バンドパスフィルタとしては、ベースバンド信号に変換した際にゼロ周波数及びゼロ周波数近傍をとる予め測定した周波数帯の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させるような設定のものを使用している。上記ＲＦ増幅器としては、従来技術に示した図１７のダウンコンバート回路１０−１７のＲＦ増幅器（低利得増幅器）よりも高利得の増幅器を使用している。高利得増幅器のゲインとしては、例えば、高利得増幅器及び低利得増幅器の各利得の差分量が１／ｆノイズが最大のときの熱雑音及び１／ｆノイズの差分量と一致するように決めている。

そして、それぞれの直交復調器から出力されるＩ信号及びＱ信号を帯域制限するものとして第一のダウンコンバート回路においてはローバスフィルタ１８０５が、第二のダウンコンバート回路においてはハイパスフィルタ１８０６が設けられている。

二つのＡ／Ｄ変換器には、それぞれ、第一のダウンコンバート回路のローバスフィルタから出力されたＩ信号と第二のダウンコンバート回路のハイバスフィルタから出力されたＩ信号との和信号、及び、第一のダウンコンバート回路のローバスフィルタから出力されたＱ信号と第二のダウンコンバート回路のハイバスフィルタから出力されたＱ信号との和信号が入力される。

このような構成では、バンドパスフィルタ１８００において一定の周波数帯域の信号のみが通過するので、ＲＦ増幅器の高利得により全体の信号電力が大きくなっても、アンテナで受けた信号の全周波数帯域において増幅した信号と比較すると全体の信号電力は小さく、後段の直交復調器における素子の線形性を保つことができる。

（実施例８）
実施例８では、実施例７のＯＦＤＭ受信機の変形例を示す。

図１６に示す実施例８の受信機１９０は、従来技術に示した図１７のダウンコンバート回路１０−１７のＲＦ段の周波数変換機の後段において別系統のダウンコンバート回路としてバンドパスフィルタ１９００、及びＩＦ増幅器１９０１等を設けて構成したものである。

上記バンドパスフィルタ１９００としては、ベースバンド信号に変換した際にゼロ周波数及びゼロ周波数近傍をとる予め測定した中間周波数帯の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させるような設定のものを使用している。また、上記ＩＦ増幅器１９０１としては、従来技術に示した図１７のダウンコンバート回路１０−１７のＩＦ増幅器（低利得増幅器）よりも高利得の増幅器を使用している。高利得増幅器のゲインとしては、例えば、高利得増幅器及び低利得増幅器の各利得の差分量が１／ｆノイズが最大のときの熱雑音及び１／ｆノイズの差分量と一致するように決めている。

以上の実施例１から実施例８に示した構成は１例に過ぎない。よって、本発明のＯＦＤＭ受信機は上記の構成だけでなく、各実施例の構成を任意に組み合わせるようにする等して構成しても良い。

以上より、本発明のＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ信号の受信方法では、CMOSデバイス等の低電圧で動作するデバイスを通過するゼロ周波数付近の信号のS/N劣化を軽減することができる。

また、補正手段を設けることにより、全ての帯域でほぼ等しいS/Nを持たせることができ、ビット誤り率の増加を低減することができる。
また更に、低いレートのA/D変換器や簡単な復調回路を構成することができるので、受信機の消費電力低減に効果を発揮する。

Claims (12)

1. 受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器（５０、８０）を備え且つ該高周波増幅器（５０、８０）を通された前記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするＯＦＤＭ受信機（５、８）であって、
   前記高周波増幅器（５０、８０）は、前記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅するとともに、前記ＯＦＤＭ信号の内のゼロ周波数及びゼロ周波数近傍にダウンコンバートされる周波数帯の信号のゲインを基準ゲインよりも高くする、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
2. 受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器（５０、８０）を備え且つ該高周波増幅器（５０、８０）を通された前記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするＯＦＤＭ受信機（５、８）であって、
   前記高周波増幅器（５０、８０）は、前記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅するとともに、前記ＯＦＤＭ信号の内のゼロ周波数及びゼロ周波数近傍にダウンコンバートされる周波数帯以外の信号のゲインを基準ゲインよりも低くする、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
3. 受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器（５０、８０）を備え且つ該高周波増幅器（５０、８０）を通された前記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするＯＦＤＭ受信機（５、８）であって、
   前記ＯＦＤＭ信号のＳ/Ｎ比を求め、該Ｓ/Ｎ比に基いて前記高周波増幅器（５０、８０）に設定すべきゲインの周波数特性を自動計算する手段（１４００-１４０５）を備え、
   前記高周波増幅器（５０、８０）は、前記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅する、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
4. 受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器（５０、８０）を備え且つ該高周波増幅器（５０、８０）を通された前記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするＯＦＤＭ受信機（５、８）であって、
   前記ＯＦＤＭ信号のデータ誤り率を求め、該データ誤り率に基いて前記高周波増幅器（５０、８０）にゲインを自動設定する手段（１６００−１６０２）を備え、
   前記高周波増幅器（５０、８０）は、前記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅する、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
5. スーパーヘテロダイン方式の受信器（５、８）において、
   前記高周波増幅器（５０、８０）は、ＲＦ段のＲＦ増幅器（５０）又はＩＦ段のＩＦ増幅器（８０）として構成されている、
   ことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機。
6. 前記ＲＦ増幅器（５０）又は前記ＩＦ増幅器（８０）において生じる各周波数帯の信号強度差を補正する補正手段をベースバンド段に備える、
   ことを特徴とする請求項５に記載のＯＦＤＭ受信機。
7. 前記補正手段は、前記ＲＦ増幅器（５０）又は前記ＩＦ増幅器（８０）においてのゲインの周波数特性とは逆の周波数特性をもつベースバンド増幅器（１１００）である、
   ことを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ受信機。
8. 受信したＯＦＤＭ信号を増幅する高周波増幅器を備え且つ該高周波増幅器を通された前記ＯＦＤＭ信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンコンバート回路を備えたＯＦＤＭ受信機（１８０、１９０）であって、
   ２系統のダウンコンバージョン回路を備え、
   前記２系統のダウンコンバージョン回路の内の一方側の第一の高周波増幅器（１８０１、１９０１）は他方側の第二の高周波増幅器（１２、１５）よりも利得が高く、且つ、
   前記第一の高周波増幅器（１８０１、１９０１）の前段に、ベースバンドにダウンコンバートされた場合にゼロ周波数又はゼロ周波数近傍をとる周波数帯域の受信ＯＦＤＭ信号を通過させるバンドパスフィルタ（１８００、１９００）を備える、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
9. S/Nが周波数に依存するサブキャリア成分を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
   高周波増幅器において、前記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅するとともに、前記ＯＦＤＭ信号の内のゼロ周波数及びゼロ周波数近傍にダウンコンバートされる周波数帯の信号のゲインを基準ゲインよりも高くし、
   該増幅した信号をベースバンド信号にダウンコンバートする、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。
10. S/Nが周波数に依存するサブキャリア成分を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
    高周波増幅器において、前記ＯＦＤＭ信号をサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅するとともに、前記ＯＦＤＭ信号の内のゼロ周波数及びゼロ周波数近傍にダウンコンバートされる周波数帯以外の信号のゲインを基準ゲインよりも低くし、
    該増幅した信号をベースバンド信号にダウンコンバートする、
    ことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。
11. S/Nが周波数に依存するサブキャリア成分を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
    前記ＯＦＤＭ信号のＳ/Ｎ比を求め、該Ｓ/Ｎ比に基いて高周波増幅器に設定すべきゲインの周波数特性を自動計算し、
    前記ＯＦＤＭ信号を前記高周波増幅器においてサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅し、
    該増幅した信号をベースバンド信号にダウンコンバートする、
    ことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。
12. S/Nが周波数に依存するサブキャリア成分を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
    前記ＯＦＤＭ信号のデータ誤り率を求め、該データ誤り率に基いて高周波増幅器のゲインを自動設定し、
    前記ＯＦＤＭ信号を前記高周波増幅器においてサブキャリアの周波数に応じて異なるゲインで増幅し、
    該増幅した信号をベースバンド信号にダウンコンバートする、
    ことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。

Images