WO2007111311A1

WO2007111311A1 - 受信装置

Info

Publication number: WO2007111311A1
Application number: PCT/JP2007/056250
Authority: WO
Inventors: Kazuhiko Takeyama; Takashi Enoki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2006-03-27
Filing date: 2007-03-26
Publication date: 2007-10-04

Abstract

　マルチキャリア通信において、抑圧特性が急峻でないローパスフィルタを用いた場合にも、受信強度が強い妨害波入力時に受信品質の劣化を抑える受信装置を提供する。フィルタ制御部（１０６）は、ＯＦＤＭ復調部（１０７）のＯＦＤＭ復調処理中に得られるパイロットシンボル振幅情報に応じてローパスフィルタ（１０３ａ，１０３ｂ）のフィルタ特性を切り換える。これにより、検波器を追加することなく、受信強度が強い妨害波受信時においても妨害波による劣化を最小限に抑える。

Description

明細書

受信装置

技術分野

[0001] 本発明は受信装置に関し、特に、マルチキャリア通信に適用される受信装置に関する。

背景技術

[0002] 近年、移動体通信システムにおいても 100Mbps以上のスループットを広範囲の力バレッジにわたつて提供するシステム容量の増大に向けた検討がなされている。例えば、無線帯域幅が 20MHz以上の移動体通信システムを用いた検討が報告されている。

[0003] 無線帯域幅が 20MHz以上の広い帯域を用いた伝送方式として、〇FDM (Orthog onal Frequency Division Multiplexing :直交周波数分割多重）方式が知られている（非特許文献 1及び非特許文献 2参照)。 OFDM信号は、直交する複数のサブキヤリァを用いてデジタル情報を伝送する周波数分割多重のデジタル変調方式であり、マルチパスに強レ、、他の伝送系に妨害を与えにくい、妨害を受けにくい、周波数利用効率が高い等の特徴を有している。

[0004] また、近年、無線通信機能を備えた携帯機器においてはダイレクトコンバージョン方式を採用している。ダイレクトコンバージョン方式はアンテナにより受信された高周波信号をベースバンド信号に直接変換する方式である。このダイレクトコンバージョン方式を採用した受信機によれば、従来のスーパーヘテロダイン方式に比べて、高周波回路部の構成が簡略化され、フィルタ等の部品点数を削減することができる。また、このダイレクトコンバージョン方式を採用した受信機によれば、従来中間周波数帯域で行っていた帯域制限や AGC (Auto Gain Control：自動利得制御）等の処理もほとんどベースバンド領域で行うことができるため、これらの処理を行うための回路を CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor )アナログ回路で実現することができ LSI (Large Scale Integration )化に向いている。

[0005] また、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路は、隣接チャンネル周波数等の妨害波を抑圧するために、アナログベースバンド信号の帯域制限用の低域通過フィルタ（ LPF： Low Pass Filter )と、該 LPFを通過した信号をデジタル信号に変換するための AD変換器とを備え、デジタル信号処理部にて復調する構成が一般的である。

[0006] さらに、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路では、上記 AD変換器の出力信号を検波し、検波信号のレベルが一定になるように受信系の利得制御を行うことによつて、希望波信号が妨害波の残留分で劣化しないように、 AD変換器やデジタル信号処理部の入力信号レベルを適正化してレ、る。

[0007] 一般に、広帯域向けのダイレクトコンバージョン方式の受信機においては、フィルタの次数を大きくする必要がある。図 1に通過帯域 2MHzの 7次 LPFと、通過帯域 9M Hzの 7次 LPFとを採用した場合の各周波数特性を示す。通過帯域 9MHzの LPFにおいてはスカート特性（帯域 9MHz〜： 11MHz)がなだらかになることが分かる。この周波数特性により近傍に妨害波があった場合、 LPFにて妨害波の減衰が充分に得られないために、 AD変換器において希望波のダイナミックレンジが大きく取れないため通信品質が劣化する。

[0008] 近傍の妨害波を抑圧するダイレクトコンバージョン方式の受信装置として、例えば、特許文献 1に開示されたものがある。このような受信装置の構成例を図 2に示す。図 2 は、近傍妨害波抑圧機能を備えたダイレクトコンバージョン方式の受信装置の構成を示す図である。図 2に示す受信装置 2100は、アンテナ 2101、無線信号受信部 210 2、 AGC咅 B2103a, 2103b,ローノスフイノレタ 2104a, 2104b, AD (Analog to Digit al )変換咅 2105a, 2105b、デジタノレフイノレタ（FIR) 2106a, 2106b、信号検波咅（ DET) 2107, 2108、フィノレタ制御部 2109、及び復調部 2110を有してレヽる。

[0009] 無線信号受信部 2102は、アンテナ 2101により受信された信号を I、 Q信号に変換する。フィルタ制御部 2109は、信号検波部 2107， 2108の各出力により妨害波レべノレを判断し、妨害波レベルが所定のレベル以上であれば、ローノスフイノレタ 2104a, 2104bの信号通過帯域を狭くするように制御する。デジタノレフイノレタ 2106a, 2106b は、ローパスフィルタ 2104a, 2104bからの出力信号の劣化分を補償するように動作する。

[0010] また、上記のようなフィルタ回路を半導体を用いてアナログ LSIを作成する場合は、一般に製造上のばらつきが大きいため、フィルタ回路においてばらつき補正回路を用いて補正処理を行うものが特許文献 2により提案されている。

特許文献 1 :特開 2005— 151011号公報

特許文献 2 :特開 2004— 172911号公報

非特許文献 1： ITU— RS奇書 (TG11/3)

非特許文献 2 :テレビジョン学会研究報告 Vol.17， No.54, p7_12， BCS 93-33(Sep. l99 3)

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0011] し力、しながら、急峻な抑圧特性を有するローパスフィルタを実現しょうとした場合、フィルタ次数を上げる必要があり、これにより消費電力、回路規模がともに大きくなるとレ、う課題があった。また、次数が大きくなることで帯域内の遅延偏差が大きくなり、これにより遅延補償回路が必要になるという課題もあった。

[0012] また、上記従来の受信装置の回路方式では妨害波検出のため新たに検波器を設ける必要があつたため、そのコストを上昇させるという課題があった。また、上記従来の受信装置では、デジタル回路であるデジタルフィルタでアナログ回路であるローパスフィルタの出力信号の補正を行う場合、アナログ回路の個体差に対応した補正が必要となり、デジタル回路の構成が複雑になり、やはり回路規模を増大させるという課題がある。

[0013] また、アナログベースバンドフィルタの帯域幅及びフィルタ特性を可変して、帯域内の一部の信号も劣化する場合は、常に DCを中心として両側のサブキャリアが劣化するという課題もあった。また、フィルタ特性を切り換えるために複数の追加回路が必要になり、回路規模を増大させるという課題がある。また、上記従来の受信装置を集積化する場合は大幅な回路構成の変更が必要になるという課題もあった。

[0014] 本発明は、マルチキャリア通信において、抑圧特性が急峻でないローパスフィルタを用いた場合にも、受信強度が強い妨害波入力時に受信品質の劣化を抑えることができる受信装置を提供する。

課題を解決するための手段 [0015] (1)本発明の受信装置の一つの態様は、無線信号を受信して該受信信号をアナ口グベースバンド信号に変換する無線信号受信部と、フィルタ特性を切り換えて、前記アナログベースバンド信号の帯域外の信号成分を減衰させるローパスフィルタ部と、前記ローパスフィルタ部から出力されるアナログベースバンド信号の信号レベルを可変して後段の AD変換部の入力レベルが一定になるように調整する自動利得制御部と、前記自動利得制御部から出力されるアナログベースバンド信号をデジタル信号に変換する AD変換部と、前記 AD変換部から出力されるデジタル信号に対して〇F DM復調処理を実行するデジタル信号処理部と、前記デジタル信号処理部の OFD M復調処理時に得られる情報に基づいて前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性を切り換えるフィルタ制御部と、を具備する構成を採る。

[0016] この構成によれば、マルチキャリア通信において、抑圧特性が急峻でないローパスフィルタを用いた場合にも、受信強度が強い妨害波入力時に受信品質の劣化を抑えること力 Sできる。

[0017] (2)また、本発明の受信装置の一つの態様は、（1)の構成において、前記受信信号に含まれた妨害波信号の周波数帯に応じて希望波信号帯域内を含む周波数帯に偏差を発生する帯域内偏差発生部と、前記デジタル信号処理部の OFDM復調処理において分離されるシングノレキャリア信号の妨害波レベルと希望波レベルの比を検出するレベル比検出部と、を具備し、前記フィルタ制御部は、前記レベル比検出部よつて検出された前記レベル比に基づいて、前記帯域内偏差発生部において妨害波を抑圧するように帯域内偏差を発生させる構成を採る。

[0018] この構成によれば、アナログベースバンドの帯域幅、フィルタ特性を可変する場合でも、高周波帯域で帯域内利得偏差を発生させることで、妨害波が存在しない帯域の信号の劣化を抑えることができる。その結果、 OFDM信号においては帯域内偏差を発生させない場合と比較して、多くのサブキャリアが復調可能となり受信信号の通信品質を改善することができる。

[0019] (3)また、本発明の受信装置の一つの態様は、（1)の構成において、前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性のばらつきを補正する切り換え素子を有するばらつき補正部を具備し、前記フィルタ制御部は、前記ばらつき補正部の切り換え素子を切り換えて前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性を切り換える構成を採る。

[0020] この構成によれば、ローバスフィルタのばらつき補正後のフィルタ特性を基準として、フィルタ特性を切り換え素子を切り換え制御することで妨害波の抑圧が可能になる。このため、ばらつき補正回路と、妨害波抑圧用回路を共用可能となり、妨害波抑圧機能を追加する場合でも回路規模を大きくすることなく実現することができる。

[0021] (4)また、本発明の受信装置の一つの態様は、（1)又は（2)の構成において、前記ばらつき補正部に対して外部から制御信号を入力する外部入力端子を設け、該外部入力端子に入力する制御信号により前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性を切り換え可能とし、少なくとも前記無線信号受信部内のベースバンド信号生成機能と、前記ローパスフィルタ部と、前記自動利得制御部と、前記ばらつき補正部とを半導体集積回路として構成した構成を採る。

[0022] この構成によれば、アナログ LSI回路としての半導体集積回路に外部から入力可能な外部入力端子をもうけて、外部からばらつき補正回路を制御する構成とすることにより、小型かつ低コストの半導体集積回路を適用可能な受信装置を提供することができる。

発明の効果

[0023] 本発明によれば、マルチキャリア通信において、抑圧特性が急峻でないローパスフィルタを用いた場合にも、受信強度が強い妨害波入力時に受信品質の劣化を抑えること力 Sできる。

図面の簡単な説明

[0024] [図 1]従来のローパスフィルタ特性の一例を示す図

[図 2]従来のダイレクトコンバージョン方式の受信装置の構成を示す図

[図 3]本発明の実施の形態 1に係る受信装置の構成を示すブロック図

[図 4]実施の形態 1に係るローパスフィルタの構成例を示すブロック図

[図 5]実施の形態 1に係るローパスフィルタを構成する各フィルタの周波数特性を示す図

[図 6]実施の形態 1に係る図 5の各フィルタ特性を合成した周波数特性を示す図 [図 7]実施の形態 1に係るパイロットシンボルのコンスタレーシヨン特性のイメージを示す図

[図 8]実施の形態 1に係る OFDM信号に 8bitの AD変換部を用いた場合の U/D比と BERの関係を示す図

[図 9]実施の形態 1に係る 2次アクティブフィルタ LPF1のゼロ点を変化させる場合の周波数特性を示す図

[図 10]実施の形態 1に係る 2次アクティブフィルタ LPF1のゼロ点変化による基本特性、切り換え特性 1及び切り換え特性 2の周波数特性を示す図

[図 11]実施の形態 1に係る図 10の基本特性、切り換え特性 1及び切り換え特性 2に対応する各遅延特性を示す図

[図 12]実施の形態 1に係る OFDM信号に対して図 10及び図 11のフィルタ特性切り換え条件を適用した場合の BER特性を示す図

[図 13]実施の形態 2に係る受信装置の構成を示すブロック図

[図 14]実施の形態 2に係る帯域内偏差発生回路の回路構成例を示す図

[図 15]実施の形態 2に係る帯域内偏差発生回路の特性を示す図

[図 16]実施の形態 2に係る FFT処理による FFT帯域のイメージを示す図

[図 17]実施の形態 2に係る受信装置において帯域内偏差を発生させない場合の周波数特性を示す図であり、図 17Aは受信信号特性を示す図、図 17Bはローパスフィルタの入力周波数特性を示す図、図 17Cはローパスフィルタの出力周波数特性を示す図

[図 18]実施の形態 2に係る受信装置において帯域内偏差を発生させた場合の周波数特性を示す図であり、図 18Aは受信信号特性を示す図、図 18Bはローパスフィルタの入力周波数特性を示す図、図 18Cはローパスフィルタの出力周波数特性を示す図

[図 19]実施の形態 3に係る受信装置の構成を示すブロック図

[図 20]実施の形態 3に係るばらつき補正回路の回路構成を示す図

[図 21]実施の形態 4に係る受信装置の構成を示すブロック図

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 [0026] (実施の形態 1)

図 3は、本発明の実施の形態 1に係る受信装置 100の構成を示すブロック図である。図 3に示す受信装置 100は、アンテナ 101、無線信号受信部 102、ローパスフィノレタ 103a, 103b、 AGC部 104a, 104b、 AD変換部 105a， 105b、フイノレタ制 ί卸部 10 6、及び OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)復調部 107を有している。

[0027] 無線信号受信部 102は、アンテナ 101を上記ブロックにより構成される受信系と図示しない送信系とで共用させるアンテナ共用部 102aと、受信した信号を低雑音で増幅する低雑音増幅部 102bと、ローカル信号を直交復調部 102dへ入力するロー力ル信号発振部 102cと、低雑音増幅部 102bから入力された信号をローカル信号により I, Qの各ベースバンド信号を直交変換する直交復調部 102dとを備えており、アンテナ 101により入力された受信信号を I, Qの各ベースバンド信号に変換するように動作する。

[0028] ローパスフィルタ 103a, 103bは、無線信号受信部 102から入力された I, Qベースバンド信号に対してそれぞれ不要成分を抑圧するする。ローパスフィルタ 103a, 103 bは、フィルタを構成している素子の一部を複数段階で切り換えることで、複数のフィルタ特性に切り換えることができるようになつている。

[0029] 図 4は、ローパスフィルタ 103a, 103bの構成例を示すブロック図である。ローパスフィルタ 103a, 103bは、例えば 7次のフィルタであり、図 4に示すように、パッシブの 1次フィルタ LPF0 (201)と、 3段の 2次アクティブフィルタ LPF1 (202) , LPF2 (203 ) , LPF3 (204)により構成される。

[0030] 図 5は、図 4の各フィルタの周波数特性を示しており、横軸が周波数、縦軸が利得を示す。図 5において、実線が 1次フィルタ LPF0 (201)の周波数特性、破線が 2次アクティブフイノレタ LPF1 (202)の周波数特性、一点鎖線が 2次アクティブフィルタ LP F2 (203)の周波数特性、二点鎖線が 2次アクティブフィルタ LPF3 (204)の周波数特性を示す。これらのフィルタ LPF0 (201)〜LPF3 (204)の特性を合成すると図 6 に示す周波数特性となる。

[0031] AGC部 104a, 104bは、ローパスフィルタ 103a, 103b力、ら入力された I， Qベースバンド信号の振幅レベルを、後工程の AD変換部 105a, 105bにおいて最適な入力レベルになるように調整して出力する。

[0032] AD変換部 105a, 105bは、振幅調整された I, Qベースバンド信号を AD変換し、変換後の I， Qベースバンド信号を OFDM復調部 107に出力する。フィルタ制御部 1 06は、 OFDM復調部 107の OFDM復調処理時に得られるパイロットシンボル振幅情報に基づいて、ローパスフィルタ 103a， 103bの各フィルタ特性を切り換え制御する。

[0033] OFDM復調部 107は、高速フーリエ変換部（FFT) 107aと、チャネル推定部 107b とを有する。高速フーリエ変換部 107aは、 AD変換された I， Qベースバンド信号に対して高速フーリエ変換（FFT: Fast Fourier Transform)を行レ、、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。 OFDM復調部 107では、高速フーリエ変換処理を行うことにより、希望波と妨害波を分離できる。

[0034] チャネル推定部 107bは、高速フーリエ変換部 107aにより分離された希望波を、パィロット信号を用いてチャネル推定し、希望波信号の電力を求める。

[0035] 一般に OFDM復調処理においては、パイロット信号を用いてチャネル推定（シンポルの振幅、位相回転量を求め、理想値と比較することで変動量を求める）を行い、データ信号に対して変動量を補正する。

[0036] AGC部 104a, 104bは、希望波、妨害波も含めた信号レベルを、 AD変換部 105a , 105bの入力段において一定とするように動作するので、チャネル推定においてパィロットシンボルの振幅情報により妨害波レベル/希望波レベル比（U/D比）を求めること力 Sできる。

[0037] 例えば、図 7にパイロットシンボルのコンスタレーシヨン特性をイメージした図を示す。図 7に示すようにコンスタレーシヨン内の位置によって受信信号の U/D比を推定すること力 Sできる。例えば、図 7に示すように閾値を設けた場合は、 UZD比を 4段階 (0 dB、 3dB、 6dB、 9dB)に分けることができる。

[0038] 次に、図 3の受信装置 100の動作について説明する。

[0039] 一般に OFDM受信装置においては、その復調過程において FFT処理を行レ、、この FFT処理により希望波と妨害波とを分離できる。しかし、 U/D比が大きい場合、 A D変換部における希望波の分解度 (ダイナミックレンジ）が小さくなるため、その AD変換時の量子化雑音により信号品質が劣化する。

[0040] 例えば、 OFDM信号（16QAM、符号化率 3/4、 FFT size： 960、 Total SubC airier： 540)の受信にぉレ、て、 8bitの AD変換部を用いた場合の UZD比と BER (Bi t Error Rate)の関係を図 8に示す。

[0041] 図 8は各 UZD比における BER特性を示しており、横軸が CNR (搬送波電力対雑音電力比） [dB]であり、縦軸が誤り訂正後の BERである。この図 8により U/D比が「妨害波なし→6dB→9dB→12dB」と大きくなるに従い指数関数的に BER特性が劣化することが分かる。

[0042] 次に、ローパスフィルタ 103a, 103bのフィルタ特性切り換えに伴う BER変化の一例について図を参照して示す。

[0043] 図 9は、図 4の 2次アクティブフィルタ LPF1 (202)のゼロ点を変化させる場合の周波数特性を示す図である。フィルタ制御部 106では、図 9に示すように 2次アクティブフィルタ LPF1 (202)のゼロ点を変化させることで、図 10に示すように基本特性 (実線）、切り換え特性 1 (破線）、切り換え特性 2 (—点鎖線）の周波数特性になるように制御できる。図 10において横軸は周波数、縦軸は利得である。

[0044] 図 11に、図 10に示した基本特性、切り換え特性 1、切り換え特性 2の遅延特性を示す。図 11において横軸は周波数、縦軸は遅延時間である。図 10に示すように、基本特性力切り換え特性 1に切り換えることにより、 11. 5MHzにて信号振幅で約 6dB の妨害波抑圧効果が得られていることが分かる。また、切り換え特性 1から切り換え特性 2に切り換えることにより、 11. 5MHzにて信号振幅で約 6dBの妨害波抑圧効果が得られてレ、ることが分力、る。

[0045] OFDM信号（16QAM、符号化率 3Z4、 FFT size： 960、 Total SubCarrier:

540)の受信において、ローパスフィルタ 103a， 103bを図 10及び図 11に示した切り換え特性 1、切り換え特性 2、基本特性とフィルタ特性としたときの BER特性を図 12 に示す。図 12に示すように、フィルタ特性の切り換えによって、 0. 3dB (BER: l . 0E -03)の BER劣化があることが分かる。

[0046] このように受信強度が強い妨害波が受信装置 100に入力される場合、妨害波によるシステム性能劣化は、フィルタ特性の切り換えに伴う劣化に比べて大きくなる。

[0047] また、 U/D比が 12dBの状態においては、フィルタ特性を切り換え特性 2に切り換えることによって、妨害波電力が 6dBに抑圧された BER特性を、図 8に示す U/D比 12dBの特性から U/D比 6dBの特性に改善する。しかし、フィルタ特性の切り換えによる劣化もあるため、図 12に示す切り換え特性 2の BER特性となり、 CNRにおいて約 3. 5dB (BER: l . 0E— 03)の改善となる。

[0048] また、 U/D比が 9dBの状態においては、フィルタ特性を切り換え特性 1に切り換えることによって、切り換え特性 2の設定よりも特性が改善する。フィルタ特性の設定を切り換え特性 2とした場合の UZD比は 9dBから 3dBに改善する力フィルタ特性による劣化が支配的となり、 BER特性は図 12に示す切り換え特性 2の BER特性となる。フィルタ特性を切り換え特性 1にした場合は、妨害波は電力で 3dB抑圧されて BER 特性は図 8に示す UZD比 6dBの特性となり、切り換え特性 2に比べて 0. 2dB (BER : 1. OE— 03)改善する。

[0049] 上記の結果を用いて予め U/D比とフィルタ特性との関係をテーブルとしてフィルタ制御部 106に持ち、 OFDM復調部 107から入力される U/D比に応じてフィルタ特性を切り換えることにより、システム性能を改善することができる。

[0050] 以上のように、本実施の形態 1の受信装置によれば、フィルタ次数の低い抑圧特性が急峻でないローパスフィルタを用いた場合においても、 OFDM復調部の OFDM 復調処理中に得られるパイロットシンボル振幅情報に応じてフィルタ制御部がローパスフィルタのフィルタ特性を切り換えることにより、検波器を追加することなぐ受信強度が強い妨害波受信時においても妨害波による劣化を最小限に抑えることができる

[0051] なお、フィルタ特性の切り換えによって AD変換部 105a， 105bへの信号入力が変化することは明白であり、変化量が推定できる場合は AGC部 104a, 104bも切り換えることが望ましい。

[0052] また、図 4においてローパスフィルタを直列に接続した構成を示した力一般的には各ローパスフィルタの間には AGCアンプが配置される。このような構成においても A GCアンプの配置位置によって、本実施の形態の効果が損なわれることはなレ、。また、ローパスフィルタと AGC部の接続関係は、図 3及び図 4に示した構成に限定されるものではない。

[0053] また、本実施の形態 1では、 2次アクティブフィルタ LPF1の特性を変化させる場合を説明したが、要はフィルタ特性を切り換えることで UZD比が改善すれば良ぐ 1次フイノレタ LPF0、 2次アクティブフィルタ LPF1， LPF2, LPF3のうち何れかのフィルタ特性を切り換えるようにしても同様の効果を得ることができる。例えば、カットオフ周波数を複数段に切り換える場合は、帯域内の遅延特性が変化するが、 OFDM信号受信装置においてはガードインターバル時間内の遅延補正が可能であるため、アナ口グフィルタ補正用のデジタルフィルタは必要がなくなる。

[0054] また、本実施の形態 1では、 7次フィルタを例として示した力 S、要はフィルタ特性を切り換えることで U/D比が改善すれば良ぐ 7次に限定されるものではない。またフィルタ次数を切り換えて帯域内偏差を発生させることで、 UZD比を改善することもでき、同様の効果を得ることができる。

[0055] また、本実施の形態 1では、 U/D比の検出にパイロット信号を用いる場合を説明した力 OFDM受信装置においては復調に FFT処理を行うため、各サブキャリアの信号レベルを求めることが可能である。よって、パイロット信号の代わりに各サブキャリアのレベルを検出し、これに基づいて上述したフィルタ特性の切り換え制御を行うようにしても良い。このようにすれば、一段と小規模な回路追加で妨害波検波を行うことが可能となる。また、妨害波の存在を検出するために、信号処理内で求める BER(bit err or rate)結果を用いても良い。

[0056] (実施の形態 2)

本実施の形態 2では、実施の形態 1の構成に加えて、妨害波レベルと希望波レべルの比に応じて帯域内信号に振幅偏差を生じさせ、フィルタ特性の切り換えに伴う通信性能の劣化を改善することを提案する。

[0057] 図 13は、本実施の形態 2に係る受信装置 1100の構成を示すブロック図である。なお、図 13の受信装置 1100において、図 3の構成と同一部には同一符号を付して説明を省略する。図 13の受信装置 1100は、図 3に対して、無線信号受信部 1102内に帯域内偏差発生回路 1102aを追加し、レベル比検出部 1108を追加した構成を採る。

[0058] 帯域内偏差発生回路 1102aは、例えば、図 14に示すような回路構成を採る。帯域内偏差発生回路 1102aは、ノッチフイノレタ 1201 , 1202と、スィッチ 1203, 1204を備える。

[0059] スィッチ 1203をオンして通過モードとすることで、ノッチフィルタ 1201が動作する際の帯域内偏差発生回路 1102aの特性を図 15に示す。図 15において横軸は周波数、縦軸は利得である。図 15により、スィッチ 1203を通過モードとした時には、帯域 A において高周波側に利得が大きくなる、帯域内偏差が発生していることが分かる。

[0060] 同様にスィッチ 1204をオンして通過モードにすることで、ノッチフィルタ 1202が動作する際の帯域内偏差発生回路 1102aの特性を図 15に示す。図 15により、スイツチ 1204を通過モードとした時には、帯域 Aにおいて高周波側に利得が小さくなる、帯域内偏差が発生してレ、ること力 S分力、る。

[0061] 次に、レベル比検出部 1108の動作について説明する。

[0062] 一般に OFDM復調においては、信号のサブキャリア数以上の FFTサイズにて FF T処理が行われる。 FFT処理が行われる FFT帯域のイメージ図を図 16に示す。図 1 6において横軸は周波数 (サブキャリア番号）、縦軸は信号レベル [dBm]である。

[0063] この図 16に示す FFT処理を高速フーリエ変換部 107aにより実行することにより、希望信号帯域内、一部の希望信号外の帯域を所定のサブキャリア間隔でシングノレキヤリアに分離する。

[0064] レベル比検出部 1108は、高速フーリエ変換部 107aで分離されたシングルキャリアの U/D比が大きい場合は、図 16に示す希望波信号外帯域 Low、希望波信号外帯域 Upの電力を測定して、どちらの帯域の信号レベルが大きいか判断する。そして、妨害波検出部 1108は、妨害波レベルと希望波レベルの比を検出し、検出結果をフィルタ制御部 1106に送出する。

[0065] 次に、上記のように構成された受信装置 1100による受信動作について説明する。

[0066] 受信強度が強い妨害波を受信した場合、レベル比検出部 1108において妨害波レベルと希望波レベルの比を検出し、このレベル比に基づいてフィルタ制御部 1106は帯域内偏差発生回路 1102aにおいて妨害波を抑圧するように帯域内偏差を発生させる。また、フィルタ制御部 1106は、レベル比に応じて、ローパスフィルタ 103a, 10 3bの次数を切り換えることで、フィルタ特性を変化させる。具体的には、妨害波レべルが希望波レベルよりも大きくなるほど、急峻なフィルタ特性とすればよい。

[0067] 受信装置 1100において、帯域内偏差を発生させた場合と、発生させなかった場合の妨害波と希望波の特性を図 17及び図 18に示す。図 17A〜図 17C及び図 18A〜図 18Cにおいて、横軸は周波数、左端軸は信号レベル、右端軸はフィルタ利得である。図 17は帯域内偏差を発生させない場合を示しており、図 17Aは受信信号特性、図 17Bはローパスフィルタ 103a， 103bの入力周波数特性、図 17Cはローパスフィルタ 103a, 103bの出力周波数特性を示す。図 18は帯域内偏差を発生させる場合を示しており、図 18Aは受信信号特性、図 18Bはローパスフィルタ 103a， 103bの入力周波数特性、図 18Cはローパスフィルタ 103a, 103bの出力周波数特性を示す。

[0068] 帯域内偏差を発生させて、妨害波抑圧を同等とした場合、帯域内偏差有りの設定に比べて図 18Bに示すようにローパスフィルタ 103aの特性は、帯域内変動が小さいものを選択できる。

[0069] また、図 17Cと図 18Cを比較して分かるように、帯域内偏差ありの設定においては、フィルタ特性を可変することで妨害波の抑圧を行う場合に、妨害波周波数帯の反対側サブキャリアのレベル劣化を抑えることができる。

[0070] 以上のように、本実施の形態 2の受信装置によれば、アナログベースバンドの帯域幅、フィルタ特性を可変する場合でも、高周波帯域で帯域内利得偏差を発生させることで、妨害波が存在しない帯域の信号の劣化を抑えることができる。その結果、 OF DM信号においては帯域内偏差を発生させない場合と比較して、多くのサブキャリアが復調可能となり受信信号の通信品質を改善することができる。

[0071] (実施の形態 3)

本実施の形態 3では、実施の形態 1の構成に加えて、 UZD比に応じたローバスフィルタのフィルタ特性の制御とばらつき補正制御を行レ、、さらに一部の回路を共通化することにより、受信装置を小型化することを提案する。

[0072] 図 19は、本実施の形態 3に係る受信装置 1600の構成を示すブロック図である。なお、図 19の受信装置 1600において、図 3の構成と同一部には同一符号を付して説明を省略する。図 19の受信装置 1600は、図 3に対して、ばらつき補正回路 1601を追加し、フィルタ制御部 106はばらつき補正回路 1601を介してローパスフィルタ 103 a, 103bのフィルタ特性を切り換え制御する構成を採る。

[0073] 図 20は、ばらつき補正回路 1601の回路構成を示す図である。図 20のばらつき補正回路 1601は、補正値検出回路 1701とフィルタ回路 1702を有する。

[0074] 補正値検出回路 1701は、 OFDM復調部 107の復調信号を入力し、この復調信号に含まれる妨害波を検出し、検出した妨害波に基づいて補正値を求める。すなわち、図 19のフィルタ制御部 106からは、フィルタ制御信号に加えて、 OFDM復調部 10 7からの復調信号がばらつき補正回路 1601に出力され、ばらつき補正回路 1601の補正値検出回路 1701には復調信号が、フィルタ回路 1702には制御信号が入力される。

[0075] フイノレタ回路 1702fま、抵抗 1703 (1)、 · · ·、 1703 (n)、 1704 (1)、 · · ·、 1704 (n) と、コンデンサ 1705, 1706と、才ぺアンプ 1707と、力ら構成される。ここで、抵抗 17

03 (1)〜1703 (n)の抵抗値はそれぞれ異なる値に設定されており、 1704 (1)〜17

04 (n)の抵抗値はそれぞれ異なる値に設定されている。

[0076] ばらつき補正回路 1601によるばらつき補正について説明する。

[0077] ばらつき補正回路 1601は、フィルタ回路 1702にフィルタ制御部 106からの制御値を入力すると共に、補正値検出回路 1701に OFDM復調信号を入力する。ばらつき補正回路 1601は、補正値検出回路 1701において検出された補正値に基づいて抵抗 1703, 1704を切り換える。これにより、フイノレタ回路 1702に人力されたフイノレタ制御部 106からの制御信号は、抵抗 1703 (1)〜1703 (n)のうちのどの抵抗が選択されたか、及び抵抗 1704 (1)〜： 1704 (n)のどの抵抗が選択されたかに応じて、異なる値とされて、フィルタ回路 1702からローパスフィルタ 103a， 103bへと出力される。これにより、ローパスフィルタ 103a, 103bのフィルタ特性のばらつきが補正されると共に、妨害波が抑圧される。

[0078] 本実施の形態 3では、フィルタ特性の切り換え制御において、その切り換え素子としてのばらつき補正回路 1601内に抵抗 1703, 1704を用いるようにしたため、妨害波抑圧回路とフィルタ特性切り換え回路を共有することができる。 [0079] 受信装置 1600では、フィルタのばらつき補正後のフィルタ特性を基準として、このフィルタの基本特性力切り換え素子である抵抗 1703, 1704を切り換え制御することで、妨害波を抑圧できるようになつている。

[0080] 以上のように、本実施の形態 3の受信装置によれば、ばらつき補正回路 1601に妨害波抑圧回路の機能をも持たせるようにしたことにより、ばらつき補正効果に加えて、妨害波抑圧効果を、小さい回路規模で得ることができる。

[0081] なお、本実施の形態においては、ばらつき補正回路 1601をローパスフィルタ 103a

, 103bとは別に図示したが、ばらつき補正回路 1601をローパスフィルタ 103a, 103 bに組み込んだ構成としてもよい。

[0082] また、本実施の形態においては、ばらつき補正回路 1601に抵抗 1703， 1704を設け、その抵抗値を切り換えることでローパスフィルタ 103a, 103bのフィルタ特性を切り換える場合について述べた力ばらつき補正回路 1601を複数の容量 Cを用いた構成とし、容量 Cを切り換えることでローパスフィルタ 103a, 103bのフィルタ特性を切り換えるようにしてもよい。

[0083] (実施の形態 4)

本実施の形態 4では、上記受信装置 1600内のばらつき補正回路 1601を含む一部の構成をアナログ LSI化する際に、外部から入力可能な端子を設けて、この端子力ばらつき補正回路を制御する構成とすることに特徴がある。

[0084] 図 21は、本実施の形態 4に係る受信装置 1600の構成を示すブロック図である。なお、図 21の受信装置 1600において、図 3及び図 19の構成と同一部には同一符号を付して説明を省略する。

[0085] 図 21の受信装置 1600において、 1800は半導体集積回路である。半導体集積回路 1800は、ローカル信号発振部 102cと、直交変換部 102dと、ローパスフィルタ 10

3a, 103bと、 AGC咅^ 04a, 104bと、は、らつきネ甫正回路 1601と、外咅人力端子 18

01と、を有してレヽる。

[0086] 半導体集積回路 1800は、外部入力端子 1801にフィルタ制御部 106から入力される制御信号に応じて、ばらつき補正回路 1601内のフィルタ素子（抵抗 1703， 1704 )を制御するように動作する。 [0087] 以上のように、本実施の形態 4の受信装置によれば、アナログ LSI回路としての半導体集積回路に外部から入力可能な外部入力端子をもうけて、外部からばらつき補正回路を制御する構成とすることにより、小型かつ低コストの半導体集積回路を適用可能な受信装置を提供することができる。

[0088] 2006年 3月 27曰出願の特願 2006— 86701の曰本出願に含まれる明糸田書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0089] 本発明は、例えばダイレクトコンバージョン方式の受信回路を有する OFDM受信装置に適用して好適である。

Claims

請求の範囲

[1] 無線信号を受信して該受信信号をアナログベースバンド信号に変換する無線信号受信部と、

フィルタ特性を切り換えて、前記アナログベースバンド信号の帯域外の信号成分を減衰させるローパスフィルタ部と、

前記ローパスフィルタ部から出力されるアナログベースバンド信号の信号レベルを可変して後段の AD変換部の入力レベルが一定になるように調整する自動利得制御部と、

前記自動利得制御部から出力されるアナログベースバンド信号をデジタル信号に変換する AD変換部と、

前記 AD変換部から出力されるデジタル信号に対して OFDM復調処理を実行するデジタル信号処理部と、

前記デジタル信号処理部の OFDM復調処理時に得られる情報に基づいて前記口一パスフィルタ部のフィルタ特性を切り換えるフィルタ制御部と、

を具備する受信装置。

[2] 前記受信信号に含まれた妨害波信号の周波数帯に応じて希望波信号帯域内を含む周波数帯に偏差を発生する帯域内偏差発生部と、

前記デジタル信号処理部の OFDM復調処理において分離されるシングルキャリア信号の妨害波レベルと希望波レベルの比を検出するレベル比検出部と、をさらに具備し、

前記フィルタ制御部は、前記レベル比検出部で検出された前記レベル比に基づいて、前記帯域内偏差発生部において妨害波を抑圧するように帯域内偏差を発生させる

請求項 1記載の受信装置。

[3] 前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性のばらつきを補正する切り換え素子を有するばらつき補正部を、さらに具備し、

前記フィルタ制御部は、前記ばらつき補正部の切り換え素子を切り換えることにより前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性を切り換える請求項 1記載の受信装置。

前記ばらつき補正部に対して外部から制御信号を入力する外部入力端子を設け、該外部入力端子に入力する制御信号により前記ローパスフィルタ部のフィルタ特性を切り換え可能とし、少なくとも前記無線信号受信部内のベースバンド信号生成機能と、前記ローパスフィルタ部と、前記自動利得制御部と、前記ばらつき補正部とを半導体集積回路として構成した

請求項 3記載の受信装置。