JP5988527B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置に関し、特にバースト状の妨害電波に耐性を有する受信装置に関する。

従来の受信装置の構成について図６を用いて説明する。
アンテナ６０１により受信されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）変調信号はＡＧＣ(Automatic Gain Control)部６０２に入力され、ループフィルタ６０６からの利得調整信号に基づいて出力信号レベルが所定値になるように利得が調整される。ＡＧＣ部６０２の出力であるレベル調整された受信信号は、周波数変換器６０３と検波器６０４へと出力される。
検波器６０４は、入力された信号のレベルを検出して目標値比較器６０５に出力する。この信号を以下、検波信号と称する。

目標値比較器６０５は、入力された値と予め設定された目標値を比較し、その結果を基に検波信号が目標値に近づくような利得調整信号を生成してループフィルタ６０６へ出力する。ループフィルタ６０６は、入力された信号の低周波成分を抽出しＡＧＣ部６０２へ出力する。このループフィルタは発振を抑制する目的で用いられる。
周波数変換器６０３は、入力された信号の周波数をＩＦ（Intermediate Frequency）帯に変換し、１チャンネル分の周波数帯域を通過させるチャンネル選択フィルタを施し、ＡＤＣ(Analog Digital Converter)部６０７へ出力する。ＡＤＣ６０７では周波数変換器６０３より入力された信号をデジタル信号に変換してＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部６０８に出力する。このときのサンプルレートは、ＯＦＤＭパラメータ（ＦＦＴポイントの数、有効シンボル長）により決まる。

ＦＦＴ部６０８では入力された信号を周波数領域の信号に変換して等化器６０９に出力する。等化器６０９では入力された信号の振幅と位相を補正する等化処理を行い、等化結果を判定器６１０へ出力する。判定器６１０では入力された信号を判定して判定結果に誤り訂正尤度を付随し、ＦＥＣ(Forward Error Correction)部６１１へ出力する。ＦＥＣ部６１１では入力信号をデインターリーブ処理し、判定結果に対して誤り訂正尤度に基づいた信号の誤り訂正を行う。

また、他の先行技術としては、例えば、特許文献１に、受信信号処理のための各系統が、増幅器と、応答速度の異なる自動利得制御を行うＡＧＣ回路と、ＡＤＣとをそれぞれ保持し、それらの系統を経た信号を受け取ったデジタル信号処理装置は、これらの系統の中から最も誤り率の低いデジタルデータを選択する。このことにより、誤り率の最も低い受信信号データを得ることができる。たとえば、受信信号がフェージングなどのレベル変動の早い妨害を受けているときには、応答速度の速いＡＧＣ回路を具備する系統の出力を選択し、受信信号が振幅成分のある変調方式を取っているときには、応答速度の遅いＡＧＣ回路を具備する系統の出力を選択する技術が開示されている。

特開２００４−２０１０６６号公報 特開２０１０−１３０６３０号公報 特開２０１０−４５７０６号公報 特開２００６−３１９６０８号公報

前述の従来技術の課題について図７を用いて説明する。図７は受信装置における干渉波の悪影響について説明するための図である。
図７のａは、希望波と同じ帯域内に、レーダーのようにレベルの大きい干渉波が現れた時の電力スペクトルを示している。図７のｂは、そのような干渉波が断続的に繰り返し混入したときの受信レベルを示している。図６の従来構成の受信装置では、そのレベル変動に利得調整信号が高速で追従することが難しい。
図７ｃに、理想的な利得調整信号と従来方式の利得調整信号のグラフが示される。理想的な利得調整信号は干渉波が混入しても、即時に利得調整信号を下げることでアナログ素子の相互変調歪が生じないように制御し、その後干渉波が混入しなくなった時にも即時に利得調整信号を元に戻し、アナログ素子で感度抑圧が生じないようにするものである。
しかし、実現可能な受信装置では、利得調整信号を高速追従させようとしてループフィルタの時定数を短くすると、発振してしまう可能性があるため、時定数を短くすることができない。従って、図７ｃの点線で示す通り干渉波の混入した時と干渉波が混入しなくなった時、共に理想値から外れてしまう。このように利得調整制御が高速追従できないため、干渉波の混入したとき受信信号のレベルがアナログ素子の非線形領域に達し、周波数変換器６０３内で相互変調歪を発生させてしまい、伝送品質の劣化につながる。

本発明の目的は、干渉波が混入する時と干渉波が混入しない時のどちらにも最適な利得で調整された受信信号を用いて誤り訂正を行うことにある。

本発明の受信装置は、変調された信号を受信する１または複数のアンテナ手段と、アンテナ手段で受信した受信信号を増幅する第１および第２系統の増幅手段と、第１系統の増幅手段の利得制御を行うレベル変動検出手段と、第２系統の増幅手段の利得制御を行う最大受信信号レベル抽出手段と、第１および第２系統の周波数変換手段と、第２系統の干渉波の周波数を検出する干渉波周波数検出手段と、干渉波の周波数を遮断する干渉波周波数遮断手段と、各系統で信号の復調を行う複数の復調手段と、各系統で雑音振幅を算出する雑音振幅算出手段と、各系統で信号の振幅と位相を補正する等化手段と、各系統の雑音振幅算出手段の雑音振幅算出結果に基づいて、各系統の復調結果を合成する合成手段と、合成手段の合成結果に対して干渉波周波数検出結果に基づいて干渉波が混入した周波数の信号の誤り訂正尤度を低減させる誤り訂正尤度修正手段と、誤り訂正尤度修正手段によって得られた結果に基づいた誤り訂正手段とを有することを特徴とする。

また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、レベル変動検出手段は第１系統の受信信号レベルを保持する保持手段と、保持手段で保持した受信信号レベルの平均値と新たに受信した受信信号レベルとを比較して受信信号のレベル変動を検出し、第１の増幅手段はレベル変動検出手段で検出した受信信号レベルの変動が所定値以下の場合には新たに受信した受信信号レベルを利得制御に用い、受信信号レベルの変動が所定値超で急激なレベル変動があった場合には受信信号レベルの変動が所定値超となる直前の受信信号レベルを利得制御に用いることを特徴とする。

また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、最大受信信号レベル抽出手段は第２系統の受信信号レベルを保持する保持手段と、保持手段で保持した受信信号レベルと新たに受信した受信信号レベルから最大の受信信号レベルを抽出し、第２の増幅手段は最大受信信号レベル抽出手段の結果を利得制御に用いることを特徴とする。

本発明によれば、干渉波が混入する時と干渉波が混入しない時のどちらにも最適な利得で調整された受信信号を用いて誤り訂正を行うことができる。

本発明の実施例１の受信装置のブロック図。 実施例１の受信装置の非線形フィルタＡのブロック図。 実施例１の受信装置の非線形フィルタＢのブロック図。 実施例２の受信装置のブロック図。 実施例３の受信装置のブロック図。 従来技術の受信装置のブロック図。 従来技術と本発明の実施例に係る受信装置の利得制御を説明するタイミングチャート。 実施例４の受信装置の非線形フィルタ５５０のブロック図。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

図１は本発明の実施例１に係る受信装置を説明するためのブロック図である。この受信装置は、受信系統Ａ １１、受信系統Ｂ １２、ＡＤＣ１１１，１１６、ＦＦＴ部１１２，１１９、等化器１１３，１２１、雑音算出部１１４，１２０、合成部１１５、バンドストップフィルタ１１７、干渉波周波数検出器１１８、判定器１２２、消失部１２３、ＦＥＣ部１２４で構成されている。

まず、受信系統Ａ １１について説明する。
受信系統Ａ １１の受信アンテナ１０１にて受信された信号は、ＡＧＣ部１０２に入力される。ＡＧＣ部１０２は、入力された信号を非線形フィルタＡ１０５より入力された利得調整信号に基づいて受信信号レベルを所定のレベルになるよう利得を調整し、利得調整された受信信号を周波数変換器１０３と検波器１０４に入力する。検波器１０４は、入力された信号のレベルを検出し、検波結果を非線形フィルタＡ１０５に出力する。周波数変換器１０３は、ＩＦ帯へのダウンコンバートおよりチャンネル選択フィルタリングを行う。

次に、受信系統Ｂ １２について説明する。
受信系統Ａ １１の受信アンテナ１０１と同様に、受信系統Ｂ １２の受信アンテナ１０６から受信された信号はＡＧＣ部１０７に入力される。ＡＧＣ部１０７は、入力された信号を非線形フィルタＢ１１０より入力された利得調整信号に基づいて受信信号を所定のレベルに調整し、周波数変換器１０８と検波器１０９に出力する。検波器１０９は、入力された信号のレベルを検出し、信号を非線形フィルタＢ１１０に出力する。

受信系統Ｂでは断続的に混入する干渉波のレベルのみに利得調整を追従させるため、非線形フィルタＢ１１０から出力する利得調整信号は干渉波が混入している時の検波信号を用いることで干渉波混入時であっても、アナログ素子による相互変調歪が生じることはない。
受信アンテナ１０６は、干渉源の方向が判っていれば、感度指向性のヌル点を干渉源に向けるとよい。そのようにすると、希望波の信号源に対しては利得が最大ではなくなるが、希望波に対する干渉波のレベルの比が圧縮され、Ｃ／Ｎは改善する。

周波数変換器１０３と１０９の構成は同じであり、同じ局部信号が共通に与えられうる。検波器１０４と１０８には、ＲＭＳ（Root Mean Square）型或いは対数型の電力検出器で、応答時間が、ＯＦＤＭの帯域幅の逆数より大きく、干渉波混入間隔（又は混入期間）より短く、ＯＦＤＭシンボル長に比べ長すぎないもの、つまりＯＦＤＭ信号自体のピークには敏感でないが、干渉波は直ちに検出でき、希望波の変動にも追従できるものが用いられる。例えば干渉波の混入間隔5 ms、希望波のフェージング周期を25 msとすると、応答時間（及び後述のＡＤＣ３０１のサンプル周期）は0.5 ms程度が望ましい。

次に、各受信系統の周波数変換器１０３、１０８以降の処理について説明する。
受信系統Ａ １１では周波数変換をされた信号をＡＤＣ１１１に入力し、デジタル信号に変換する。デジタル信号に変換された信号はＦＦＴ部１１２に出力される。なお、各受信系統の信号は、ＦＦＴ部１１９に入力される時には同相及び直交成分からなる複素信号になっている必要があり、ＡＤＣ１１１の前又は後でアナログ又はデジタル直交検波が行われるものとする。
ＦＦＴ部１１２では入力された信号を周波数領域の信号に変換し、等化器１１３と雑音算出部１１４へ出力する。等化器１１３では入力された信号の振幅と位相を補正して合成部１１５に出力する。

雑音算出部１１４では入力された信号に含まれる雑音振幅を算出し、合成部１１５に出力する。雑音算出方法は、例えば、既知信号であるパイロット信号を用いて雑音振幅を推定する方法がある。すなわち、伝送路は数シンボルでは時間的に大きく変動しないため、連続する２シンボルのパイロット信号を減算することで受信信号に含まれる雑音振幅を算出する。その他にも受信点と理想受信点との距離の平均を用いる方法などもある。雑音振幅は、例えばＯＦＤＭシンボルと同じ頻度で算出され出力されることが望ましい。

受信系統Ｂ １２では周波数変換された信号をＡＤＣ１１６に入力する。ＡＤＣ１１６は、入力された信号をデジタル信号に変換し、バンドストップフィルタ１１７と干渉波周波数検出器１１８に出力する。バンドストップフィルタ１１７は、後述する干渉波周波数検出器１１８より入力された干渉波周波数位置を示す信号を基にＡＤＣ１１６より入力された信号に対して干渉波の周波数を遮断するフィルタを適応する。過大な干渉波が混入した周波数を除去してからＦＦＴ部１１９に出力すると、ＦＦＴによるＣ／Ｎの劣化が低減されることが期待できる。

干渉波周波数検出器１１８は、入力された信号を周波数スペクトル分析し、信号レベルが信号レベルの平均値を基に設定したしきい値を超えた周波数を、干渉波が混入した周波数として認識し、干渉波周波数と干渉波の振幅を示す信号をバンドストップフィルタ１１７と消失部１２３に出力する。この周波数スペクトル分析は、ＦＦＴ処理の前に適切な窓関数を施したり、走査範囲を広げるためにより大きなポイント数を用いたりする点で、ＦＦＴ部１１２などとは異なる。つまり、干渉波周波数検出器１１８の出力は、それと時間的に対応するＯＦＤＭシンボルの判定結果が消失部１２３で処理されるタイミングに間に合えばよく、干渉波周波数検出器１１８の動作及び出力周期がＯＦＤＭシンボル周期と一致している必要はない。

ＦＦＴ部１１９は、入力された信号を周波数領域の信号に変換して雑音算出部１２０と等化器１２１へ出力する。雑音算出部１２０は雑音算出部１１４と同様に、入力された信号から雑音振幅を算出し、合成部１１５へ出力する。

等化器１２１は、等化器１１３と同様に入力された信号の振幅と位相を補正して合成部１１５へ出力する。
合成部１１５は、各受信系統の雑音算出部１１４、１２０にて算出した雑音振幅に基づいて、二つの受信系統の信号を合成し、判定器１２２へ出力する。
合成方法として、雑音振幅の少ない受信系統の信号を選択する方法や、雑音振幅が小さいほど大きくなるような重みづけを各受信系統の信号に行って加算する方法などがある。合成は基本的にはＯＦＤＭシンボル単位で行われる。

判定器１２２は、入力された信号を判定して判定結果に誤り訂正尤度を付随し、消失部１２３へ出力する。尤度は、入力信号と判定結果との差の大きさ（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）等から算出される。

消失部１２３は、干渉波周波数検出器１１８から入力された信号を基に、干渉を受けた周波数の誤り訂正尤度を干渉波の振幅に応じて変更し、ＦＥＣ部１２４へ出力する。例えば、干渉波の振幅が大きい場合はその誤り訂正尤度を小さな値もしくは“０”（対数尤度であれば負の無限大）にすることで、干渉波により影響を受けた信号の誤り訂正尤度を下げる。

ＦＥＣ部１２４は、入力された信号にデインターリーブ処理を行い、判定結果に対して誤り訂正尤度に基づいた誤り訂正を行う。
以上の回路を用いることで、干渉波が混入している時と干渉波が混入していない時、共に最適にレベル調整された信号を用いて誤り訂正を行うことができ、伝送性能を向上させることができる。

図２は、実施例１の受信装置の非線形フィルタＡ１０５のブロック図である。
非線形フィルタＡ１０５では、入力された信号をＡＤＣ２０１がデジタル信号に変換し、多段のシフトレジスタ２０２と減算器２０３、平均算出部２０４、セレクタ部２０６に出力する。シフトレジスタ部２０２では入力された信号を時間Ｔ₁ごとに順次、次のレジスタへ移動させ、各レジスタの値を平均算出部２０４へ出力する。

平均算出部２０４では平均値を算出し、算出結果を減算器２０３へ出力する。減算器２０３ではＡＤＣ２０１から入力された現在の検波信号と平均算出部２０４から入力された過去（シフトレジスタ部２０２で保持）の検波信号の平均値の減算を行い、しきい値比較器２０５へ出力する。この減算結果は現在の検波信号が過去に対してどの程度急激に変化したかを表している。

しきい値比較器２０５では予め設定されたしきい値と入力された減算結果を比較し、しきい値を超えた場合には急激なレベル変動が生じているため、干渉波が混入したものと判断してセレクタ部２０６に対して出力するフラグを“Ｈｉ”にする。しきい値を超えない場合は干渉波が混入していないものと判断してフラグを“Ｌｏ”にする。セレクタ部２０６ではしきい値比較器より入力されたフラグに従い、ＡＤＣ２０１から入力された現在の検波信号とシフトレジスタ部２０２から入力された過去の検波信号から一つの信号を選択して出力する。

次に、セレクタ部２０６での選択基準について図７ｅで説明する。
図７は、従来技術と実施例１の受信装置の利得制御を説明するタイミングチャートである。
フラグが“Ｌｏ”の時は現在の検波信号を出力し、フラグが“Ｈｉ”の時はフラグが“Ｈｉ”になる前の検波信号を選択して目標値比較器２０７へ出力する。図７ｅに示す記号ＡＢＣは図２のセレクタ２０６のシフトレジスタ２０２からの入力信号の記号を示す。

これにより、干渉波が混入し検波信号が大きく変動した際、利得が干渉波レベルに追従しないような保護機能を持たせることができる。また、シフトレジスタ部２０２のレジスタ数により保存できる過去の検波信号数を可変することができ、保護できる期間を変えることができる。レジスタ数および時間Ｔ₁（ＡＤＣ２０１のサンプルレート）により決まるこの保護期間は、干渉波の混入期間より長く設定することが望ましい。

目標値比較器２０７では入力された値と予め設定された目標値を比較し、その結果を基に検波信号が目標値に近づくような利得調整信号を生成し、ループフィルタ２０８へ出力する。ループフィルタ２０８では入力された信号の低周波成分を抽出し、ＤＡＣ(Digital to Analog Converter)部２０９へ出力する。

このループフィルタ２０８は発振の抑制を目的とするため、ループフィルタ６０５と同様の時定数である。ＤＡＣ２０９では入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換してＡＧＣ部１０２へ出力する。
このように、非線形フィルタＡ１０５は、妨害波がないときは最新の検波信号が、妨害があるときは妨害を受ける直前の検波信号をフィードバック信号とするものである。

図３は、実施例１の受信装置の非線形フィルタＢのブロック図である。
非線形フィルタＢ１１０では、入力された値をＡＤＣ３０１へ入力する。ＡＤＣ３０１は、入力された信号をデジタル信号に変換し、シフトレジスタ部３０２と最大値検索部３０３に出力する。シフトレジスタ部３０２は、入力された信号を時間Ｔ₂ごとに順次、次のレジスタへ移動させ、各レジスタに保存された値を最大値検索部３０３へ出力する。

最大値検索部３０３は、入力された値の最大値を検索し、ループフィルタ３０４へ出力する。これにより入力された値の最大値を用意されたシフトレジスタ３０２のレジスタ数だけ保持する機能を有することができる。

ここで、先に述べたように非線形フィルタＢ１１０では常に干渉波が混入していた時の検波信号を用いる。つまり、シフトレジスタ３０２のレジスタ内に干渉波混入時の検波信号が確実に存在している必要があり、時間Ｔ₂は干渉波混入期間より短くなければならず、シフトレジスタ３０２のレジスタ数はそれによる保持期間が干渉波の混入する間隔より長くなるように設定しなければならない。更に、干渉波のレベル変動に良く追従させるため、可能であれば、干渉波の混入する間隔の２倍未満であることが好ましい。代表的な干渉源であるレーダーのほとんどは周期的に動作し、その周期は良く知られているので、このようにレジスタ数を設定することは容易である。例えば干渉波の混入期間50 usとすると、時間Ｔ₂（ＡＤＣ３０１のサンプルレート）は25 us程度とする。

受信系統ＢのＡＧＣ１０７は常に干渉波のレベルに対して最適な利得に制御することができ、アナログ素子の非線形歪を生じにくくすることができる。ループフィルタ３０４では入力された信号の低周波成分を抽出してＤＡＣ３０５へ出力する。このループフィルタ３０４も発振を抑制することを目的とするため、ループフィルタ２０８、６０５と同様の時定数である。ＤＡＣ３０５では入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換してＡＧＣ部１０７へ出力する。

図４は、本発明の実施例２に係る受信装置のブロック図である。
アンテナ４０１にて受信された信号はＡＧＣ部１０２とＡＧＣ部１０７へ入力される。以降の処理は第１の実施例と同様のため省略する。
一つのアンテナにて受信された信号を独立する二つの利得調整部へ入力し、第１の実施例と同様に系統ごとに異なる利得調整された信号を用いて誤り訂正を行うことで第１の実施例と同様の効果を得ることができ、更にアンテナの本数を減らすことができる。

図５は本発明の実施例３に係る受信装置の構成を説明するためのブロック図である。
アンテナ１０１にて受信された信号はＡＧＣ部１０２へ入力される。ＡＧＣ部１０２からＦＦＴ部１１２までの構成及び動作は、以下に述べる点を除き、実施例１等とほぼ同様であり、説明を省略する。
本例の受信装置は、干渉波周波数検出器１１８に代えて、干渉波周波数検出器５１８を備える。干渉波周波数検出器５１８は、ＦＦＴ部１１２にて周波数領域の信号に変換された信号から、ＯＦＤＭシンボル周期で、干渉を受けたサブキャリアの有無およびそのサブキャリア周波数を検知して、消失部１２３に出力する。干渉波周波数検出器５１８は、サブキャリア毎に、当該ＯＦＤＭシンボルにおける全サブキャリアの平均電力を基に設定したしきい値を超えるか、或いは、過去の１乃至複数のＯＦＤＭシンボルにおける当該サブキャリアの電力（平均電力）との比や差がしきい値を越えるかを検査し、いずれかが超えていれば干渉を受けていると判断する。強力なレーダーの干渉を受けた場合、サブキャリアが全滅していることもあるが、それを漏れなく検出することができなくても、本実施例は効果がある。

消失部１２３では干渉波周波数検出器１１８から出力された信号を元に干渉波が混入した周波数及び時間の信号の誤り訂正尤度を、固定の小さな値もしくは“０”にしてＦＥＣ部１２４へ出力する。
ＦＥＣ部１２４は、入力された信号にデインターリーブ処理を行い、判定結果に対して誤り訂正尤度に基づいた誤り訂正を行う。このデインタリーブ処理は、複数のＯＦＤＭシンボルに跨るような処理である（つまり、インタリーブ長は１ＯＦＤＭシンボルからの復調ビット数より大きい）。多くのレーダーの発振期間は、ＯＦＤＭシンボルより長く、通常、数シンボルに亘る。インタリーブが、干渉波混入期間より長い複数のＯＦＤＭシンボルに亘るようにすると、誤りが回復できる。

以上の処理により受信系統が一つの場合でも、干渉波が混入し受信信号レベルが大きく変動した場合であっても、ＡＧＣ部１０２の利得が干渉波レベルに追従することなく、干渉が混入していない期間の利得制御は最適値を維持することが可能となる。
また、干渉波が混入している期間については、誤り訂正尤度を低減させることにより、干渉波の影響を受けて劣化した信号を用いないことで効率的な誤り訂正処理が可能となり、符号誤り率を低減することができる。

図８は、実施例４に係る非線形フィルタ５５０のブロック図である。本例の非線形フィルタ５５０は、実施例１乃至３の非線形フィルタA１０５に代えて使用される。非線形フィルタA１０５と共通の構成は説明を省略する。
セレクタ５０１は、しきい値比較器２０５が干渉波有と判断し“Ｈｉ”を出力している間、シフトレジスタ２０２の1段目の出力、すなわち前回のサンプルタイミング時に自己が出力していた検波信号を選択し、“Ｌｏ”を出力している間、ＡＤＣ２０１からの現在の検波信号を選択して出力する。これにより、シフトレジスタの1段目だけで、干渉波が混入していない時の検波信号を保持し続けることができる。

しきい値比較器５０２は、ＡＤＣ２０１からの現在の検波信号が、ＡＧＣ部のゲインを最小にしたとしても周波数変換器１０３やＡＤＣ１１１を飽和させ所要Ｃ／Ｎを満たせなくなるレベルを超えているか否かを判断し、それに応じた論理値（“Ｈｉ”と“Ｌｏ”）を出力する。

ＡＮＤ器５０３は、しきい値比較器２０５からの論理値と、雑音有無を示す論理値が入力され、それらの論理積を出力する。雑音有無標識は、雑音算出部１１４等がＯＦＤＭシンボルタイミング毎に算出する雑音振幅、或いはそれから導かれるＣ／Ｎ値をしきい値処理することで得られる。算出される雑音振幅には１ＯＦＤＭシンボル以上の遅延があるため、後述のセレクタの選択状態に応じて、しきい値も遅延させて切り替えた方が良い。雑音有無標識は、想定される干渉波混入周期内にしきい値を越えた雑音があった場合に“Ｈｉ”（真）が保持されることが望ましい。

係数乗算器５０４は、ループフィルタ２０８の出力に所定の係数αを乗算して、セレクタ５０５に出力する。この係数は、しきい値比較器２０５が干渉波有と判断し且つ雑音有を示す論理値が入力された時に適用されることを意図しており、通常は１未満の正の数である。

セレクタ５０５は、ＡＮＤ器５０３の出力が“Ｈｉ”の時に係数乗算器５０４からの入力を、“Ｌｏ”の時にループフィルタ２０８からの入力を選択し、セレクタ５０８に出力する。

Ｄ−ＦＦ（Flip Flop）５０６は、クロックとしてＯＦＤＭシンボルタイミング信号が入力される都度、しきい値比較器５０２からの信号を保持して、ＡＮＤ器５０７に出力する。
ＡＮＤ器５０７は、しきい値比較器５０２からの信号と、Ｄ−ＦＦ５０６で遅延された信号とを入力され、それらの論理積をセレクタ５０８に出力する。
セレクタ５０８は、ＡＮＤ器５０７からの信号が“Ｈｉ”であれば０（とり得る最小値）を、“Ｌｏ”であればセレクタ５０５からの信号を選択し、ＤＡＣ２０９に出力する。

このような構成にすると、しきい値比較器５０２の出力が“Ｈｉ”となったまま最初のＯＦＤＭシンボル境界に達したときにＡＧＣのゲインが最小値に切り替わり、しきい値比較器５０２の出力が“Ｌｏ”に変わるとすぐさまループフィルタ２０８からの信号に戻る。

以上説明した実施例により、本発明の受信装置は、干渉波が混入した時には、受信機は図７ｂのような受信信号のレベル変動を受けることになる。希望波は伝搬路の変化に伴い変化を受けるが、その変化は干渉波の混入間隔に比べ緩やかな変動である。そこで独立の利得調整機能を有する複数の受信系統を用いて、図７ｄに示すように、受信系統Ａの利得を希望波の変動のみに追従させ、受信系統Ｂの利得を干渉波のレベルのみに追従させる。つまり、受信系統Ａ１１は干渉波が混入した場合であっても、干渉波レベルに利得を追従させないことにより干渉波が混入しなくなった際にも最適な利得を維持する。逆に受信系統Ｂ １２は干渉波のレベルに追従するような制御を行うことで干渉波が混入している期間であってもアナログ素子の非線形歪が生じることがないような制御を行う。そして、各受信系統の利得調整された信号に対して復調処理を行い、干渉波が混入している期間と混入していない期間で受信系統を切替える。又は、各系統の信号を重み付け合成することで、瞬時において最適な利得で調整された信号を用いて誤り訂正を行うことができる。

さらに、上述の実施例により、本発明の受信装置は干渉波が混入する時と干渉波が混入しない時のどちらにも最適な利得で調整された受信信号を用いて誤り訂正を行うことができる。

本発明は無線受信装置に広く適用することができ、特にＯＦＤＭ方式や、希望波に対して周波数領域等化を行うＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier modulation with Frequency Domain Equalization）、DFT-Spread OFDM等の方式、またホワイトスペース周波数を利用する無線システムに好適である。

１１：受信系統Ａ、１２：受信系統Ｂ、１０１：受信アンテナ、１０２：ＡＧＣ部、１０３：周波数変換器、１０４：検波器、１０５：非線形フィルタＡ、１０６：受信アンテナ、１０７：ＡＧＣ部、１０８：周波数変換器、１０９：検波器、１１０：非線形フィルタＢ、１１１：ＡＤＣ、１１２：ＦＦＴ部、１１３：等化器、１１４：雑音算出部、１１５：合成部、１１６：ＡＤＣ、１１７：バンドストップフィルタ、１１８：干渉波周波数検出器、１１９：ＦＦＴ部、１２０：雑音算出部、１２１：等化器、１２２：判定器、１２３：消失部、１２４：ＦＥＣ部、
２０１：ＡＤＣ、２０２：シフトレジスタ部、２０３：減算器、２０４：平均算出部、２０５：しきい値比較器、２０６：セレクタ部、２０７：目標値比較器、２０８：ループフィルタ、２０９：ＤＡＣ、３０１：ＡＤＣ、３０２：シフトレジスタ部、３０３：最大値検索部、３０４：ループフィルタ、３０５：ＤＡＣ、
４０１：受信アンテナ、６０１：受信アンテナ、６０２：ＡＧＣ部、６０３：周波数変換器、６０４：検波器、６０５：目標値比較器、６０６：ループフィルタ、６０７：ＡＤＣ、６０８：ＦＦＴ部、６０９：等化器、６１０：判定器、６１１：ＦＥＣ部。

Claims (3)

1. 変調された信号を受信する１または複数のアンテナ手段と、
   前記アンテナ手段で受信した第１および第２系統の受信信号をそれぞれ可変の利得で増幅する第１および第２の増幅手段と、
   前記第１の増幅手段の利得制御を行うレベル変動検出手段と、
   前記第２の増幅手段の利得制御を行う最大受信信号レベル抽出手段と、
   前記増幅された第１および第２系統の受信信号をそれぞれ周波数変換する第１および第２の周波数変換手段と、
   前記第２系統の受信信号が含む干渉波の周波数を検出する干渉波周波数検出手段と、
   前記第２系統の受信信号から、前記干渉波の周波数を遮断する干渉波周波数遮断手段と、
   前記第１および第２系統の受信信号をそれぞれ復調する第１および第２の復調手段と、
   前記第１および第２系統の受信信号から雑音振幅をそれぞれ算出する第１および第２の雑音振幅算出手段と、
   前記第１および第２系統の受信信号を周波数領域で振幅と位相をそれぞれ補正する第１および第２の等化手段と、
   第１および第２の雑音振幅算出手段が算出した雑音振幅に基づいて、前記各系統の復調結果を合成する合成手段と、
   前記合成手段の合成結果に対して前記干渉波周波数検出結果に基づいて干渉波が混入した周波数の信号の誤り訂正尤度を低減させる誤り訂正尤度修正手段と、
   前記誤り訂正尤度修正手段により修正された尤度を用いて誤り訂正復号を行う誤り訂正手段と、を有し、
   前記レベル変動検出手段は、前記第１系統の受信信号レベルを保持する保持手段を備え、前記保持手段で保持した受信信号レベルの平均値と新たに受信した受信信号レベルとを比較して受信信号のレベル変動を検出し、
   前記第１の増幅手段は、前記レベル変動検出手段で検出した前記受信信号レベルの変動が所定値以下の場合には新たに受信した受信信号レベルを利得制御に用い、受信信号レベルの変動が所定値超で急激なレベル変動があった場合には受信信号レベルの変動が所定値超となる直前の受信信号レベルを利得制御に用いることを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   前記最大受信信号レベル抽出手段は、前記第２系統の受信信号レベルを保持する保持手段を備え、前記保持手段により保持された過去の受信信号レベルと、新たに受信された受信信号レベルとから、最大の受信信号レベルを抽出し、
   前記第２の増幅手段は、前記最大受信信号レベル抽出手段の結果を利得制御に用いることを特徴とする受信装置。
3. 請求項１に記載の受信装置において、
   前記第１および第２の等化手段の前に、前記第１および第２系統の受信信号をそれぞれ周波数領域信号に変換する第１および第２のＦＦＴ手段を設け、前記干渉波周波数遮断手段は、第２のＦＦＴ手段より前段において前記干渉波の周波数を遮断することを特徴とする受信装置。

Images