JP2006319608A - ダイバーシティ型受信装置、ダイバーシティ型受信装置を用いた受信方法および受信プログラム、ダイバーシティ型受信装置を用いた受信プログラムを格納した記録媒体 - Google Patents

Abstract

【課題】複数アンテナにより複数受信したＯＦＤＭ変調された信号を、受信信号ごとにＯＦＤＭキャリアまで復調し、アンテナの本数分だけ得られたＯＦＤＭキャリアを選択または合成するダイバーシティ受信装置において、従来は、複数のチューナ手段や復調手段に対し共通の設定をし、得られた信号を合成または選択利用していた。
【解決手段】本発明は、アンテナ手段で受信した信号を、複数のチューナ手段にて周波数変換し、さらに復調手段にて復調処理するダイバーシティ型受信装置であって、前記チューナ手段または復調手段の設定を互いに異なる設定とすることで、複数のアンテナ手段より得られた信号の処理結果に異なる特性を与える。そして、伝送路等の条件により適した信号を選択または合成して利用することで、受信性能を向上させることが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル多値変調方式により変復調がなされたデータ信号系列をダイバーシティ受信する技術に関するものである。

自動車に設定したテレビ受信機や携帯電話機などで地上放送波を移動中にも安定して受信する目的で、ダイバーシティ受信方式が用いられることが多い。

ダイバーシティ受信方式としては、送受信アンテナ間の空間的な配置の違いを利用するスペースダイバーシティ方式、同じ信号を複数回送信し受信確率を向上させる時間ダイバーシティ方式、複数の周波数帯域で同一の信号を送信し、フェージングの発生状況が周波数帯域により異なる特性を利用し、いずれかの帯域で安定受信することをねらった周波数ダイバーシティ方式、送信信号の偏波特性の違いを利用する偏波ダイバーシティ方式などが挙げられる。

このうち、時間ダイバーシティ方式、周波数ダイバーシティ方式、偏波ダイバーシティ方式については、送信側において同一の情報を複数回もしくは複数の手段により送信する必要がある。このため、地上放送波の受信特性改善の目的においては、限られた周波数資源を有効に利用するために、受信側の受信形態を変更することで実現できるスペースダイバーシティ方式が用いられることが多い。

例えば、アナログテレビ放送を移動する自動車内で受信する場合には、複数アンテナを自動車に設定し、複数得られる受信信号の中から最も受信信号レベルが大きい入力信号を選択するスペースダイバーシティ受信方式が実用化されていた。

ところで、現在、放送のデジタル化が進められている。例えば、日本や欧州において、地上デジタルテレビジョン放送方式として直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））伝送方式が採用されている。

また、ＯＦＤＭ変調されて送信される送信データは、例えばＭＰＥＧ２などの情報符号化方式に基づいた情報源符号化が行われている。

そして、信号の受信時に、誤り訂正処理を行うことで、受信誤り耐性を向上させている。さらに、キャリア変調方式をより誤りに強い変調方式へと変更することにより、誤り耐性を向上させることも可能である。例えば、キャリア変調方式を６４ＱＡＭと呼ばれる変調方式から１６ＱＡＭと呼ばれる変調方式へと変更することで、伝送する信号の情報レートは低下するが、信号の耐ノイズ性能を向上させることができる。

このため、上記のデジタルテレビジョン放送を自動車内などで移動中に視聴した場合、従来のアナログテレビ放送と比べて、障害の少ない映像や音声の視聴が可能となる。

なお、日本の地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式の詳細は、以下に示す非特許文献１に記載されている。

さらに、上記のＯＦＤＭ変調された信号に対してスペースダイバーシティ受信方式を適用することで移動受信時の障害の発生頻度を下げることが可能となる。

スペースダイバーシティ受信方式の一例として、ＯＦＤＭ変調信号のＯＦＤＭキャリア毎に信号を選択または合成する方式が提案されている。これは、複数アンテナを用いて信号を受信し、複数得られる受信信号個別にＡ／Ｄ変換、同期検波、ＦＦＴ演算、復調処理までを行う。この結果、複数のアンテナで受信した信号それぞれについて多数のＯＦＤＭキャリアから構成される信号が生成される。ＯＦＤＭキャリアそれぞれについて、複数のアンテナで受信した信号の中から最適な信号を１つ選択し利用するか、ＯＦＤＭキャリアそれぞれについて、複数のアンテナで受信した信号を合成し利用する。

上記の最適な信号を１つ選択する場合には、たとえばＯＦＤＭキャリアの電力を選択基準とすることができる。すなわち、ＯＦＤＭキャリア毎の電力量を比較し、最も値が大きいものを１つ選択する。

また、信号を合成する場合には、ＯＦＤＭキャリア毎に、複数入手した信号に対して重み付け量を算出し、重み付け量から算出した比率に従い信号を加算する。この際、ＯＦＤＭキャリア毎の電力量の比率に応じて重み付けする最大比合成ダイバーシティ受信方式と呼ばれる方法を取ると、信号に対するノイズ量を最も小さくできるため、受信特性の改善効果が高い（最大比合成ダイバーシティ受信方式については、非特許文献２を参照）。

なお、上記では、複数得られたＯＦＤＭ信号に対してＯＦＤＭキャリア毎に信号を選択または合成する方法について説明したが、Ａ／Ｄ変換より前の段階で信号を合成するスペースダイバーシティ受信技術も提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
特開２００１−１５６６８９号公報 社団法人電波産業会標準規格 「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ １．０版、平成１３年５月３１日策定 Ｄ．Ｇ．Ｂｒｅｎｎａｎ 「Ｌｉｎｅａｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」 Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ、４７１０７５−１１０２、Ｊｕｎｅ−１９５９

上記のように、複数アンテナにより複数受信したＯＦＤＭ変調された信号を、受信信号ごとにＯＦＤＭキャリアまで復調し、アンテナの本数分だけ得られたＯＦＤＭキャリアを選択または合成するダイバーシティ受信方式を取ることが有効であるが、その際には、アンテナの設置位置や指向特性の違いによりできるだけ異なる性質の信号を入手し、互いに信号を補うことで受信性能の向上を図っていた。

この一方で、チューナーや復調部における信号処理の際に、パラメータ等の設定により受信性能に違いが生じる。例えば、チューナーにおいては、受信したＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯域の信号を増幅し、次にＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕａｎｃｙ）帯域の信号へ変換し、さらにＩＦ帯域の信号を増幅する構成を取ることが多い。ＲＦ信号を増幅する増幅手段の利得量の設定により、チューナーの感度と歪み特性を調整することができる。

そして、受信機の受信性能を決定する際には、感度を重視した設定とするか、歪みが発生しにくいように設定するか、もしくは感度を重視した設定と歪みが発生しにくい設定の中間の設定をする必要があった。増幅手段における利得量の設定により受信特性が左右され、受信した信号全てに対して最適な設定を取ることは困難だからである。

これは、例えば、車などで信号を受信する場合には、送信局とアンテナ間の位置関係や周囲の遮蔽物や反射物の位置が絶えず変化するため、受信信号のレベルと受信信号に含まれる妨害信号のレベルが互いに独立に変化することに起因する。すなわち、瞬時瞬時で、受信信号の特性が異なるため、受信した信号に対して常に最適な設定を取ることが困難であった。

このような事情から、例えば受信機の受信性能については、感度重視の設定か、歪みが発生しにくい設定か、もしくは感度重視設定と歪みが発生しにくい設定の中間の設定を、各チューナにおいて一律に行うことが一般的であった。しかし、デジタル放送により送信された信号を視聴する場合、ある一定の受信品質より悪くなった際に急激に映像や音声の品質が低下するため、受信パラメータの一律設定では、パラメータのわずかな差も大きな違いとして認識されてしまうという課題があった。

上記課題を解決するために、本発明にかかるダイバーシティ型受信装置は、例えば、デジタル多値変調方式によりキャリア変調された信号を複数のアンテナ手段で受信し、複数のチューナ手段にて前記アンテナ手段より得られた電気信号を周波数変換し、復調処理するダイバーシティ型受信装置であって、前記チューナ手段の内部を構成する第１の増幅手段と第２の増幅手段の利得を受信した信号レベルに応じて制御する際に、利得の制御方法を複数備えたチューナ手段の少なくとも１つについて、他のチューナ手段の制御方法と異なる設定とすることを特徴としている。そして、複数のチューナ手段にて周波数変換された信号を、Ａ／Ｄ変換手段にてアナログ信号からデジタル信号へと変換した後に、複数入手したデジタル信号を選択または合成した後に、受信信号に施された変調方式に従い信号を復調する。

なお、本発明におけるダイバーシティ受信方法は、前述の各手段をステップとしたものであり、また、本発明にかかるプログラムはかかる方法をハードウェアで読み取り可能な言語により記述したものである。また、本発明にかかる記録媒体はこのようなプログラムを格納したものである。

上記の方法により、デジタル多値変調方式により変調・送信された信号を複数のアンテナで受信し、選択または合成するダイバーシティ処理を行う場合に、複数のチューナ手段に対し異なる受信特性を与えることができ、受信状況に応じてより良い信号を選択することで、受信特性を向上させることが可能となる。

（実施の形態１）
まず、本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する。本実施の形態１において、ダイバーシティ受信装置は２本のアンテナと２つのチューナ手段を有するものとして説明する。

図１は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。

図１において、１０１ａはアンテナ手段、１０２ａはチューナ手段、１０３ａはＡ／Ｄ変換手段、１０４は選択手段、１０５は直交検波手段、１０６は周波数変換演算手段、１０７は復調手段、１０８はデインタリーブ手段、１０９はデマッピング手段、１１０はビットデインタリーブ手段、１１１は誤り訂正手段である。

また、１０１ｂは、１０１ａとは互いに設置位置や特性の少なくとも一方が異なるアンテナ手段である。１０２ｂは、１０１ａとは異なるチューナ手段である。また、１０３ｂは、１０３ａと異なるＡ／Ｄ変換手段である。

本実施の形態では、アンテナ手段、チューナ手段、Ａ／Ｄ変換手段をそれぞれ２つ備える構成として説明するが、例えば、アンテナ手段、チューナ手段およびＡ／Ｄ変換手段をそれぞれ４つというように、アンテナ手段、チューナ手段およびＡ／Ｄ変換手段の個数を２以上に増加させた構成とすることも可能である。

以下、受信信号が日本の地上デジタルテレビ放送規格に従いＯＦＤＭ変調された信号を受信するダイバーシティ受信装置を例として動作を説明する。

アンテナ手段１０１ａは、放送局から送信される放送電波を電気信号に変換し出力する。

チューナ手段１０２ａは、アンテナ手段１０１ａより得られた信号から特定の周波数帯域の信号を抽出し、ベースバンドもしくは一定の周波数帯域の信号へと変換する。ここで、チューナ手段１０２ａおよび１０２ｂの内部構成を図２により説明する。

図２において、２０１は第１のフィルタ手段、２０２は第１の増幅手段、２０３はミキサ手段、２０４は第２のフィルタ手段、２０５は第２の増幅手段、２０６は信号レベル検出手段、２０７は利得制御手段である。

第１のフィルタ手段２０１は、ＲＦ信号の帯域を制限する。選局しようとする信号帯域を中心に、一定の帯域幅の信号を通過させるような特性を持つ。第１の増幅手段２０２は、第１のフィルタ手段２０１の出力信号を増幅し出力する。信号を増幅する際、利得制御手段２０７から得られる制御信号に従って利得を決定する。

ミキサ手段２０３は、第１の増幅手段から得られるＲＦ信号からＩＦ信号へ周波数変換する。

第２のフィルタ手段２０４は、ミキサ手段２０３から得られるＩＦ信号を帯域制限する。第２の増幅手段２０５は、第２のフィルタ手段２０４を増幅する。第１の増幅手段２０１と同様に、第２の増幅手段は、利得制御手段２０７からの制御信号に従って利得を決定する。

信号レベル検出手段２０７は、第２の増幅手段２０５の出力信号のレベルを検出する。信号レベル検出手段２０７は、例えばループフィルタで構成されることが多い。

利得制御手段２０７は、信号レベル検出手段２０６から得られる信号レベルの情報を用いて、第１の増幅手段２０２の利得と、第２の増幅手段２０５の利得をそれぞれ設定する。なお、利得制御手段２０７の動作については後で詳しく説明する。

図１に戻り、Ａ／Ｄ変換手段１０３ａは、チューナ手段１０２ａから得られたアナログ信号をデジタル信号へと変換する。

１０１ｂ乃至１０３ｂの構成についても、個々の説明は上記１０１ａ乃至１０３ａと同一となるため省略する。

選択手段１０４は、Ａ／Ｄ変換手段１０３ａと１０３ｂから得られる複数のデジタル信号を選択する。信号を選択する場合には、例えば、アンテナ手段からチューナ手段へと入力される信号のレベル情報をチューナ手段より入手し、信号のレベルが高い信号を選択することが可能である。なお、選択手段１０４の位置をＡ／Ｄ変換手段より前段とし、アナログ信号を選択するような構成を取ることも可能である。

直交検波手段１０５は、ＯＦＤＭ伝送信号の検波を行い、送信信号と復調手段の持つ周波数基準信号との周波数誤差を算出し補正する。また、周波数ＯＦＤＭシンボル期間とガードインターバル期間を算出し、ＯＦＤＭシンボル期間の信号を出力する。さらに、ＯＦＤＭ伝送信号の伝送モードやガードインターバル期間の長さも判定する。

周波数変換演算手段１０６は、直交検波手段１０５から得られたＯＦＤＭシンボル期間の時間領域の信号を、例えばＦＦＴ演算処理によって周波数領域の信号へと変換する。

復調手段１０７は、ＯＦＤＭ信号に挿入されたＴＭＣＣ（（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ））信号を復調し、ＯＦＤＭ伝送信号の各種パラメータ情報を入手する。

さらに、復調手段１０７は、ＯＦＤＭ信号に周波数および時間方向に一定間隔で配置されているパイロット信号を抽出する。復調手段１０７は、抽出したパイロット信号を基準値（既知の振幅と位相）と比較し、振幅と位相の変化からパイロット信号の存在したキャリアの伝送路特性（振幅と位相のずれの程度）を算出する。次に、前記パイロット抽出手段で算出したパイロット信号の存在したキャリアの伝送路特性を時間方向および周波数方向に補間し、全てのＯＦＤＭキャリアの伝送路特性の推定値を算出し出力する。補間はパイロットキャリアの伝送路特性を用い、パイロットキャリア間に存在するデータキャリアの数に応じて順次増加または順次減少するよう、あるいは平均値で統一すること等により行なう。そして、前記周波数変換演算手段１０６より入手した信号を、伝送路特性の推定値で除算し、除算結果に基づく複素信号を算出し、デインタリーブ手段１０８に出力する。

デインタリーブ手段１０８は、復調手段１０７より得られた複素信号を、周波数及び時間方向に並び替えを行う。並び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に戻す。

デマッピング手段１０９は、デインタリーブ手段１０８より得られた複素信号の持つ情報をもとに信号の持つビットデータを復元する。デインタリーブ手段１０８より得られた複素信号は、振幅および位相の情報を持ち、複素信号が含まれたＯＦＤＭキャリアのキャリア変調方式をもとにビットデータの復元が可能となる。

ビットデータの復元は、受信信号点から最も近いマッピング点に割り当てられた符号列が送信符号列であったと仮定して行なう。例えば、受信したＯＦＤＭ信号が１６ＱＡＭ変調でキャリア変調された場合には、図３に示すような規則に従いビットデータの復元を行う。１６ＱＡＭ変調された信号は１キャリアあたり４ビットの情報を持つことができ、６４ＱＡＭ変調された信号であれば１キャリアあたり６ビットの情報を持つことができる。

受信信号点から最も近いマッピング点を求め、送信符号列を復元する際に、復元したビットデータの信頼性値を同時に算出し利用することが可能である（軟判定と呼ばれる）。信頼性値は、受信信号点がマッピング点からどの程度離れた位置にあるかを考慮し算出する。さらに、受信信号点とマッピング点との距離情報を、信号が含まれるＯＦＤＭキャリアのパワーに応じて補正した値を信頼性値としてもよい。例えば、受信信号点とマッピング点の距離が短い場合でも、受信信号が含まれるＯＦＤＭキャリアのパワーが弱ければ、受信信号に含まれるノイズの影響を受けやすいため、実際の送信点とは異なるマッピング点の近傍に受信点が存在する可能性が高くなる。このため、受信信号が含まれるＯＦＤＭキャリアのパワーで補正することが有効である。この場合には、ＯＦＤＭキャリアのパワー情報は、復調手段１０７にて算出しておくことが望ましい。

次に、ビットデインタリーブ手段１１０は、デマッピング手段１０９の出力の並び替えを行う。並び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に戻す。

誤り訂正手段１１１は、ビットデインタリーブ手段１１０より入手したビットデータ列と、各ビットデータの信頼性値を用いて誤り訂正を行う。この際、ビタビ復号と呼ばれる誤り訂正方法が用いられることが多く、さらにリードソロモン訂正符号を組み合わせることが多いが、これに限られるものではなく、前述の信頼性値を用いた誤り訂正であればどのような方法であってもよい。

以上の構成により、受信したＯＦＤＭ信号をもとにデジタル信号列を復元することが可能である。

本実施の形態では、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂを構成する利得制御手段２０７の動作を、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂで互いに異なる動作とすることを特徴とする。このため、以下に図２の利得制御手段２０７の動作を詳細に説明する。

利得制御手段２０７は、信号レベル検出手段２０６から信号レベルの情報を入手する。利得制御手段２０７は、信号レベルの情報に従い、第１の増幅手段２０２と第２の増幅手段２０５の利得を制御する。各増幅手段の利得は、例えば、利得制御手段２０７から出力する信号の電圧を変化させることで制御可能である。

図４に、信号レベル検出手段２０６から得られる信号レベルの情報と、第１の増幅手段２０２と第２の増幅手段２０５に設定する利得の関係を示す。縦軸が各増幅手段の利得、横軸が信号レベル検出手段２０６より得られる信号レベル情報である。

利得制御手段２０７は、第１の増幅手段２０２と第２の増幅手段２０５の利得を、ディレイポイントとよぶ信号レベル値を基準として決定する。

ディレイポイントよりも信号レベルが小さい場合には、第１の増幅手段２０２の利得を変化させ、第２の増幅手段２０５の利得を一定とする。この際、第１の増幅手段２０２の利得は、信号レベルが小さいほど利得を大きくする。一方、ディレイポイントよりも信号レベルが大きい場合には、第１の増幅手段２０２の利得を一定とし、第２の増幅手段２０５の利得を変化させる。第２の増幅手段２０５の利得は、信号レベルが大きいほど利得を小さくする。

図４のように信号レベルに応じて、第１の増幅手段と第２の増幅手段の利得を制御することにより、選局しようとする信号レベルが弱い場合には、ＲＦ帯域にて信号の利得を調整することが可能であり、選局しようとする信号レベルが強い場合には、ＩＦ帯域にて信号の利得を調整することが可能である。この結果、広い信号レベル範囲に対応した利得の制御が可能となる。

しかしながら、選局しようとする信号帯域に隣接する帯域に信号レベルの高い妨害波が存在する場合に不具合が生ずる。これは第１のフィルタ手段２０１に急峻なフィルタ特性を持たせることが困難である一方、第２のフィルタ手段は急峻なフィルタ特性を持つことが原因である。（第１のフィルタ手段２０１は、信号の通過帯域を可変とするために抵抗、コンデンサやインダクタにより実現されるのに対して、第２のフィルタ手段２０４は、信号の通過帯域を固定とするためＳＡＷ（弾性表面波）フィルタなどより高い性能を持つフィルタにより実現されることが多いためである）。

第２のフィルタ手段２０４は、急峻なフィルタ特性を持つため、選局したい信号帯域に隣接する帯域に含まれる妨害信号を除去することが可能である。この結果、信号レベル検出手段２０６では、選局しようとする信号の信号レベルだけを検出することが可能となる。そして、利得制御手段２０７は、信号レベル検出手段２０６から得られる情報に応じて、第１の増幅手段２０２の利得を制御する。

しかしながら、第１の増幅手段２０２に入力される信号には、選局しようとする信号に加えて強いレベルの妨害信号が含まれるため、妨害信号のレベルによっては第１の増幅手段の出力が飽和する。

図５に、選局しようとする信号の隣接帯域に強い妨害信号の存在する場合・妨害信号が存在しない場合における、ディレイポイントの設定箇所と受信特性の関係を示す。

選局しようとする信号の隣接帯域に強い妨害信号が存在しない場合（図５の実線）には、ディレイポイントを信号レベルが大きい所に設定する方が、信号レベルが低い場合に信号をより大きく増幅することができ、受信特性が良くなる。これは、より低いレベルの信号まで受信できることを意味する。しかしながら、ディレイポイントの設定レベルが一定レベルを超えると、受信特性の改善は見られなくなる。これは、第１の増幅手段２０２の雑音指数により信号のノイズレベルが決定されるためである。

一方、選局しようとする信号の隣接帯域に強い妨害信号が存在する場合（図５の点線）には、ディレイポイントを信号レベルが小さい所に設定した方が受信特性が良くなる。これは、ディレイポイントを小さい信号レベルの所に設定した結果、第１の増幅手段２０２の利得が小さくなり、出力信号レベルが飽和することを防止できるためである。

以上のように、選局しようとする信号の隣接帯域に強い妨害信号がある場合と、選局しようとする信号の隣接帯域に妨害信号が無い場合では、ディレイポイントの設定と受信特性には相反する関係が見られる。

例えば、家庭でのデジタルテレビの視聴においては、送信局と受信アンテナの位置関係が変化しないため、送信局からの送信出力レベルが大きく変わったり、受信アンテナが劣化したり、アンテナから受信装置までの信号線の分配方法などに変化がない限り、選局する信号と妨害信号のレベル差はほぼ一定に保たれる。このため、例えば、受信装置の初期設定時に、ディレイポイントの最適値を検出しておき、初期設定終了後は、記憶しておいた各選局チャンネルに対するディレイポイントの最適値を使うことが考えられる。ディレイポイントの最適値の検出は、ディレイポイントを変更し、各設定値に対する受信信号の品質を比較することで、最適値を算出することが可能である。

一方、自動車などでデジタルテレビを移動しながら受信する場合には、送信局とアンテナ間の位置関係や周囲の遮蔽物や反射物の位置が絶えず変化するため、受信信号のレベルと受信信号に含まれる妨害信号のレベルが互いに独立に変化する。このため、瞬時瞬時で、受信信号の特性が異なるため、受信した信号に対して常に最適な設定を取ることが困難である。

先に図５を用いて説明したように、ディレイポイントの設定箇所を信号レベルが小さい方に設定すると、隣接帯域に強い妨害信号がある場合の性能が向上する。一方、ディレイポイントの設定箇所を信号レベルが大きい方に設定すると隣接帯域に強い妨害信号が無い場合の受信性能が向上する（より低いレベルの信号まで受信することができる）。

信号を移動しながら受信する場合には、受信する信号のレベルや、受信信号と隣接帯域の妨害信号レベル差が一定では無いため、隣接帯域に妨害信号がある場合の性能と、隣接帯域に妨害信号が無い場合の性能のどちらを重視するか判断し、ディレイポイントの設定箇所を決める必要があった。例えば、より低いレベルの信号まで受信することを重視する場合、ディレイポイントを信号レベルが高い所に設定する。

一般的には、両条件を考慮し、ディレイポイントの設定箇所を信号レベルが中程度のあたりに設定し（例えば、図５において、実線と点線が交差する信号レベル）、隣接帯域に強い妨害信号がある場合の受信性能と、隣接帯域に強い妨害信号が無い場合の受信性能に偏りが無いような設定としていた。

以上のように、移動受信では、平均的に受信性能が良くなるようにディレイポイントを設定していた。

そこで、本実施の形態のように受信装置に複数のチューナ手段１０２ａ、１０２ｂが具備されている場合には、各チューナ手段１０２ａ、１０２ｂを構成する利得制御手段２０７にて設定するディレイポイントを異なる値に設定する。

図６（ａ）には、チューナ手段１０２ａの利得制御手段２０７の動作を、図６（ｂ）には、チューナ手段１０２ｂの利得制御手段２０７の動作を示す。

図６（ａ）、図６（ｂ）にそれぞれ示すように、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂでディレイポイントの設定を異なる値に設定する。この結果、チューナ手段１０２ａで選局した信号は、信号レベルが高い所にディレイポイントを設定しているため、選局する信号の隣接帯域に妨害信号が無い場合においては、チューナ手段１０２ｂで選局した信号と比較して受信特性が良くなる。その一方で、チューナ手段１０２ｂでは、信号レベルが低い所にディレイポイントを設定しているため、選局しようとする信号の隣接帯域に妨害信号がある場合に、チューナ手段１０２ａで選局した信号と比べて受信特性が良くなる。

このように、チューナ手段１０２ａ、１０２ｂの設定を異なるものとすることで、異なる性質の信号を複数入手することが可能となる。選択手段１０４では、複数得られた受信信号から受信特性の良い信号を選択する。選択手段１０４における信号の選択は、例えば、ＯＦＤＭ信号のシンボル期間とガードインターバル期間の相関に基づいて行う。

通常、ＯＦＤＭ信号には、シンボル期間の後端をコピーし、シンボル期間の先頭に追加するガードインターバル期間が付加されている。このため、シンボル期間とガードインターバル期間の相関量をそれぞれ検出し、相関量がより高い信号を選択する。これは、隣接帯域に含まれる妨害信号が飽和した場合には、チューナー手段より得られる信号には、歪み成分が雑音として加算されている。信号が歪んだ結果生じた雑音は、シンボル期間とガードインターバル期間において相関関係を持たない。このため、シンボル期間とガードインターバル期間の相関演算を行った場合に、歪み成分が大きいほど相関が低くなる。選択手段１０４では、シンボル期間とガードインターバル期間の相関演算を、Ａ／Ｄ変換手段１０３ａ、１０３ｂそれぞれから得られる信号に対して行い、相関が高い方の信号を選択する。

また、相関演算結果が同等であれば、受信信号の信号レベルが大きい信号を選択する。

なお、図７に示す通り、Ａ／Ｄ変換手段１０３ａ、１０３ｂの後に直交検波手段１０５ａ、１０５ｂを備え、この直交検波手段１０５ａ、１０５ｂからの出力を選択手段１０４が選択する構成としてもよい。直交検波手段１０５では、前述の相関演算を常に行っているため、選択手段１０４に相関演算を行う機能を付加しなくとも、直交検波手段１０５による演算結果を用いて相関演算の結果が良い方を選択できるからである。

本実施の形態１においてはアンテナ手段、チューナ手段およびＡ／Ｄ変換手段を２系統備えた構成について説明したが、アンテナ手段、チューナ手段およびＡ／Ｄ変換手段を３系統以上備えた場合にも本発明を実現可能である。例えば、アンテナ手段、チューナ手段およびＡ／Ｄ変換手段を４系統備えた場合に、３系統のチューナーの設定を図６（ａ）のような低いレベルの信号に対して受信性能が良くなる設定とし、残り１系統のチューナーの設定を図６（ｂ）のような妨害信号の影響を受けにくい設定としておくことが考えられる。

以上の方法により、複数のチューナ手段に対し異なる受信特性を与えることができ、受信状況に応じてより良い信号を選択することで、受信特性を向上させることが可能となる。

また、本実施の形態１においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、これらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＶＳＢ（ＶＥＳＴＩＧＩＡＬ ＳＩＤＥ ＢＡＮＤ）などのシングルキャリアによる伝送であっても構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などの方式であってもよい。

さらに、本実施の形態１においては、選択手段１０４にて信号を選択する構成としたが、図８のように信号を合成する構成とすることもできる。

図８では、図１と比べて、位相比較手段１１２、位相変更手段１１３と、選択手段１０４の代わりに合成手段１１４が含まれる点が異なる。

位相比較手段１１２は、チューナ手段１０２ａおよびチューナ手段１０２ｂの出力信号の位相を比較し、チューナー１０２ｂからの出力信号とチューナ手段１０２ａの出力信号の位相差を位相変更手段１１３に通知する。位相変更手段１１３は、チューナ手段１０２ｂの出力信号の位相を、位相比較手段１１２からの信号に応じて変更し、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂの信号の位相が同位相となるように調整する。

合成手段１１４は、Ａ／Ｄ変換手段１０３ａおよびＡ／Ｄ変換手段１０３ｂの出力信号を合成する。合成する際には、例えば、合成手段１１４において、ＯＦＤＭ信号のシンボル期間とガードインターバル期間の相関演算を行い、得られた相関演算結果に応じて信号の合成比率を決定し、信号の合成を行う。

また、図２のチューナーの内部構成である信号レベル検出手段２０６にて得られる信号レベルの情報を別途入手し、合成手段１１４にて得られる相関演算結果と、信号レベル検出手段２０６から得られる信号レベルの情報の両方を考慮して信号の合成比率を決定し、信号を合成することも可能である。この場合の具体例を図９を使って説明する。

図９は、信号レベル差と、相関演算結果の差を考慮して信号の合成比を算出する際の合成方法を示したものである。

Ａ／Ｄ変換手段１０３ａおよびＡ／Ｄ変換手段１０３ｂから２つの‘信号Ａ’と‘信号Ｂ’を合成手段１１４が入手する場合に、「信号Ａと信号Ｂで信号の相関がどちらの方が高いか」と、「信号レベルがどちらが高いか」を比較した上で、信号の合成方法を決定する。信号の合成比率の決定方法は２通りあり、一方は「信号レベル比により信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法１）であり、他方は、「相関演算結果により信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法２）である。

信号レベル比により信号の合成比率を決定する場合、例えばアンテナ手段１０１ａで受信した信号のパワーが、アンテナ手段１０２ｂで受信した信号のパワーの２倍であれば、パワー比に従い、Ａ／Ｄ変換手段１０３ａの出力とＡ／Ｄ変換手段１０３ｂの出力を２対１の割合で加算する。

一方、相関演算結果により信号の合成比率を決定する場合、例えば、それぞれの信号に対して、相関演算結果のピーク値の大きさを比較し合成比を決定する。また、相関演算結果の積分値と相関演算結果のピーク値との比率を算出した値どうしを比較してもよい。

そして、「信号レベル比により信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法１）と、「相関演算結果より信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法２）は、次のように選択する。

合成手段１１４にて算出した相関量の比較結果と、信号レベルの比較結果が同じであれば、「信号レベル比により信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法１）を選択する。

また、信号レベルには差があるが、相関量には差が無い場合にも、「信号レベル比により信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法１）を選択する。

一方、相関量の比較結果と信号レベルの比較結果が異なる場合には、「相関演算結果により信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法２）を選択する。

また、信号レベルの比較結果は同等であるが、相関量の比較結果に差がある場合にも「相関演算結果より信号の合成比率を決定する方法」（図９の方法２）を選択する。

以上の方法により、信号を選択するかわりに合成する構成を取ることが可能となる。なお、信号レベルの情報の代わりに、信号に含まれる雑音信号レベルの情報を用いて、信号の合成比率を算出することも可能である。

このように、異なるパラメータを与えられた複数のチューナ手段から得られる複数の特性の異なる受信信号から受信特性の良い信号を選択する、またはこれら受信信号を合成するにあたっては、相関演算結果を用いることがより適切である。受信信号レベルを比較して信号の選択、合成を行うことも可能であるが、この場合、誤った信号選択、適切でない信号合成を行ってしまう可能性がある。

例えば隣接帯域に妨害信号がある場合、ディレイポイントを信号レベルの大きい方に設定したチューナ手段１０２ａ（図６（ａ））では妨害信号増幅により第一の増幅手段の出力の飽和が生じ得る。一方、ディレイポイントを信号レベルの小さい方に設定したチューナ手段１０２ｂ（図６（ｂ））では第一の増幅手段による利得介入が小レベルなため、かかる飽和は生じないか、飽和量を小さく抑えることができる。

この場合、仮に本来選択すべき受信信号（受信特性の良い信号）がチューナ手段１０２ｂで受信した信号の方であったとしても、単に受信信号のレベルを基準とすることで誤って飽和の生じたチューナ手段１０２ａの出力を選択してしまう可能性がある。また、受信信号の合成比率の計算においても、飽和の生じたチューナ手段１０２ａの出力の合成比率を高く設定してしまう可能性がある。

本実施の形態１のように、各受信信号の相関演算結果を比較して相関の高い方を選択する、または相関演算結果に応じて合成比率を決定することで、受信信号レベルだけを根拠とする選択、合成によって誤った方を選択したり適切でない合成を行ってしまうことなく、最適な信号選択、合成を実現することが可能となる。

なお、本実施の形態１においては、複数のチューナ手段の内部構成である利得制御手段２０７の動作を互いに異なる設定とする方法について説明したが、チューナ手段を構成する第１の増幅手段２０２の利得を、互いに異なる値とするようなチューナ手段を少なくとも１つ備えることで同様の効果を得ることができる。

これは、複数のチューナ手段の内部構成である利得制御手段２０７の構成（利得制御の動作）を同一とする一方、利得制御手段２０７からの制御信号を入手し、制御信号に応じて信号を増幅する第１の増幅手段の信号の増幅量を互いに異なるものとすることを指す。

例えば、チューナー手段を２つ備えた構成では、チューナ手段１０２ａの内部を構成する第１の増幅手段２０２の増幅度を、チューナ手段１０２ｂの内部を構成する第１の増幅手段２０２の増幅度に対して小さくする。この結果、チューナー手段１０２ａの方が、信号の増幅率が大きいためより低いレベルの信号まで増幅できる。一方、チューナー手段１０２ｂの方が、信号の増幅率が小さいため、選局しようとする帯域の隣接帯域に強い妨害信号が含まれる場合に、妨害信号成分が飽和しにくくなり、信号が歪むことを防止できる。

なお、各チューナー手段１０２ａと１０２ｂの内部を構成する第１の増幅手段の利得の差は、例えば３ｄＢ（同じ信号が入力された場合に、１０２ｂの出力信号の電力が、１０２ａの出力信号電力の１／２となる）とすることが考えられる
以上、本実施の形態１ではシンボル期間とガードインターバル期間の相関演算結果に基づいて選択手段１０４における選択、合成手段１１４における合成を行う例を説明したが、選択、合成手段はこれに限定されるものではなく、後述するように（実施の形態３）、各受信信号のノイズ量の比較を根拠にした選択、合成も可能である。

（実施の形態２）
本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する。

本実施の形態２において、ダイバーシティ受信装置はアンテナ手段から復調手段までを２系統備えるものとして説明する。

図１０は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。

図１０において、１０１ａおよび１０１ｂはアンテナ手段、１０２ａおよび１０２ｂはチューナ手段、１０３ａおよび１０３ｂはＡ／Ｄ変換手段、３０１ａおよび３０１ｂは直交検波手段、３０２ａおよび３０２ｂは周波数変換演算手段、３０３ａおよび３０３ｂは復調手段、３０４は合成手段、１０８はデインタリーブ手段、１０９はデマッピング手段、１１０はビットデインタリーブ手段、１１１は誤り訂正手段である。

図１０のダイバーシティ受信装置の構成図は、実施の形態１で説明した図１や図８のダイバーシティ受信装置の構成と比べて、信号を合成する合成手段３０４の位置が異なる。図１や図８では、直交検波手段にて直交検波する直前に信号の合成を行ったのに対して、図１０では、復調手段３０３ａおよび３０３ｂにて伝送路特性を推定し、周波数変換演算手段より得られた複素信号を推定した伝送路特性で除算し、除算結果に基づく複素信号を算出した後に、合成手段３０４にて信号を合成する点が異なる。

このため実施の形態１と実施の形態２とは、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂと、周波数変換演算手段３０２ａおよび３０２ｂと、復調手段３０３ａと３０３ｂをそれぞれ２系統備えた点と、合成手段３０４の動作が異なる。このため、合成手段３０４以外の構成要素については実施の形態１と同じであるため説明を省略する。

合成手段３０４の動作を説明する。

合成手段３０４は、復調手段３０３ａおよび３０３ｂからそれぞれ複素信号を入手する。また、複素信号にあわせて、複素信号が含まれていたキャリアの電力情報や振幅情報を入手する。

そして、復調手段３０３ａおよび３０３ｂから得られた複素信号の合成を行なう。複素信号の合成時には、復調手段３０３ａと３０３ｂから入手する信号のタイミングが一致しない可能性があるため、必要に応じて、それぞれの信号を一旦メモリ手段等により記憶させ取り出すことで遅延させ、同一のシンボル期間・同一のキャリアに含まれる信号どうしで信号の合成を行う。

信号の合成の際には、復調手段３０３ａおよび３０３ｂより入手した複素信号が含まれるキャリアの電力情報や振幅情報をもとに、重み付け処理を行い信号の加算を行う方が受信性能が向上する。電力情報や振幅情報は量子化された値としてもよい。

なお、実施の形態１のデマッピング手段１０９の説明の際に述べたが、受信信号の信頼性値として、受信信号点とマッピング点との距離情報を信号が含まれるＯＦＤＭキャリアのパワーに応じて補正した値を、誤り訂正手段１１１にて用いた方が有効である。このため、合成手段３０４は、復調手段３０３ａおよび３０３ｂより得られる電力情報のうち電力が大きい方の電力情報の値を選択し出力する。または、複数得られる電力情報を合成し、後段のデインタリーブ手段１０８に出力する。

本実施の形態においても、上記構成におけるチューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂの内部構成である利得制御手段２０７の動作を互いに異なる動作とする。

実施の形態１における図１や図８と同様に、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂの利得制御手段２０７のディレイポイントを、それぞれ異なる値と設定する。この結果、複数のチューナ手段に対し異なる受信特性を与えることができる。

さらに、本実施の形態においては、復調手段３０３ａ、３０３ｂまでを複数備えるため、チューナー出力信号に含まれるノイズ量を例えば復調手段３０３ａおよび３０３ｂにて個別に算出することが可能である。そして、信号を合成する際の合成比率を算出する際に、ＯＦＤＭキャリアの電力情報にあわせてチューナー出力信号に含まれるノイズ量を考慮することで受信特性を向上させることが可能となる。

また、本実施の形態２においては、伝送方式をＯＦＤＭ、デジタル変調方式を１６ＱＡＭとして説明したが、これらに限定されるものではない。例えば、伝送方式はＶＳＢ（ＶＥＳＴＩＧＩＡＬ ＳＩＤＥ ＢＡＮＤ）などのシングルキャリアによる伝送であっても構わない。また、変調方式は８ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などの方式であってもよい。

また、本実施の形態においては、チューナ手段１０２ａ、１０２ｂの内部を構成する利得制御手段２０７の動作を互いに異なる設定とする方法について説明したが、チューナ手段１０２ａ、１０２ｂを構成する第１の増幅手段２０２の利得を、互いに異なる値となるようなチューナ手段を少なくとも１つ備えることで同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、復調手段３０３ａおよび３０３ｂより得られる信号を合成手段３０４にて合成して利用する形態としたが、図１１に示すように合成手段３０４の代わりに選択手段３０５により信号を選択することも可能である。

また、アンテナ手段１０１ａ、１０１ｂから復調手段３０３ａ、３０３ｂまでの系統数を２として説明したが、アンテナ手段１０１ａ、１０１ｂから復調手段３０３ａ、３０３ｂまでを２以上備える構成としても同様の効果が得られ、例えば、アンテナ手段、チューナ手段およびＡ／Ｄ変換手段を４系統備えた場合に、３系統のチューナーの設定を図６（ａ）のような低いレベルの信号に対して受信性能が良くなる設定とし、残り１系統のチューナーの設定を図６（ｂ）のような妨害信号の影響を受けにくい設定としておいてもよい。

以上の方法により、複数のチューナ手段に対し異なる受信特性を与えることができ、それぞれのチューナ手段をもとに得られた復調結果を用いて信号を合成または選択することで、受信特性を向上させることが可能となる。

（実施の形態３）
本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する。

本実施の形態３において、ダイバーシティ受信装置はアンテナ手段から復調手段までを２系統備えるものとして説明する。

図１２は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。

図１２において、１０１ａおよび１０２ａはアンテナ手段、１０２ａおよび１０２ｂはチューナ手段、１０３ａおよび１０３ｂはＡ／Ｄ変換手段、３０１ａおよび３０１ｂは直交検波手段、３０６は窓位置判定手段、３０２ａおよび３０２ｂは周波数変換演算手段、３０３ａおよび３０３ｂは復調手段、３０４は合成手段、１０８はデインタリーブ手段、１０９はデマッピング手段、１１０はビットデインタリーブ手段、１１１は誤り訂正手段である。

図１２は、実施の形態２で説明した図１０と比べて、窓位置判定手段３０６を備え、さらに窓位置判定手段３０６は、復調手段３０３ａおよび３０３ｂから信号に含まれるノイズ量の情報を入手する点が異なる。このため、実施の形態１もしくは実施の形態２とは動作が異なる箇所について、説明を行う。

チューナ手段１０２ａおよびチューナ手段１０２ｂは、内部を構成する利得制御手段２０７の動作が互いに異なるか、もしくは、第１の増幅手段２０２の利得が互いに異なるため、選局しようとする信号に隣接する帯域において強い妨害信号の有無により互いに異なる受信性能を示す。

図１２において、チューナ手段１０２ａの利得が、チューナ手段１０２ｂの利得よりも大きく設定されたものとして以下の説明を行う。

選局しようとする信号に隣接する帯域に妨害信号が無い場合には、チューナ手段１０２ａでは利得が大きく、弱い信号まで増幅することができる。チューナー手段１０２ａ、１０２ｂの出力信号は、チューナ手段内の素子で発生する熱雑音が加算される。このため、同じレベルの信号が入力された場合には、チューナ手段１０２ａから出力される信号の方が、信号の増幅率が大きく熱雑音に埋もれにくくなる。このため、利得が小さいチューナ手段１０２ｂと比べて、利得が大きいチューナ手段１０２ａの出力信号を用いた方が、信号に含まれるノイズ量が小さくなるため、弱いレベルの信号の受信特性が優れる。

一方、選局しようとする信号に隣接する帯域に妨害信号がある場合には、利得が大きいチューナ手段１０２ａでは信号が飽和するのに対し、利得が小さいチューナ手段１０２ｂでは信号が飽和しないか飽和量を小さく抑えられる。この場合、チューナー手段１０２ａ、１０２ｂの出力信号は、チューナ手段内の素子で発生する熱雑音と、飽和した信号による歪み成分が雑音として加算される。このため、同じレベルの妨害信号を含んだ同じ信号が入力された場合に、チューナ手段１０２ｂから出力される信号の方が、信号の歪み成分が小さくなるため信号に含まれるノイズ量が少なくなる。このため、利得が大きいチューナ手段１０２ａと比べて、利得が小さいチューナ手段１０２ｂの出力信号を用いた方が、妨害信号が含まれる場合の受信特性が優れる。

このように、異なるパラメータを与えられた複数のチューナ手段から得られる複数の特性の異なる受信信号から受信特性の良い信号を選択する、またはこれら受信信号を合成するにあたっては、受信信号に含まれるノイズ量を根拠とすることが可能である。この場合も、実施の形態１で説明した相関演算結果に基づく選択、合成と同様、受信信号レベルだけを根拠とする選択、合成による誤選択、不適切な合成比率設定を防止することが可能となる。

上記の結果、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂより得られる信号に含まれるノイズ量が、受信信号の特性によって、互いに異なる。

これらのチューナ手段の出力をもとに、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂは、ＯＦＤＭ伝送信号の検波を行い、送信信号と復調手段３０３ａ、３０３ｂの持つ周波数基準信号との周波数誤差を算出し補正する。また、周波数ＯＦＤＭシンボル期間とガードインターバル期間を算出し、ＯＦＤＭシンボル期間の信号を出力する。さらに、ＯＦＤＭ伝送信号の伝送モードやガードインターバル期間の長さも判定する。しかしながら、信号に含まれるノイズ量が多いほど、各種処理を正確に行えなくなる。

このため、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂは、復調手段３０３ａおよび３０３ｂより信号に含まれるノイズ量の情報を入手する。復調手段３０３ａは、チューナ手段１０２ａより出力される信号を元としており、復調手段３０３ｂは、チューナ手段１０２ｂより出力される信号を元としている。このため、３０３ａと３０３ｂのノイズ量に差がある場合には、窓位置判定手段３０６は、ノイズ量が小さいと判断した信号系列の直交検波手段より得られた情報（周波数誤差の算出結果、ＯＦＤＭシンボル期間の判定結果、伝送モードやガード期間の判定結果）を、共通に利用する。また、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂで算出した各種情報のうち、ＯＦＤＭシンボル期間の判定結果や周波数誤差の算出結果については、得られた情報をノイズ量により重み付けした値を共通に用いてもよい。

このため、窓位置判定手段３０６は、復調手段３０３ａおよび３０３ｂから得られるノイズ量の情報を用いて、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂに対し、一方の直交検波手段から得られた各種情報を他方においても用いるのか、各直交検波手段が算出した各種情報を各直交検波手段がそのまま用いるのかを判定し、判定結果とあわせて必要な情報を直交検波手段３０１ａ、３０１ｂに対して出力する。

復調手段３０３ａおよび３０３ｂでは、それぞれの復調手段３０３ａおよび３０３ｂが入手する信号に含まれるノイズ量を算出し、窓位置判定手段３０６に出力するとしたが、ノイズ量の算出は、例えば、複素信号の受信点と送信点との距離差を複数のキャリアについて平均した値などを用いればよい。

また、本実施の形態においては、信号に含まれるノイズ量を復調手段３０３ａおよび３０３ｂにおいて算出するのではなく、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂにて算出してもよい。例えば、直交検波手段３０１ａおよび３０１ｂにおいて、ＯＦＤＭシンボル期間を算出する際に、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間とシンボル期間の相関演算を行いシンボル期間の算出を行うが、相関演算結果の差を用いてノイズ量を算出することも可能である。相関演算結果の差を用いる場合には、信号に含まれるノイズ量が少ないほど、正確にシンボル期間とガードインターバル期間の相関が高くなることを利用する。例えば、一定時間内の相関演算結果の誤差が小さい方をノイズ量が少ない信号と判断する。

以上、本実施の形態３ではノイズ量に基づいて受信特性の優劣を決定したが、実施の形態１で述べたように、ＯＦＤＭシンボル期間とガードインターバル期間の相関演算を根拠に受信信号の選択を行うことも可能である。

ところで、本実施の形態においては、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂに対して異なる特性を与えている。このため、復調手段３０３ａおよび３０３ｂは、それぞれが入手する信号を処理する際の設定を、各復調手段の入手する信号の生成元であるチューナ手段１０２ａ、１０２ｂの特性に応じて変更することができる。

例えば、一方のチューナ手段（例えば１０２ａ）の内部を構成する第１の増幅手段２０２の利得を大きくした場合、選局しようとする信号に隣接する帯域に含まれる妨害信号の影響を受けやすい。そこで、第１のフィルタ手段２０２のフィルタ特性を、隣接帯域の信号をより多く遮断する特性とする。この結果、ＯＦＭＤ信号の端部（周波数方向に見て、低い周波数のキャリアと高い周波数のキャリア）の周波数特性や位相特性が劣化する可能性がある。

このため、復調手段３０３ａでは、ＯＦＤＭ信号の端部のキャリアについては、信頼性を低くする設定手段を設け、後段の合成手段３０４または選択手段、さらには誤り訂正処理１１１に対し、信頼性が低いと伝達する。

このように、チューナ手段１０２ａ、１０２ｂの構成に応じて、復調処理方法を変更することで、受信性能を高めることが可能となる。

なお、本実施の形態においては、アンテナ手段１０１ａ、１０１ｂから復調手段３０３ａ、３０３ｂまでを２系統備えた構成を用いて説明したが、他の実施の形態と同様に、アンテナ手段から復調手段までを２系統以上備えた構成としても良い。

この場合、窓位置判定手段３０６には、複数の直交検波手段より得られる窓位置に関する情報をはじめとする複数の情報と、複数の復調手段より得られるノイズ情報が入力されるが、窓位置判定手段３０６は、入力信号に含まれるノイズが最も少ない信号を判定し、ノイズが最も少ない信号を用いて算出した情報を利用し信号を処理したり、信号に含まれるノイズ量に従って、複数の直交検波手段より得られる各種情報を重み付け加算して利用することが可能である。

以上の方法により、複数のチューナ手段に対し異なる受信特性を与え、さらに受信特性が良い信号から算出した情報を用いて直交検波処理を行い、異なるチューナーより得られた信号をそれぞれ復調した結果を合成または選択することで、受信特性を高めることが可能となる。

（実施の形態４）
本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する。

本実施の形態４において、ダイバーシティ受信装置はアンテナ手段から復調手段までを２系統備えるものとして説明する。

本実施の形態においても、図１０を用いて説明を行う。

図１０は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。

図１０において、１０１ａおよび１０１ｂはアンテナ手段、１０２ａおよび１０２ｂはチューナ手段、１０３ａおよび１０３ｂはＡ／Ｄ変換手段、３０１ａおよび３０１ｂは直交検波手段、３０２ａおよび３０２ｂは周波数変換演算手段、３０３ａおよび３０３ｂは復調手段、３０４は合成手段、１０８はデインタリーブ手段、１０９はデマッピング手段、１１０はビットデインタリーブ手段、１１１は誤り訂正手段である。

実施の形態２では、図１０におけるチューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂの内部を構成する増幅手段の利得の設定を互いに異なる値として説明したが、本実施の形態では、チューナ手段１０２ａおよび１０２ｂの内部を構成する信号レベル検出手段（図２の２０６）の設定を互いに異なる値とすることを特徴とする。

改めて図２を用いて信号レベル検出手段を説明する。

信号レベル検出手段２０６は、第２の増幅手段２０５の出力信号を、ループフィルタ等により一定時間積算し、第２の増幅手段２０５の出力信号の信号レベルを算出し、利得制御手段２０７に出力する。本実施の形態では、信号レベル検出手段２０６における信号レベルの算出の際に、信号の積算時間を、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂで互いに異なる値とすることを特徴とする。

信号レベルを積算して得られる信号レベル情報は、例えば、信号がレベル変動の少ない伝送路を通る場合には、積算時間を長く設定し、ＯＦＤＭ信号そのものの持つ振幅の時間変化の影響を受けないようにする。

図１３に、ＯＦＤＭ信号の時間領域の信号波形を示す。縦軸が信号の振幅であり、横軸が時間である。図１３に示すように、時間領域でのＯＦＤＭ信号波形は、ランダムな信号波形を示す。このため、ＯＦＤＭ信号の信号レベルを算出する際、ループフィルタによる信号の積算時間を短く設定すると、ＯＦＤＭ信号の振幅の変動の影響を受け、信号レベルを誤って算出してしまう。

一方、車などで移動しながらＯＦＤＭ信号を受信する場合には、電波が様々な伝搬経路をたどってアンテナに到達するため、信号レベルが時間的に激しく変動する（この現象をフェージングと呼ぶ）。このため、フェージング環境下で信号を受信する場合、信号レベルの検出時の積算時間を長くすると、フェージングによる信号レベルの変動を検出することが困難となり、第１の増幅手段２０２および第２の増幅手段２０５に対し、適当な利得を設定することができない。

また、受信装置の選局開始時においても、チューナ手段１０２ａ、１０２ｂ内の第１の増幅手段２０２および第２の増幅手段２０５において、受信しようとする信号レベルに応じた利得量を素早く設定する必要があるが、信号レベルの検出時間が長いと、信号レベルを正しく検出できるまでに時間を要し、映像や音声の視聴が遅くなる。

このため、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂそれぞれの信号レベル検出手段２０６において、信号レベルの算出の際の積算時間を互いに異なる値と設定することで、積算時間を短く設定したチューナーの出力信号は、フェージングによる伝送路の変動の影響を受けにくく、選局直後に信号レベルの適正な値を算出する時間も短縮できる。

一方、信号レベルの算出の際の積算時間を長く設定したチューナーの出力信号は、ＯＦＤＭ信号が信号レベルの急激な変化する特性を持つため、ＯＦＤＭ信号の瞬時レベル変化の影響により信号レベルを誤って検出し、利得を誤設定することを防止できる。

このように複数のチューナ手段で互いに異なる受信性能を示す信号を出力させることが可能なため、後段の合成手段３０４において信号を合成する際に、得られた信号品質に応じた重み付けを行い信号を合成することで受信性能を向上させることが可能となる。また、合成の際に一方の重み付け量を０とし、他方を１とすると合成手段３０４に対して信号の選択機能を与えることも可能である。

なお、本実施の形態では、チューナ手段１０２ａ、１０２ｂの内部の信号レベル検出手段２０６にて信号レベルの検出を行ったが、例えば、復調手段３０３ａ、３０３ｂにおいて信号レベルの検出を行い、復調手段３０３ａ、３０３ｂよりチューナ手段１０２ａ、１０２ｂに対して信号レベルの情報を出力するような構成としても同様の効果を得ることができる。

以上の方法により、複数のチューナ手段に対して異なる設定を行うことで、受信特性を向上させることが可能となる。

（実施の形態５）
本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する。

本実施の形態５において、ダイバーシティ受信装置はアンテナ手段から復調手段までを２系統備えるものとして説明する。

本実施の形態においても、図１０を用いて説明を行う。

図１０は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。

図１０において、１０１ａおよび１０１ｂはアンテナ手段、１０２ａおよび１０２ｂはチューナ手段、１０３ａおよび１０３ｂはＡ／Ｄ変換手段、３０１ａおよび３０１ｂは直交検波手段、３０２ａおよび３０２ｂは周波数変換演算手段、３０３ａおよび３０３ｂは復調手段、３０４は合成手段、１０８はデインタリーブ手段、１０９はデマッピング手段、１１０はビットデインタリーブ手段、１１１は誤り訂正手段である。

実施の形態２では、図１０におけるチューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂの内部を構成する第１の増幅手段２０２の利得の設定を互いに異なる値とした。しかしながら、本実施の形態では、チューナ手段１０２ａおよび１０２ｂの内部を構成する第１の増幅手段（図２の２０２）に流れる電流量と、第２の増幅手段（図２の２０５）に流れる電流量の少なくとも一方を互いに異なる値とすることを特徴とする。

本実施の形態５の効果を図２により説明する。

チューナ手段１０２ａおよび１０２ｂは、ＲＦ信号を増幅する第１の増幅手段２０２と、ＩＦ信号を増幅する第２の増幅手段２０５を備える。第１の増幅手段２０２と第２の増幅手段２０５は、利得制御手段２０７より得られる制御信号に応じて利得の設定を行う。

第１の増幅手段２０２および第２の増幅手段２０５にて信号を増幅する際には、例えば、トランジスタ回路により信号の増幅が行われる。そして、増幅回路の構成により利得、ノイズ量（雑音指数）、歪み特性および消費電流の特性が決定される。利得、ノイズ量（雑音指数）、歪み特性および消費電流の間には互いに関係があり、消費電流を抑えると信号の歪み特性が悪くなるなどの影響が見られる。

そこで、受信装置の電源が電池により供給されているような場合には、例えば、複数のチューナ手段１０２ａおよび１０２ｂのうち、チューナ手段１０２ｂの内部を構成する第１の増幅手段２０２と第２の増幅手段２０５の消費電流を、チューナ手段１０２ａの内部を構成する第１の増幅手段２０２と第２の増幅手段２０５の消費電流よりも小さくなるように設定する。第１の増幅手段２０２の消費電流だけを小さく設定してもよいし、第２の増幅手段２０５の消費電流だけを小さく設定してもよい。

この結果、チューナ手段１０２ｂから得られる信号は、例えば歪み特性が悪くなるなどの弊害が生じるが、チューナ手段１０２ａから得られる信号と、チューナ手段１０２ｂから得られる信号を合成して利用することで、チューナ手段１０２ａだけの信号を用いて信号を受信するよりも受信性能が向上する。

また、チューナ手段１０２ｂの消費電力を抑えることができるため、受信装置の連続動作時間を長くすることができる。

なお、チューナ手段における消費電流の設定については、複数のチューナ手段の少なくとも１つの消費電流量をあらかじめ小さく設定しておいてもよいし、信号の受信状態に応じて可変としてもよい。例えば、受信状態が良い（高い信号レベルの信号が安定して受信できる）と判断した場合には、チューナ手段の少なくとも１つの消費電流量を小さく設定したり、信号を受信中に受信状態が悪化した場合に、消費電流量を変化させ、受信信号品質が良化するか否かで、最適な消費電流量を決定することも可能である。

また、受信装置の使用者の好みにより、視聴する信号品質の良化よりも長時間連続視聴を優先させたい場合などには、チューナ手段の少なくとも１つの消費電流量を小さく設定してもよいし、ソフトウェアにより電池の残量を考慮した上でパラメータ変更により消費電流量を変更してもよい。

（実施の形態６）
本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する。

本実施の形態６において、ダイバーシティ受信装置はアンテナ手段から復調手段までを２系統備えるものとして説明する。

本実施の形態においても、図１０を用いて説明を行う。

図１０は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。

図１０において、１０１ａおよび１０１ｂはアンテナ手段、１０２ａおよび１０２ｂはチューナ手段、１０３ａおよび１０３ｂはＡ／Ｄ変換手段、３０１ａおよび３０１ｂは直交検波手段、３０２ａおよび３０２ｂは周波数変換演算手段、３０３ａおよび３０３ｂは復調手段、３０４は合成手段、１０８はデインタリーブ手段、１０９はデマッピング手段、１１０はビットデインタリーブ手段、１１１は誤り訂正手段である。

実施の形態２では、図１０におけるチューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂの内部を構成する増幅手段の利得の設定を互いに異なる値としたが、本実施の形態では、チューナ手段１０２ａおよび１０２ｂの構成を互いに異なることを特徴とする。チューナ手段１０２ａは、図２の構成とし、チューナ手段１０２ｂは、図２とは異なる図１４の構成とする。

本実施の形態６における、チューナ手段１０２ｂの内部構成を図１４により説明する。

図１４は、図２と異なる構成のチューナ手段の内部構成例である。そして、図１４のチューナ手段は、シリコンチューナーと呼ばれる集積化されたチューナーである。

４０１は、第１のフィルタ手段、４０２は第１の増幅手段、４０３はミキサ手段、４０４および４０５は第２のフィルタ手段、４０６および４０７は第２の増幅手段、４０８は信号レベル検出手段、４０９は利得制御手段である。

図２の第１のフィルタ手段が、信号の通過帯域を可変とするフィルタであったのに対し、第１のフィルタ手段４０１は、信号の通過帯域を固定とし、例えばＵＨＦ帯全帯域を通過帯域とするようなフィルタ手段としてもよいし、図２の第１のフィルタ手段と同様の特性を持つフィルタ手段であってもよい。

第１の増幅手段４０２は、第１のフィルタ手段４０１より出力される信号を増幅する。増幅の際の利得は、利得制御手段４０９からの制御信号に応じて設定する。

ミキサ手段４０３は、第１の増幅手段４０２より出力される信号から選局しようとする周波数帯域の信号を、ベースバンドの信号に周波数変換する。この際、ミキサ手段４０３にて周波数変換のために発信器で生成した正弦波信号を乗算するが、発信器で生成した正弦波信号と、発信器で生成した正弦波信号の位相を９０度変化させた正弦波信号とをそれぞれ第１の増幅手段４０２より得られた信号に乗算し、２種類の周波数変換後の信号を出力する。一方の出力は選局しようとする信号の実部、他方は選局しようとする信号の虚部である。

第２のフィルタ手段４０４および４０５は、ミキサ手段４０３より得られる信号のうち、選局した帯域だけを通過させる特性を持つフィルタである。第２のフィルタ手段４０４は、ミキサ手段４０３の出力信号の一方（実部）を帯域制限し、第２のフィルタ手段４０５は、ミキサ手段４０３の出力信号の他方（虚部）を帯域制限する。帯域の制限はローパス型のフィルタを構成することで実現できる。

第２の増幅手段４０６は、第２のフィルタ手段４０４から出力されるベースバンドの信号（実部）を増幅し出力する。第２の増幅手段４０７は、第２のフィルタ手段４０５から出力されるベースバンドの信号（虚部）を増幅し出力する。増幅する際の利得は、利得制御手段４０９より得られる制御信号に応じて設定する。

信号レベル検出手段４０８は、第２の増幅手段４０６および４０７の出力信号レベルを算出する。信号レベルの検出は、ループフィルタにより信号を一定時間積算することで実現できる。信号レベル検出手段４０８は、信号の実部と虚部を入力しているが、一方だけを用いて信号レベルを算出することも可能である。

利得制御手段４０９は、信号レベル検出手段４０８より得られる信号レベルの情報をもとに、第１の増幅手段４０２と、第２の増幅手段４０６および４０７の利得を設定する。利得の制御は、例えば利得量に応じて電圧を変化させることで可能となる。

図１４のチューナ手段の構成を取ることにより、チューナ手段を集積化することが可能となる。これは、図２のチューナ手段では、例えば第１のフィルタ手段２０１をコイルやコンデンサまたは抵抗を組み合わせた回路で実現したり、第２のフィルタ手段をＳＡＷフィルタ回路にて実現していたため集積化が困難であったが、図１４の構成では、第１のフィルタ手段や、第２のフィルタ手段の構成部品も集積化する。この結果、小型化と消費電力削減などの効果が得られる。

その一方で、図１４で示したチューナ手段の構成に特有の課題も存在する。例えば、図１４のチューナ手段の構成では、信号のＤＣレベルにオフセットが加わる。このため、チューナ手段から出力される信号のＤＣ付近の成分は使うことができない可能性がある。また、第２のフィルタ手段のフィルタ特性をＳＡＷフィルタなどのフィルタ特性と同等とするのが難しい課題がある。

以上のように、チューナ手段１０２ａとチューナ手段１０２ｂでチューナーの構成方法を互いに異なるものとすることで、チューナ手段の大きさを小さくしたり、消費電力を削減するなどの効果が得られる。

しかしながら、図１４のような集積化したチューナ手段には性能面で課題が残っている。このため、図２の構成のチューナ手段から得られる信号と、図１４の構成のチューナ手段から得られる信号とをそれぞれ復調し、合成または選択して利用する。

なお、本実施の形態においては、チューナーの構成を互いに異なる構成とする場合の例として、チューナーの構成例を図２と図１４を用いて説明したが、チューナーの構成を他の構成とすることも可能である。例えば、集積化可能である異なるチューナーの構成方法を組み合わせて利用することも可能である。さらに、チューナ手段の個数が２以上の場合においても、同様の効果を得ることも可能である。

以上、実施の形態１乃至実施の形態６において、本発明にかかるダイバーシティ受信装置および受信方法の説明を行ったが、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）やテレビ、ビデオ、その他ＳＴＢ（Ｓｅｔ−ｔｏｐ Ｂｏｘ）等のアンテナを内蔵する、もしくはアンテナと接続された受信装置にこれらの受信方法をソフトウェアとして組み込み、これをＰＣ等に備わるＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）に処理・実行させることで、選択や合成を行なうダイバーシティ受信を実現することが可能となる。

また、実施の形態１乃至実施の形態６で説明した受信方法を、上記ＰＣ等に備わるＣＰＵで処理・実行させるために、これらの方法をＣＰＵで処理可能な手順としてプログラムまたはプログラムに準ずるデータとしてＣＤ−ＲＯＭ等の記録媒体に格納することも可能である。これにより、読取装置を備えたＰＣ等で上述の方法を実現することが可能となる。

本発明によると、同一の信号処理手段を複数系統備えた受信装置、受信方法において、少なくとも１つの系統に対して設定や構成を異なるものとすることで、受信した信号に対し異なる信号処理結果を得ようとする。そして、異なる信号処理結果のうち最適なものを選択または合成することで、受信性能を高める効果を持つダイバーシティ型受信装置、受信方法を提供することが可能である。従って、ダイバーシティ型受信装置、受信方法として産業上利用可能である。

本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１におけるチューナ手段の内部構成を示した図 本発明の実施の形態１における複素信号のマッピング規則を示した図 本発明の実施の形態１における利得制御手段の利得制御方法を示した図 本発明の実施の形態１におけるディレイポイントと受信特性の関係を示した図 本発明の実施の形態１における利得制御手段の動作を示した図 本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１における合成方法を説明した図 本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４におけるＯＦＭＤ信号の特性を示す図 本発明の実施の形態６におけるチューナ手段の内部構成を示した図

符号の説明

１０１ アンテナ手段
１０２ チューナ手段
１０３ Ａ／Ｄ変換手段
１０４ 選択手段
１０５ 直交検波手段
１０６ 周波数変換演算手段
１０７ 復調手段
１０８ デインタリーブ手段
１０９ デマッピング手段
１１０ ビットデインタリーブ手段
１１１ 誤り訂正手段
１１２ 位相比較手段
１１３ 位相変更手段
１１４ 合成手段
２０１ 第１のフィルタ手段
２０２ 第１の増幅手段
２０３ ミキサ手段
２０４ 第２のフィルタ手段
２０５ 第２の増幅手段
２０６ 信号レベル検出手段
２０７ 利得制御手段
３０１ 直交検波手段
３０２ 周波数変換演算手段
３０３ 復調手段
３０４ 合成手段
３０５ 選択手段
３０６ 窓位置判定手段
４０１ 第１のフィルタ手段
４０２ 第１の増幅手段
４０３ ミキサ手段
４０４ 第２のフィルタ手段
４０５ 第２のフィルタ手段
４０６ 第２の増幅手段
４０７ 第２の増幅手段
４０８ 信号レベル検出手段
４０９ 利得制御手段

Claims (23)

1. デジタル多値変調方式により変調された信号を受信する複数のアンテナ手段と、前記複数のアンテナ手段により受信した信号を周波数変換する複数のチューナ手段と、前記複数のチューナ手段により得られた信号を合成または選択する選択手段または合成手段と、前記選択手段または合成手段から得られる信号を復調処理する復調手段を備えたダイバーシティ型受信装置であって、
   前記複数のチューナ手段の設定を互いに異なるものとすることを特徴とするダイバーシティ型受信装置。
2. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得を調整する利得制御手段を備え、
   チューナ手段の設定とは、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段の少なくとも一方の利得の調整方法であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
3. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記増幅手段の利得を調整する利得制御手段とを備え、
   チューナ手段の設定とは、前記増幅手段の利得の大きさであることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
4. チューナ手段は、IＦ信号の利得を制御する増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記増幅手段の利得を調整する利得制御手段とを備え、
   チューナ手段の設定とは、前記増幅手段の利得の大きさであることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
5. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、前記第１の増幅手段または第２の増幅手段の出力信号の信号レベルを検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段にて検出した信号レベルに応じて前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得を制御する制御手段とを備え、
   チューナ手段の設定とは、前記信号レベル検出手段にて一定時間信号を積算し信号レベルを算出する際の積算時間であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
6. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段とを備え、
   チューナ手段の設定とは、前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の少なくとも一方の増幅手段について、信号の増幅手段に流れる電流量を調整するための設定であることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
7. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段とを備え、
   チューナ手段の設定とは、前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の少なくとも一方の増幅手段について、信号の増幅手段に流れる電流量を少なく設定したことを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
8. デジタル多値変調方式により変調された信号を受信する複数のアンテナ手段と、前記複数のアンテナ手段により受信した信号を周波数変換する複数のチューナ手段と、前記複数のチューナ手段により得られた信号を復調する複数の復調手段と、前記複数の復調手段より得られる信号を合成または選択する合成手段または選択手段とを備えたダイバーシティ型受信装置であって、
   前記複数のチューナ手段の設定を互いに異なるものとすることを特徴とするダイバーシティ型受信装置。
9. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得を調整する利得制御手段を備え、
   チューナ手段の設定とは、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段の利得の調整方法であることを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
10. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記増幅手段の利得を調整する利得制御手段とを備え、
    チューナ手段の設定とは、前記増幅手段の利得の大きさであることを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
11. チューナ手段は、IＦ信号の利得を制御する増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記増幅手段の利得を調整する利得制御手段とを備え、
    チューナ手段の設定とは、前記増幅手段の利得の大きさであることを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
12. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、前記第１の増幅手段または第２の増幅手段の出力信号の信号レベルを検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段にて検出した信号レベルに応じて前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得を制御する制御手段とを備え、
    チューナ手段の設定とは、前記信号レベル検出手段にて一定時間信号を積算し信号レベルを算出する際の積算時間であることを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
13. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段とを備え、
    チューナ手段の設定とは、前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の少なくとも一方の増幅手段について、信号の増幅手段に流れる電流量を調整するための設定であることを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
14. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段とを備え、
    チューナ手段の設定とは、前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の少なくとも一方の増幅手段について、信号の増幅手段に流れる電流量を少なく設定したことを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
15. 前記選択手段は、入力した受信信号のうち信号特性の優れたものを選択することを特徴とする請求項１〜１４に記載のダイバーシティ受信装置。
16. 前記選択手段は、入力した受信信号のＯＦＤＭシンボル期間とガードインターバル期間の相関演算結果から相関量の高いものを信号特性の優れたものとして選択することを特徴とする請求項１５に記載のダイバーシティ受信装置。
17. 前記選択手段は、入力した受信信号のうちノイズ量の少ないものを信号特性の優れたものとして選択することを特徴とする請求項１５に記載のダイバーシティ受信装置。
18. チューナ手段は、ＲＦ信号の利得を制御する第１の増幅手段と、ＩＦ信号の利得を制御する第２の増幅手段と、チューナ手段に入力される信号レベルに応じて前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段の利得を調整する利得制御手段を備え、前記第１の増幅手段と第２の増幅手段の利得の設定を、複数のチューナ手段の少なくとも１つについて他と異なる設定とし、
    さらに複数の復調手段は、復調性能をパラメータにより調整する調整手段をそれぞれ備え、前記複数の復調手段の少なくとも１つの復調手段の復調性能を決定するパラメータの設定値を他の復調手段の設定値と異なる値としたことを特徴とする請求項８に記載のダイバーシティ受信装置。
19. デジタル多値変調方式により変調された信号を受信する複数のアンテナ手段と、前記複数のアンテナ手段により受信した信号を周波数変換する複数のチューナ手段と、前記複数のチューナ手段により得られた信号を合成または選択する選択手段または合成手段と、前記選択手段または合成手段から得られる信号を復調処理する復調手段を備えたダイバーシティ型受信装置であって、
    前記複数のチューナ手段の構成を互いに異なるものとすることを特徴とするダイバーシティ型受信装置。
20. デジタル多値変調方式により変調された信号を受信する複数のアンテナ手段と、前記複数のアンテナ手段により受信した信号を周波数変換する複数のチューナ手段と、前記複数のチューナ手段により得られた信号を復調する複数の復調手段と、前記複数の復調手段より得られる信号を合成または選択する合成手段または選択手段とを備えたダイバーシティ型受信装置であって、
    前記複数のチューナ手段の構成を互いに異なるものとすることを特徴とするダイバーシティ型受信装置。
21. デジタル多値変調方式により変調された信号を受信する複数のアンテナ手段と、前記複数のアンテナ手段により受信した信号を周波数変換する複数のチューナ手段と、前記複数のチューナ手段により得られた信号を復調する複数の復調手段と、前記複数の復調手段より得られる信号を合成または選択する合成手段または選択手段とを備えたダイバーシティ型受信装置であって、
    前記複数の復調手段は、復調性能を調整する調整手段をそれぞれ備え、前記複数の復調手段のうち少なくとも１つの前記調整手段の設定値を、他の調整手段とは異なる設定値としたことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
22. 請求項１から１８に記載の方法をハードウェアを用いて実現させるための手順をハードウェアで読み取り可能な言語により記述したプログラム。
23. 請求項１９に記載のプログラムを格納したハードウェアで読み取り可能な記録媒体。

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