JP3565218B2 - アンテナレベル表示装置及び方法、並びに、受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ディジタルＢＳ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ）放送を受信する受信チューナや、ディジタルＢＳチューナを内蔵したテレビジョン受像機において、アンテナレベルの表示を行うのに用いて好適なアンテナレベル表示装置及び方法、並びに、受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
衛星放送の受信チューナや衛星放送チューナ内蔵のテレビジョン受像機等の衛星放送の受信機には、アンテナで受信した衛星からの受信信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ／Ｎｏｉｓｅ）比を表示するアンテナレベル表示機能が備えられている。このアンテナレベル表示機能は、大きく分けて、２つの役割のために利用されている。
【０００３】
第１番目の役割は、アンテナを設置してその方向を調整する際に、アンテナからの信号の受信レベルの値が最大となるように、アンテナの向きを調整することである。衛星放送では、鋭い指向性を有するパラボラアンテナで、衛星からの信号を受信するようにしている。アンテナレベル表示を見ながらアンテナの方向を調整することにより、受信信号のＣ／Ｎ比をなるべく高い値に設定し、受信不能になるまでのＣ／Ｎ比のマージンを大きく取れるようにし、降雨等による受信環境の悪化に対応できる受信環境の設定を促すことができる。
【０００４】
第２番目の役割は、受信障害が生じた場合に、その障害の原因を調査することである。受信障害が生じたとき、その原因は、大きく分けて、受信環境の悪化による場合と、受信機内部の故障による場合とがある。受信環境の悪化による受信障害が生じたか否かは、アンテナレベル表示から判断できる。すなわち、受信環境悪化による受信障害が発生した場合には、アンテナレベル表示から、受信信号のＣ／Ｎ比の値が十分に取れているか否かが調査される。アンテナレベルが十分でなければ、受信環境の悪化による受信障害と判断できる。この場合、アンテナが衛星の方向に正しく向いていなかったり、電波の障害物となる建物があるようなことが考えられる。また、この場合、コンバータの故障や、フィーダの断線、コネクタの不良なども考えられる。これに対して、アンテナレベルが十分なら、少なくとも、衛星からの信号はアンテナで正常に受信されており、受信機内部やテレビジョン受像機側に故障がある可能性が高いと判断できる。
【０００５】
アンテナレベル表示は、従来のアナログＢＳ放送の受信機では、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプのゲインに基づいて行っている（例えば特許第３１３４４１２号）。すなわち、衛星放送の受信機の中間周波増幅段には、受信信号のレベルを一定とするために、ＡＧＣ回路が設けられる。ＡＧＣ回路では、受信信号を検波して受信信号レベルが検出され、この受信信号レベルに基づいて、ＡＧＣアンプのゲインが設定される。このＡＧＣアンプの設定ゲインがアンテナレベルとして表示される。
【０００６】
このように、従来のアナログＢＳ放送の受信機では、ＡＧＣアンプのゲインを用いてアンテナレベルを表示しているが、ディジタル変調方式を使うディジタルＢＳ放送の受信機の場合には、ＡＧＣアンプのゲインを用いてアンテナレベルを表示するのでは、十分な精度が得られない。このため、従来のディジタル衛星放送の受信機では、ＩＱ平面上にマッピングされた信号点の座標、すなわちコンスタレーションからＣ／Ｎ比が求められる。
【０００７】
つまり、ディジタルＢＳ放送では、変調方式として、例えば、８ＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）変調が用いられる。８ＰＳＫ変調では、Ｉ軸と、それに直交するＱ軸とからなるＩＱ平面上において、図７示すような８つの信号点Ｐ１〜Ｐ８に対応してデータが配置される。
【０００８】
一般的に、信号波に含まれるノイズを全くのランダムノイズであると仮定すると、図８に示すように、受信信号の信号点は、本来のノイズがないときの信号点Ｓ１及びＳ２を中心として、正規分布に従った確率分布で分散する。すなわち、信号点Ｓ１にあるべき受信信号の信号点が図８において曲線Ａ１で示すように分散し、これに隣接する信号点Ｓ２にあるべき受信信号の信号点が曲線Ａ２で示すように分散する。このように分散したとすると、隣接する符号の信号点Ｓ１及びＳ２の中間点を越えた領域Ｌ１内にある受信信号は、間違った符号として受信される。
【０００９】
この関係より、受信信号の信号点の偏差とＣ／Ｎ比とを関係づけることができる。すなわち、信号波に含まれるノイズをランダムノイズであると仮定すると、ＩＱ平面上の受信信号の信号点の振れ幅は、Ｃ／Ｎ比の大きさに対応する。
【００１０】
ＩＱ平面上の受信信号の信号点の振れ幅の平均値からＣ／Ｎ比の値を求める場合には、復調回路において、受信信号の信号点がＩＱ平面上にマッピングされ、Ｉ信号及びＱ信号から各信号点の振れ幅の平均値が計測される。そして、ランダムノイズを重畳して任意のＣ／Ｎ比の変調信号が設定できる測定系が用意される。この測定系において、受信された信号点の振れ幅の平均値が測定される。そして、測定される各信号点の振れ幅の平均値の値と、Ｃ／Ｎ比の値との換算テーブルが作成される。この換算テーブルがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納される。
【００１１】
信号が受信されると、復調回路において、受信信号がＩＱ平面上にマッピングされ、信号点の振れ幅の平均値が測定される。この受信信号の信号点の振れ幅の平均値から、ＲＯＭに格納されている換算テーブルを使って、Ｃ／Ｎ比の値が求められる。このようにして、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅から得られたＣ／Ｎ比の値がアンテナレベルとして表示される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、日本のディジタルＢＳ放送は、アナログＢＳ放送と同様に、赤道上空、東経１１０度の静止衛星を使って、１２ＧＨｚ帯で放送が行われている。したがって、アナログＢＳ放送からディジタルＢＳ放送に移行する際に、アンテナについては、アナログＢＳ放送で使用したものを引き続き使うことができる。アナログＢＳ放送からディジタルＢＳ放送に移行する際に、アナログＢＳ放送で使用していたアンテナを引き続き使うと、アンテナを別途購入する必要がないと共に、アンテナの向きを調整し直す必要がなく、アナログＢＳ放送からディジタルＢＳ放送に、手軽に移行できる。このため、多くのユーザは、ディジタルＢＳ放送を受信する際に、アナログＢＳ放送を受信するのに使っていたアンテナをそのままディジタルＢＳ放送の受信用に使用している。
【００１３】
ところが、アナログＢＳ放送の受信用に使用していたアンテナを使ってディジタルＢＳ放送を受信すると、アンテナレベル表示では十分なＣ／Ｎ比の値を示しているにも関わらず、受信障害が生じることが報告されている。その原因としては、以下のように考察される。
【００１４】
ＢＳ放送を受信するためのアンテナには、１２ＧＨｚ帯の受信信号を１ＧＨｚ帯の中間周波信号に変換するためのコンバータが搭載されている。アナログＢＳ放送を受信していたアンテナに搭載されていたコンバータの中には、位相ノイズを多く含むものもある。しかしながら、アナログＢＳ放送は、アナログビデオ信号をＦＭ変調して送っていたため、ＦＭ残留ノイズに対して耐性が強く、位相ノイズを多く含むコンバータを搭載したアンテナでも、正常に受信することができる。
【００１５】
これに対して、ディジタルＢＳ放送で使われている８ＰＳＫ変調方式では、各信号点間の距離が短いために、位相ノイズが大きい場合には、復調回路は隣接する符号と誤って判断され、受信特性が劣化することがある。したがって、アナログＢＳ放送の受信用に使用していたアンテナを使ってディジタルＢＳ放送を受信すると、コンバータの位相ノイズにより、受信障害が生じることがあると考えられる。
【００１６】
このように、コンバータの位相ノイズの影響により受信障害が発生したときに、位相ノイズによるＣ／Ｎ比の劣化を忠実に反映させて、アンテナレベルが表示されれば、適切な処置を講じやすい。
【００１７】
すなわち、アンテナレベル表示の役割のひとつは、前述したように、受信障害が生じた場合に、その障害の原因を調査することである。したがって、例えば、コンバータの位相ノイズの影響により受信障害が発生したときには、アンテナレベルの確認が行われる。このとき、位相ノイズによるＣ／Ｎ比の劣化が忠実に反映されれば、ノイズに対するキャリアレベルが下がるので、アンテナレベルとして表示されるＣ／Ｎ比が下がることになる。アンテナレベルが下がれば、その原因は、少なくとも、衛星放送受信機やテレビジョン受像機側にあるのではなく、アンテナ系の受信環境の悪化によるものであることが分かり、適切な処置を講じやすい。
【００１８】
ところが、従来のディジタルＢＳ受信機では、前述したように、ノイズをランダムノイズと仮定して、ＩＱ平面上の信号点の振れ幅からＣ／Ｎ比の値を求めていたため、位相ノイズによるＣ／Ｎ比の劣化を忠実に反映しないという問題がある。
【００１９】
つまり、従来のディジタルＢＳ放送のＣ／Ｎ比の測定方法では、ノイズが正規分布に従うランダムノイズと仮定しているが、実際の受信信号に重畳するノイズはランダムノイズに限ったわけではなく、上述のように、位相ノイズを含む場合もある。位相ノイズは、周波数成分に偏りのあるノイズを含んでいる。
【００２０】
ノイズが正規分布に従うランダムノイズなら、受信信号の信号点の分布は、図９Ａに示すように、真円に広がることになるが、位相ノイズがあると、受信信号の信号点の分布は、真円には広がらず、図９Ｂに示すように、円周方向に広がってくることが分かっている（参照論文ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， Ｖｏｌ．４１， Ｎｏ．３， Ａｕｇ． １９９５ ＱＡＭ ＦＯＲ ＴＥＲＲＥＳＴＲＩＡＬ ＡＮＤ ＣＡＢＬＥ ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯＮ）。このため、受信信号に位相ノイズが含まれると、受信信号の信号点の分布が真円の円周となることを想定して作成された従来のＣ／Ｎ比の換算テーブルでは、正確なＣ／Ｎ比の評価ができない。
【００２１】
このように、従来のディジタルＢＳ放送のアンテナレベル表示では、位相ノイズに対して忠実にＣ／Ｎ比が測定されないため、例えば、コンバータの位相ノイズに起因した受信障害が発生しても、十分なアンテナレベルであると表示されてしまうことがある。その結果、消費者、製造者双方にとって、調査等にかかる費用負担が大きくかかることになる。
【００２２】
そこで、周波数方向のノイズを位相ノイズの項目として新たに設けて表示する方法が考えられるが、ランダムノイズと位相ノイズの表示をすると、一般的なユーザには、２つのノイズについての情報を理解して使い分けることを強いることになり、負担が大きい。
【００２３】
また、受信信号の劣化が画質劣化に及ぼす影響を忠実に表す指標として、実際に生じたエラー数をカウントしてアンテナレベルにする考え方がある。ところが、エラー数をカウントしてアンテナレベルとするような方法を採用すると、Ｃ／Ｎ比の値が高くなるほど、Ｃ／Ｎ比を計測するのに長時間の測定が必要になるという問題が生じる。
【００２４】
すなわち、図１０は、各Ｃ／Ｎ比におけるビットエラーレートと、エラー１個を観測できるまでの観測時間を示すものである。図１０に示すように、Ｃ／Ｎ比の値が高くなるほど、ビットエラーレートが低くなることになり、エラー１個を観測できるまでの観測時間が長くなる。例えば、Ｃ／Ｎ比が６ｄＢのときには、エラー１個を観測するまでの時間は１．２ｍ秒であるが、Ｃ／Ｎ比が１２ｄＢになると、エラー１個を観測するまでの時間は４６０秒にもなる。したがって、エラー数をカウントしてアンテナレベルとするような方法を採用すると、特に、Ｃ／Ｎ比が高くなると、長時間の測定が必要になる。
【００２５】
このように、エラーの数をカウントしてアンテナレベルとする方法では、Ｃ／Ｎ比が高くなると、長時間の測定が必要になるのでは、アンテナレベルの表示を見ながら、アンテナ位置を調整することが難しくなる。すなわち、初期設定時には、ユーザは、アンテナレベル画面を見ながら、この数値を上げるようにアンテナ方向を調整する。この場合、Ｃ／Ｎ比の値がアンテナレベルに反映されるまでの時間を０．５秒から１秒以内に抑えられていることが望まれる。しかも、アンテナ位置を調整する際には、ディジタル衛星放送において、降雨減衰等によるＣ／Ｎ比の低下を考慮すると、アンテナ調整時になるべくアンテナレベルが高く取れるように設定し、受信不能になるまでのＣ／Ｎ比のマージンを大きく取れるようにすることが重要である。ところが、ビットエラーレートからＣ／Ｎ比を計測するのでは、Ｃ／Ｎ比が高い状態で短時間にＣ／Ｎ比を計測することができず、アンテナレベルを見ながら、アンテナの向きを正しく調整できない。
【００２６】
したがって、この発明の目的は、衛星放送を受信する際に、画質劣化を忠実に反映させたアンテナレベルが表示できるアンテナレベル表示装置及び方法、並びに、受信装置を提供することにある。
【００２７】
この発明の他の目的は、アンテナの方向を決める際に、反応性が良好で、安定したアンテナレベルが表示できるアンテナレベル表示装置及び方法、並びに、受信装置を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
この発明は、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比を算出する第１のＣ／Ｎ比算出手段と、
受信信号のエラーレートに基づくＣ／Ｎ比を算出する第２のＣ／Ｎ比算出手段と、
第１のＣ／Ｎ比算出手段により求められたＩＱ平面にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、第２のＣ／Ｎ比算出手段により求められたエラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を求める判断手段と、
判断手段により求められたＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示する表示手段と
を備えるようにしたアンテナレベル表示装置である。
【００２９】
この発明は、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点に基づくＣ／Ｎ比を算出すると共に、エラーレートに基づくＣ／Ｎ比を算出し、
ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点に基づくＣ／Ｎ比とエラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を求める判断して表示する
ようにしたアンテナレベル表示方法である。
【００３０】
この発明は、ディジタルテレビジョン放送を受信する受信装置において、
ディジタルテレビジョン放送の受信信号を復調する復調手段と、
復調されたＩＱ平面にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比を算出する第１のＣ／Ｎ比算出手段と、
復調された受信信号のエラーレートに基づくＣ／Ｎ比を算出する第２のＣ／Ｎ比算出手段と、
復調された第１のＣ／Ｎ比算出手段により求められたＩＱ平面にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、第２のＣ／Ｎ比算出手段により求められたエラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を求める判断手段と、
判断手段により求められたＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示する表示手段と
を備えるようにした受信装置である。
【００３１】
Ｃ／Ｎ比の検出には、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に基づいてＣ／Ｎ比の値を求めるやり方と、ビットエラーレートに基づいてＣ／Ｎ比を求めるやり方がある。ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に基づいてＣ／Ｎ比の値を求めるようにした場合には、Ｃ／Ｎ比の高い領域でも安定していて高い精度のＣ／Ｎ比の値の測定が可能であるが、ランダムノイズ以外の想定されていないノイズについては正確な評価ができない。一方、ビットエラーレートからＣ／Ｎ比を求めるやり方は、高いＣ／Ｎ領域では時間応答特性が劣るが、ノイズの種類に関わらず受信信号の劣化を正確に評価することができる。
【００３２】
そこで、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に基づいて計測されたＣ／Ｎ比の値と、ビットエラーレートに基づいて計測されたＣ／Ｎ比の値から表示すべきＣ／Ｎ比を判断し、適応的に切り替えて表示するようにしている。これにより、コンバータ等の位相ノイズに起因して受信環境が悪化したような場合でも、受信状況に反映したアンテナレベルを表示させることができる。また、アンテナレベルを見ながら、アンテナの向きを調整するような場合には、反応性が良く、安定したアンテナレベルを表示させることができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用されたディジタルＢＳ放送の受信装置の一例を示すものである。図１において、例えば１２ＧＨｚ帯の電波で衛星を介して送られてくるディジタル衛星放送の電波は、パラボラアンテナ１で受信され、パラボラアンテナ１に取り付けられたコンバータ２で、例えば、１ＧＨｚ帯の第一中間周波信号に変換される。このコンバータ２の出力がケーブル３を介して、チューナ回路４に供給される。
【００３４】
チューナ回路４には、マイクロプロセッサ２５から選局信号が供給される。チューナ回路４により、マイクロプロセッサ２５からの選局信号に基づいて、受信信号の中から、所望の搬送波周波数の信号が選択され、選択された搬送波周波数の信号が第二中間周波信号に変換される。
【００３５】
チューナ回路４からの中間周波信号がＡＧＣ回路５に供給される。ＡＧＣ回路５により、チューナ回路４からの中間周波信号が増幅される。また、ＡＧＣ回路５では、受信信号の信号レベルが一定となるように、そのゲインが制御される。ＡＧＣ回路５の出力が復調回路６に供給される。
【００３６】
復調回路６では、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）と、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）と、８ＰＳＫ（８相ＰＳＫ）の復調処理が行える。
【００３７】
すなわち、ディジタルＢＳ放送では、ＢＰＳＫと、ＱＰＳＫと、８ＰＳＫとにより、階層化伝送が行われている。８ＰＳＫ変調では、１シンボル当たりの情報量は増えるが、降雨による減衰があると、エラーレートが悪化する。これに対して、ＢＰＳＫやＱＰＳＫでは、１シンボル当たりの情報量は少なくなるが、降雨による減衰があっても、エラーレートはさほど低下しない。
【００３８】
送信側では、１つのＴＳパケットを１スロットに対応させて、各ＴＳパケットが４８スロットで構成されるフレームにマッピングされる。各スロット毎に、変調方式や符号化方式を割り当てることができる。各スロットに割り当てられたられた変調方式の種別や符号化率は、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号により送られる。そして、８フレームを単位としてスーパーフレームが構成され、スロットの位置毎にインターリーブが行われる。
【００３９】
復調回路６で、トランスポートストリームが復調される。この復調回路６の出力は、ビタビ復号回路７に供給される。ビタビ復号回路７で、内符号のエラー訂正処理が行われる。ビタビ復号回路７の出力がエラー訂正回路８に供給される。エラー訂正回路８で、外符号のエラー訂正処理が行われる。
【００４０】
すなわち、ディジタルＢＳ放送では、エラー訂正符号化方式としては、外符号にリード・ソロモン符号（２０４，１８８）、内符号に、トレリス符号、畳み込み符号が用いられる。ビタビ復号回路７により、内符号のエラー訂正処理が行われる。リード・ソロモン符号によるエラー訂正回路８により、外符号のエラー訂正処理が行われる。
【００４１】
エラー訂正回路８の出力がデスクランブラ９に供給される。デスクランブラ９で、ＣＡＳ（Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍ ）制御が行われる。
【００４２】
つまり、限定受信の場合には、トランスポートストリームに暗号化が施されている。個人情報はＩＣカード１０に格納されており、ＩＣカード１０は、カードインターフェース１１を介して装着される。
【００４３】
デスクランブラ９には、受信されたＥＣＭ（Ｅｎｃｒｙｐｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｓｓａｇｅ）及びＥＭＭ（Ｅｎｔｉｔｌｅｍｅｎｔ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ Ｍｅｓｓａｇｅ）のセクションの情報が供給されると共に、ＩＣカード１０に記憶されているデスクランブル用の鍵データが供給される。限定受信の場合には、デスクランブラ９により、受信されたＥＣＭやＥＭＭと、ＩＣカード１０の情報を用いて、デスクランブルが行われる。
【００４４】
また、モデム１２が設けられ、課金情報がモデム１２を介して、電話回線により、番組の放送センタに送られる。
【００４５】
デスクランブラ９でデスクランブルされたトランスポートストリームは、デマルチプレクサ１３に送られる。
【００４６】
デマルチプレクサ１３は、受信されたトランスポートストリームの中から、所望のパケットのストリームを分離するものである。パケットのヘッダ部にはパケット識別子（ＰＩＤ）が記述されている。デマルチプレクサ１３で、このＰＩＤに基づいて、所望のプログラムのビデオＰＥＳ（Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ Ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｓｔｒｅａｍ）パケット、オーディオＰＥＳパケット、データパケット、ＰＳＩ（Ｐｒｏｇｒａｍ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）及びＳＩ（Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）のパケットに、各パケットが分離される。
【００４７】
所望のプログラムのビデオＰＥＳパケットは、ビデオデコーダ１４に送られ、オーディオＰＥＳパケットは、オーディオデコーダ１５に送られる。データパケット、ＰＳＩ及びＳＩのパケットは、マイクロプロセッサ２５に送られる。
【００４８】
ビデオデコーダ１４は、デマルチプレクサ１３からのビデオＰＥＳパケットを受け取り、ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｃｏｄｉｎｇ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ ）２方式のデコード処理を行って、ビデオ信号を再生するものである。再生されたビデオ信号は、出力端子１６から出力される。
【００４９】
オーディオデコーダ１５は、デマルチプレクサ１３からのオーディオＰＥＳパケットを受け取り、ＭＰＥＧ２−ＡＡＣ（ＭＰＥＧ２ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ ）のデコード処理を行って、オーディオ信号を形成するものである。再生されたオーディオ信号は、出力端子１７から出力される。
【００５０】
操作入力は、入力キー１８により与えられる。入力キー１８は、例えば、受信機のパネルに配置される各種のキーやスイッチである。また、操作入力は、赤外線リモートコントローラ２０により行うことができ、赤外線リモートコントローラ２０からの赤外線コマンド信号を受光する受光部２１が設けられ、受光部２１からの信号がマイクロプロセッサ２５に送られる。
【００５１】
各種の設定状態は、表示部１９により行われる。表示部１９は、例えば、パネルに配設される液晶ディスプレイや、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）素子である。更に、マイクロプロセッサ２５からの表示信号はＯＳＤ（Ｏｎ Ｓｃｒｅｅｎ Ｄｉｓｐｌａｙ）回路２２に供給され、ＯＳＤ回路２２の出力が加算器２３により、ビデオ信号に合成される。これにより、各種の設定状態を受像画面中に重畳表示させることができる。
【００５２】
この発明は、上述のようなディジタルＢＳ放送受信機において、アンテナレベルを表示部１９、又はＯＳＤ回路２２により画面上に表示させるのに用いることができる。
【００５３】
図２は、この発明が適用されたアンテナレベル表示回路の一例を示すものである。この実施の形態では、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値と、エラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値とを使って、アンテナレベルの表示を行うようにしている。
【００５４】
図２において、受信信号がＡＧＣ回路５を介して出力され、このＡＧＣ回路５の出力が復調回路６に供給される。復調回路６は、ローカル発振器５１と、乗算器５２Ａ及び５２Ｂと、９０度移相器５３と、ローパスフィルタ５４Ａ及び５４Ｂと、Ａ／Ｄコンバータ５５Ａ及び５５Ｂと、ＰＳＫ復調回路５６とを備えている。
【００５５】
ローカル発振器５１、乗算器５２Ａ及び５２Ｂ、９０度移相器５３は、直交検波回路を構成している。ＡＧＣ回路５の出力は、乗算器５２Ａ及び５２Ｂに供給される。ローカル発振器５１からは、キャリア信号が出力される。ローカル発振器５１の出力が乗算器５２Ａに供給されると共に、９０度移相器５３を介して、乗算器５２Ｂに供給される。
【００５６】
乗算器５２Ａで、受信信号と発振器５１からのキャリア信号とが乗算される。乗算器５２Ｂで、受信信号と、９０度位相がシフトされたキャリア信号とが乗算される。乗算器５２Ａ及び５２Ｂの出力から、Ｉ軸方向の信号成分とＱ軸方向の信号成分とが得られる。乗算器５２Ａ及び５２Ｂの出力は、ローパスフィルタ５４Ａ及び５４Ｂにそれぞれ供給され、不要な帯域成分が除去される。ローパスフィルタ５４Ａ及び５４Ｂの出力がＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）コンバータ５５Ａ及び５５Ｂにそれぞれ供給される。Ａ／Ｄコンバータ５５Ａ及び５５Ｂで、Ｉ軸方向及びＱ軸方向の信号成分がディジタル化される。Ａ／Ｄコンバータ５５Ａ及び５５Ｂの出力がＰＳＫ復調回路５６に供給される。
【００５７】
ＰＳＫ復調回路５６により、Ａ／Ｄ変換されたＩ軸方向及びＱ軸方向の信号成分がＩＱ平面上にマッピングされる。マッピングされた信号点に割り当てられた符号から、ディジタル信号が復調される。復調されたディジタル信号がトランスポートストリームとして出力される。
【００５８】
また、ＰＳＫ復調回路５６は、Ｉ軸方向及びＱ軸方向の復調信号から、信号点の振れ幅の平均値を計測する機能を持っている。受信信号の信号点の振れ幅の平均値は、ＰＳＫ復調回路５６から、マイクロプロセッサ２５に供給される。マイクロプロセッサ２５で、受信信号の各信号点の振れ幅の平均値から、Ｃ／Ｎ比が求められる。
【００５９】
すなわち、予め、ランダムノイズを重畳して任意の強さのＣ／Ｎ比に変調された信号が生成できる測定系が用意される。この測定系において、復調回路６のＰＳＫ復調回路５６から得られるＩＱ平面上の信号点の振れ幅の平均値が計測される。このＩＱ平面上の信号点の振れ幅の平均値の計測値から、図３に示すように、各信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）とＣ／Ｎ比（ＣＮ＿ｒｅｇ）との換算テーブルが作成される。この換算テーブルがマイクロプロセッサ２５のＲＯＭ６１に保持される。
【００６０】
図２において、放送信号が受信されると、受信信号から得られるＩＱ平面上の信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）がＰＳＫ復調回路５６からマイクロプロセッサ２５に供給される。マイクロプロセッサ２５には、上述したように、信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）に対するＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）の換算テーブルのＲＯＭ６１が設けられている。このＲＯＭ６１のテーブルをアクセスすることにより、受信された信号から得られる各信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）に対応するＣ／Ｎ比（ＣＮ＿ｒｅｇ）が求められる。
【００６１】
また、ＰＳＫ復調回路５６で復調されたデータは、ビタビ復号回路７に供給される。ビタビ復号回路７で、軟判定、最尤復号により、内符号のエラー訂正処理が行われる。このビタビ復号回路７の出力は、ＲＳエラー訂正回路８に供給される。ＲＳエラー訂正回路８により、リード・ソロモン符号により、外符号のエラー訂正処理が行われる。
【００６２】
また、ビタビ復号回路７からは、内符号により訂正された復調データが出力される。このビタビ復号回路７の出力がデータ生成回路５７に供給される。データ生成回路５７の出力が比較回路５８に供給される。また、比較回路５８には、ＰＳＫ復調回路５６で復調された、エラー訂正前の復調データが供給される。
【００６３】
比較回路５８で、エラー訂正前の復調データと、内符号によるエラー訂正後の復調データとが比較される。これにより、ビットエラーが検出される。この比較回路５８の出力がビットエラーカウンタ５９に供給される。ビットエラーカウンタ５９で、ビットエラーがカウントされる。これにより、ビットエラーレートが求められる。
【００６４】
なお、データ生成回路５７は、エラー訂正前のデータとエラー訂正後のデータとが比較できるように、ビタビ復号回路７からのデータを処理するものである。すなわち、エラー訂正前の受信データには、内符号として畳み込み符号が付加されているが、ビタビ復号回路７で内符号によるエラー訂正処理が行われるため、ビタビ復号回路７の出力には、畳み込み符号が付加されていない。そこで、エラー訂正前のデータとエラー訂正後のデータとが比較できるように、データ生成回路５７で、畳み込み符号を付加するようにしている。
【００６５】
ビットエラーカウンタ５９の出力がマイクロプロセッサ２５に供給される。マイクロプロセッサ２５で、ビットエラーカウンタ５９の出力から求められるビットエラーのカウント数に基づいて、Ｃ／Ｎ比が求められる。
【００６６】
すなわち、前述の受信信号から得られる信号点の振れ幅の平均値からＣ／Ｎ比を求める場合と同様に、予め、ランダムノイズを重畳して任意のＣ／Ｎ比に変調された信号が生成できる測定系が用意される。この測定系において、ビットエラーカウンタ５９から得られるビットエラーレートが計測される。これにより、図４に示すように、ビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）とＣ／Ｎ比値（ＣＮ＿ＢＥＲ）との換算テーブルが作成される。この換算テーブルがマイクロプロセッサ２５のＲＯＭ６２に保持される。
【００６７】
図２において、放送信号が受信されると、受信信号から得られるビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）がビットエラーカウンタ５９から得られる。このビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）がマイクロプロセッサ２５に供給される。マイクロプロセッサ２５には、上述のように、ビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）に対するＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）の変換テーブルのＲＯＭ６２が設けられている。このＲＯＭ６２の変換テーブルをアクセスすることにより、受信された信号のビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）に対応するＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）が求められる。
【００６８】
このように、この例では、受信信号の各信号点の振れ幅の平均値からＣ／Ｎ比の値が求められると共に、ビットエラーレートからＣ／Ｎ比の値が求められる。マイクロプロセッサ２５の判断部６３では、この受信信号の各信号点の振れ幅の平均値から得られるＣ／Ｎ比の値と、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値とから、受信状況に合ったＣ／Ｎ比の値が求められ、このＣ／Ｎ比の値がアンテナレベルとして表示部１９（又はＯＳＤ回路２２）により表示される。
【００６９】
つまり、一般的に、信号環境の良し悪しはＣ／Ｎ比の値をもって論ざれることが多く、アンテナレベルとしても最も信頼性の高い評価尺度として、Ｃ／Ｎ比の値が使われている。前述したように、受信する信号に含まれるノイズの種類をランダムノイズと仮定すると、ノイズは正規分布に従うため、受信信号の信号点の集合は、ノイズが強くなるにつれて真円の形で半径が広がっていく。このため、従来では、この半径とＣ／Ｎ値を１対１に対応づけ、受信信号の信号点の振れ幅の平均値とＣ／Ｎ比の値との換算テーブルを作成していた。しかしながら、この方法は、ノイズが正規分布に従うランダムランダムノイズと仮定した場合であり、例えば、位相ノイズを含むような場合には、求められるＣ／Ｎ比の値が信号環境の善し悪しを反映しない。
【００７０】
そこで、この実施の形態では、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値から求められるＣ／Ｎ比の値と、ビットエラーレートから求められるＣ／Ｎ比の値とを使うことにより、信号環境の良し悪しを忠実に反映するようなＣ／Ｎ比の値を表示させるようにしている。
【００７１】
図５は、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値により求められるＣ／Ｎ比の値と、ビットエラーレートから求められるＣ／Ｎ比の値とから、アンテナレベルとして表示するＣ／Ｎ比の値を決める際の処理を示すフローチャートである。図５に示す処理では、ＩＱ平面上にマッピングされる受信信号の信号点の振れ幅から得れるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）と、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）とを比較し、その値が小さい方を最終的なＣ／Ｎの値として採用するようにしている。
【００７２】
図５において、先ず、ＰＳＫ復調回路５６から、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）が求められ（ステップＳＴ１）、この受信信号の信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）から、ＲＯＭ６１により、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅から求められるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）が算出される（ステップＳＴ２）。
【００７３】
また、ビットエラーカウンタ５９の出力からビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）が求められ（ステップＳＴ３）、このビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ）から、ＲＯＭ６２により、ビットエラーレートによるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）が算出される（ステップＳＴ４）。
【００７４】
そして、ＩＱ平面上にマッピングされた信号点の振れ幅の平均値（ＣＮ＿Ｒｅａｄ）から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）と、ビットエラーレート（ＣＮ＿ＢＥＲ）から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）とが比較される（ステップＳＴ５）。
【００７５】
ここで、一般的には、各信号点の振れ幅の平均値から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）と、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）とは、略一致するはずである。
【００７６】
ステップＳＴ５での比較結果、ＩＱ平面上にマッピングされた信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）と、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値とが等しいか、或いは、信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）の方がビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）より低ければ、信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）が表示すべきＣ／Ｎ比の値ＣＮとされ（ＣＮ＝ＣＮ＿ｒｅｇ）（ステップＳＴ６）、この表示すべきＣ／Ｎ比の値ＣＮがアンテナレベルとして、表示部１９（又はＯＳＤ回路２２）により表示される（ステップＳＴ７）。
【００７７】
一般的には、各信号点の振れ幅の平均値から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）と、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）とは、略一致することになるので、ステップＳＴ５で、ＩＱ平面上にマッピングされた信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）とビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）とが等しいと判断されることになり、この場合には、ＩＱ平面上にマッピングされた信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）により、アンテナレベルが表示されることになる。
【００７８】
ところが、例えば、位相ノイズが発生している場合のように、ランダムノイズ以外の要因が発生すると、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）が低くなるのに、ＩＱ平面上にマッピングされた信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）はあまり変わらないというようなことがあり得る。
【００７９】
ステップＳＴ５で、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）が、ＩＱ平面上にマッピングされる信号点の振れ幅から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）よりも低ければ、ビットエラーレートから得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）が表示すべきＣ／Ｎ比の値ＣＮとされ（ＣＮ＝ＣＮ＿ＢＥＲ）（ステップＳＴ８）、この表示すべきＣ／Ｎ比の値ＣＮがアンテナレベルとして、表示部１９（又はＯＳＤ回路２２）により表示される（ステップＳＴ７）。
【００８０】
以上のような処理により、即応性と高い分解能が求められるＣ／Ｎ比が高い時（低ビットエラーレート）には、従来のディジタルＢＳ放送の受信機におけるアンテナレベルの表示と同様に、ＩＱ平面上にマッピングされる信号点の振れ幅の平均値から得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）を使って、アンテナレベルが表示される。位相ノイズのように、ランダムノイズ以外のノイズが原因で画質が劣化した場合においては、ビットエラーレートから換算されるＣ／Ｎの値（ＣＮ＿ＢＥＲ）がＣ／Ｎ比の値として使用され、信号劣化がアンテナレベルに反映される。
【００８１】
ところで、一般的に、誤り訂正符号は、ランダムなタイミングで生じるノイズよりも、連続的なバーストノイズを訂正する能力が劣る。このため、バーストノイズによって生じる瞬間的で連続的なビットエラーは、同じ確率で生じるランダムノイズと比べて、画質劣化が激しいという特性がある。そのため、ビットエラーレートが同じでも、ノイズの種類によって、画質劣化の程度が異なる場合がある。
【００８２】
そこで、ビットエラーレートの値からＣ／Ｎ比を求める場合に、ビットエラーレートを評価する時間を短くして、短時間連続的に発生するビットエラーに敏感に反応させることが考えられる。
【００８３】
しかしながら、ビットエラーレートの評価時間を短くすると、Ｃ／Ｎ比が全体に高い時のＣ／Ｎ比の値が不安定になり、精度が低くなってしまう。すなわち、図１０からも分かるように、Ｃ／Ｎ比が高い時には、長い測定時間を必要とするにもかかわらず、バーストエラーに追随するために、エラーレートの評価時間を短くすると、もはやアンテナレベルの参照値とするには精度が荒くなりすぎてしまう。
【００８４】
これに対して、ＩＱ平面上にマッピングされる信号点の振れ幅の平均値によって求められたＣ／Ｎ比は、マッピングされる全ての信号点を計測しているので、受信機内を流れるストリーム中で最も高いビットレートによる信号点の集合が得られ、かつ、これらの点が平均化されるので、安定した値が得られる。そのため、Ｃ／Ｎ比の高い時には精度の高いＣ／Ｎを測定することが可能である。その反面、平均化の過程で、バースト的なノイズはランダムノイズと区別がつかなくなる。
【００８５】
そこで、ＩＱ平面上にマッピングされる信号点の振れ幅の平均値から得られるＣ／Ｎ比を安定性の高い指標として使い、逆に、ビットエラーレートから得れるＣ／Ｎ比を即応性の良い指標として使いわけるようにすることが考えられる。
【００８６】
その方法としては、基本的に図５に示したフローチャートを実行するが、ステップＳＴ５の分岐処理の「ＣＮ＿ｒｅｇ＝＜ＣＮ＿ＢＥＲ」を、「ＣＮ＿ｒｅｇ＝＜ＣＮ＿ＢＥＲ＋ＣＮ＿ｍａｒｇｉｎ」に置き換える。ＣＮ＿ｍａｒｇｉｎなるマージンを設けることによって、ビットエラーレートにより得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）の不安定さは、ある程度までは誤差（ＣＮ＿ｍａｒｇｉｎ）として切り捨てるようにし、高いＣ／Ｎ時には、ＩＱ平面上にマッピングされる信号点の振れ幅の平均値から求められるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ｒｅｇ）が使われるようにし、安定したアンテナレベルが得られるようにしている。そして、ＣＮ＿ｍａｒｇｉｎを超えるなビットエラーレートによるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）の低下が読み出せるようなら、バーストエラーが生じたものとして、ビットエラーレートによるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ）を用いるようにして、バーストエラーによる信号劣化をアンテナレベルにも反映させるようにしている。
【００８７】
また、ＢＳディジタル衛星放送では、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの複数の変調方式を多重化して送出することが可能である。また、それぞれの変調方式毎にビットエラーレートに対するＣ／Ｎ比の値の特性は異なり、それぞれが異なったＣ／Ｎ比の範囲内でエラーを修正がすることができる。
【００８８】
ビットエラーに対するＣ／Ｎ比の特性は、典型的には、Ｃ／Ｎ比が高いときには、エラーがなく、ビットエラーレートはほぼ０で横ばい状態が続き、Ｃ／Ｎ比がある程度以下に低下し、誤り訂正符号の限界を超えてしまうと、検出できるエラーレートは飽和するような特性となる。このため、ビットエラーレートからＣ／Ｎを換算しようとする場合、ビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係が直線的に変化している領域は限定される。
【００８９】
現状のＢＳディジタル放送では、多くのサービスは８ＰＳＫ方式で伝送され、ＴＭＣＣ情報は必ずＢＰＳＫで伝送されるために、ほぼ全てのトランスポンダにおいて、８ＰＳＫとＢＰＳＫの２通りの変調方式が用いられている。
【００９０】
ここで、２つの変調方式におけるＣ／Ｎとビットエラーレート曲線をそれぞれ切り替え、直線性の良いところだけを利用して、より精度の高いＣ／Ｎを求める方法が考えられる。
【００９１】
すなわち、図６は、ＢＰＳＫと８ＰＳＫの２つの変調方式におけるＣ／Ｎ比の値とビットエラーレート特性を示しており、曲線Ｂ１はＢＰＳＫのときのビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係を示し、曲線Ｂ２は８ＰＳＫのときのビットエラーとＣ／Ｎ比との関係を示している。図６に示すように、Ｃ／Ｎ比が低い時点では、ＢＰＳＫのときの方が、ビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係が直線的に変化している。そして、Ｃ／Ｎ比が高い時点では、８ＰＳＫのときの方が、ビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係が直線的に変化している。
【００９２】
そこで、Ｃ／Ｎ比が明らかに低い時点では、ＢＰＳＫが選択されて、ビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ１）が計測される。そして、読み出されたビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ１）から、ＢＰＳＫのときのビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係を示す曲線Ｂ１に従って、Ｃ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ１）が求められる。
【００９３】
ここで、Ｃ／Ｎ比が徐々に上がり、得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ１）が所定の値Ｔ２よりも大きくなったら、ＢＰＳＫから８ＰＳＫに、ビットエラーレートの計測が切り替えられる。そして、読み出されたビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ２）から、８ＰＳＫのときのビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係を示す曲線Ｂ２に従って、Ｃ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ２）が求められる。
【００９４】
反対に、Ｃ／Ｎ比が明らかに高い時点では、８ＰＳＫが選択されて、ビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ２）が計測され、読み出されたビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ２）から、８ＰＳＫのときのビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係を示す曲線Ｂ２に従って、Ｃ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ２）が求められる。
【００９５】
Ｃ／Ｎ比が徐々に下がり、得られるＣ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ２）が所定の値Ｔ１よりも小さくなったら、８ＰＳＫからＢＰＳＫに、ビットエラーレートの計測が切り替えれる。そして、読み出されたビットエラーレート（ＢＥＲ＿Ｒｅａｄ１）から、ＢＰＳＫのときのビットエラーレートとＣ／Ｎ比との関係を示す曲線Ｂ１に従って、Ｃ／Ｎ比の値（ＣＮ＿ＢＥＲ１）が求められる。
【００９６】
このように、２つの変調方式におけるＣ／Ｎとビットエラーレートとの換算テーブルをそれぞれ切り替え、直線性の良いところだけを利用すると、より特性の優れたビットエラーレートによるＣ／Ｎ比の検出が行える。そして、上述のように、Ｃ／Ｎ比が上昇していくときの変調方式の切り換え点Ｔ２と、Ｃ／Ｎ比が下降していくときの変調方式の切り換え点Ｔ１とにヒステリシス特性を持たせてることで、より安定し精度の高いＣ／Ｎ換算を実現することができる。
【００９７】
なお、上述の例では、ビットエラーレートからＣ／Ｎ比を求める場合に、エラー訂正前の復調データと、ビタビ復号により内符号の訂正がなされた復調データとを比較し、このデータをカウントしてエラーレートを求めているが、外符号のデータからエラーレートを求めるようにしても良い。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、Ｃ／Ｎ比の検出には、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に基づいてＣ／Ｎ比の値を求めるやり方と、ビットエラーレートに基づいてＣ／Ｎ比を求めるやり方があり、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に基づいてＣ／Ｎ比の値を求めるようにした場合には、Ｃ／Ｎ比の高い領域でも安定して高い精度のＣ／Ｎ比の値の測定が可能であるが、ランダムノイズ以外の想定されていないノイズについては正確な評価ができない。一方、ビットエラーレートからＣ／Ｎ比を求めるやり方は、高いＣ／Ｎ領域では時間応答特性が劣るが、ノイズの種類に関わらず受信信号の劣化を正確に評価することができる。
【００９９】
そこで、この発明では、ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に基づいて計測されたＣ／Ｎ比の値と、ビットエラーレートに基づいて計測されたＣ／Ｎ比の値とから表示すべきＣ／Ｎ比を判断し、適応的に切り替えて表示するようにしている。これにより、コンバータ等の位相ノイズに起因して受信環境が悪化したような場合でも、受信状況に反映したアンテナレベルを表示させることができる。また、アンテナレベルを見ながら、アンテナの向きを調整するような場合には、反応性が良く、安定したアンテナレベルを表示させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明が適用できるディジタルＢＳ放送の受信装置の一例のブロック図である。
【図２】この発明が適用されたアンテナレベルの表示装置の一例のブロック図である。
【図３】信号点の振れ幅とＣ／Ｎ比との換算テーブルの説明に用いるグラフである。
【図４】ビットエラーレートとＣ／Ｎ比との換算テーブルの説明に用いるグラフである。
【図５】アンテナレベルとして表示するＣ／Ｎ比を求めるための処理を示すフローチャートである。
【図６】変調方式が異なる複数のビットレートのビットエラーレートに対するＣ／Ｎ比のテーブルの説明に用いるグラフである。
【図７】８ＰＳＫの信号点の配置を示すグラフである。
【図８】正規分布の場合のエラーの発生の説明に用いるグラフである。
【図９】ランダムノイズが発生したときと位相ノイズが発生したときの信号点の分布を示すグラフである。
【図１０】エラーレートによるＣ／Ｎ比の検出の説明に用いる略線図である。
【符号の説明】
１・・・パラボラアンテナ、２・・・コンバータ、４・・・チューナ回路、６・・・復調回路、７・・・ビタビ復号回路、８・・・エラー訂正回路、２５・・・マイクロプロセッサ、５１・・・ローカル発振器、５２Ａ，５２Ｂ 乗算器、５６・・・ＰＳＫ復調回路、５８・・・比較回路、５９・・・ビットエラーカウンタ、６３・・・判断部、６１，６２・・・ＲＯＭ６２

Claims (17)

1. ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比を算出する第１のＣ／Ｎ比算出手段と、
   上記受信信号のエラーレートに基づくＣ／Ｎ比を算出する第２のＣ／Ｎ比算出手段と、
   上記第１のＣ／Ｎ比算出手段により求められた上記ＩＱ平面にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、上記第２のＣ／Ｎ比算出手段により求められた上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を求める判断手段と、
   上記判断手段により求められたＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示する表示手段と
   を備えるようにしたアンテナレベル表示装置。
2. 上記第１のＣ／Ｎ比算出手段は、
   受信信号をＩ信号とＱ信号とに直交検波する手段と、
   上記直交検波された信号からＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値を算出する手段と、
   上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に対応するＣ／Ｎ比の値が予め格納された換算テーブルとからなり、
   上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の平均値から、上記換算テーブルによりＣ／Ｎ比の値を算出する
   ようにした請求項１に記載のアンテナレベル表示装置。
3. 上記第２のＣ／Ｎ比算出手段は、
   上記受信信号のエラーレートを検出する手段と、
   上記受信信号のエラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が予め格納された換算テーブルとからなり、
   上記受信信号のエラーレートから、上記換算テーブルによりＣ／Ｎ比を算出する
   ようにした請求項１に記載のアンテナレベル表示装置。
4. 上記エラーレートを検出する手段は、
   エラー訂正前の受信信号の復調データと、エラー訂正後の受信信号の復調データとを比較する手段と、
   上記エラー訂正前の受信信号の復調データと、上記エラー訂正後の上記受信信号の復調データとの比較出力をカウントする手段とからなり、
   上記エラー訂正前の受信信号の復調データと、上記エラー訂正後の受信信号の復調データとの比較出力のカウント値からエラーレートを検出する
   ようにした請求項３に記載のアンテナレベル表示装置。
5. 上記受信信号に変調形式の異なる複数のデータが多重化されている場合には、
   上記各変調方式毎に受信信号のビットエラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が予め格納された換算テーブルを用意し、
   上記各変調方式毎の換算テーブルのうち、上記ビットエラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が直線的に変化している部分を選択して使う
   ようにした請求項３に記載のアンテナレベル表示装置。
6. 上記各変調方式毎の換算テーブルのうち、エラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が直線的に変化する部分を選択して使う際に、
   Ｃ／Ｎ比が上昇していくときの換算テーブルの切り換え点と、Ｃ／Ｎ比が下降していくときの換算テーブルの切り換え点とに、ヒステリシスを持たせる
   ようにした請求項５に記載のアンテナレベル表示装置。
7. 上記判断手段は、上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とを比較し、
   上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比が、上記記受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比より低くなったら、上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示させ、
   それ以外では、上記記受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示させる
   ようにした請求項１に記載のアンテナレベル表示装置。
8. 上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とを比較する際にマージンを設ける
   ようにしたようにした請求項７に記載のアンテナレベル表示装置。
9. ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点に基づくＣ／Ｎ比を算出すると共に、エラーレートに基づくＣ／Ｎ比を算出し、
   上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点に基づくＣ／Ｎ比と上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を判断して表示する
   ようにしたアンテナレベル表示方法。
10. 上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比の算出は、
    受信信号をＩ信号とＱ信号とに直交検波し、
    上記直交検波された信号からＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値を算出し、
    上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅の平均値に対応するＣ／Ｎ比の値が予め格納された換算テーブルを用意しておき、
    上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の平均値から、上記換算テーブルによりＣ／Ｎ比の値を算出する
    ようにした請求項９に記載のアンテナレベル表示方法。
11. 上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比の算出は、
    上記受信信号のエラーレートを検出し、
    上記受信信号のエラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が予め格納された換算テーブルを用意しておき、
    上記受信信号のエラーレートから、上記換算テーブルによりＣ／Ｎ比を算出する
    ようにした請求項９に記載のアンテナレベル表示方法。
12. 上記エラーレートの検出は、
    エラー訂正前の受信信号の復調データと、エラー訂正後の受信信号の復調データとを比較し、
    上記エラー訂正前の受信信号の復調データと、上記エラー訂正後の上記受信信号の復調データとの比較出力をカウントし、
    上記エラー訂正前の受信信号の復調データと、上記エラー訂正後の受信信号の復調データとの比較出力のカウント値からエラーレートを検出する
    ようにした請求項１１に記載のアンテナレベル表示方法。
13. 上記受信信号に変調形式の異なる複数のデータが多重化されている場合には、
    上記各変調方式毎に受信信号のビットエラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が予め格納された換算テーブルを用意し、
    上記各変調方式毎の換算テーブルのうち、上記ビットエラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が直線的に変化している部分を選択して使う
    ようにした請求項１１に記載のアンテナレベル表示方法。
14. 上記各変調方式毎の換算テーブルのうち、エラーレートに対応するＣ／Ｎ比の値が直線的に変化する部分を選択して使う際に、
    Ｃ／Ｎ比が上昇していくときの換算テーブルの切り換え点と、Ｃ／Ｎ比が下降していくときの換算テーブルの切り換え点とに、ヒステリシスを持たせる
    ようにした請求項１３に記載のアンテナレベル表示方法。
15. 上記受信信号の信号点に基づくＣ／Ｎ比と上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を求める判断は、
    上記ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とを比較し、
    上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比が、上記記受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比より低くなったら、上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示させ、
    それ以外では、上記記受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示させる
    ようにした請求項９に記載のアンテナレベル表示方法。
16. ＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とを比較する際にマージンを設ける
    ようにしたようにした請求項１５に記載のアンテナレベル表示方法。
17. ディジタルテレビジョン放送を受信する受信装置において、
    上記ディジタルテレビジョン放送の受信信号を復調する復調手段と、
    上記復調されたＩＱ平面上にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比を算出する第１のＣ／Ｎ比算出手段と、
    上記復調された上記受信信号のエラーレートに基づくＣ／Ｎ比を算出する第２のＣ／Ｎ比算出手段と、
    上記復調された上記第１のＣ／Ｎ比算出手段により求められた上記ＩＱ平面にマッピングされた受信信号の信号点の振れ幅に基づくＣ／Ｎ比と、上記第２のＣ／Ｎ比算出手段により求められた上記エラーレートに基づくＣ／Ｎ比とから、アンテナレベルとして表示すべきＣ／Ｎ比を求める判断手段と、
    上記判断手段により求められたＣ／Ｎ比をアンテナレベルとして表示する表示手段と
    を備えるようにした受信装置。

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