JP7195842B2

JP7195842B2 - 無線通信装置

Info

Publication number: JP7195842B2
Application number: JP2018179763A
Authority: JP
Inventors: 幹夫藤倉
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2018-09-26
Filing date: 2018-09-26
Publication date: 2022-12-26
Anticipated expiration: 2038-09-26
Also published as: JP2020053787A

Description

本開示は無線通信装置に関し、例えば、伝送路状態の余裕度（受信マージン）を算出する手段を有するデジタル無線通信装置に適用可能である。

従来のデジタル無線伝送システムにおいて、変調方式や誤り訂正符号の能力によって決まる受信限界点（例えば、ＢＥＲ（Bit Error Rate（符号誤り率））：１×１０^－４に相当するＣ／Ｎ（Carrier to Noise（搬送波対雑音））比)から、どの程度余裕度を持った回線状態のもとで受信しているかを把握する指標として、受信マージンがある。ここで、デジタル無線通信システムは、例えば、地上波デジタル放送やデジタルＦＰＵである。ＦＰＵ(Field Pickup Unit) は、テレビジョン放送用の無線中継伝送装置のことである。

当該受信マージンの算出方法として、ビットエラーレート情報を用いる方法がある。それは、誤り訂正内復号、又は誤り訂正外復号にて訂正したデータの個数から誤り率を算出し、その値と予め格納されたＣ／Ｎ換算テーブルより回線状態（受信マージン値相当）を求める方法である（特許文献１、２）。

特許文献１は、誤り訂正内復号部の前後の信号を比較して誤り訂正内復号部に入力される信号のＢＥＲ（以下、ＲＡＷ－ＢＥＲ）値を求め、その値と予め格納されたＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性の換算テーブルより限界点に対するマージン値を算出することを特徴としている。

特許文献２は、誤り訂正外復号部の前後の信号を比較して誤り訂正内復号部に入力される信号のＢＥＲ値を求め、その値と予め格納されたＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性の換算テーブルより受信限界点に対するマージン値を算出することを特徴としている。

特開２００６－１２８８４１号公報特開２００３－２３００７０号公報

ARIB STB-B11テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形マイクロ波帯デジタル無線伝送システム ARIB STB-B33 テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム ARIB STB-B57 １．２ＧＨｚ／２．３ＧＨｚ帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム

特許文献１のＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性から受信マージンを算出する方式においては、Ｃ／Ｎ値が高く比較的受信状態がよい領域のマージン算出において有効であるが、Ｃ／Ｎ値が低く受信限界点（受信マージン０ｄＢ）付近のマージン算出においては特性カーブが飽和することから十分有効な手法ではない。

また、特許文献２のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性から受信マージンを算出する方式においては、Ｃ／Ｎ値が低く受信限界点（受信マージン０ｄＢ）付近のマージン算出においては有効であるが、Ｃ／Ｎ値が高く比較的受信状態がよい領域のマージン算出においてはリアルタイム性に欠けることから実用的とは言えない。

本開示は、ビットエラーレートを用いた受信マージン算出において、受信限界点（受信マージン０ｄＢ）付近からＣ／Ｎ値が高く比較的受信状態がよい領域までの全てにおいて有効且つ実用的な受信マージン値を算出可能な無線通信装置を提供することを課題とする。

本開示のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、無線通信装置は、所定の誤り訂正内符号及び誤り訂正外符号の組み合わせからなる誤り訂正を施したデジタル信号を所定の変調方式に変調して伝送する無線通信システムにおいて用いられる。無線通信装置は、誤り訂正内復号前後の信号から誤り訂正内復号前のビットエラーレート（ＲＡＷ－ＢＥＲ）を算出するＲＡＷ－ＢＥＲ算出部と、誤り訂正外復号前後の信号から誤り訂正外復号前のビットエラーレート（ＢＥＲ）を算出するＢＥＲ算出部と、前記ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部が算出したＲＡＷ－ＢＥＲ値及び前記ＢＥＲ算出部が算出したＢＥＲ値に基づいて受信マージン値を算出するマージン算出部と、を備える。

上記無線通信装置によれば、受信限界点（受信マージン０ｄＢ）付近からＣ／Ｎ値が高く比較的受信状態がよい領域までの全てにおいて、有効且つ実用的な受信マージンを算出することが可能となる。

実施形態の無線通信装置の構成を示す図実施形態の各変調方式で共通化した受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＢＥＲ特性例を示す図実施形態の受信マージン対ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性の換算テーブル例を示す図実施形態の受信マージン対ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性の切換え制御によるマージン算出例を示す図デジタルＦＰＵにおける誤り訂正内復号前のＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性、及び誤り訂正外復号前のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性の一例を示す図

まず、Ｃ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性およびＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性について図５を用いて説明する。図５は非特許文献１～３に記載のデジタルＦＰＵにおける誤り訂正内復号前のＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性、及び誤り訂正外復号前のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性の一例を示した図である。

図５では、誤り訂正内復号としてビタビ復号、誤り訂正外復号としてリードソロモン復号を用いており、畳み込み符号化率を１／２、変調方式が６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ各々におけるＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｅ）及びＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性カーブ（Ｆ）を記載している。

Ｃ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性は、誤り率が大きくなるにつれて飽和カーブとなる特徴がある。特に最も重要な誤り訂正外復号（リードソロモン復号）の限界点であるＢＥＲ値：１×１０^－４付近（受信マージン：０ｄＢ）に相当するＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｅ）の１×１０^－１以上の領域（傾き飽和領域（Ｇ））のカーブの傾きが殆ど無いことから、検出したＲＡＷ－ＢＥＲ値をＣ／Ｎへ換算（例えば１ｄＢステップ）するのが非常にクリティカルな領域となっており、有効な指標とは言えない。

また、誤り訂正外復号前のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性は、リニアな傾きではあるが、リードソロモン復号の限界点であるＢＥＲ値：１×１０^－４点（受信マージン：０ｄＢ相当）から、エラーフリーと判断可能な１×１０^－９未満となる点まで、Ｃ／Ｎ値で凡そ４ｄＢ程度の狭い領域しかないという特徴がある。

更に、Ｃ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｅ）及びＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性カーブ（Ｆ）の両方に関して言えることであるが、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭといった異なった変調モードであっても、相対的に見てＣ／Ｎ値に対する各特性カーブの傾きが凡そ同じとなる、という特徴がある。

図５に示すように、Ｃ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性は、最も重要な受信限界点であるＢＥＲ値：１×１０^－４点（受信マージン：０ｄＢ）近辺のカーブが飽和した傾きとなっているため、特許文献１は受信マージンを算出するのに十分有効な手法とは言えない。

図５に示すように、誤り訂正外復号前のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性は、リニアな傾きを持ってはいるものの、リードソロモン復号の限界点であるＢＥＲ値：１×１０^－４点（受信マージン：０ｄＢ）から、エラーフリーと判断可能な１×１０^－９未満となる点までＣ／Ｎ値で凡そ４ｄＢ程度しかないため、特許文献２はマージン５ｄＢ以上の算出が困難である。ここで、ＢＥＲ特性：１×１０^－９未満を算出することにより、マージン５ｄＢ以上の検出も可能であるが、例えば１×１０^－１０を算出するにはデータサンプル数が１／１×１０^－１０＝１０^１０個必要となってくる。当該データサンプル数を受信するだけでも、数秒間を要することになり、リアルタイム性がなくなる事から有効な手法であるとは言えない。一般的には、１×１０^－９未満程度でエラーフリー（誤りなし）と判断するのが通常である。

尚、特許文献２においては、デジタル復調したＩ／Ｑマッピング点の各振幅情報を求め、その値と予め格納されたＣ／Ｎ換算テーブルより回線状態（受信マージン値相当）を求める方法も示している。本方式においては、Ｉ／Ｑマッピング点の各振幅情報に対応したＣ／Ｎ比換算テーブルを準備する場合、例えば６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫと言った変調方式毎に換算テーブルを準備する必要がある。また、上記の変調方式に加え、例えば１／２、２／３、３／４、５／６と言った誤り訂正符号率によって受信限界点が変わる為、変調方式数×誤り訂正符号率数分の組合せの換算テーブルを準備する必要があり、回路規模が大きくなる傾向にある、といった課題がある。

以下、実施形態について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。

図１は実施形態の無線通信装置の構成を示す図である。
実施形態の無線通信装置１０は、受信アンテナ１と、ダウンコンバータ部２と、デジタル復調部３と、ビタビ復号部４と、ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部５と、リードソロモン復号部６と、ＢＥＲ算出部７と、マージン算出部８と、を備える。

受信アンテナ１は、図示しないデジタル送信装置側から送信されるデジタル信号を受信する。デジタル信号は、例えば、非特許文献１～３に記載されたデジタルＦＰＵからのビタビ符号（畳み込み符号）等の所定の誤り訂正内符号及びソロモン符号等の誤り訂正外符号の組み合わせからなる誤り訂正を施したＯＦＤＭ変調信号やシングルキャリアＱＡＭ変調信号である。

ダウンコンバータ部２は、受信アンテナ１で受信されたデジタル信号を周波数変換処理やＡＧＣ制御等を行い所定レベルのベースバンド信号（例えば１３０ＭＨｚ帯信号）に変換する。デジタル復調部３は、ベースバンド信号をデジタル復調処理してＩ／Ｑ信号に変換する。

ビタビ復号部４は、Ｉ／Ｑ信号に対して誤り訂正内復号処理を施したデータを出力する。リードソロモン復号部６は、誤り訂正内復号したデータに対して更に誤り訂正外復号処理を施し、元の符号化映像・音声信号を出力する。尚、実際にはビタビ復号部４やリードソロモン復号部６の前後にデインタリーブやエネルギー逆拡散と言った処理も含まれるが割愛する。

ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部５では、ビタビ復号部４に入力される誤り訂正を施す前のＩ／Ｑ信号のビットエラーレート（ＲＡＷ－ＢＥＲ）を算出する。具体的には、ビタビ復号部４により誤り訂正されたデータに対して再び誤り訂正内符号化処理を施したデータと、ビタビ復号部４に入力されるＩ／Ｑ信号を所定の時間遅延させて位相調整したデータとを比較することで、ビタビ復号部４で誤り訂正されたデータの検出が可能となる。誤り訂正されたデータ数を所定期間カウントし、同じく所定期間に受信した総データ数で割る事でＲＡＷ－ＢＥＲを算出することが可能となる。

ＢＥＲ算出部７では、リードソロモン復号部６に入力される誤り訂正内復号（ビタビ復号）を施した後データのビットエラーレート（ＢＥＲ）を算出する。具体的には、リードソロモン復号により誤り訂正されたデータと、リードソロモン復号部６に入力されるデータを所定の時間遅延させて位相調整したデータとを比較することで、リードソロモン復号部６で誤り訂正されたデータの検出が可能となる。誤り訂正されたデータ数を所定期間カウントし、同じく所定期間に受信した総データ数で割る事でＢＥＲを算出することが可能となる。

次に、マージン算出部８について説明する。マージン算出部８では、前記求めたＲＡＷ－ＢＥＲ及びＢＥＲ情報からマージン値を算出する。

本実施形態では、図５に示した誤り訂正内復号前のＣ／Ｎ対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性、及び誤り訂正外復号前のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性が、６４ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、１６ＱＡＭといった異なった変調モードであっても、Ｃ／Ｎに対する特性カーブの傾きが、相対的に凡そ同じ特性を持つという特徴があるため、それらを同等として考える。具体的には、受信マージン：０ｄＢ相当（ＢＥＲ：１×１０^－４点）に相当するＣ／Ｎ値を基準としたＲＡＷ－ＢＥＲ値及びＢＥＲ値からのＣ／Ｎ換算テーブルを共通化し、回路規模の削減を図ることができる。

図２は実施形態の各変調方式で共通化した受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＢＥＲ特性例を示す図である。受信限界点（ＢＥＲ値: １×１０^－４に相当するＣ／Ｎ値）をマージン０ｄＢ点（Ｃ）として、そこからのマージン値（余裕度）をＣ／Ｎ換算（１ｄＢステップ）したものを横軸としたグラフである。このように、各変調方式において、受信マージン対ＢＥＲ特性カーブ（Ａ）及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｂ）に対応した換算テーブルを共通化することで回路規模の削減を図っている。

図３は実施形態の受信マージン対ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性の換算テーブル例を示す図である。図２における受信マージン対ＢＥＲ特性カーブ（Ａ）及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｂ）を表にしたものである。

図２において、前述の通り、受信マージン対ＢＥＲ特性カーブ（Ａ）は、リニアな傾きではあるが、リードソロモン復号の限界点であるマージン０ｄＢ点（Ｃ）から、切換制御点(Ｄ)に相当するエラーフリーと判断可能な１×１０^－９未満となる点まで凡そ４ｄＢ程度の狭い領域まであり、それ以上の領域のマージン算出においてはリアルタイム性に欠けることから実用的とは言えない。また、受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｂ）についても、誤り率が大きくなるにつれて飽和カーブとなるため、受信限界点に相当するマージン０ｄＢ点（Ｃ）～切替制御点(Ｄ)に相当するマージン４ｄＢまでの特性カーブの傾きが殆ど無く、検出したＲＡＷ－ＢＥＲ値をＣ／Ｎへ換算（例えば１ｄＢステップ単位）するのが非常にクリティカルな領域となっており、有効な手段とは言えない。

本実施形態は、受信マージン対ＢＥＲ特性カーブ（Ａ）及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性カーブ（Ｂ）を所定の条件で切換えることによりの有効的に受信マージンを算出するものである。

図４は実施形態の受信マージン対ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性の切換え制御によるマージン算出例を示す図である。

ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部５がＲＡＷ－ＢＥＲ値を算出し、ＢＥＲ算出部７がＢＥＲ値を算出する（ステップＳ１）。マージン算出部８はＢＥＲ値が１×１０^－９以上かどうかを判断する（ステップＳ２）。１×１０^－９以上である場合は、ＢＥＲ算出部７が算出したＢＥＲ値と図３に示した受信マージン対ＢＥＲ換算テーブルを参照して（ステップＳ３）受信マージンを算出する（ステップＳ５）。一方１×１０^－９未満である場合は、ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部５が算出したＲＡＷ－ＢＥＲ値と図３に示した受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ換算テーブルを参照して（ステップＳ４）受信マージンを算出する（ステップＳ５）。こうしてマージン算出部８においてＲＡＷ－ＢＥＲ値及びＢＥＲ値からマージン値を算出することが可能となる。

実施形態の無線通信装置１０は、誤り訂正内復号（ビタビ復号）前後の信号から誤り訂正内復号前のＲＡＷ－ＢＥＲを算出するＲＡＷ－ＢＥＲ算出部５と、誤り訂正外復号（リードソロモン復号）前後の信号から誤り訂正外復号前のＢＥＲを算出するＢＥＲ算出部７と、ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部５が算出したＲＡＷ－ＢＥＲ値及びＢＥＲ算出部７が算出したＢＥＲ値を基に受信マージン値を算出するマージン算出部８と、を備える。マージン算出部８は、変調方式及び誤り訂正符号化率により決まるＲＡＷ－ＢＥＲに対応する受信マージン値が予め格納されたＲＡＷ－ＢＥＲ換算テーブル及びＢＥＲに対応する受信マージン値が予め格納されたＢＥＲ換算テーブルを備える。マージン算出部８は、ＢＥＲ算出部７が算出したＢＥＲ値がエラーフリー（例えば１×１０^－９未満）である場合はＲＡＷ－ＢＥＲ換算テーブルより受信マージン値を算出し、ＢＥＲ値がエラーフリーでない（例えば１×１０^－９以上）場合はＢＥＲ換算テーブルより受信マージン値を算出するといった切換え手段を備えている。

本実施形態によれば、受信マージン対ＢＥＲ特性、及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性のうち、有効的な領域のみを切換えて参照することで、受信限界点（受信マージン０ｄＢ）付近からＣ／Ｎ値が高く比較的受信状態がよい場合の全領域において、有効且つ実用的な受信マージンを算出することが可能となる。また、各変調方式において、受信マージン対ＢＥＲ特性及び受信マージン対ＲＡＷ－ＢＥＲ特性の換算テーブルを共通化することで回路規模の削減を図ることができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。

１・・・受信アンテナ
２・・・ダウンコンバータ部
３・・・デジタル復調部
４・・・ビタビ復号部
５・・・ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部
６・・・リードソロモン復号部
７・・・ＢＥＲ算出部
８・・・マージン算出部
１０・・・無線通信装置

Claims

所定の誤り訂正内符号及び誤り訂正外符号の組み合わせからなる誤り訂正を施したデジタル信号を所定の変調方式に変調して伝送する無線通信システムにおいて用いられる無線通信装置であって、
誤り訂正内復号前後の信号から誤り訂正内復号前のビットエラーレート（ＲＡＷ－ＢＥＲ）を算出するＲＡＷ－ＢＥＲ算出部と、
誤り訂正外復号前後の信号から誤り訂正外復号前のビットエラーレート（ＢＥＲ）を算出するＢＥＲ算出部と、
前記ＲＡＷ－ＢＥＲ算出部が算出したＲＡＷ－ＢＥＲ値及び前記ＢＥＲ算出部が算出したＢＥＲ値に基づいて受信マージン値を算出するマージン算出部と、
を備え、
前記マージン算出部は、前記変調方式及び誤り訂正符号化率により決まるＲＡＷ－ＢＥＲに対応する受信マージン値が予め格納されたＲＡＷ－ＢＥＲ換算テーブル、及びＢＥＲに対応する受信マージン値が予め格納されたＢＥＲ換算テーブルを備え、前記ＢＥＲ算出部が算出した前記ＢＥＲ値がエラーフリーに相当するマージン値で前記ＲＡＷ－ＢＥＲ換算テーブルと前記ＢＥＲ換算テーブルとを切換えて参照することで受信マージン値を算出する様にした無線通信装置。
前記所定の誤り訂正内復号はビタビ復号であり、前記誤り訂正外復号はリードソロモン復号である請求項１に記載の無線通信装置。
前記エラーフリーの前記ＢＥＲ値は１×１０^－９未満である請求項１に記載の無線通信装置。
ダウンコンバータ部とデジタル復調部とをさらに備える請求項１から３の何れか１項に記載の無線通信装置。