DETECCIÓN DE DISTORSIÓN DE SE AL NO LINEAL COM EL USO DE MÚLTIPLES FUENTES DE MEDICIÓN DE LA TASA SEÑAL A
RUIDO
Referencia Cruzada con Solicitud Relacionada Esta solicitud reclama la prioridad y todos los beneficios pertenecientes c la solicitud provisional presentada el 24 de marzo de 2005, ante la Oficina de Patentes y Marcas Registradas de Estados Unidos de Norteamérica, con número de serie asignado 60/664,917
Campo de la Invención En un dispositivo de procesamiento de señales de televisión es necesario procesar la señal recibida de frecuencia de radio (RF) antes de que la señal se convierta en una representación digital por el convertidor análogo a digital (ADC) Tal circuitería, por lo general, incluye uno o más amplificadores y uno o más filtros Por lo general, el primer amplificador de ganancia RF es seguido por un filtro de rechazo de fuera de banda, seguido por un mezclador para convertir la señal en una frecuencia intermedia (IF), seguida por un filtro de frecuencia fija, tal como un filtro de onda acústica superficial (SAW), seguido por un amplificador de ganancia IF Las personas experimentadas en la técnica podrán reconocer que se necesita amplificar la señal antes del filtro SAW, ya que éste último normalmente tendrá una pérdida de inserción o atenuación importante, como resultado Es común controlar la ganancia de los amplificadores de ganancia RF o IF en forma independiente con el uso de ciclos de control
de ganancia de retroalimentacion En u na operación desarrol lada para la recepción de seña les de televisión análogas util izadas comúnmente en la actualidad para la recepción de las señales de televisión digitales, un AGC de ciclo cerrado análogo se asocia con la etapa de ganancia RF sola con el uso de un detector análogo de potencia E l detector operará con base en la potencia total de señal Cuando existe una señal fuerte no deseada , la potencia total vista por el detector análogo será también más alta y la salida del detector activará la ganancia RF en descendente, lo que resulta en una corriente descendente de potencia de canal deseada Esto será detectado por un generador AGC , que a su vez, solicitará una gananci a más alta desde la sección RF Cuando se utiliza una etapa del amplificador de ganancia I F, el amplificador de ganancia I F opera en una señal previamente fi ltrada por el filtro SAW En un aparato de procesam iento de señal de televisión análoga , cierta distorsión no l ineal era acepta ble, m ientras q ue en un sistema digital , la distorsión no lineal puede resultar en un nivel de alteración de señal que no se puede decodificar E n receptores de señal de televisión digital modernos, sera deseable aprovechar la información disponible durante el procesamiento de señal d igital para opti m izar la circuitep a de procesamiento de señal preli minar para asegurar una mejor calidad , o la señal que se puede recibir se puede entregar al dispositivo de procesamiento de señal digital
Breve Desc ri pción de la I nvención De conformidad con un aspecto de la presente invención , se
describe un aparato para sintonizar una señal RF De conformidad con una modalidad ejemphficativa, el aparato se presenta para utilizar la información generada durante las operaciones de procesamiento de señal digital para optimizar la sintonización y las operaciones de acondicionamiento de la señal RF e IF Más específicamente, el aparato comprende un primer procesador para generar una primera señal de control de ganancia automática en respuesta a una cifra de distorsión no lineal de la señal RF De conformidad con otro aspecto de la invención, se describe un método para sintonizar una señal RF De conformidad con una modalidad ejemphficativa, el método utiliza la información generada durante las operaciones de procesamiento de señal digital para optimizar la sintonización y la operación de acondicionamiento de la señal RF e IF Mas específicamente, el método comprende los pasos de recibir una señal RF, amplificar la señal RF en respuesta a una primera señal de control de ganancia automática, demodular la señal RF, calcular una cifra de distorsión no lineal de la señal RF, y ajustar la primera señal de control automático en respuesta a la cifra de distorsión no lineal
Breve Descripción de los Dibujos La Figura 1 es un diagrama en bloque de una modalidad ejemplificativa de un aparato de sintonización de señal de televisión para implementar la presente invención La Figura 2 es un diagrama en bloque de una modalidad ejemplificativa de un aparato de demodulación digital para implementar la
presente invención La Figura 3 es un diagrama en bloque de una modalidad ejemp ficativa de un circuito de procesamiento de señal preliminar para implementar la presente invención La Figura 4 es un diagrama que muestra una constelación de señal con Ruido Blanco Gaussiano Aditivo presente de conformidad con una modalidad ejemphficativa de la presente invención La Figura 5 es una diagrama que muestra una constelación de señal con Ruido Blanco Gaussiano Aditivo y la distorsión no lineal presentes de conformidad con una modalidad de la presente invención La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra una modalidad ejemp ficativa de un método para sintonizar y demodular una señal de conformidad con una modalidad de la presente invención
Descripción Detallada de la Invención Los ejemplos aquí establecidos ilustran las modalidades preferidas de la invención, y tales ejemplos no deben ser considerados como limitantes del alcance de la invención en ningún sentido Diferente al concepto inventivo, los elementos mostrados en las Figuras son bien conocidos y no serán descritos con detalle También, se presupone la familiaridad con la transmisión de televisión y los receptores y no serán descritos con detalle Por ejemplo, diferente al concepto inventivo, se supone la familiaridad con las recomendaciones actuales y propuestas para las normas de TV como NTSC (National Televisión Systems Committee), PAL (Phase Alternation Lines), SECAM (Sequential Couleur
Avec Memoire) y ATSC (Advanced televisión Systems Committee) De la misma forma, diferente al concepto inventivo, se suponen los conceptos de transmisión tal como la banda lateral vestigial de ocho niveles (8-VSB), Modulación de Amplitud de Cuadratura (QAM) y componentes del receptor como el extremo principal de frecuencia de radio (RF) o la sección receptora, como el bloque de bajo ruido, sintonizadores, demoduladores, correlacionadores, integradores de fuga y cuadradores De manera similar, los métodos de formateo y codificación (tal como Moving Picture Expert Group (MPEG)-2 Systems Standard (ISO/IEC 13818-1)) para generar corrientes de bits de transporte también son bien conocidos y no serán descritos con detalle También se debe observar que el concepto inventivo puede implementarse con el uso de técnicas de programación convencional, pero como tales no serán descritas Por último, los números de referencia similares representan elementos similares Suponiendo un canal de transmisión AWGN (Ruido Blanco Gaussiano
Aditivo) en comunicaciones digitales, la señal recibida demodulada puede representarse como
?w 11 - ..// 11 -
i ,? = ? 12 < ( I j
en donde T es el tiempo de muestra, s(nT) es el símbolo transmitido, y w(nT) es el Ruido Blanco Gaussiano Aditivo del canal Como es conocido en la técnica, la distribución Gaussiana se define como
,2? <r,' 7
en donde s2 es la vapancia y µ es la media Las expresiones anteriores
aplican tanto a los datos I (en fase) como en los Q (de cuadratura), cuando I y Q son estadísticamente independientes Con referencia ahora a los dibujos, y más en particular a la Figura 1, se muestra un diagrama en bloque de una modalidad ejemphficativa de un aparato de sintonización de señal de televisión El aparato comprende una entrada 110, un filtro 120 de entrada y un amplificador 140 de frecuencia de radio (RF) de control de ganancia automática (AGC), un filtro 160 sintonizable, un mezclador 180, un oscilador 130 local, un filtro 125 de frecuencia fija, un amplificador 150 de frecuencia intermedia (IF) AGC, un convertidor 155 análogo a digital, un demodulador 165 y un generador 105 AGC El generador 105 AGC procesa la salida del amplificador 155 IF AGC y una señal de control desde el demodulador 165 para generar una señal 170 de control RF AGC y una señal de control 190 IF AGC La Figura 1 muestra un arreglo de circuito AGC, RF e IF, en donde la fuente de señal se acopla con la entrada 110 y se filtra por un filtro 120 de entrada La señal desde el filtro 120 de entrada se acopla con el amplificador 140, cuya ganancia es controlable AGC La señal amplificada desde el amplificador 140 se acopla con un filtro 160 sintonizable, en donde se reducen las señales de canal adyacente y el ruido La señal entonces se acopla con un mezclador 180, en donde se mezcla con una señal de frecuencia de referencia generada por el oscilador 130 local para producir una señal IF en la frecuencia IF deseada La frecuencia IF exacta depende del ancho de banda del canal como se relaciona con la ubicación geográfica Por ejemplo, las señales NTSC en los Estados Unidos y Japón tienen un canal de 6 MHz con una IF alrededor de 44 MHz En Europa, la
señal PAL/SECAM tiene un canal de 8 MHz con una IF alrededor de 36 MHz La señal IF se procesa por un filtro 125 de frecuencia fija y se amplifica por el amplificador 150 IF AGC La salida del amplificador IF entonces se acopla con un generador 105 AGC para proporcionar una señal de control AGC responsiva La señal de salida de video desde la salida del amplificador IF también se digitaliza por un convertidor 155 análogo a digital (A/D) y se alimenta al demodulador 165 digital Un convertidor A/D puede integrarse dentro de ciertos circuitos integrados (IC) del demodulador digital De conformidad con una modalidad ejemplificativa de la presente invención una señal de control IF AGC se acopla con el amplificador 150 AGC IF en la guia 190 para ajustar la ganancia de la sección IF para mantener la señal en la guia 115 a un nivel razonablemente constante para las variaciones del nivel de señal fuente en la terminal 110 de entrada RF La señal de control RF AGC se acopla a través de la guia 170 para el amplificador 140 controlable de ganancia RF AGC Esta señal de control AGC se deriva de conformidad con la presente invención en respuesta a los parámetros de señal, tal como la relación de magnitud o señal a ruido en la guia 115 y el calculo de distorsión no lineal desde el demodulador 165 Las señales de control de ganancia se configuran de tal forma para mantener el nivel de señal en la entrada del convertidor 155 A/D a un nivel relativamente constante y dentro del intervalo de entrada operativo del convertidor 155 A/D mientras se mejora la calidad de señal Con referencia ahora a la Figura 2, se muestra un diagrama en bloque de una modalidad ejemplificativa del aparato de demodulación
digital para implementar la presente invención El demodulador digital ejemp ficativo comprende un sintetizador 220 de banda de base, un circuito 240 de recuperación de tiempo, un ecuahzador 260, un circuito 280 de corrección de error delantero (FEC), y un circuito 290 calculador de distorsión Una modalidad ejemp ficativa de un demodulador digital se muestra en la Figura 2 El demodulador digital de esta modalidad ejemplificativa se refiere en general a la operación de un demodulador que decodifica la señal QAM, aunque la presente invención puede aplicar igualmente en cualquier esquema de demodulación digital El demodulador recibe una señal IF dígita lizada desde el convertidor 155 A/D (155 de la Figura 1) El sintonizador 220 de banda de base convierte la señal IF con una señal de banda de base cercana que tiene componentes I de señal (en fase) y Q (de cuadratura) La señal de banda de base cercana se suministra al circuito 240 de recuperación de tiempo que se utiliza para sincronizar el tiempo del circuito demodulador con los símbolos de las señales entrantes La circuitepa de tiempo puede usar un filtro de interpolación continuamente variable para muestrear la señal de entrada para generar la señal de banda de base La señal de banda de base entonces se suministra a un ecualizador 260 El ecuahzador 260 genera una señal de número suave al compensar las diferentes deficiencias encontradas en la red, como la frecuencia de amplitud o la respuesta de frecuencia de fase no deseadas La señal de numero suave se suministra al circuito 280 FEC, el cual genera los datos deseados y una señal de tasa de error de bit El ecualizador 260 también genera los datos utilizados por el calculador 290
de distorsión para generar la señal de control enviada al generador AGC (105 en la Figura 1), de conformidad con la presente invención Con referencia ahora a la Figura 3, se muestra un diagrama en bloque de una modalidad ejemplificativa de un circuito de procesamiento de señal preliminar para implementar la presente invención El ambiente 300 de la Figura 3 comprende una entrada 305 RF con una primera representación 375 ejemphficativa de una señal RF presente en la entrada 305 RF un filtro 310 de entrada una modalidad ejemplificativa de un perfil 360 de atenuación del filtro de entrada y una segunda representación 380 ejemphficativa de una señal RF presente después del filtro 310 de entrada, un amplificador 320 RF controlado de ganancia automática con una tercera representación 385 ejemphficativa de una señal RF después del amplificador RF un filtro 330 sintonizable con una modalidad ejemplificativa de un perfil 370 de atenuación de filtro sintonizable y una cuarta representación 390 ejemplificativa de una señal RF después del filtro smtonizable un mezclador 340, un filtro 345 de frecuencia fija tal como el filtro SAW con una modalidad ejemp ficativa de un perfil 365 de atenuación de filtro de frecuencia fija, una quinta representación 392 ejemplificativa de una señal RF después del filtro 345 de frecuencia fija y un amplificador 350 controlado de ganancia automática con una sexta representación 395 ejemplificativa de una señal RF después del amplificador IF De conformidad con una modalidad ejemplificativa aquí descrita los elementos antes mencionados del ambiente 300 se acoplan en forma operativa uno con otro a través del medio de transmisión, tal como trazas en un tablero de circuito impreso, aunque se pueden utilizar otros
tipos de medios de transmisión de conformidad con la presente invención La entrada RF 305 opera para suministrar una señal RF que comprende uno o mas canales de televisión cada uno con uno o mas programas de televisión Algunos de los programas pueden ser señales de
5 televisión análogas en el formato de norma NTSC, mientras algunos programas pueden ser señales de televisión digital en el formato de normas ATSC que emplean un esquema de modulación digital como, sin limitar ya sea esquemas de modulación de 8VSB 16 VSB o 256 QAM Una representación de un espectro de señal RF de una señal RF io ejemphficativa se muestra 375 ilustrando la pluralidad de señales de televisión cada una usa una frecuencia portadora RF y tiene diferentes amplitudes en la entrada RF Estas amplitudes diferentes pueden ser el resultado de una perdida de señal desde la distancia de propagación o ganancias de antena diferentes en las respectivas frecuencias portadoras
15 RF La señal RF se conduce desde la entrada 305 RF hasta el filtro 310 de entrada que realiza el primer esfuerzo para reducir las señales de canal adyacentes no deseadas El filtro 310 de entrada típicamente utiliza una arquitectura sintonizable para centrar la respuesta de filtro en la frecuencia RF
20 deseada para reducir al mínimo la atenuación del canal deseado y maximizar la atenuación de canales adyacentes Una modalidad ejemp ficativa de un perfil 360 de atenuación ilustra la atenuación aplicada a través del ancho de banda del filtro, con la frecuencia deseada representada como d El filtro 310 de entrada tiene una atenuación
-.-. mínima en d e idealmente incrementa la atenuación simétrica alrededor de
la frecuencia deseada Una representación 380 ejemplificativa de la señal RF presente después del filtro 310 de entrada ilustra la atenuación mínima de la frecuencia d deseada e incrementa la atenuación en los canales adyacentes correspondientes a la respuesta de frecuencia del filtro 310 de entrada La señal RF entonces se conduce desde la salida del filtro 310 de entrada hasta la entrada del amplificador 320 RF La ganancia del amplificador 320 RF es en respuesta a la señal de control desde el generador 105 AGC de la Figura 1 El amplificador 320 RF por lo general no se sintoniza en respuesta a la frecuencia deseada, de modo que amplifica todas las señales dentro de su ancho de banda operativo, incluyendo la frecuencia deseada, los canales adyacentes asi como los canales mas alia de la frecuencia deseada Los canales amplificados mantienen la misma relación de potencia no deseada (D/U) en cada otra La representación 385 ejemplificativa de la señal RF presente después de ser procesada por el amplificador 320 RF En esta modalidad ejemplificativa, el canal adyacente fuerte se amplifica junto con el canal deseado De conformidad con una modalidad ejemphficativa de la presente invención, la ganancia del amplificador 320 RF puede ajustarse en respuesta a la calidad de señal a través de una señal de control generada por el generador AGC (105 de la Figura 1) La señal RF entonces se conduce desde la salida del amplificador 320 AGC hasta la entrada del filtro 330 smtonizable El filtro 330 smtonizable puede controlarse del ancho de banda, tiene una frecuencia central que puede desplazarse o puede tener un perfil de atenuación ajustable en respuesta al generador AGC (105 en la Figura
1), lo cual añade un medio adicional en el cual se mejora la calidad de señal al ajustar la respuesta del filtro 330 sintonizable en respuesta a la calidad de señal Una modalidad ejemplificativa del perfil 370 de atenuación del filtro 330 smtonizable ilustra la atenuación aplicada a través del ancho de banda del filtro, con la frecuencia deseada representada como d El filtro 330 sintonizable tiene una atenuación mínima en d e idealmente incrementa la atenuación simétrica alrededor de la frecuencia deseada Una representación 390 ejemp ficativa de la señal RF presente después del filtro 330 sintonizable ilustra la atenuación mínima de la frecuencia d deseada e incrementa la atenuación con los canales adyacentes correspondientes a la respuesta de frecuencia del filtro 330 sintonizable Cuando se comparan los perfiles de atenuación ejemphficativa 360, 370 del filtro 310 de entrada y el filtro 330 sintonizable, de modo que el perfil 370 de atenuación tenga una banda de paso más estrecha y un perfil de atenuación fuera de banda más fuerte La señal RF entonces se conduce desde la salida del filtro 330 sintonizable con la entrada del mezclador 340 RF La señal RF se mezcla con la señal del oscilador local para generar una señal RF, cuya frecuencia portadora es la frecuencia IF deseada La señal RF entonces se conduce desde la salida del mezclador 340 hasta la entrada del filtro 345 de frecuencia fija, tal como un filtro SAW El filtro 345 de frecuencia fija por lo general, tiene características de rechazo fuera de banda fuertes La salida del filtro 345 de frecuencia fija se conduce hasta el amplificador 350 AGC IF después Un sintonizador de televisión tiene, por lo general, una corriente descendente IF de frecuencia central de 44 MHz
La ganancia del amplificador 350 IF se controla en respuesta a una señal de control desde el generador 105 AGC de la Figura 1 El amplificador 350 IF al igual que el amplificador 320 RF amplifica todas las señales dentro de su ancho de banda operativo, incluyendo la frecuencia deseada, los canales adyacentes, asi como canales fuera de la frecuencia deseada En la representación 395 ejemplificativa se muestra la señal RF presente después de ser procesada por el amplificador 350 IF De conformidad con una modalidad ejemplificativa de la presente invención, la ganancia del amplificador IF 350 se puede ajustar en respuesta a la calidad de señal a través de una señal de control generada por el generador AGC (105 en la Figura 1) La señal RF entonces se conduce desde la salida del amplificador 350 IF hasta la entrada del convertidor A/D (155 de la Figura 1) y a una de las entradas del generador AGC (105 en la Figura 1) Con referencia ahora a la Figura 4, se muestra un diagrama 400 que muestra una constelación de señal con Ruido Blanco Gaussiano Aditivo de conformidad con una modalidad ejemp ficativa de la presente invención La constelación de señal representa una representación de dos dimensiones de los valores I y Q de número suave emitidos por el ecualizador 260 en la Figura 1 En una constelación de señal con Ruido Blanco Gaussiano Aditivo presente, cada grupo de punto de constelación tiene distribución Gaussiana y todos los grupos tienen aproximadamente la misma distribución Con referencia ahora a la Figura 5, se muestra un diagrama que muestra una constelación de señal con Ruido Blanco Gaussiano Aditivo y
la no Imealidad presentes de conformidad con una modalidad de la presente invención La constelación de señal representa una representación de dos dimensiones de los valores I y Q de n umero suave emitidos por el ecuahzador 260 de la Figura 1 En una constel ación de señal con Ruido Bla nco Gaussiano Aditivo presente y el componente de distorsión no li neal los grupo de punto de constelación tienen una d istri bución no Gaussiana distintiva y cada una de las distribuciones es diferente El calcu lador 290 de distorsión de la Figura 2, que puede ser parte i ntegral del ecua zador 260 de la Figura 2 , puede utilizar esta d istri bución no Gaussiana de los grupos de punto de constelación de señal para detectar la presencia de la distorsión no lineal de conformidad con una modalidad ejemphficativa de la presente invención E n un receptor d igital por lo general existe la necesidad de calcular l a tasa de señal a ruido (S N R) Un método para calcular la S N R es uti l izar el calculo de potencia de ruido di recta con base en promediar la potencia de señal de error util izada por el ecualizador digital La potencia de señal promedio en la salida del ecualizador se supone como u na entidad conocida y no necesita ser calculada Otro método supone la distribución de cada grupo de punto de constelación para ser Gaussiano y se basa en encontrar sobre un periodo de tiempo, el numero de puntos de constelación que caen dentro de cierto radio en el centro del grupo de constelación o fuera de un valor I y de un valor Q predetermi nados El n umero de puntos de constelación que caen dentro de los l i mites, como u n porcentaje del numero total de puntos de constelación reci bidos sobre el mismo peri odo de tiempo, se puede utilizar para calcular la potenci a
promedio de error con el uso de una Función de Error Gaussiano Cuando la constelación se altera por AWGN solamente, la distribución de ruido Gaussiano es una buena aproximación y tanto la potencia de ruido, y por lo tanto, la SNR, los métodos de cálculo en promedio producirán resultados comparables Sin embargo, cuando existe también una distorsión no lineal presente, según se representa en la constelación de señal ejemphficativa de la Figura 5, la suposición de la distribución Gaussiana es falsa y el segundo método de cálculo de potencia dará un diferente valor que el cálculo de potencia de ruido directa con base en la potencia promedio de la señal de error El grado de discrepancia dependerá de la gravedad de la distorsión Con el uso de estos dos métodos de cálculo SNR de potencia de ruido independientes en forma simultanea y al comparar sus salidas promedio, la presencia y el grado de distorsión no lineal se puede calcular La Función de Error Gaussiana invertida utilizada en el segundo método del calculo de potencia se puede tabular sobre un rango operativo esperado de SNR y se implementa eficientemente en hardware como una tabla de consulta Con ventaja, ambos métodos de cálculo utilizan circuitepa que está disponible dentro de una implementación de ecuahzador de canal digital tradicional Cuando se detecta la distorsión no lineal, el calculador de distorsión (290 de la Figura 2) puede transmitir una señal de control al generador AGC (105 de la Figura 1), que puede alterar la operación de procesamiento de la señal RF llevada a cabo por el sintonizador, tal como redividir las ganancias del amplificador entre las secciones RF e IF o ajustar la
respuesta del filtro del filtro smtonizable (160 de la Figura 1) Esta operación alterada puede reducir, con ventaja, la gravedad de la distorsión no lineal Esta reducción de la distorsión no lineal puede ponderar la degradación potencial debida a la desviación de la división de ganancia con base en las características de señal de la señal análoga Ademas, un intervalo de voltaje de entrada A/D puede limitarse para reducir la ganancia análoga general, lo cual reduce o elimina el requerimiento para cambiar la división de ganancia o las respuestas del filtro Con referencia ahora a la Figura 6, se muestra un diagrama 600 de flujo que ilustra una modalidad ejemphficativa de un método para sintonizar y demodular una señal de conformidad con una modalidad de la presente invención El primer paso de calcular la distorsión no lineal presente en la señal RF es recibir la señal digital desde el convertidor 610 A/D La señal digital entonces se demodula 620 y el calculo de numero suave de los valores I y Q se genera con el ecualizador (260 en la Figura 2) El valor de numero suave significa que el valor exacto de I y Q se determina conforme se recibe antes de llevar a cabo la corrección de error en la señal en donde los valores I y Q por lo general, comprenden valores transmitidos combinados con el factor de ruido Por ejemplo, los valores transmitidos pueden ser 1=2 y Q=4, pero después de la transmisión, el ecualizador genera valores de número suave de 22 y 37 Solamente después de la corrección de error, otro procesamiento son los valores transmitidos determinados para ser 2 y 4, respectivamente Estos valores de numero suave primero se utilizan para determinar la SNR 630 por el calculo de potencia de ruido directo con base en la potencia de señal de
error promediada utilizada por el ecualizador digital Los valores de numero suave de I y Q entonces se utilizan para calcular la SNR por el segundo método 640 El segundo método determina, sobre un período de tiempo, el numero de puntos de constelación que caen dentro de cierto radio del centro del grupo de constelación o fuera de un intervalo de valor I predeterminado o del intervalo de valor Q, tal como más o menos 10% de cada valor, por ejemplo La relación del numero de puntos de constelación que caen dentro de los limites como un porcentaje del numero total de puntos de constelación recibidos sobre el mismo período de tiempo se utiliza para calcular la potencia de error promedio y así, la SNR Los dos métodos de calculo SNR de potencia de ruido independiente se comparan 650 y se genera una señal de control que responde a la diferencia entre los dos cálculos SNR Cuando el valor está por debajo de un umbral aceptable, el sistema no envía una señal de control al generador AGC (105 en la Figura 1) y continua el proceso al recibir la señal desde el A/D 601 Sin embargo, cuando el valor excede un umbral permisible, la señal de control se transmite al generador AGC (105 en la Figura 1), en donde la operación de procesamiento de señal RF puede alterarse en alguna forma para reducir la discrepancia entre los dos métodos para calcular la SNR La operación continua al recibir la señal desde el A/D 601 De manera alternativa, la señal de control responde a la diferencia entre los dos valores SNR y se puede transmitir continuamente al generador AGC (105 de la Figura 1) sin considerar la magnitud de la diferencia y el generador AGC puede utilizar esta información para optimizar el procesamiento de la señal RF Mientras la modalidad ejemplificativa anterior de un método
para sintonizar y demodular una señal de conformidad con una modalidad de la presente invención enseña que el primer y el segundo métodos para calcular la SNR se pueden realizar en forma secuencial, estas operaciones se pueden realizar en forma secuencial o simultánea. Como se describe aquí, la presente invención proporciona una arquitectura y protocolo para la detección de distorsión de señal no lineal con el uso de múltiples fuentes de medición de la relación señal a ruido Mientras esta invención ha sido descrita con un diseño preferido, la presente invención también se puede modificar dentro del espíritu y alcance de la invención Esta solicitud, por lo tanto, tiene la intención de abarcar cualquier variación, uso o adaptación de la invención con el uso de sus principios generales. Además, esta solicitud tiene la intención de abarcar tales apartados de la presente invención que caigan dentro de la práctica conocida o acostumbrada en la técnica a la cual pertenece la invención y que caigan dentro de los límites de las reivindicaciones anexas