JP2003008542A - 直交周波数分割信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ａ／Ｄ変換回路から供給されるデジタル信号
に歪みが生じたときにも、この歪みを解消できるように
する。 【解決手段】 先ず、振幅検出回路１２が、Ａ／Ｄ変換
回路５から供給したデジタル信号に基づいて、電圧制御
増幅手段４によって増幅されたＩＦ信号の振幅を検出す
る。次に、振幅制御信号生成回路１３が、当該振幅と所
定の振幅との差分を検出し、この差分に基づいた直流電
圧をＶＣＡ回路４へ供給する。ＶＣＡ回路４は、供給さ
れた直流電圧に基づいて増幅率を変化させながら、ＩＦ
信号を増幅する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割
（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequancy Division Multipre
xing）方式によるデジタル放送などに適用されるＯＦＤ
Ｍ復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】地上デジタル放送方式、例えば、地上デ
ジタルラジオ放送、地上デジタルテレビジョン放送など
の変調方式として、多数の交流搬送波を用い、各搬送波
を位相変調（ＰＳＫ）方式や直交振幅変調（ＱＡＭ）方
式で信号を変調する直交周波数分割（ＯＦＤＭ）方式が
提案されている。ＯＦＤＭ方式が提案されている理由と
しては、ＯＦＤＭ信号がマルチパスの影響を受けにくい
ことが挙げられる。例えば、都市部などの建築物が多い
地域で地上デジタル放送を受信する場合や、移動体受信
装置が地上デジタル放送を受信する場合などにも、ＯＦ
ＤＭ信号はマルチパスの影響を受けにくい。

【０００３】このデジタル放送における変調回路や復調
回路は、機能の高度化や複雑化、安定性の向上などの面
から、最近では盛んにデジタル回路による実装が行われ
ている。このような用途、とりわけ受信器においては、
受信した変調信号をアナログ信号からデジタル信号へ変
換することが必要となる。

【０００４】アナログ信号をデジタル信号へ変換するに
あたって、アナログデジタル変換回路（以下、Ａ／Ｄ変
換回路とする。）が用いられる。Ａ／Ｄ変換回路では供
給される信号の最小レベルと最大レベルがあらかじめ定
義されており、この最小レベルと最大レベルとの差はダ
イナミックレンジと呼ばれている。Ａ／Ｄ変換回路は、
供給された信号をこのダイナミックレンジの範囲内でデ
ジタル信号とする。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、Ａ／Ｄ変換
回路へ供給される信号の振幅が過大であるときや過小で
あるときには、復調装置は受信した信号を正確に復調す
ることが困難となる。

【０００６】例えば、信号に対してＱＡＭ方式による変
調がなされている場合には、送信側では所定の位置に信
号点をマッピングしている。このとき、Ａ／Ｄ変換回路
へ供給される信号の振幅が過大である場合には、各信号
点の間隔が、図７（Ａ）に示すように、図７（Ｂ）に示
す送信側で仮定しているコンスタレーションと比較して
大きくなってしまい、復調装置は信号を正確に復調する
ことができなくなる。一方、Ａ／Ｄ変換回路へ供給され
る信号の振幅が過小である場合には、各信号点の間隔
が、図７（Ｃ）に示すように、図７（Ｂ）に示す送信側
で仮定しているコンスタレーションと比較して小さくな
ってしまい、復調装置は信号を正確に復調することがで
きなくなる。

【０００７】さらにまた、Ａ／Ｄ変換回路へ供給される
信号の振幅が過大である場合には、Ａ／Ｄ変換回路にて
供給された信号がクリップされて歪みが発生する。ＯＦ
ＤＭ信号は、多数の搬送波が直交している信号である
が、上記クリップが発生すると各搬送波のエネルギーが
他の搬送波に漏れ、直交性が損なわれる。この結果、Ｏ
ＦＤＭ信号は品質が低下し、伝送誤りが発生することと
なる。また、Ａ／Ｄ変換回路へ供給される信号の振幅が
過小である場合には量子化雑音が大きくなる。このとき
にもＯＦＤＭ信号は品質が低下し、伝送誤りが発生する
こととなる。

【０００８】そこで、図８に示すように、Ａ／Ｄ変換回
路１１０の前に、自動レベル制御（Automatic Level Co
ntrol；ＡＬＣ）回路１１１を備えることで、Ａ／Ｄ変
換回路１１０へ供給されるアナログ信号を常に一定の振
幅としている。ＡＬＣ回路１１１は、レベル検出回路１
１２と電圧制御増幅（ＶＣＡ）回路１１３とを備えてい
る。レベル検出回路１１２は、ＶＣＡ回路１１３から供
給された信号の振幅を検出して所定の振幅との差分を検
出し、この差分を直流電圧としてＶＣＡ回路１１３に供
給する。そして、ＶＣＡ回路１１３は、この直流電圧に
基づいて増幅率を制御しながら、Ａ／Ｄ変換回路１１２
に供給する信号のレベルを常に一定にしている。

【０００９】しかしながら、ＡＬＣ回路１１１は、Ａ／
Ｄ変換回路１１０に供給される前の信号の振幅を調節す
ることができるものの、Ａ／Ｄ変換回路１１０から供給
された信号に歪みが生じたときに、この歪みを解消する
ことはできない。したがって、例えば、Ａ／Ｄ変換回路
１１０の変換特性が不安定であるなどの理由で、Ａ／Ｄ
変換回路１１０から供給された信号に歪みが生じたとき
には、復調装置は信号を正確に復調することが困難とな
る。

【００１０】本発明はこのような従来の実情を鑑みて考
案されたものであり、Ａ／Ｄ変換回路から供給された信
号の歪みを解消することが可能である直交周波数分割信
号復調装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係る受信装置
は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequ
ancy Division Multiprexing）方式による変調がなされ
たＯＦＤＭ信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦ
ＤＭ信号の周波数を変換した中間周波数信号を、振幅制
御信号に基づいた増幅率で増幅する電圧制御増幅手段
と、上記電圧制御増幅手段によって増幅された中間周波
数信号を、アナログ信号からデジタル信号へ変換するア
ナログデジタル変換手段と、上記アナログデジタル変換
手段から供給されたデジタル信号に基づいて、上記電圧
制御増幅手段によって増幅された中間周波数信号の振幅
を検出する振幅検出手段と、上記振幅検出手段によって
検出された中間周波数信号の振幅及び所定の振幅の差分
を検出し、この差分に基づいた振幅制御信号を生成して
上記電圧制御増幅手段へ提供する振幅制御信号生成手段
とを備えることを特徴とする。

【００１２】本発明に係る受信装置は、先ず、振幅検出
回路が、アナログデジタル変換手段から供給されたデジ
タル信号に基づいて、電圧制御増幅手段によって増幅さ
れた中間周波数信号の振幅を検出する。次に、制御信号
供給手段が、当該振幅と所定の振幅との差分を検出し、
この差分に基づいて生成した制御信号を電圧制御増幅手
段へ供給する。そして、電圧制御増幅手段は、供給され
た制御信号に基づいて、アナログデジタル変換回路へ供
給する中間周波数信号の増幅率を制御する。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した復調装置
について、図面を参照しながら詳細に説明する。

【００１４】第１の実施の形態 まず、本発明の第１の実施の形態について、図１及び図
２を用いて説明する。ここでは、ＯＦＤＭ方式によるデ
ジタルテレビジョン放送の復調装置（ＯＦＤＭ復調装
置）について説明する。図１は、ＯＦＤＭ復調装置のブ
ロック構成図である。

【００１５】図１に示すように、ＯＦＤＭ復調装置１
は、アンテナ２と、チューナ３と、電圧制御増幅（ＶＣ
Ａ）回路４と、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換回路５
と、デジタル直交復調回路６と、ＦＦＴ（Fast Fourier
Transform）演算回路７と、ウィンドウ同期回路８と、
イコライザ９と、デマッピング回路１０と、エラー訂正
回路１１と、振幅検出回路１２と、振幅制御信号生成回
路１３とを備えている。

【００１６】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ復調装置１のアンテナ２に
より受信され、無線周波数（ＲＦ）信号としてチューナ
３へ供給される。アンテナ２により受信されたＲＦ信号
は、チューナ３により中間周波数（ＩＦ）信号に周波数
変換され、ＶＣＡ回路４へ供給される。

【００１７】ＶＣＡ回路４は、チューナ３から供給され
たＩＦ信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路５に供給する。Ｖ
ＣＡ回路４は、電力供給回路１３から供給される直流電
圧に応じて増幅率を制御しながら、ＩＦ信号を増幅す
る。

【００１８】Ａ／Ｄ変換回路５は、ＶＣＡ回路４から供
給されたＩＦ信号をデジタル信号に変換し、デジタル直
交復調回路６に供給する。また、Ａ／Ｄ変換回路５から
供給されるデジタル信号は、後述する振幅検出回路１２
へも供給される。

【００１９】デジタル直交復調回路６は、所定の周波数
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を供給する。このデジタル直交復調回路６から供
給されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間信号領域は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャンネル信
号）とを含んだ復素信号となる。デジタル直交復調回路
６により供給されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路７及びウィンドウ同期回路８に供給される。

【００２０】ＦＦＴ演算回路７は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して供給する。このＦＦＴ演
算回路７から供給される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。

【００２１】ＦＦＴ演算回路７は、１つのＯＦＤＭシン
ボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプ
ル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシン
ボルからガードインターバルの分範囲を除き、抜き出し
た有効シンボル長の範囲のＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、Ｏ
ＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了
位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲の
ことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。

【００２２】このようにＦＦＴ演算回路７から供給され
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャンネル信号）とからなる復素信号となってい
る。この復素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４Ｑ
ＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ
周波数領域信号は、イコライザ９に供給される。

【００２３】ウィンドウ同期回路８は、供給されたＯＦ
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分延長させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗ_ｓｙｎｃを発生す
る。ＦＦＴウィンドウ同期回路８は、発生したウィンド
ウ同期信号Ｗ_ｓｙｎｃをＦＦＴ演算回路７に供給する。

【００２４】イコライザ９は、スキャッタードパイロッ
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化
がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路
１０に供給される。

【００２５】デマッピング回路１０は、イコライザ９に
より振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信
号を、例えば、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを
行ってデータの復号をする。デマッピング回路１０によ
り復号されたデータは、エラー訂正回路１１に供給され
る。

【００２６】エラー訂正回路１１は、供給されたデータ
に対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号
を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデー
タは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。

【００２７】振幅検出回路１２は、Ａ／Ｄ変換回路５か
ら供給されたデジタル信号に基づいて、ＶＣＡ回路４に
よって増幅されたＩＦ信号の振幅を検出して、この検出
結果を振幅制御信号生成回路１３に供給する。

【００２８】振幅制御信号生成回路１３は、振幅検出回
路１２によって検出されたＩＦ信号の振幅と所定の振幅
との差分を検出し、この差分を直流電圧に変換してＶＣ
Ａ回路４に供給する。なお、この直流電圧が、ＶＣＡ回
路の増幅率を制御する振幅制御信号となる。

【００２９】つぎに、ＶＣＡ回路４、振幅検出回路１
２、及び振幅制御信号生成回路１３により、Ａ／Ｄ変換
回路５へ供給するＩＦ信号の振幅を調節する方法につい
て説明する。

【００３０】本実施の形態では、図２に示すように、振
幅検出回路１２が、二乗回路２１、及びローパスフィル
タ２２を備えており、振幅制御信号生成回路１３が、減
算回路２３、累積加算回路２４、及びデジタルアナログ
（Ｄ／Ａ）変換回路２５を備えている。

【００３１】この振幅検出回路１２及び振幅制御信号生
成回路１３の動作、並びにＶＣＡ回路４の動作は、以下
に説明する通りとなる。

【００３２】振幅検出回路１２では、先ず、Ａ／Ｄ変換
回路５から供給されたデジタル信号が、二乗回路２１へ
供給される。二乗回路２１は、Ａ／Ｄ変換回路５から供
給された信号を二乗する。二乗回路２１によって二乗さ
れた信号は、ローパスフィルタ２２へ供給される。

【００３３】次に、ローパスフィルタ２２が、二乗回路
２１から供給された信号を平均化する。ローパスフィル
タ２２によって平均化された信号は、Ａ／Ｄ変換回路５
を通過した信号の実効値を表す。このローパスフィルタ
２２によって平均化された信号は、振幅制御信号生成回
路１３に供給される。

【００３４】なお、ここでは、振幅を検出するためにＡ
／Ｄ変換回路５から供給されたデジタル信号を二乗して
いるが、振幅を求めるためには、Ａ／Ｄ変換回路５から
供給されたデジタル信号を２ｎ（但しｎは自然数）乗し
た後に、ローパスフィルタによって平均化すれば良い。
また、Ａ／Ｄ変換回路５から供給されたデジタル信号の
絶対値をとった後に、ローパスフィルタによって平均化
することによっても、振幅を求めることが可能となる。

【００３５】振幅制御信号生成回路１３では、先ず、減
算回路２３が、振幅検出回路１２によって検出された振
幅Ｘと所定の振幅Ｙとの差分Ｘ−Ｙを求める。減算回路
２３は、この差分Ｘ−Ｙに基づいた信号を累積加算回路
２４に供給する。

【００３６】次に、累積加算回路２４が、減算回路２３
から供給された信号に基づいて、差分Ｘ−Ｙを累積加算
する。累積加算回路２４は、累積加算した結果に基づい
た信号を、Ｄ／Ａ変換回路２５に供給する。

【００３７】次に、Ｄ／Ａ変換回路２５が、累積加算回
路２４から供給された信号を直流電圧へ変換する。Ｄ／
Ａ変換回路２５は、この直流電圧をＶＣＡ回路４に供給
する。

【００３８】そして、ＶＣＡ回路４は、振幅制御信号生
成回路１３から供給された直流電圧に基づいて増幅率を
制御しながら、チューナ３から供給されるＩＦ信号を増
幅してＡ／Ｄ変換回路５へ供給する。詳述すると、ＶＣ
Ａ回路４は、チューナ３から供給されるＩＦ信号が入力
される端子と、振幅制御信号生成回路１３から供給され
る直流電圧が入力される制御端子とを有している。ＶＣ
Ａ回路４は、この制御端子から供給される直流電圧に応
じて、Ａ／Ｄ変換回路５から供給されるデジタル信号の
歪みが解消されるように増幅率を制御しながら、ＩＦ信
号を増幅している。

【００３９】以上説明したように、本発明を適用したＯ
ＦＤＭ復調装置１は、Ａ／Ｄ変換回路５から供給された
デジタル信号に基づいて、ＶＣＡ回路４の増幅率を決定
している。したがって、Ａ／Ｄ変換回路５による利得の
ばらつきが原因となってＡ／Ｄ変換回路５から供給され
る信号に歪みが生じているときにも、この歪みを解消す
ることが可能となり、Ａ／Ｄ変換回路５による変換特性
を安定にすることができる。

【００４０】また、本発明を適用したＯＦＤＭ復調装置
１は、振幅の誤差をＡ／Ｄ変換回路５の前段に設けられ
たＶＣＡ回路４に対して帰還することによって、Ａ／Ｄ
変換回路５から供給される信号の歪みを解消しているた
め、広いダイナミックレンジを有するＯＦＤＭ信号がＡ
／Ｄ変換されたときに発生する歪みを、解消することが
可能となる。

【００４１】第２の実施の形態 つぎに、本発明の第２の実施の形態について、図３を参
照しながら説明する。

【００４２】本実施の形態で説明するＯＦＤＭ復調装置
は、振幅制御信号生成回路３０以外の部分は、第１の実
施の形態で説明したＯＦＤＭ復調装置１と同様であるの
で、その説明を流用する。ここでは、振幅制御信号生成
回路３０について説明する。

【００４３】図３に示すように、振幅制御信号生成回路
３０は、減算回路３１と、累積加算回路３２と、パルス
幅変調（ＰＷＭ；pulse width modulation）回路３３
と、ローパスフィルタ３４とを備える。

【００４４】以上説明した振幅制御信号生成回路３０の
動作及びＶＣＡ回路４の動作は、以下に説明する通りと
なる。

【００４５】振幅制御信号生成回路３０では、振幅検出
回路１２によって検出された信号が、先ず減算回路３１
に供給される。

【００４６】減算回路３１は、振幅検出回路１２によっ
て検出された振幅Ｘと所定の振幅Ｙとの差分Ｘ−Ｙを求
める。減算回路３１は、この差分Ｘ−Ｙに基づいた信号
を累積加算回路３２に供給する。

【００４７】次に、累積加算回路３２は、減算回路３１
から供給された信号に基づいて、差分Ｘ−Ｙを累積加算
する。累積加算回路３２は、この累積加算した結果に基
づいた信号をＰＷＭ回路３３に供給する。

【００４８】ＰＷＭ回路３３は、累積加算回路３２から
供給された信号に基づいたパルスデューティの信号を生
成する。ＰＷＭ回路３３によって生成される信号は、ロ
ーパスフィルタ３４に供給される。

【００４９】ローパスフィルタ３４は、ＰＷＭ回路３３
から供給された信号を平均化する。ローパスフィルタ３
４は、この平均化した信号を直流電圧に変換してＶＣＡ
回路４に供給する。

【００５０】そして、ＶＣＡ回路４は、振幅制御信号生
成回路３０から供給された直流電圧に基づいて増幅率を
制御しながら、チューナ３から供給されるＩＦ信号を増
幅してＡ／Ｄ変換回路５へ供給する。ＶＣＡ回路４は、
この制御端子から供給される直流電圧に応じて、Ａ／Ｄ
変換回路５から供給されるデジタル信号の歪みが解消さ
れるように増幅率を制御しながら、ＩＦ信号を増幅して
いる。

【００５１】第３の実施の形態 つぎに、本発明の第３の実施の形態について、図４を参
照しながら説明する。

【００５２】本実施の形態で説明するＯＦＤＭ復調装置
は、振幅制御信号生成回路４０以外の部分は、第１の実
施の形態で説明したＯＦＤＭ復調装置１と同様であるの
で、その説明を流用する。ここでは振幅制御信号生成回
路４０について説明する。

【００５３】図４に示すように、振幅制御信号生成回路
４０は、デジタル比較回路４１と、充放電回路４２とを
備えている。

【００５４】デジタル比較回路４１は、振幅検出回路１
２から供給された振幅Ｘと、所定の振幅Ｙとを比較す
る。デジタル比較回路４１は、第１のポート４３と第２
のポート４４とを備えている。第１のポート４３は、Ｘ
＞Ｙであるときににフラグを出力する。また、第２のポ
ート４４は、Ｘ＜Ｙであるときにフラグを出力する。な
お、Ｘ＝Ｙであるときには、どちらのポートもフラグを
出力しない。

【００５５】充放電回路４２は、充電用バッファ５０
と、放電用バッファ５１と、第１及び第２の抵抗５２，
５３と、コンデンサ５４と、入力用電源５５とを備えて
いる。なお、充電用バッファ５０及び放電用バッファ５
１は、いわゆるスリーステートバッファである。充電用
バッファ５０は、入力が入力用電源５５と接続してお
り、出力が第１の抵抗５２を介してコンデンサ５４と接
続しており、制御入力が第２のポート４４と接続してい
る。この充電用バッファ５０に、第２のポート４４から
のフラグが入力されたときには、第１の抵抗５２を介し
てコンデンサ５４と電源５５とが接続する。また、放電
用バッファ５１は、入力が接地されており、出力が第２
の抵抗５３を介してコンデンサ５４と接続しており、制
御入力が第１のポート４３と接続している。この放電用
バッファ５１に、第１のポート４３からのフラグが入力
されたときには、第２の抵抗５３を介してコンデンサ５
４が接地される。

【００５６】以上説明した振幅制御信号生成回路４０及
びＶＣＡ回路４の動作は、以下に述べる通りとなる。

【００５７】先ず、デジタル比較回路４１が、振幅検出
回路１２から供給された振幅Ｘと所定の振幅Ｙとを比較
する。

【００５８】ここで、Ｘ＞Ｙであるときには、第１のポ
ート４３がフラグを出力し、放電用バッファ５１の制御
入力にフラグが入力される。このとき、第２のポート４
４はフラグを出力せず、充電用バッファ５０はハイイン
ピーダンスとなる。すなわち、コンデンサ５４は第２の
抵抗５３を介して接地する。したがって、コンデンサ５
４と第２の抵抗５３とで決定される時定数により、コン
デンサ５４に蓄積された電圧が減少する。すなわち、コ
ンデンサ５４は放電する。コンデンサ５４に蓄積された
電圧が減少すると、充放電回路４２からＶＣＡ回路４へ
供給される直流電圧が減少する。

【００５９】一方、Ｘ＜Ｙであるときには、第２のポー
ト４４がフラグを出力し、充電用バッファ５０の制御入
力にフラグが入力される。このとき、第１のポート４３
はフラグを出力せず、放電用バッファ５１はハイインピ
ーダンスとなる。すなわち、コンデンサ５４は第１の抵
抗５２を介して入力用電源５５と接続する。したがっ
て、第１の抵抗５２を介して入力用電源５５からコンデ
ンサ５４に対して電圧が供給され、コンデンサ５４に蓄
積されている電圧が増加する。すなわち、コンデンサ５
４は充電される。コンデンサ５４に蓄積された電圧が増
加すると、充放電回路４２からＶＣＡ回路４へ供給され
る直流電圧が増加する。

【００６０】そして、ＶＣＡ回路４は、振幅制御信号生
成回路４０から供給された直流電圧に基づいて増幅率を
制御しながら、チューナ３から供給されるＩＦ信号を増
幅してＡ／Ｄ変換回路５へ供給する。ＶＣＡ回路４は、
制御端子から供給される直流電圧に応じて、Ａ／Ｄ変換
回路５から供給されるデジタル信号の歪みが解消される
ように増幅率を制御しながら、ＩＦ信号を増幅してい
る。

【００６１】第４の実施の形態 つぎに、本発明の第４の実施の形態について、図５を参
照しながら説明する。本実施の形態で説明するＯＦＤＭ
復調装置は、振幅制御信号生成回路６０以外の部分は、
第１の実施の形態で説明したＯＦＤＭ復調装置１と同様
であるので、その説明を流用する。ここでは振幅制御信
号生成回路６０について説明する。

【００６２】図５に示すように、振幅制御信号生成回路
６０は、デジタル比較回路６１と、充放電回路６２とを
備えている。

【００６３】デジタル比較回路６１は、振幅検出手段１
２から供給された振幅Ｘと、所定の振幅Ｙとを比較す
る。デジタル比較回路６１は、第１のポート６３と第２
のポート６４とを備えている。第１のポート６３は、Ｘ
＝Ｙであるときにフラグを出力する。また、第２のポー
ト６４は、Ｘ＜Ｙであるときにフラグを出力する。な
お、Ｘ＞Ｙであるときには、どちらのポートもフラグを
出力しない。

【００６４】充電用回路６２は、バッファ７０と、抵抗
７１と、コンデンサ７２とを備えている。バッファ７０
はいわゆるスリーステートバッファであり、入力が第２
のポート６４と接続しており、出力が抵抗７１を介して
コンデンサ７２と接続しており、制御入力が第１のポー
ト６３と接続している。このバッファ７０は、第１のポ
ート６３からフラグが入力されることによって、ハイイ
ンピーダンスとなる。

【００６５】以上説明した振幅制御信号生成回路６０及
びＶＣＡ回路４の動作は、以下に述べる通りとなる。

【００６６】先ず、デジタル比較回路６１が、振幅検出
回路１２から供給された振幅Ｘと所定の振幅Ｙとを比較
する。

【００６７】ここで、Ｘ＞Ｙであるときには、第１のポ
ート６３及び第２のポート６４ともにフラグを出力しな
い。第１のポート６３からフラグが出力されないため
に、バッファ７０はハイインピーダンスとはならない。
また、第２のポート６４からは電圧が供給されない。し
たがって、コンデンサ７２と抵抗７１とで決定される時
定数によりコンデンサ７２に蓄積された電圧が減少す
る。すなわち、コンデンサ７２は放電する。コンデンサ
７２に蓄積された電圧が減少すると、充放電回路６２か
らＶＣＡ回路４へ供給される直流電圧が減少する。

【００６８】一方、Ｘ＜Ｙであるときには、第２のポー
ト６４がフラグを出力する。したがって、バッファ７０
から供給される電圧の量が増加し、抵抗７１を介してコ
ンデンサ７２に電圧が供給され、コンデンサ７２に蓄積
されている電圧が増加する。すなわち、コンデンサ７２
は充電される。コンデンサ７２に蓄積された電圧が増加
すると、充放電回路６２からＶＣＡ回路４へ供給される
直流電圧が増加する。

【００６９】また、Ｘ＝Ｙであるときには、第１のポー
ト６３がフラグを出力して、バッファ７０をハイインピ
ーダンスとする。バッファ７０がハイインピーダンスと
なるために、コンデンサ７２に蓄積されている電圧の量
は増減しない。したがって、ＶＣＡ回路４へ供給される
直流電圧は維持される。

【００７０】そして、ＶＣＡ回路４は、振幅制御信号生
成回路６０から供給された直流電圧に基づいて増幅率を
制御しながら、チューナ３から供給されるＩＦ信号を増
幅してＡ／Ｄ変換回路５へ供給する。ＶＣＡ回路４は、
制御端子から入力される電圧に応じて、Ａ／Ｄ変換回路
５から供給されるデジタル信号の歪みが解消されるよう
に増幅率を制御しながら、ＩＦ信号を増幅している。

【００７１】第５の実施の形態 つぎに、本発明の第５の実施の形態について、図６を参
照しながら説明する。

【００７２】本実施の形態で説明するＯＦＤＭ復調装置
は、振幅制御信号生成回路８０以外の部分は、第１の実
施の形態で説明したＯＦＤＭ復調装置１と同様であるの
で、その説明を流用する。ここでは振幅制御信号生成回
路８０について説明する。

【００７３】図６に示すように、振幅制御信号生成回路
８０は、デジタル比較回路８１と、充放電回路８２とを
備えている。

【００７４】デジタル比較回路８１は、振幅検出手段１
２から供給された振幅Ｘと、所定の振幅Ｙとを比較す
る。デジタル比較回路８１は、第１〜第４のポート８３
〜８６を備えている。第１のポート８３は、Ｘ−Ｙ＞ｋ
（ｋはしきい値。但し、ｋ＞０とする。）であるときに
フラグを出力する。第２のポート８４は、ｋ≧Ｘ−Ｙ＞
０であるときにフラグを出力する。第３のポート８５
は、０＞Ｘ−Ｙ≧−ｋであるときにフラグを出力する。
第４のポート８６は、−ｋ＞Ｘ−Ｙであるときにフラグ
を出力する。なお、Ｘ−Ｙ＝０であるときには、いずれ
のポートもフラグを出力しない。

【００７５】充放電回路８２は、第１及び第２の充電用
バッファ９０，９１と、第１及び第２の放電用バッファ
９２，９３と、第１〜第４の抵抗９４〜９７と、入力用
電源９８と、コンデンサ９９とを備えている。第１及び
第２の充電用バッファ９０，９１と、第１及び第２の放
電用バッファ９２，９３とは、いわゆるスリーステート
バッファである。第１の充電用バッファ９０は、入力が
入力用電源９８と接続しており、出力が第１の抵抗９４
を介してコンデンサ９９と接続しており、制御入力が第
４のポート８６と接続している。第２の充電用バッファ
９１は、入力が入力用電源９８と接続しており、出力が
第２の抵抗９５を介してコンデンサ９９と接続してお
り、制御入力が第３のポート８５と接続している。第１
の放電用バッファ９２は、入力が接地しており、出力が
第３の抵抗９６を介してコンデンサ９９と接続してお
り、制御入力が第２のポート８４と接続している。第２
の放電用バッファ９３は、入力が接地しており、出力が
第４の抵抗９７を介してコンデンサ９９と接続してお
り、制御入力が第１のポート８３と接続している。

【００７６】以上説明した振幅制御信号生成回路８０及
びＶＣＡ回路４の動作は、以下に述べる通りとなる。

【００７７】先ず、デジタル比較回路８１が、振幅検出
回路１２から供給された振幅Ｘと所定の振幅Ｙとを比較
する。

【００７８】ここで、Ｘ−Ｙ＞ｋであるときには、第１
のポート８３がフラグを出力し、第２の放電用バッファ
９３にフラグが入力される。このとき、第２〜第４のポ
ート８４〜８６はいずれもフラグを出力せず、第１及び
第２の充電用バッファ９０，９１、第１の放電用バッフ
ァ９２はそれぞれハイインピーダンスとなる。すなわ
ち、コンデンサ９９は第４の抵抗９７を介して接地す
る。したがって、コンデンサ９９と第４の抵抗９７とで
決定される時定数により、コンデンサ９９に蓄積された
電圧が減少する。すなわち、コンデンサ９９は放電す
る。コンデンサ９９に蓄積された電圧が減少すると、充
放電回路８２からＶＣＡ回路４へ供給される直流電圧が
減少する。

【００７９】また、ｋ≧Ｘ−Ｙ＞０であるときには、第
２のポート８４がフラグを出力し、第１の放電用バッフ
ァ９２にフラグが入力される。このとき、第１、第３、
第４のポート８３，８５，８６はいすれもフラグを出力
せず、第１及び第２の充電用バッファ９０，９１、第２
の放電用バッファ９３はそれぞれハイインピーダンスと
なる。すなわち、コンデンサ９９は第３の抵抗９６を介
して接地する。したがって、コンデンサ９９と第３の抵
抗９６とで決定される時定数により、コンデンサ９９に
蓄積された電圧が減少する。すなわち、コンデンサ９９
は放電する。コンデンサ９９に蓄積された電圧が減少す
ると、充放電回路８２からＶＣＡ回路４へ供給される直
流電圧が減少する。

【００８０】このとき、コンデンサ９９から放電される
電圧は、コンデンサ９９が第３の抵抗９６を介して接地
したときと比較して、第４の抵抗９７を介して接地した
ときの方が多くなるように設定されている。

【００８１】一方、０＞Ｘ−Ｙ≧−ｋであるときには、
第３のポート８５がフラグを出力し、第２の充電用バッ
ファ９１にフラグが入力される。このとき、第１、第
２、第４のポート８３，８４，８６はいずれもフラグを
出力せず、第１の充電用バッファ９０、第１及び第２の
放電用バッファ９２，９３はそれぞれハイインピーダン
スとなる。すなわち、コンデンサ９９は、第２の抵抗９
５を介して入力用電源９８と接続する。したがって、第
２の抵抗９５を介して入力用電源９８からコンデンサ９
９に対して電圧が供給され、コンデンサ９９に蓄積され
ている電圧が増加する。すなわち、コンデンサ９９は充
電される。コンデンサ９９に蓄積された電圧が増加する
と、充放電回路８２からＶＣＡ回路４へ供給される直流
電圧が増加する。

【００８２】また、Ｘ−Ｙ＜−ｋであるときには、第４
のポート８６がフラグを出力し、第１の充電用バッファ
９０にフラグが入力される。このとき、第１〜第３のポ
ート８３〜８５はいずれもフラグを出力せず、第２の充
電用バッファ９１、第１の放電用バッファ９２及び第２
の放電用バッファ９３は、それぞれハイインピーダンス
となる。すなわち、コンデンサ９９は、第１の抵抗９４
を介して入力用電源９８と接続する。したがって、第１
の抵抗９４を介して入力用電源９８からコンデンサ９９
に対して電圧が供給され、入力用電源９８からコンデン
サ９９に蓄積されている電圧が増加する。すなわち、コ
ンデンサ９９は充電される。コンデンサ９９に蓄積され
た電圧が増加すると、充放電回路８２からＶＣＡ回路４
へ供給される直流電圧が増加する。

【００８３】このとき、コンデンサ９９に充電される電
圧は、コンデンサ９９が抵抗９５を介して入力用電源９
８と接続しているときと比較して、抵抗９４を介して入
力用電源９８と接続しているときの方が多くなるように
設定されている。

【００８４】そして、ＶＣＡ回路４は、振幅制御信号生
成回路８０から供給された直流電圧に基づいて増幅率を
制御しながら、チューナ３から供給されるＩＦ信号を増
幅してＡ／Ｄ変換回路５へ供給する。ＶＣＡ回路４は、
制御端子から供給される直流電圧に応じて、Ａ／Ｄ変換
回路５から出力するデジタル信号の歪みが解消されるよ
うに増幅率を制御しながら、ＩＦ信号を増幅している。

【００８５】ところで、この充放電回路８２では、コン
デンサ９９から放電される電圧は、コンデンサ９９が第
３の抵抗９６を介して接地したときと比較して、第４の
抵抗９７を介して接地したときの方が多くなるように設
定されている。また、この充放電回路８２では、コンデ
ンサ９９に充電される電圧は、コンデンサ９９が抵抗９
５を介して入力用電源９８と接続しているときと比較し
て、抵抗９４を介して入力用電源９８と接続していると
きの方が多くなるように設定されている。

【００８６】以上説明したように充放電回路８２を設定
する方法としては、例えば第１〜第４の抵抗９４〜９７
の抵抗値をそれぞれ変える方法が挙げられる。コンデン
サ９９から放電される電圧量が、コンデンサ９９が第３
の抵抗９６を介して接地したときと比較して第４の抵抗
９７を介して接地したときの方が多くなるように設定す
るためには、第３の抵抗９６の抵抗値を第４の抵抗９７
の抵抗値よりも小さくすれば良い。また、コンデンサ９
９に充電される電圧量が、コンデンサ９９が入力用電源
９８と接続しているときと比較して、入力用電源９８と
接続しているときの方が多くなるように設定するために
は、第２の抵抗９５の抵抗値よりも第１の抵抗９４の抵
抗値を小さくすれば良い。

【００８７】以上説明した振幅制御信号生成回路８０
は、デジタル比較回路８１にしきい値ｋが設定されてお
り、このしきい値ｋを利用してＸとＹとの差分を段階分
けして、それぞれの段階に応じてフラグを出力すること
で、コンデンサ９９に充電する電圧の量又はコンデンサ
９９から放電する電圧の量を段階的に変化させている。
振幅制御信号生成回路８０では、Ｘ−Ｙの差分を、ｋよ
り大、０より大且つｋ以下、０、−ｋ以上且つ０未満、
−ｋ未満の５段階に分けている。ここで、Ｘ−Ｙ＞ｋの
ときには第１のポート８３からフラグを出力して、コン
デンサ９９からの放電量が所定の量となるように設定し
ている。また、ｋ≧Ｘ−Ｙ＞０のときには第２のポート
８４からフラグを出力して、コンデンサ９９からの放電
量がＸ−Ｙ＞ｋのときと比較して少なくなるように設定
している。さらに、−ｋ＜Ｘ−Ｙ＜０のときには第３の
ポート８５からフラグを出力して、コンデンサ９９への
充電量が所定の量となるように設定している。さらにま
た、Ｘ−Ｙ≦−ｋのときには第４のポート８６からフラ
グを出力して、コンデンサ９９への充電量が−ｋ＜Ｘ−
Ｙ＜０のときと比較して多くなるように設定している。
なお、Ｘ−Ｙ＝０のときは、どのポートからもフラグは
出力されず、コンデンサ９９に対する充電及び放電はな
されない。

【００８８】すなわち、振幅制御信号生成回路８０を備
えたＯＦＤＭ復調装置は、Ｘ−Ｙの値に応じてコンデン
サ９９への充電量及びコンデンサ９９からの放電量を段
階的に変化させ、コンデンサ９９への充電及びコンデン
サ９９からの放電を効率良く行っている。したがって、
振幅制御信号生成回路８０は、ＶＣＡ回路４へ供給され
る直流電圧を高速に制御し、Ａ／Ｄ変換回路５から供給
されるデジタル信号の歪みを高速に解消することができ
る。

【００８９】

【発明の効果】本発明を適用したＯＦＤＭ復調装置は、
アナログデジタル変換手段から供給された信号に基づい
て、電圧制御増幅手段の増幅率を決定している。したが
って、アナログデジタル変換手段による利得のばらつき
が原因となってアナログデジタル変換手段から供給され
る信号に歪みが生じているときにも、この歪みを解消す
ることが可能となり、アナログデジタル変換手段による
変換特性が安定なものとなる。

【００９０】また、本発明を適用したＯＦＤＭ復調装置
は、振幅の誤差をアナログデジタル変換手段の前段に設
けられた電圧制御増幅手段に対して帰還することによっ
て、アナログデジタル変換手段がら供給される信号の歪
みを解消しているため、広いダイナミックレンジを有す
るＯＦＤＭ信号がデジタル信号へ変換されたときに発生
する歪みを、解消することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ復調装置の全体構成
を示すブロック図である。

【図２】同ＯＦＤＭ復調装置の第１の実施の形態を示し
ており、振幅制御信号生成回路が減算回路、累積加算回
路、及びＤ／Ａ変換回路からなるＯＦＤＭ復調装置を示
すブロック図である。

【図３】同ＯＦＤＭ復調装置の第２の実施の形態を示し
ており、振幅制御信号生成回路が減算回路、累積加算回
路、ＰＷＭ回路、及びローパスフィルタからなるＯＦＤ
Ｍ復調装置を示すブロック図である。

【図４】同ＯＦＤＭ復調装置の第３の実施の形態を示し
ており、振幅制御信号生成回路がデジタル比較回路、及
び充放電回路からなるＯＦＤＭ復調装置を示すブロック
図である。

【図５】同ＯＦＤＭ復調装置の第４の実施の形態を示し
ており、振幅制御信号生成回路がデジタル比較回路、及
び充放電回路からなる他のＯＦＤＭ復調装置を示すブロ
ック図である。

【図６】同ＯＦＤＭ復調装置の第５の実施の形態を示し
ており、振幅制御信号生成回路がデジタル比較回路、及
び充放電回路からなるさらに他のＯＦＤＭ復調装置を示
すブロック図である。

【図７】Ａ／Ｄ変換回路に供給されるＩＦ信号の振幅が
不適切であるときに、受信信号を復調した状態を示す模
式図である。

【図８】従来のＯＦＤＭ復調装置における振幅制御方法
を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ ＯＦＤＭ復調回路、２ アンテナ、３ チューナ、
４ ＶＣＡ回路、５Ａ／Ｄ変換回路、６ デジタル直交
復調回路、７ ＦＦＴ演算回路、８ ウィンドウ同期回
路、９ イコライザ、１０ デマッピング回路、１１
エラー訂正回路、１２ 振幅検出回路、１３ 振幅制御
信号生成回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthog
   onal Frequancy Division Multiprexing）方式による変
   調がなされたＯＦＤＭ信号を復調する復調装置であっ
   て、 上記ＯＦＤＭ信号の周波数を変換した中間周波数信号
   を、振幅制御信号に基づいた増幅率で増幅する電圧制御
   増幅手段と、 上記電圧制御増幅手段によって増幅された中間周波数信
   号を、アナログ信号からデジタル信号へ変換するアナロ
   グデジタル変換手段と、 上記アナログデジタル変換手段から供給されたデジタル
   信号に基づいて、上記電圧制御増幅手段によって増幅さ
   れた中間周波数信号の振幅を検出する振幅検出手段と、 上記振幅検出手段によって検出された中間周波数信号の
   振幅及び所定の振幅の差分を検出し、この差分に基づい
   た振幅制御信号を生成して上記電圧制御増幅手段へ提供
   する振幅制御信号生成手段とを備えることを特徴とする
   直交周波数分割信号復調装置。
2. 【請求項２】 上記振幅制御信号生成手段は、 上記中間周波数信号の振幅及び所定の振幅の差分を検出
   し、この差分に基づいた信号を供給する減算手段と、 上記減算手段から供給された信号に基づいて上記中間周
   波数信号の振幅及び所定の振幅の差分を累積加算し、累
   積加算した結果に基づいた信号を供給する累積加算手段
   と、 上記累積加算手段から供給された信号を直流電圧に変換
   して、当該直流電圧を上記電圧制御増幅手段へ供給する
   デジタルアナログ変換手段とを備えることを特徴とする
   請求項１記載の直交周波数分割信号復調装置。
3. 【請求項３】 上記振幅制御信号生成手段は、 上記中間周波数信号の振幅及び所定の振幅の差分を検出
   し、この差分に基づいた信号を供給する減算手段と、 上記減算手段から供給された信号に基づいて上記中間周
   波数信号の振幅及び所定の振幅の差分を累積加算し、こ
   の累積加算した結果に基づいた信号を供給する累積加算
   手段と、 上記累積加算手段から供給された信号に基づいたパルス
   幅の信号を供給するパルス幅変調手段と、 上記パルス幅変調手段から供給された信号を直流電圧に
   変換して、当該直流電圧を上記電圧制御増幅手段へ供給
   するローパスフィルタとを備えることを特徴とする請求
   項１記載の直交周波数分割信号復調装置。
4. 【請求項４】 上記振幅制御信号生成手段は、 上記中間周波数信号の振幅及び所定の振幅を比較し、こ
   の比較結果に応じた信号を供給する比較手段と、 コンデンサを備えており、上記比較手段から供給される
   信号に基づいて上記コンデンサに対する電圧の蓄積又は
   放出を行い、このコンデンサに蓄積されている電圧に応
   じて、上記電圧制御増幅手段へ直流電圧を供給する充放
   電手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の直交
   周波数分割信号復調装置。