JPH10173626A - 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信装置 - Google Patents
直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信装置Info
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- JPH10173626A JPH10173626A JP8329513A JP32951396A JPH10173626A JP H10173626 A JPH10173626 A JP H10173626A JP 8329513 A JP8329513 A JP 8329513A JP 32951396 A JP32951396 A JP 32951396A JP H10173626 A JPH10173626 A JP H10173626A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高速フェージング等があっても、常に最適な
ダイナミックレンジでＡ／Ｄ変換し、十分な量子化精度
を得ること。 【解決手段】 直交検波出力信号をＬＰＦ８，９に通し
たＩ成分とＱ成分は、可変利得制御増幅回路１８，１９
において制御電圧生成回路２０の出力の制御電圧に応じ
てＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレンジに適し
た値に増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０，１１に入力さ
れる。回路１８，１９の出力信号は所要振幅検出器２１
によって振幅の値が検出される。この振幅の値は回路２
０によりＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレンジ
と比較され、比較結果に応じて制御電圧が生成され、可
変利得制御増幅回路１８，１９の利得が制御される。所
要の振幅がダイナミックレンジよりも大きい場合は利得
が小さくなり、小さい場合は利得が大きくなる。
ダイナミックレンジでＡ／Ｄ変換し、十分な量子化精度
を得ること。 【解決手段】 直交検波出力信号をＬＰＦ８，９に通し
たＩ成分とＱ成分は、可変利得制御増幅回路１８，１９
において制御電圧生成回路２０の出力の制御電圧に応じ
てＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレンジに適し
た値に増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０，１１に入力さ
れる。回路１８，１９の出力信号は所要振幅検出器２１
によって振幅の値が検出される。この振幅の値は回路２
０によりＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレンジ
と比較され、比較結果に応じて制御電圧が生成され、可
変利得制御増幅回路１８，１９の利得が制御される。所
要の振幅がダイナミックレンジよりも大きい場合は利得
が小さくなり、小さい場合は利得が大きくなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信において
スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行うＤＳ
（直接拡散）−ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Acce
ss) 伝送方式を適用する移動通信方式における、受信装
置に関するものである。
スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行うＤＳ
（直接拡散）−ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Acce
ss) 伝送方式を適用する移動通信方式における、受信装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式は従来の情報デ
ータ変調信号を高速レートの拡散符号で拡散する２次変
調を行って伝送する方式で、各ユーザに異なる拡散符号
を割り当てることにより複数の通信者が同一の周波数帯
を用いて通信を行う方式である。
ータ変調信号を高速レートの拡散符号で拡散する２次変
調を行って伝送する方式で、各ユーザに異なる拡散符号
を割り当てることにより複数の通信者が同一の周波数帯
を用いて通信を行う方式である。
【０００３】図４に従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式を用
いた移動通信方式における受信装置構成を示す。本受信
装置では、受信した拡散変調信号をバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）１を通した後に低雑音増幅器２で増幅し、つ
いで発振器３からの信号と混合して中間周波数（ＩＦ周
波数）信号に周波数変換し、ＢＰＦ４を通した後、包絡
線検波器５と自動利得制御装置６によってフェージング
に起因する振幅変動を補償し、直交検波器７で直交検波
を行い、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８，９を通してベ
ースバンドの同相（Ｉ）、直交（Ｑ）信号成分を得る。
そして得られたベースバンドのＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換器１０，１１で量子化してディジタル信号に変換す
る。ディジタル値に変換された信号をマッチトフィルタ
１２で逆拡散処理して元の狭帯域の信号に戻す。得られ
たマッチトフィルタ出力のパイロットシンボルを用いて
チャネル推定器１３でフェージング複素包絡線（チャネ
ル）を推定し、このチャネル推定値とマッチトフィルタ
出力信号の情報シンボルを乗算器２５で乗算することに
より、チャネル補償を行う。同様の構成（チャネル推定
器１３、乗算器２５）により他の伝搬路から伝搬するマ
ルチパス信号をＲＡＫＥ合成器１４でＲＡＫＥ合成した
後、デインタリーバ１５での復調処理およびビタビ復号
器１６での復号処理を行い、データ判定器１７でデータ
判定して、受信データを取り出す。
いた移動通信方式における受信装置構成を示す。本受信
装置では、受信した拡散変調信号をバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）１を通した後に低雑音増幅器２で増幅し、つ
いで発振器３からの信号と混合して中間周波数（ＩＦ周
波数）信号に周波数変換し、ＢＰＦ４を通した後、包絡
線検波器５と自動利得制御装置６によってフェージング
に起因する振幅変動を補償し、直交検波器７で直交検波
を行い、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８，９を通してベ
ースバンドの同相（Ｉ）、直交（Ｑ）信号成分を得る。
そして得られたベースバンドのＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換器１０，１１で量子化してディジタル信号に変換す
る。ディジタル値に変換された信号をマッチトフィルタ
１２で逆拡散処理して元の狭帯域の信号に戻す。得られ
たマッチトフィルタ出力のパイロットシンボルを用いて
チャネル推定器１３でフェージング複素包絡線（チャネ
ル）を推定し、このチャネル推定値とマッチトフィルタ
出力信号の情報シンボルを乗算器２５で乗算することに
より、チャネル補償を行う。同様の構成（チャネル推定
器１３、乗算器２５）により他の伝搬路から伝搬するマ
ルチパス信号をＲＡＫＥ合成器１４でＲＡＫＥ合成した
後、デインタリーバ１５での復調処理およびビタビ復号
器１６での復号処理を行い、データ判定器１７でデータ
判定して、受信データを取り出す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のＤＳ−ＣＤ
ＭＡ受信装置においては、包絡線検波器５と自動利得制
御装置６による振幅変動補償は一定時間単位の信号を測
定し平均化した値に対して行われる。しかし、一方で瞬
時的な変動（高速フェージング）に対する追従性が劣化
し、直交検波出力信号にその変動が残留する。
ＭＡ受信装置においては、包絡線検波器５と自動利得制
御装置６による振幅変動補償は一定時間単位の信号を測
定し平均化した値に対して行われる。しかし、一方で瞬
時的な変動（高速フェージング）に対する追従性が劣化
し、直交検波出力信号にその変動が残留する。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器１０，１１の量子化ビット数
が大きくなると受信装置の消費電流が増加するため、量
子化ビットを小さくすることが必要となる。このことは
特に移動局側の受信装置で問題となる。そこで、Ａ／Ｄ
変換器のダイナミックレンジを入力信号の振幅に応じて
変化させることにより、小さい量子化ビット数でも精度
よく量子化を行うようにする。しかし、高速フェージン
グによる変動がダイナミックレンジに直接影響を与える
ことになるので、量子化精度が劣化する。Ａ／Ｄ変換器
の量子化精度が劣化するとその後の逆拡散処理や復調処
理の精度が劣化することになる。この劣化はその後の処
理精度も低下させる。そこで、直交検波出力に対する瞬
時変動による影響を除き、最適なＡ／Ｄ変換器のダイナ
ミックレンジで量子化を行うことが不可欠となる。
が大きくなると受信装置の消費電流が増加するため、量
子化ビットを小さくすることが必要となる。このことは
特に移動局側の受信装置で問題となる。そこで、Ａ／Ｄ
変換器のダイナミックレンジを入力信号の振幅に応じて
変化させることにより、小さい量子化ビット数でも精度
よく量子化を行うようにする。しかし、高速フェージン
グによる変動がダイナミックレンジに直接影響を与える
ことになるので、量子化精度が劣化する。Ａ／Ｄ変換器
の量子化精度が劣化するとその後の逆拡散処理や復調処
理の精度が劣化することになる。この劣化はその後の処
理精度も低下させる。そこで、直交検波出力に対する瞬
時変動による影響を除き、最適なＡ／Ｄ変換器のダイナ
ミックレンジで量子化を行うことが不可欠となる。
【０００６】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、より正確な量子化精度を
実現することにある。
で、その目的とするところは、より正確な量子化精度を
実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の発明は、情報伝送レートより高速度の拡
散符号で広帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直
接拡散ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 伝送
方式の受信信号を直交信号に変換する直交検波器と、前
記直交検波器の出力信号を制御電圧に応じて増幅する可
変利得制御増幅回路と、前記可変利得制御増幅回路の出
力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前
記可変利得制御増幅回路の出力信号から所要の振幅を検
出する所要振幅検出器と、前記所要振幅検出器の出力信
号と前記Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを比較し、
比較結果に応じた制御電圧を生成して前記可変利得制御
増幅回路に供給する制御電圧生成回路とから構成される
ことを特徴とする。
め、請求項１の発明は、情報伝送レートより高速度の拡
散符号で広帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直
接拡散ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 伝送
方式の受信信号を直交信号に変換する直交検波器と、前
記直交検波器の出力信号を制御電圧に応じて増幅する可
変利得制御増幅回路と、前記可変利得制御増幅回路の出
力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前
記可変利得制御増幅回路の出力信号から所要の振幅を検
出する所要振幅検出器と、前記所要振幅検出器の出力信
号と前記Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを比較し、
比較結果に応じた制御電圧を生成して前記可変利得制御
増幅回路に供給する制御電圧生成回路とから構成される
ことを特徴とする。
【０００８】また、請求項２の発明は、請求項１におい
て、前記所要振幅検出器は、前記可変利得制御増幅回路
の出力信号の振幅を一定時間範囲において測定して累積
分布をとり、当該累積分布の所要の比率を満たすような
振幅の値を検出することを特徴とする。
て、前記所要振幅検出器は、前記可変利得制御増幅回路
の出力信号の振幅を一定時間範囲において測定して累積
分布をとり、当該累積分布の所要の比率を満たすような
振幅の値を検出することを特徴とする。
【０００９】さらに、請求項３の発明は、情報伝送レー
トより高速度の拡散符号で広帯域の信号に拡散して多元
接続伝送を行う直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受信信号を
直交信号に変換する直交検波器と、前記直交検波器の出
力信号を制御電圧に応じて増幅する可変利得制御増幅回
路と、前記可変利得制御増幅回路の出力信号をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の
出力信号から所要の振幅を検出する所要振幅検出器と、
前記所要振幅検出器の出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器のダ
イナミックレンジを比較し、比較結果に応じた制御電圧
を生成する制御電圧生成回路と、前記制御電圧生成回路
の出力信号をアナログ信号に変換し、前記可変利得制御
増幅回路に制御電圧として供給するＤ／Ａ変換器とから
構成されることを特徴とする。
トより高速度の拡散符号で広帯域の信号に拡散して多元
接続伝送を行う直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受信信号を
直交信号に変換する直交検波器と、前記直交検波器の出
力信号を制御電圧に応じて増幅する可変利得制御増幅回
路と、前記可変利得制御増幅回路の出力信号をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の
出力信号から所要の振幅を検出する所要振幅検出器と、
前記所要振幅検出器の出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器のダ
イナミックレンジを比較し、比較結果に応じた制御電圧
を生成する制御電圧生成回路と、前記制御電圧生成回路
の出力信号をアナログ信号に変換し、前記可変利得制御
増幅回路に制御電圧として供給するＤ／Ａ変換器とから
構成されることを特徴とする。
【００１０】さらに、請求項４の発明は、請求項３にお
いて、前記所要振幅検出器は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力
信号の振幅を一定時間範囲において測定して累積分布を
とり、当該累積分布の所要の比率を満たすような振幅の
値を検出することを特徴とする。
いて、前記所要振幅検出器は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力
信号の振幅を一定時間範囲において測定して累積分布を
とり、当該累積分布の所要の比率を満たすような振幅の
値を検出することを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明では、Ａ／Ｄ変換器に入力
する信号を可変利得制御増幅回路を用いて増幅する。ま
た、Ａ／Ｄ変換器の前または後の信号から所要の振幅を
検出し、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジと比較し、
この比較結果に応じて可変利得制御増幅回路の利得を制
御する。これにより、Ａ／Ｄ変換器は最適なダイナミッ
クレンジで信号をディジタル化することができる。その
結果、移動局等の受信装置の消費電流を抑えるために量
子化ビット数を小さくした場合でも十分な量子化精度を
得ることができる。
する信号を可変利得制御増幅回路を用いて増幅する。ま
た、Ａ／Ｄ変換器の前または後の信号から所要の振幅を
検出し、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジと比較し、
この比較結果に応じて可変利得制御増幅回路の利得を制
御する。これにより、Ａ／Ｄ変換器は最適なダイナミッ
クレンジで信号をディジタル化することができる。その
結果、移動局等の受信装置の消費電流を抑えるために量
子化ビット数を小さくした場合でも十分な量子化精度を
得ることができる。
【００１２】
【実施例】図１に、本発明の第１の実施例を示す。
【００１３】ＬＰＦ８，９以前およびＡ／Ｄ変換器１
０，１１以後は図４と同様であるので、その詳細説明は
省略する。受信信号は低雑音増幅器２で増幅された後、
包絡線検波器５と自動利得制御増幅装置６によりフェー
ジングに起因する振幅変動を補償され、直交検波器７で
直交検波される。直交検波出力信号をＬＰＦ８，９に通
して得られたＩ成分とＱ成分は可変利得制御増幅回路１
８，１９において制御電圧生成回路２０の出力の制御電
圧に応じてＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレン
ジに適した値に増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０，１１
でディジタル化される。また、可変利得制御増幅回路１
８，１９の出力信号（アナログ値）は所要振幅検出器２
１によって一定時間範囲測定され、累積分布の所要の割
合を満たすような振幅の値が検出される。この振幅の値
は制御電圧生成回路２０によりＡ／Ｄ変換器１０，１１
のダイナミックレンジと比較され、比較結果に応じて制
御電圧が生成され、可変利得制御増幅回路１８，１９の
利得が制御される。所要の振幅がダイナミックレンジよ
りも大きい場合は利得が小さくなり、ダイナミックレン
ジよりも小さい場合は利得が大きくなる。この結果、Ａ
／Ｄ変換器１０，１１は最適なダイナミックレンジで信
号をディジタル化することができる。
０，１１以後は図４と同様であるので、その詳細説明は
省略する。受信信号は低雑音増幅器２で増幅された後、
包絡線検波器５と自動利得制御増幅装置６によりフェー
ジングに起因する振幅変動を補償され、直交検波器７で
直交検波される。直交検波出力信号をＬＰＦ８，９に通
して得られたＩ成分とＱ成分は可変利得制御増幅回路１
８，１９において制御電圧生成回路２０の出力の制御電
圧に応じてＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレン
ジに適した値に増幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０，１１
でディジタル化される。また、可変利得制御増幅回路１
８，１９の出力信号（アナログ値）は所要振幅検出器２
１によって一定時間範囲測定され、累積分布の所要の割
合を満たすような振幅の値が検出される。この振幅の値
は制御電圧生成回路２０によりＡ／Ｄ変換器１０，１１
のダイナミックレンジと比較され、比較結果に応じて制
御電圧が生成され、可変利得制御増幅回路１８，１９の
利得が制御される。所要の振幅がダイナミックレンジよ
りも大きい場合は利得が小さくなり、ダイナミックレン
ジよりも小さい場合は利得が大きくなる。この結果、Ａ
／Ｄ変換器１０，１１は最適なダイナミックレンジで信
号をディジタル化することができる。
【００１４】図２に、本発明の第２の実施例を示す。受
信信号は低雑音増幅器２で増幅された後、包絡線検波器
５と自動利得制御増幅装置６によりフェージングに起因
する振幅変動を補償され、直交検波器７で直交検波され
る。直交検波出力信号をＬＰＦ８，９に通して得られた
Ｉ成分とＱ成分は可変利得制御回路１８，１９において
制御電圧生成回路２２の出力の制御電圧に応じてＡ／Ｄ
変換器１０，１１のダイナミックレンジに適した値に増
幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０，１１でディジタル化さ
れる。そして、Ａ／Ｄ変換器１０，１１の出力信号（デ
ィジタル値）は所要振幅検出器２３によって一定時間範
囲測定され、累積分布の所要の割合を満たすような振幅
の値が検出される。この振幅の値は制御電圧生成回路２
２によりＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレンジ
と比較され、比較結果に応じて制御電圧が生成される。
生成された制御電圧はＤ／Ａ変換器２４によりアナログ
信号に変換され、可変利得制御増幅回路１８，１９の利
得が制御される。所要の振幅がダイナミックレンジより
も大きい場合は利得が小さくなり、ダイナミックレンジ
よりも小さい場合は利得が大きくなる。この結果、Ａ／
Ｄ変換器１０，１１は最適なダイナミックレンジで信号
をディジタル化できる。
信信号は低雑音増幅器２で増幅された後、包絡線検波器
５と自動利得制御増幅装置６によりフェージングに起因
する振幅変動を補償され、直交検波器７で直交検波され
る。直交検波出力信号をＬＰＦ８，９に通して得られた
Ｉ成分とＱ成分は可変利得制御回路１８，１９において
制御電圧生成回路２２の出力の制御電圧に応じてＡ／Ｄ
変換器１０，１１のダイナミックレンジに適した値に増
幅された後、Ａ／Ｄ変換器１０，１１でディジタル化さ
れる。そして、Ａ／Ｄ変換器１０，１１の出力信号（デ
ィジタル値）は所要振幅検出器２３によって一定時間範
囲測定され、累積分布の所要の割合を満たすような振幅
の値が検出される。この振幅の値は制御電圧生成回路２
２によりＡ／Ｄ変換器１０，１１のダイナミックレンジ
と比較され、比較結果に応じて制御電圧が生成される。
生成された制御電圧はＤ／Ａ変換器２４によりアナログ
信号に変換され、可変利得制御増幅回路１８，１９の利
得が制御される。所要の振幅がダイナミックレンジより
も大きい場合は利得が小さくなり、ダイナミックレンジ
よりも小さい場合は利得が大きくなる。この結果、Ａ／
Ｄ変換器１０，１１は最適なダイナミックレンジで信号
をディジタル化できる。
【００１５】図３に、本発明の第１および第２の実施例
における制御タイミングの例を示す。振幅が変動してい
る信号の振幅を所要振幅検波器によって一定時間範囲に
渡って測定し所要振幅を検出した後、制御電圧生成回路
によって利得制御電圧を生成し利得を設定する。その
後、再び振幅を測定する。
における制御タイミングの例を示す。振幅が変動してい
る信号の振幅を所要振幅検波器によって一定時間範囲に
渡って測定し所要振幅を検出した後、制御電圧生成回路
によって利得制御電圧を生成し利得を設定する。その
後、再び振幅を測定する。
【００１６】
【発明の効果】以上、説明したように本発明によれば、
直交検波出力信号が可変利得制御増幅回路によって増幅
されるので、Ａ／Ｄ変換器は最適なダイナミックレンジ
で信号をディジタル化でき、移動局等の消費電流を抑え
るために量子化ビット数を小さくした場合でも十分な量
子化精度を得ることができる。
直交検波出力信号が可変利得制御増幅回路によって増幅
されるので、Ａ／Ｄ変換器は最適なダイナミックレンジ
で信号をディジタル化でき、移動局等の消費電流を抑え
るために量子化ビット数を小さくした場合でも十分な量
子化精度を得ることができる。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】本発明の第１および第２の実施例における制御
タイミングを示す図である。
タイミングを示す図である。
【図４】従来のＤＳ−ＣＤＭＡ受信装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１，４ バンドパスフィルタ ２ 低雑音増幅器 ３ 発振器 ５ 包絡線検波器 ６ 自動利得制御増幅装置 ７ 直交検波器 ８，９ ローパスフィルタ １０，１１ Ａ／Ｄ変換器 １２ マッチトフィルタ １３ チャネル推定器 １４ ＲＡＫＥ合成器 １５ デインタリーバ １６ ビタビ復号器 １７ データ判定器 １８，１９ 可変利得制御増幅回路 ２０ 制御電圧生成回路 ２１ 所要振幅検出器
Claims (4)
- 【請求項１】 情報伝送レートより高速度の拡散符号で
広帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直接拡散Ｃ
ＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 伝送方式の受
信信号を直交信号に変換する直交検波器と、 前記直交検波器の出力信号を制御電圧に応じて増幅する
可変利得制御増幅回路と、 前記可変利得制御増幅回路の出力信号をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記可変利得制御増幅回路の出力信号から所要の振幅を
検出する所要振幅検出器と、 前記所要振幅検出器の出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器のダ
イナミックレンジを比較し、比較結果に応じた制御電圧
を生成して前記可変利得制御増幅回路に供給する制御電
圧生成回路とから構成されることを特徴とする直接拡散
ＣＤＭＡ伝送方式の受信装置。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記所要振幅検出器は、前記可変利得制御増幅回路の出
力信号の振幅を一定時間範囲において測定して累積分布
をとり、当該累積分布の所要の比率を満たすような振幅
の値を検出することを特徴とする直接拡散ＣＤＭＡ伝送
方式の受信装置。 - 【請求項３】 情報伝送レートより高速度の拡散符号で
広帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直接拡散Ｃ
ＤＭＡ伝送方式の受信信号を直交信号に変換する直交検
波器と、 前記直交検波器の出力信号を制御電圧に応じて増幅する
可変利得制御増幅回路と、 前記可変利得制御増幅回路の出力信号をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から所要の振幅を検出する
所要振幅検出器と、 前記所要振幅検出器の出力信号と前記Ａ／Ｄ変換器のダ
イナミックレンジを比較し、比較結果に応じた制御電圧
を生成する制御電圧生成回路と、 前記制御電圧生成回路の出力信号をアナログ信号に変換
し、前記可変利得制御増幅回路に制御電圧として供給す
るＤ／Ａ変換器とから構成されることを特徴とする直接
拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受信装置。 - 【請求項４】 請求項３において、 前記所要振幅検出器は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号の
振幅を一定時間範囲において測定して累積分布をとり、
当該累積分布の所要の比率を満たすような振幅の値を検
出することを特徴とする直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式の受
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8329513A JPH10173626A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8329513A JPH10173626A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10173626A true JPH10173626A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18222223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8329513A Pending JPH10173626A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10173626A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002261732A (ja) * | 2001-02-27 | 2002-09-13 | Sharp Corp | Ｃｄｍａ方式の受信装置 |
| JP2003008542A (ja) * | 2001-06-22 | 2003-01-10 | Sony Corp | 直交周波数分割信号復調装置 |
| JP2012506197A (ja) * | 2008-10-17 | 2012-03-08 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 移動通信システムの利得制御装置及び方法 |
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1996
- 1996-12-10 JP JP8329513A patent/JPH10173626A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002261732A (ja) * | 2001-02-27 | 2002-09-13 | Sharp Corp | Ｃｄｍａ方式の受信装置 |
| JP2003008542A (ja) * | 2001-06-22 | 2003-01-10 | Sony Corp | 直交周波数分割信号復調装置 |
| JP4576759B2 (ja) * | 2001-06-22 | 2010-11-10 | ソニー株式会社 | 直交周波数分割信号復調装置 |
| JP2012506197A (ja) * | 2008-10-17 | 2012-03-08 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 移動通信システムの利得制御装置及び方法 |
| US8811549B2 (en) | 2008-10-17 | 2014-08-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for automatically controlling gain in portable communication system |
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