JP2002261732A - Ｃｄｍａ方式の受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチパス伝播環境下において、ハードウェ
アを大幅に増大させることなく、より最適な復調性能を
得ることが可能なＣＤＭＡ方式の受信装置を提供する。 【解決手段】 各マルチパス成分に対応した各出力に対
して、制御信号に応じて出力信号の振幅を変更し、予め
定められたビット数に丸め込む機能を有する可変振幅制
御部２０３と、相関パワーを演算するための相関パワー
演算部２０５と、出力信号の振幅を予め定められた目標
値に保つように、前記制御信号を生成するための出力信
号振幅制御部（振幅制御信号生成部２０４）とを備えて
逆拡散部を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄ
ｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ Ａｃｃｅ
ｓｓ）方式を利用した無線通信システムにおける受信装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直接拡散のスペクトル拡散通信およびス
ペクトル拡散通信技術を利用したＣＤＭＡシステムは、
マルチパスフェージングに強く、データの高速化が可能
であるとともに、通信品質が良好であり、さらに周波数
利用効率が良いため、次世代の移動通信およびマルチメ
ディア無線通信に有望な通信方式となっている。

【０００３】図６を用いて、従来のＣＤＭＡ方式の受信
装置について説明する。従来のＣＤＭＡ方式を用いた受
信装置では、直接拡散通信方式で送信された信号をアン
テナで受信し、可変利得制御部１０１を経由して直交検
波部１０２に入力する。この可変利得制御部１０１は、
後述する制御電圧生成部１０７から入力される制御電圧
に応じて利得が可変となっている。

【０００４】直交検波部１０２では、可変利得制御部１
０１から入力される信号を、位相直交したローカル信号
を用いて、直交基底信号に変換する。直交検波部１０２
の出力は、Ａ／Ｄ変換部１０３に入力され、ディジタル
値化される。一般的には、ハードウェア規模の問題か
ら、限られたビット数に制限される。

【０００５】ディジタル値化された受信基底信号は、逆
拡散部６０４に入力される。図７に、逆拡散部６０４の
概略構成を示す。逆拡散部６０４は、図７に示すよう
に、相関演算部２０１と符号生成部２０２とから構成さ
れる。符号生成部２０２では、送信側で用いられた拡散
符号群において、予め既知である、受信すべき情報信号
の拡散符号のレプリカを生成し、相関演算部２０１にお
いて、受信基底信号との相関演算処理が行われる。一般
的には、拡散符号群は、それぞれの間で直交したような
符号が用いられる。

【０００６】このような処理により、予め送信側で情報
信号帯域より拡散された帯域で送信されていた信号が、
情報信号帯域信号となる。この逆拡散部６０４からの出
力は、それぞれ複数の復調部１０５に入力され、送信側
で行われた一次変調に対応した検波処理および復調処理
が行われる。一般的には、予め送信側で既知の情報信号
を送信し、復調部において該既知の情報信号の平均化処
理により伝播路推定を行い、その推定結果の複素共役を
受信信号に乗ずることにより同期検波を行う。

【０００７】一般的に、受信基底信号のディジタル値化
を行う際に、振幅が小さくなり過ぎると量子化誤差の影
響を大きく受け、振幅が大きくなり過ぎると、クリップ
現象が生じ、逆拡散時の処理利得が減少してしまうた
め、振幅には最適値が存在する。

【０００８】制御電圧生成部１０７は、Ａ／Ｄ変換部１
０３に入力される受信基底信号の振幅が最適になるよう
制御するために設置されている。ディジタル値化された
受信基底信号は、制御電圧生成部１０７に入力され、受
信基底信号の振幅、もしくは振幅に対応した電力等を演
算により求め、平均化等の処理を行い、受信基底信号の
振幅を最適値で一定になるよう、可変利得制御増幅部１
０１を制御するための制御電圧を生成する。

【０００９】上述したように、ＣＤＭＡ方式では、直交
した信号が同一周波数内に多重されて送信されるため、
受信すべき情報信号に対して、より大電力の信号が入力
されることがある。この受信信号のトータル電力に含ま
れる所望信号の比は、多重信号数によって異なる。した
がって、制御電圧生成部１０７において、Ａ／Ｄ変換部
１０３への入力電力を一定に保つような制御を行った場
合には、逆拡散部６０４の出力信号の振幅は大きく異な
ることとなる。

【００１０】一般的に、逆拡散部６０４においてレプリ
カ信号との相関演算処理を行うため、拡散符号長（処理
利得と同意）に応じて、Ａ／Ｄ変換部１０３のビット数
に対して大きくビット数が増大する。このため、後段に
おかれた復調部１０５のハードウェア規模の問題から、
逆拡散部６０４の出力ビットに対して丸め込み処理を行
う。

【００１１】上述したように、Ａ／Ｄ変換部１０３の入
力は、逆拡散部６０４においてより効率よく逆拡散処理
を行うために、量子化雑音とクリップによる処理利得の
減少分とのトレードオフで決まる。このため、受信トー
タル電力に対する所望信号の受信電力比が比較的小さい
場合には、これに合わせてＡ／Ｄ変換部１０３の入力電
力を大きくすると、逆拡散時の処理利得が低減する。逆
に、受信トータル電力に対する所望信号の受信電力比が
比較的大きい場合には、これに合わせてＡ／Ｄ変換部１
０３の入力電力を小さくすると、量子化雑音の影響が大
きくなり、ともに信号が劣化する結果となる。したがっ
て、Ａ／Ｄ変換部１０３の入力電力は、上述したように
量子化雑音とクリップによる処理利得の減少分のトレー
ドオフにより、最適な振幅に調整しておく必要がある。

【００１２】もし、ハードウェア規模の削減の目的か
ら、逆拡散部６０４の出力のビット数削減を行った場
合、上述したＡ／Ｄ変換部１０３と同様に、後段の復調
部１０５においても、量子化雑音とクリップによる劣化
とのトレードオフにより、最適な入力振幅が存在する。
この入力振幅を最適化する目的から、特開平１０−１０
７７６５号公報には、逆拡散部６０４と復調部１０５の
間に、上述したのと同様の機能を有する第２の可変利得
増幅部を設置するとともに、逆拡散部６０４にアナログ
相関器を用いたものが開示されている。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】特開平１０−１０７７
６５号公報に開示された技術では、マルチパスが存在す
るような環境下における手法も述べられており、ＲＡＫ
Ｅ合成後の出力レベルを用いた手法、および同相加算等
のレベル合成を行った結果を出力レベルとして用いた手
法が提案されている。このような手法を用いた場合、マ
ルチパス毎のレベルに差が存在すると、ある特定のパス
については非常に効率よく復調することができるが、他
のパスについては、クリップによる処理利得が減少した
り、量子化雑音の影響により信号の劣化が生ずることと
なる。

【００１４】本発明は、上述した事情に鑑みなされたも
のであり、マルチパス伝播環境下において、ハードウェ
アを大幅に増大させることなく、より最適な復調性能を
得ることが可能なＣＤＭＡ方式の受信装置を提供するこ
とを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明に係るＣＤＭＡ方
式の受信装置は、上述した目的を達成するため、以下の
特徴点を備えている。

【００１６】すなわち、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受
信装置は、受信信号を制御電圧に応じて増幅するための
可変利得制御増幅部と、可変利得制御された受信信号を
直交信号に変換するための直交検波部と、前記直交検波
部の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換
部と、前記Ａ／Ｄ変換部に入力される信号電力を一定に
保つように、前記可変利得制御増幅部を制御する制御電
圧を生成するための制御電圧生成部と、前記Ａ／Ｄ変換
部の出力に基づいて、前記受信信号に含まれる複数のマ
ルチパス成分に対応するタイミングに同期し、前記受信
信号に対応した拡散符号を用いて逆拡散処理を行なうた
めの逆拡散部と、前記複数のマルチパス成分に対応する
前記逆拡散部の出力を用いて、検波および復調を行なう
ための複数の復調部とを備えたＣＤＭＡ方式の受信装置
において、前記逆拡散部は、各マルチパス成分に対応し
た各出力に対して、制御信号に応じて出力信号の振幅を
変更し、予め定められたビット数に丸め込む機能を有す
る可変振幅制御部と、相関パワーを演算するための相関
パワー演算部と、出力信号の振幅を予め定められた目標
値に保つように、前記制御信号を生成するための出力信
号振幅制御部とを備えたことを特徴とするものである。

【００１７】このような構成とすることにより、複数の
復調部それぞれに対して、最適な振幅で信号を入力する
ことが可能となる。

【００１８】また、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装
置において、前記出力信号振幅制御からの制御信号に応
じて、前記複数の復調部の出力振幅を補正するためのレ
ベル補正部を有する合成部を備えることが好ましい。

【００１９】このような構成とすることにより、簡易で
かつ最適なＲＡＫＥ合成を実現することができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、図面に示す具体的な実施例
に基づいて、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置の実
施形態を説明する。

【００２１】＜実施例１＞本発明の実施例１に受信装置
の利得制御回路は、複数の逆拡散部が備える相関演算部
の出力側に可変振幅制御部が配置されており、この可変
振幅制御部により、後段に配置された複数の復調部の入
力振幅を最適化するものである。

【００２２】図１は、本発明の実施例１に係る受信装置
の概略構成を示すブロック図である。実施例１に係る受
信装置は、可変利得制御増幅部１０１、直交検波部１０
２、Ａ／Ｄ変換部１０３、複数の逆拡散部１０４ａ〜
ｎ、複数の復調部１０５ａ〜ｎ、合成部１０６および制
御電圧生成部１０７を備えて構成されている。

【００２３】実施例１に係る受信装置では、アンテナで
受信した信号を、可変利得制御部１０１を経由して直交
検波部１０２に入力する。この可変利得制御部１０１
は、制御電圧生成部１０７から入力される制御電圧に応
じて利得が可変となっている。直交検波部１０２では、
可変利得制御部１０１から入力される信号を、位相直交
したローカル信号を用いて、直交基底信号に変換する。
直交検波部１０２の出力は、Ａ／Ｄ変換部１０３に入力
され、ディジタル値化され、逆拡散部１０４ａ〜ｎに入
力される。この逆拡散部１０４ａ〜ｎからの出力は、そ
れぞれ複数の復調部１０５ａ〜ｎに入力され、送信側で
行われた一次変調に対応した検波処理および復調処理が
行われ、合成部１０６により合成される。この実施例１
に係る受信装置は、上述した従来の受信装置と比較し
て、逆拡散部６０４の内部構造が異なっている。

【００２４】図２は、実施例１に係る受信装置における
逆拡散部の詳細構成を示すブロック図である。実施例１
の受信装置における逆拡散部１０４ａ〜ｎは、図２に示
すように、相関演算部２０１、符号生成部２０２、可変
振幅制御部２０３、振幅制御信号生成部２０４、相関パ
ワー演算部２０５とを備えて構成されている。従来の受
信装置と比較して新たに追加された相関パワー演算部２
０５、可変振幅制御部２０３および振輻制御信号生成部
２０４により、第１の利得制御回路が構成される。

【００２５】以下、逆拡散部１０４ａ〜ｎの動作につい
て説明する。逆拡散部１０４ａ〜ｎでは、符号生成部２
０２により、受信すべき信号に対応して拡散符号が生成
される。そして、Ａ／Ｄ変換部１０３より入力される直
交入力信号が、相関演算部２０１において、符号生成部
２０２により入力される拡散符号により逆拡散処理され
る。ここでは、直交入力信号が入力されているため、直
交信号のそれぞれに対して逆拡散処理が施されることと
なる。

【００２６】一般的に、ディジタル値化された入力信号
に対する逆拡散処理は、各入力信号のサンプルにそれぞ
れ対応した拡散符号を乗算し、その結果を情報信号レー
トにおける１シンボルの時間幅区間だけ積分することに
より実現される。したがって、例えば、Ａ／Ｄ変換部１
０３の量子化ビット数を「５」、サンプリングレートを
チップレート（拡散符号レート）の４倍、処理利得を
「１２８」として積分に用いると、相関演算部２０１の
出力は１２ビットに膨れることとなる。さらに、全ての
サンプルを積分に用いると、出力振幅は４倍となり、１
４ビットになる。

【００２７】相関演算部２０１および符号生成部２０２
については、従来から用いられているものと同様であ
り、どのような構成であっても構わない。相関演算部２
０１には、一般的にマッチトフィルタ方式と、スライデ
ィング相関方式とが存在するが、情報信号レートの信号
に戻れば、手法はどちらでも構わない。本実施例１で
は、スライディング相関方式を用いて説明しているが、
マッチトフィルタ方式であれば、相関演算部２０１およ
び符号生成部２０２は１系統で構成され、得られる相関
演算結果から所望の複数マルチパスタイミングの相関演
算結果を抽出し、その結果をそれぞれラッチして出力す
る構成が一般的であり、複数の出力がスライディング相
関方式を用いた場合の出力とほぼ同等となるので、後段
の処理は同等となる。

【００２８】相関演算部２０１からの直交出力は、相関
パワー演算部２０５に入力される。この相関パワー演算
部２０５では、逆拡散後の振幅を演算する。例えば、直
交逆拡散信号の同相成分をＩ、直交成分をＱとすると、

【数１】 により容易に演算を行うことができる。

【００２９】相関パワー演算部２０５の出力は、振幅制
御信号生成部２０４に入力される。振幅制御信号生成部
２０４では、相関パワー演算部２０５の出力を適切な区
間、積分、平均化し、平均化された相関パワーと、予め
定められた基準振幅との比をとる。そして、この比の逆
数を振幅制御信号として出力し、可変振幅制御部２０３
を制御する。可変振幅制御部２０３では、振幅制御信号
生成部２０４より入力される振幅制御信号を、相関演算
部２０１から入力される信号に乗算し、その後、予め定
められたビット部分を、予め定められたビット幅だけ抽
出して出力する。

【００３０】例えば、相関演算部２０１の出力が１２ビ
ットであり、振幅制御信号生成部２０４により平均化さ
れた平均信号振幅が１０ビット（５１２程度）であり、
さらに振幅制御信号生成部２０４から出力される制御信
号自体のビット数が６ビットであり、可変振幅制御部２
０３の出力は相関演算部２０１の出力である１２ビット
と振幅制御信号との乗算結果である１８ビットのうち１
２ビット目から７ビット目までの６ビットであり、出力
平均振幅として、この６ビット中の約５ビット程度の振
幅に調整されるものとする。

【００３１】この場合、まず振幅制御信号生成部２０４
では、出力としで「００００１０（バイナリ）」を出力
するよう動作する。つまり、振幅制御信号生成部２０４
では、相関演算部２０１の出力平均信号の振幅と、予め
定められた可変振幅制御部２０３の出力との関係に基づ
いて一義的に決まる信号を出力している。

【００３２】本実施例１では、予め最終出力が乗算結果
１８ビットのうちの１２ビット目から７ビット目の計６
ビットが出力され、さらに該６ビットのうちの５ビット
程度の平均振幅と定められているため、該１８ビットか
ら見ると、平均１１ビット程度の振幅が出力されるよう
に制御する必要がある。この１１ビットと相関演算部２
０１の出力平均信号振幅との比が、振幅制御信号生成部
２０４の出力となる。

【００３３】可変振幅制御部２０３では、まず相関演算
部２０１からの入力［１１：０］（第１ビットから第０
ビットまで）と、振幅制御信号生成部２０４からの入力
［７：０］とが乗算され、１８ビット［１７：０］とな
る。その後、該１８ビットのうち、６ビット［１１：
６］が抽出され、出力段に渡される。相関演算部２０１
からの入力［１１：０］は、情報シンボル毎に異なる値
を出力し、振幅制御信号生成部２０４からの入力［５：
０］は、ある区間の平均値であるため、当該区間はほぼ
一定値となる。したがって、乗算結果は、情報シンボル
毎に異なる値となる。

【００３４】平均的には、乗算結果の１８ビットは、振
幅制御信号により約１１ビット程度（１０進数で１０２
４程度）の振幅に制御されているが、雑音等により１２
ビットで表現できる値（１０進数で４０９５）より大き
くなることもある。例えば、乗算結果の１８ビットが
「１０２４」のときには、出力６ビットとして「３２」
が出力されるが、乗算結果の１８ビットが「１０２４」
よりも大きい「４６０８」であるときには、出力６ビッ
トは「１６」となってしまい、ビットリバースが生じて
しまう。これを回避するため、可変振幅制御部２０３
は、クリップ機能を備えている。

【００３５】上述したように乗算結果の１８ビットでは
「４０９５」を上限としているため、もし乗算結果の１
８ビットが「４０９５」よりも大きい場合には、クリッ
プ機能により、出力６ビットを必ず「１２７」に丸め込
む。このクリップ機能は、例えば、可変振幅制御部２０
３がオフセットバイナリ（最下位「００００…００
０」、最上位「１１１…１１１」で表現される２進数）
で処理されている場合に、乗算結果の１８ビットのう
ち、上位６ビットのいずれかが「１」（バイナリ）であ
れば、出力を必ず「１２７」に固定するような制御を行
うことにより実現することができる。

【００３６】可変振幅制御部２０３が、２の補数モード
（最下位「１０００…０００」、最上位「０１１…１１
１」で表現される２進数）で処理されており、出力６ビ
ットも２の補数モードで出力される場合には、以下の動
作となる。最上位ビットは符号ビットであり、残り上位
５ビットのうち、１ビットでも符号ビットと異なるビッ
トがある場合で、符号ビットが「０」であれば、出力６
ビットを「０１１１１１」（１０進数で「６３」）に固
定し、符号ビットが「１」であれば、出力６ビットを
「１０００００」（１０進数で「−６４」）に固定す
る。

【００３７】このようなクリップ機能により得られた逆
拡散部１０４ａ〜ｎの出力６ビットが、復調部１０５ａ
〜ｎに入力され、適切な検波が行われ、復調結果が得ら
れる。ここでは、後段でのＲＡＫＥ合成のため、軟判定
結果が出力される。もし、後段において最大比合成等を
行わず、多数決判定等を行うのであれば、特に軟判定結
果である必要はなく、硬判定結果であっても構わない。
復調部１０５ａ〜ｎの入力が、複数の逆拡散部１０４ａ
〜ｎにおいてそれぞれ適切なレベルに調整されているの
で、全ての復調部１０５ａ〜ｎにおいてほぼ理想的な復
調が可能となることが本発明に係る受信装置の特徴であ
る。

【００３８】上述した従来の受信装置の構成のように、
各逆拡散部６０４において、各マルチパス成分毎に可変
振幅制御部を有さない場合には、伝播路環境によって、
ある逆拡散部６０４の出力に対して、異なる逆拡散部６
０４の出力が比較的小さくなるような状況となる場合が
ある。このような場合には、振幅差のある信号それぞれ
を理想的に復調しようとすると、振幅の大きい信号に対
しても６ビット程度の精度が要求され、振幅の小さな信
号に対しても６ビット程度の精度が要求されるため、結
果的に６ビットでは足りなくなり、より多くのビットを
復調部１０５に入力する必要が生じてくる。例えば、復
調段において、既知のパイロットシンボルを用いた内挿
補間を用いるような復調部の構成とすると、内挿補間に
必要な区間だけ、逆拡散部の出力を貯える必要があり、
復調部の入力ビット数の増大がハードウェア規模を増大
させる要因となってしまう。

【００３９】これに対して、本実施例１に係る受信装置
の構成によれば、復調部１０５ａ〜ｎのハードウェア規
模を増大させることなく、復調性能を向上させることが
可能となる。複数の復調部１０５ａ〜ｎにより得られた
情報シンボルは、合成部１０６に入力され、上述したよ
うに最大比合成、多数決判定等により、マルチパス成分
を有効に用い、より精度の高い復調結果を得ることが可
能となる。

【００４０】＜実施例２＞図３は、本発明の実施例２に
係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。実施
例２に係る受信装置は、上述した実施例１に係る受信装
置とほぼ同様の構成を備えているが、合成部の構成と逆
拡散部の出力信号が新たに追加されている点で異なって
いる。したがって、図３において、実施例１に係る受信
装置と同様の機能を有する部分には、同一の符号を付し
て、詳細な説明を省略する。

【００４１】また、実施例２に係る受信装置における可
変振幅制御部は、上述した実施例１に係る受信装置にお
けるものと同等であり、第２の可変振幅制御部が合成部
におかれている。そして、複数の逆拡散部における相関
演算部の出力側に設置された可変振幅制御部により、後
段に配置された複数の復調部の入力振幅を最適化し、復
調部における復調結果に対して、第２の可変振幅制御部
により、より最適な最大比合成を可能とするものであ
る。

【００４２】一般的に、伝播路によって生じるマルチパ
ス成分を最も効率よく利用するためには、最大比合成が
用いられる。この最大比合成は、理想的には各パスの復
調結果に対して、各パスのＳＩＲ（信号電力対雑音成分
電力比）に比例した重み付けを行った後に合成すること
が望ましい。しかしながら、ＳＩＲ演算は分散を求める
必要があるため、ハードウェア規模は非常に大型化し、
ソフトウェアで行う場合にも、各パス毎に行う必要があ
ることから、処理量が増大する。

【００４３】したがって、特に既知のパイロットシンボ
ルや、パイロットチャネルのように予め同時に送信され
る位相基準を用いて同期検波を行うようなシステムで
は、同期検波の際に、振幅に比例した重み付けが同時に
なされるため、簡易的に復調結果をそのまま合成する手
法が用いられる。このような手法では、上述した実施例
１に係る受信装置で説明した第１の可変振幅制御部２０
３を用いると、各マルチパス成分の受信振幅成分が、第
１の可変振幅制御部２０３において変更される。このた
め、単純な合成を行うと、重み付けがほとんど行われな
いこととなり、最大比合成が実現できなくなるという問
題が生ずる。本実施例２に係る受信装置は、このような
問題を解決するものである。

【００４４】以下、図４、図５を用いて、実施例２の受
信装置について、さらに詳しく説明する。図４は、実施
例２に係る受信装置における逆拡散部４０４ａ〜ｎの詳
細構成を示すブロック図である。この逆拡散部４０４ａ
〜ｎの動作は、実施例１に係る受信装置において説明し
たものとほぼ同様であるが、図４に示すように、振幅制
御信号生成部２０４からの出力が、可変振幅制御部２０
３に対して出力されるとともに、外部にも出力される点
で異なっている。

【００４５】図５は、実施例２に係る受信装置における
合成部３０６の詳細構成を示すブロック図である。この
合成部３０６は、図５に示すように、複数の第２の可変
振幅制御部５０１ａ〜ｎ、複数の第２の振幅制御信号生
成部５０２ａ〜ｎおよび加算部５０３を備えて構成され
ている。

【００４６】以下、合成部３０６の動作について説明す
る。合成部３０６には、上述した実施例１に係る受信装
置で説明したのと同様の動作で復調された信号と、各逆
拡散部４０４ａ〜ｎにおける第１の振幅制御信号生成部
２０４からの制御信号が入力される。各パスの動作は、
上述した実施例１に係る受信装置と同様であるため、１
パスについてのみ説明する。

【００４７】復調部１０５（例えば１０５ａ）により復
調された情報シンボルは、第２の可変振幅制御部５０１
ａに入力される。第２の可変振幅制御部５０１ａでは、
第２の振幅制御信号生成部５０２ａより入力される第２
の振幅制御信号を復調部１０５ａから入力される信号に
乗算する。この際、より大きい振幅信号において、ビッ
トリバースにより振幅が小さく見えないように、第１の
可変振幅制御部２０３と同様のクリップ処理が施され
る。

【００４８】第２の振幅制御信号生成部５０２ａでは、
まず第１の振幅制御信号生成部２０４の出力の逆数がと
られる。これは正確に逆数である必要はなく、逆数に比
例した値でかまわない。例えば、第１の振幅制御信号生
成部２０４の出力が「００１０００」（バイナリ）であ
るとすると、逆数は「０００１００」となる。また、例
えば、第１の振幅制御信号生成部２０４の出力が「０１
００００」（バイナリ）であるとすると、逆数は「００
００１０」となればよい。

【００４９】その後、この逆数演算結果が二乗され、第
２の振幅制御信号生成部５０２ａの出力となる。すなわ
ち、第２の振幅制御信号生成部５０２ａの出力は、１６
ビットで出力されることとなる。例えば、第１の振幅制
御信号生成部２０４の出力が「０００１００」（バイナ
リ）であるとすると、第２の振幅制御信号生成部５０２
ａの出力は「０００００００１００００」となる。ま
た、例えば、第１の振幅制御信号生成部２０４の出力が
「０１００００」（バイナリ）であるとすると、第２の
振幅制御信号生成部５０２ａの出力は「０００００００
００１００」となればよい。この演算結果が、第２の可
変振幅制御部５０１ａに入力され、復調部１０５ａから
の入力と乗算される。

【００５０】もし逆数が乗算されたのみとすると、逆拡
散部４０４ａにおいて、第１の可変振幅制御部２０３の
制御結果のみを補正しただけとなり、重み付けがなされ
ないこととなる。したがって、さらに逆数がもう一度乗
算される（結果的に逆数の二乗を乗算する）ことによ
り、振幅に比例した重み付けがなされることとなる。第
２の可変振幅制御部５０１ａ〜ｎの出力は、それぞれ加
算部５０３に入力される。この乗算結果が、加算および
合成されることにより、最大比合成が実現され、ほぼ最
適な復調結果を得ることができる。

【００５１】

【発明の効果】本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装置
は、上述した構成を備えているため、以下の効果を奏す
る。

【００５２】すなわち、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受
信装置によれば、各パス毎に逆拡散部の出力を調整する
可変振幅制御部を設けることにより、ハードウェア規模
を増大することなく、各パスの復調部に対して、安定か
つ最適な振幅で信号を入力することにより、復調性能を
向上さることが可能となる。

【００５３】また、本発明に係るＣＤＭＡ方式の受信装
置によれば、ＲＡＫＥ合成を行う際、可変振幅制御部の
制御結果を補正し、さらに重み付けを行う第２の可変振
幅制御部を設けることにより、最適な最大比合成を実現
し、復調性能を向上させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１に係る受信装置の概略構成を
示すブロック図である。

【図２】本発明の実施例１に係る受信装置における逆拡
散部の詳細構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の実施例２に係る受信装置の概略構成を
示すブロック図である。

【図４】本発明の実施例２に係る受信装置における逆拡
散部の詳細構成を示すブロック図である。

【図５】本発明の実施例２に係る受信装置における合成
部の詳細構成を示すブロック図である。

【図６】従来の受信装置の概略構成を示すブロック図で
ある。

【図７】従来の受信装置における逆拡散部の概略構成を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１０１ 可変利得制御増幅部 １０２ 直交検波部 １０３ Ａ／Ｄ変換部 １０４，４０４，６０４ 逆拡散部 １０５ 復調部 １０６，３０６ 合成部 １０７ 制御電圧生成部 ２０１ 相関演算部 ２０２ 符号生成部 ２０３，５０１ 可変振幅制御部 ２０４，５０２ 振幅制御信号生成部 ２０５ 相関パワー演算部 ５０３ 加算部

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号を制御電圧に応じて増幅するた
   めの可変利得制御増幅部と、 可変利得制御された受信信号を直交信号に変換するため
   の直交検波部と、 前記直交検波部の出力をディジタル信号に変換するため
   のＡ／Ｄ変換部と、 前記Ａ／Ｄ変換部に入力される信号電力を一定に保つよ
   うに、前記可変利得制御増幅部を制御する制御電圧を生
   成するための制御電圧生成部と、 前記Ａ／Ｄ変換部の出力に基づいて、前記受信信号に含
   まれる複数のマルチパス成分に対応するタイミングに同
   期し、前記受信信号に対応した拡散符号を用いて逆拡散
   処理を行うための逆拡散部と、 前記複数のマルチパス成分に対応する前記逆拡散部の出
   力を用いて、検波および復調を行うための複数の復調部
   とを備えたＣＤＭＡ方式の受信装置において、 前記逆拡散部は、 各マルチパス成分に対応した各出力に対して、制御信号
   に応じて出力信号の振幅を変更し、予め定められたビッ
   ト数に丸め込む機能を有する可変振幅制御部と、 相関パワーを演算するための相関パワー演算部と、 出力信号の振幅を予め定められた目標値に保つように、
   前記制御信号を生成するための出力信号振幅制御部とを
   備えたことを特徴とするＣＤＭＡ方式の受信装置。
2. 【請求項２】 前記出力信号振幅制御からの制御信号に
   応じて、前記複数の復調部の出力振幅を補正するための
   レベル補正部を有する合成部を備えたことを特徴とする
   請求項１記載のＣＤＭＡ方式の受信装置。