JPH10173629A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH10173629A JPH10173629A JP33010396A JP33010396A JPH10173629A JP H10173629 A JPH10173629 A JP H10173629A JP 33010396 A JP33010396 A JP 33010396A JP 33010396 A JP33010396 A JP 33010396A JP H10173629 A JPH10173629 A JP H10173629A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- reception
- output
- correlation
- inversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7095—Sliding correlator type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スペクトラム拡散による符号分割多重方式を
用いた受信装置において、特にＲＡＫＥ合成を行う場合
に、合成すべきパスタイミングを安定して抽出し、確実
なＲＡＫＥ合成を実現する受信装置を提供することであ
る。 【解決手段】 本来、拡散符号の自己相関値は、拡散符
号が１つ決定されれば一義的に求められるため、受信機
側では拡散符号のレプリカの自己相関を計算し、その結
果に受信品質に応じた誤差範囲を見込んだ数値をしきい
値とし、サーチャ回路の出力の判定基準とする。サーチ
ャ回路の出力は、レプリカの自己相関値に誤差範囲を加
えた上下のしきい値の中にあれば、自己相関による無効
な相関値と見なし、その範囲の外側にあれば合成すべき
有効なパスタイミングと見なす。
用いた受信装置において、特にＲＡＫＥ合成を行う場合
に、合成すべきパスタイミングを安定して抽出し、確実
なＲＡＫＥ合成を実現する受信装置を提供することであ
る。 【解決手段】 本来、拡散符号の自己相関値は、拡散符
号が１つ決定されれば一義的に求められるため、受信機
側では拡散符号のレプリカの自己相関を計算し、その結
果に受信品質に応じた誤差範囲を見込んだ数値をしきい
値とし、サーチャ回路の出力の判定基準とする。サーチ
ャ回路の出力は、レプリカの自己相関値に誤差範囲を加
えた上下のしきい値の中にあれば、自己相関による無効
な相関値と見なし、その範囲の外側にあれば合成すべき
有効なパスタイミングと見なす。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は受信装置に関し、詳
しくは、情報信号をその数十から数百倍の速度を持つ信
号で変調して伝送する符号分割多元接続通信システムを
用いた通信システムの受信装置に関する。
しくは、情報信号をその数十から数百倍の速度を持つ信
号で変調して伝送する符号分割多元接続通信システムを
用いた通信システムの受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術として、たとえば特開平８−１
１６３０３号公報に開示された「スペクトラム拡散無線
通信システムおよびこのシステムで使用される基地局用
無線通信装置並びに移動局用無線通信装置」が挙げら
れ、この公報の第１２頁第１０行〜第１３頁第４７行お
よび図１０が参照される。
１６３０３号公報に開示された「スペクトラム拡散無線
通信システムおよびこのシステムで使用される基地局用
無線通信装置並びに移動局用無線通信装置」が挙げら
れ、この公報の第１２頁第１０行〜第１３頁第４７行お
よび図１０が参照される。
【０００３】従来、たとえばスペクトラム拡散による符
号分割多重方式を用いたシステムの受信装置において
は、受信機側で適正なタイミングで受信が行われるよう
に、受信信号中の拡散符号のタイミングを常に捕捉し続
けるサーチャ回路が必要となる。通常、これは、受信信
号と送信側の拡散符号のレプリカとの相互相関を計算す
ることで求められる。正確にタイミングの合う位置で
は、前述の相互相関値は最大値を示し、よって受信機は
受信信号の拡散符号タイミングを知ることができる。
号分割多重方式を用いたシステムの受信装置において
は、受信機側で適正なタイミングで受信が行われるよう
に、受信信号中の拡散符号のタイミングを常に捕捉し続
けるサーチャ回路が必要となる。通常、これは、受信信
号と送信側の拡散符号のレプリカとの相互相関を計算す
ることで求められる。正確にタイミングの合う位置で
は、前述の相互相関値は最大値を示し、よって受信機は
受信信号の拡散符号タイミングを知ることができる。
【０００４】また、受信機ではこのサーチャ回路の出力
する値をもとにＲＡＫＥ合成受信を行う。これは、いく
つかの経路（以下「パス」という）を通り時間的にずれ
て受信される信号を、そのずれ（以下「遅延時間」とい
う）に見合ったタイミングで復調し合成することで、受
信品質を維持する方法である。
する値をもとにＲＡＫＥ合成受信を行う。これは、いく
つかの経路（以下「パス」という）を通り時間的にずれ
て受信される信号を、そのずれ（以下「遅延時間」とい
う）に見合ったタイミングで復調し合成することで、受
信品質を維持する方法である。
【０００５】従来例の技術について、図２に示す特開平
８−１１６３０３号公報に記載されている通信装置の構
成図を参照して説明する。
８−１１６３０３号公報に記載されている通信装置の構
成図を参照して説明する。
【０００６】図２において、従来例の装置は、アンテナ
２０１と、高周波復調回路２０２と、フィンガ回路２０
３ａ〜２０３ｎと、フィンガ情報抽出部２０４と、シン
ボル合成器２０５とから構成される。
２０１と、高周波復調回路２０２と、フィンガ回路２０
３ａ〜２０３ｎと、フィンガ情報抽出部２０４と、シン
ボル合成器２０５とから構成される。
【０００７】次に、従来例の装置の動作について、図２
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【０００８】アンテナ２０１で受信された受信信号は、
高周波復調回路２０２によってベースバンド信号に変換
される。この受信機に通信相手装置から最適フィンガ数
情報が到来すると、この情報はサーチャとしての機能を
有したフィンガ情報抽出部２０４で抽出される。フィン
ガ情報抽出部２０４は上記最適フィンガ数情報に応じて
複数のフィンガ回路２０３ａ〜２０３ｎのうち、どのフ
ィンガ回路を動作させるか決定し、各フィンガ回路に対
して動作制御信号を与える。最適フィンガ数情報が大き
い場合には、多数のマルチパスが発生しても、これらの
マルチパスを多くのフィンガ回路により、効率よく受信
再生する。また、最適フィンガ数情報が小さい場合に
は、マルチパスの発生数が少ない場合に、不必要にノイ
ズを再生して合成する不具合は防止されＳ／Ｎを高く保
持することができる。また、従来例には最適フィンガ数
情報は、無線リンク形成後通信開始前に相手局から通知
されるようにしたが、通信開始後においても通信相手局
から定期的もしくは任意のタイミングで最適フィンガ数
情報を通知されるようにしてもよいと記述されている。
高周波復調回路２０２によってベースバンド信号に変換
される。この受信機に通信相手装置から最適フィンガ数
情報が到来すると、この情報はサーチャとしての機能を
有したフィンガ情報抽出部２０４で抽出される。フィン
ガ情報抽出部２０４は上記最適フィンガ数情報に応じて
複数のフィンガ回路２０３ａ〜２０３ｎのうち、どのフ
ィンガ回路を動作させるか決定し、各フィンガ回路に対
して動作制御信号を与える。最適フィンガ数情報が大き
い場合には、多数のマルチパスが発生しても、これらの
マルチパスを多くのフィンガ回路により、効率よく受信
再生する。また、最適フィンガ数情報が小さい場合に
は、マルチパスの発生数が少ない場合に、不必要にノイ
ズを再生して合成する不具合は防止されＳ／Ｎを高く保
持することができる。また、従来例には最適フィンガ数
情報は、無線リンク形成後通信開始前に相手局から通知
されるようにしたが、通信開始後においても通信相手局
から定期的もしくは任意のタイミングで最適フィンガ数
情報を通知されるようにしてもよいと記述されている。
【０００９】以上説明した従来例の通信装置はＲＡＫＥ
受信機の代表的な構成例である。
受信機の代表的な構成例である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来技術の第一の問題
点は、通信相手局からのフィンガ数情報通知は信頼性の
面で問題があり、有効にＲＡＫＥ受信ができないという
ことである。特開平８−１１６３０３号公報に開示され
た従来例では、臨機応変にフィンガ数を変更するように
記述されているが、実際は受信状態が劣化しはじめてか
ら、フィンガ数変更の情報を通知しても、それを誤って
受信する可能性がある。
点は、通信相手局からのフィンガ数情報通知は信頼性の
面で問題があり、有効にＲＡＫＥ受信ができないという
ことである。特開平８−１１６３０３号公報に開示され
た従来例では、臨機応変にフィンガ数を変更するように
記述されているが、実際は受信状態が劣化しはじめてか
ら、フィンガ数変更の情報を通知しても、それを誤って
受信する可能性がある。
【００１１】第二の問題点は、受信信号と拡散符号のレ
プリカとの相互相関値は、拡散符号の持つ自己相関特性
によって正確なタイミング以外のところでもいくらかの
値を持つため、ＲＡＫＥ合成受信をこの相互相関値を用
いて行おうとした場合、正規のパスがもつ遅延時間以外
のタイミングを、誤って合成すべきタイミングと見なし
てしまう可能性があるということである。誤ったタイミ
ングでのＲＡＫＥ合成では、本来のＲＡＫＥ合成の効果
が得られないため、受信品質の劣化となる。
プリカとの相互相関値は、拡散符号の持つ自己相関特性
によって正確なタイミング以外のところでもいくらかの
値を持つため、ＲＡＫＥ合成受信をこの相互相関値を用
いて行おうとした場合、正規のパスがもつ遅延時間以外
のタイミングを、誤って合成すべきタイミングと見なし
てしまう可能性があるということである。誤ったタイミ
ングでのＲＡＫＥ合成では、本来のＲＡＫＥ合成の効果
が得られないため、受信品質の劣化となる。
【００１２】第三の問題点は、逆に、自己相関値の大き
なところをはじめから誤タイミングとし、そのタイミン
グでのパスを無視した場合、有効なパスがもしそこに存
在したときに、それを自ら捨ててしまうことになりＲＡ
ＫＥ受信機の意味がなくなるということである。
なところをはじめから誤タイミングとし、そのタイミン
グでのパスを無視した場合、有効なパスがもしそこに存
在したときに、それを自ら捨ててしまうことになりＲＡ
ＫＥ受信機の意味がなくなるということである。
【００１３】本発明は上記の点にかんがみてなされたも
ので、スペクトラム拡散による符号分割多重方式を用い
た受信装置において、特にＲＡＫＥ合成を行う場合に、
合成すべきパスタイミングを安定して抽出し、確実なＲ
ＡＫＥ合成を実現する受信装置を提供することを目的と
する。
ので、スペクトラム拡散による符号分割多重方式を用い
た受信装置において、特にＲＡＫＥ合成を行う場合に、
合成すべきパスタイミングを安定して抽出し、確実なＲ
ＡＫＥ合成を実現する受信装置を提供することを目的と
する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】従って本発明では、スペ
クトラム拡散による符号分割多重方式通信に有効とされ
るＲＡＫＥ受信を的確に行うため、それに適したサーチ
ャ回路を持つ受信装置を提供する。
クトラム拡散による符号分割多重方式通信に有効とされ
るＲＡＫＥ受信を的確に行うため、それに適したサーチ
ャ回路を持つ受信装置を提供する。
【００１５】本来、拡散符号の自己相関値は、拡散符号
が１つ決定されれば一義的に求められるため、受信機側
では拡散符号のレプリカの自己相関を計算し、その結果
に受信品質に応じた誤差範囲を見込んだ数値をしきい値
とし、サーチャ回路の出力の判定基準とする。サーチャ
回路の出力は、レプリカの自己相関値に誤差範囲を加え
た上下のしきい値の中にあれば、自己相関による無効な
相関値と見なし、その範囲の外側にあれば合成すべき有
効なパスタイミングと見なす。
が１つ決定されれば一義的に求められるため、受信機側
では拡散符号のレプリカの自己相関を計算し、その結果
に受信品質に応じた誤差範囲を見込んだ数値をしきい値
とし、サーチャ回路の出力の判定基準とする。サーチャ
回路の出力は、レプリカの自己相関値に誤差範囲を加え
た上下のしきい値の中にあれば、自己相関による無効な
相関値と見なし、その範囲の外側にあれば合成すべき有
効なパスタイミングと見なす。
【００１６】以上の構成によれば、サーチャ回路では拡
散符号の自己相関による誤ったタイミングを抽出しなく
なる上に、さらに、もし自己相関による誤タイミングの
場所に、受信すべき有効な信号が存在した場合には、そ
の信号の相互相関値は拡散符号の自己相関値とは異なる
値を持つため、自己相関値によるしきい値を設けること
で自己相関値の影響を排除し、より確実なパスの選別が
可能となる。
散符号の自己相関による誤ったタイミングを抽出しなく
なる上に、さらに、もし自己相関による誤タイミングの
場所に、受信すべき有効な信号が存在した場合には、そ
の信号の相互相関値は拡散符号の自己相関値とは異なる
値を持つため、自己相関値によるしきい値を設けること
で自己相関値の影響を排除し、より確実なパスの選別が
可能となる。
【００１７】よって、ＲＡＫＥ受信においては有効なパ
スのみが合成されることにより、受信品質の維持、向上
がはかられる。
スのみが合成されることにより、受信品質の維持、向上
がはかられる。
【００１８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００１９】図１は本発明の一実施の形態の受信装置に
おける回路構成図である。
おける回路構成図である。
【００２０】図１において、本実施の形態の受信装置
は、アンテナ１０１と、無線受信部１０２と、遅延器１
０３ａ〜１０３ｃと、逆拡散部１０４ａ〜１０４ｄと、
重み付け回路１０５ａ〜１０５ｃと、合成部１０６と、
復調部１０７と、ＳＩＲ測定部１０８と、拡散符号発生
部１０９と、自己相関器１１０と、比較部１１１ａ〜１
１１ｃと、スライディング相関器１１２とから構成され
る。
は、アンテナ１０１と、無線受信部１０２と、遅延器１
０３ａ〜１０３ｃと、逆拡散部１０４ａ〜１０４ｄと、
重み付け回路１０５ａ〜１０５ｃと、合成部１０６と、
復調部１０７と、ＳＩＲ測定部１０８と、拡散符号発生
部１０９と、自己相関器１１０と、比較部１１１ａ〜１
１１ｃと、スライディング相関器１１２とから構成され
る。
【００２１】次に、本実施の形態の受信装置の動作につ
いて図１を参照して説明する。図１は一例として、異な
った時間で受信機に到達する信号を、最大４波合成する
ことのできる受信機の構成を示す。
いて図１を参照して説明する。図１は一例として、異な
った時間で受信機に到達する信号を、最大４波合成する
ことのできる受信機の構成を示す。
【００２２】図１において、アンテナ１０１で受信され
た受信信号は、受信無線部１０２へ入力される。受信無
線部１０２では、搬送波が取り除かれ、遅延器１０３ａ
から１０３ｃ、および逆拡散部１０４ｄに入力される。
遅延器１０３ａ〜１０３ｃの出力はそれぞれ逆拡散器１
０４ａ〜１０４ｃへ入力される。各逆拡散部１０４ａ〜
１０４ｄでは、拡散符号発生部１０９の発生する、送信
側で用いられた拡散符号のレプリカにより受信信号の逆
拡散が行われ、まず２次変調が解かれる。逆拡散された
信号はそれぞれ重み付け回路１０５ａ〜１０５ｃにおい
て、受信レベルに見合った重みが付けられる。具体的に
は後述するスライディング相関器１１２、比較部１１１
ａ〜１１１ｃの出力する相関値と対応する逆拡散部１０
４ｂ〜１０４ｄの出力する受信信号が乗算されて、合成
部１０６で加算される。このとき、逆拡散部１０４ａの
出力は必ず重みを１として合成するので、重み付け回路
は通らない。
た受信信号は、受信無線部１０２へ入力される。受信無
線部１０２では、搬送波が取り除かれ、遅延器１０３ａ
から１０３ｃ、および逆拡散部１０４ｄに入力される。
遅延器１０３ａ〜１０３ｃの出力はそれぞれ逆拡散器１
０４ａ〜１０４ｃへ入力される。各逆拡散部１０４ａ〜
１０４ｄでは、拡散符号発生部１０９の発生する、送信
側で用いられた拡散符号のレプリカにより受信信号の逆
拡散が行われ、まず２次変調が解かれる。逆拡散された
信号はそれぞれ重み付け回路１０５ａ〜１０５ｃにおい
て、受信レベルに見合った重みが付けられる。具体的に
は後述するスライディング相関器１１２、比較部１１１
ａ〜１１１ｃの出力する相関値と対応する逆拡散部１０
４ｂ〜１０４ｄの出力する受信信号が乗算されて、合成
部１０６で加算される。このとき、逆拡散部１０４ａの
出力は必ず重みを１として合成するので、重み付け回路
は通らない。
【００２３】合成後の信号からは、ＳＩＲ測定部１０８
において、受信信号の品質情報として希望波受信電力対
干渉波受信電力比（以下「ＳＩＲ」という）が計算され
る。ＳＩＲは合成後の信号の全電力から、合成後の信号
を同相加算した信号の電力を引いて干渉波レベルとし、
同相加算した信号の電力を信号波レベルとしてその比を
とって表す。
において、受信信号の品質情報として希望波受信電力対
干渉波受信電力比（以下「ＳＩＲ」という）が計算され
る。ＳＩＲは合成後の信号の全電力から、合成後の信号
を同相加算した信号の電力を引いて干渉波レベルとし、
同相加算した信号の電力を信号波レベルとしてその比を
とって表す。
【００２４】また、無線受信部１０２の出力はスライデ
ィング相関器１１２へ入力される。スライディング相関
器１１２では、拡散符号発生部１０９の生成する、送信
側で用いられた拡散符号のレプリカと、受信信号との相
互相関値が１／ｎチップ（ｎは任意の整数）ずつずらし
ながら、１シンボル分求められる。求められた相互相関
値のうち、最大の相関値を持つタイミングから順にｔ
１、ｔ２、ｔ３、ｔ４とする。時間軸上遅れる方向を正
の数で表すとき、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４である。ま
た、相関値は大きい順にｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４と表
す。これらの相関値とタイミングは、それぞれ以下のよ
うに遅延器１０３ａ、もしくは比較器１１１ａ〜１１１
ｃへ設定される。
ィング相関器１１２へ入力される。スライディング相関
器１１２では、拡散符号発生部１０９の生成する、送信
側で用いられた拡散符号のレプリカと、受信信号との相
互相関値が１／ｎチップ（ｎは任意の整数）ずつずらし
ながら、１シンボル分求められる。求められた相互相関
値のうち、最大の相関値を持つタイミングから順にｔ
１、ｔ２、ｔ３、ｔ４とする。時間軸上遅れる方向を正
の数で表すとき、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４である。ま
た、相関値は大きい順にｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４と表
す。これらの相関値とタイミングは、それぞれ以下のよ
うに遅延器１０３ａ、もしくは比較器１１１ａ〜１１１
ｃへ設定される。
【００２５】まず、遅延器１０３ａには最大パス信号の
情報として、遅延時間Ｔａ＝ｔ４−ｔ１が設定される。
また比較部１１１ａには、遅延時間としてＴｂ＝ｔ４−
ｔ２とＴｘ＝ｔ２−ｔ１、また相関値比としてｓ２／ｓ
１が、比較部１１１ｂには、遅延時間Ｔｃ＝ｔ４−ｔ３
とＴｙ＝ｔ３−ｔ１、また相関値の比としてｓ３／ｓ１
が、比較部１１１ｃには、遅延時間Ｔｚ＝ｔ４−ｔ１、
また相関値の比としてｓ４／ｓ１が設定される。ここ
で、遅延時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃは、合成部１０６での合
成時に同一タイミングになるべく、各遅延器１０３ｂ〜
１０３ｃにおいて受信信号をどの位遅延させればよいか
を表す信号である。また、遅延時間Ｔｘ、Ｔｙ、Ｔｚは
受信機に到達した信号の主波と遅延波の時間関係を表す
信号である。
情報として、遅延時間Ｔａ＝ｔ４−ｔ１が設定される。
また比較部１１１ａには、遅延時間としてＴｂ＝ｔ４−
ｔ２とＴｘ＝ｔ２−ｔ１、また相関値比としてｓ２／ｓ
１が、比較部１１１ｂには、遅延時間Ｔｃ＝ｔ４−ｔ３
とＴｙ＝ｔ３−ｔ１、また相関値の比としてｓ３／ｓ１
が、比較部１１１ｃには、遅延時間Ｔｚ＝ｔ４−ｔ１、
また相関値の比としてｓ４／ｓ１が設定される。ここ
で、遅延時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃは、合成部１０６での合
成時に同一タイミングになるべく、各遅延器１０３ｂ〜
１０３ｃにおいて受信信号をどの位遅延させればよいか
を表す信号である。また、遅延時間Ｔｘ、Ｔｙ、Ｔｚは
受信機に到達した信号の主波と遅延波の時間関係を表す
信号である。
【００２６】自己相関器１１０では、拡散符号発生部１
０９の発生する拡散符号をスライディング相関器１１２
と同様に、拡散符号を１／ｎチップずつずらして拡散符
号同士を積和演算し、拡散符号の自己相関値を１シンボ
ル分求める。自己相関値は、タイミングのずれを０とし
た時の時間を基準に、時間的に遅れる方向を正の数とす
る相対的な時間差で表され、また、そのレベルはタイミ
ングのずれを０とした時の値を１として表わされる。比
較器１１１ａ〜１１１ｃでは、スライディング相関器１
１２が求めたＴｘ、Ｔｙ、Ｔｚの各タイミングに対応す
る自己相関値が、自己相関器１１０の出力から選び出さ
れる。比較器１１１ａ〜１１１ｃではＳＩＲ測定部１０
８からの、受信品質情報を表すＳＩＲより自己相関値の
誤差範囲を計算し上下限のしきい値とする。ＳＩＲが
ｒ、自己相関値をＶで表すとすると、上下限のしきい値
はそれぞれ、上限値Ｚ１＝Ｖ×（１＋１／ｒ）、下限値
Ｚ２＝Ｖ×（１−１／ｒ）と表される。比較部１１１ａ
〜１１１ｃでは、それぞれに計算された上下限のしきい
値とスライディング相関器１１２の出力の相関値の比ｓ
２／ｓ１、ｓ３／ｓ１、ｓ４／ｓ１の各レベルを比較
し、それが上下限のしきい値内であれば無効なパスと判
断してＲＡＫＥ合成を行わないように、対応する重み付
け回路１０５ａ〜１０５ｃへ重み係数０を設定する。こ
のとき、重み係数０が設定されるフィンガでは遅延器に
設定される遅延時間は０（遅延なし）とする。また、そ
れが上下限のしきい値外であれば、有効なパスとしてそ
の遅延時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃを対応する遅延器１０３ａ
〜１０３ｃへ、また対応する重み付け回路１０５ａ〜１
０５ｃへ相関値の比ｓ２／ｓ１、ｓ３／ｓ１、ｓ４／ｓ
１を設定する。
０９の発生する拡散符号をスライディング相関器１１２
と同様に、拡散符号を１／ｎチップずつずらして拡散符
号同士を積和演算し、拡散符号の自己相関値を１シンボ
ル分求める。自己相関値は、タイミングのずれを０とし
た時の時間を基準に、時間的に遅れる方向を正の数とす
る相対的な時間差で表され、また、そのレベルはタイミ
ングのずれを０とした時の値を１として表わされる。比
較器１１１ａ〜１１１ｃでは、スライディング相関器１
１２が求めたＴｘ、Ｔｙ、Ｔｚの各タイミングに対応す
る自己相関値が、自己相関器１１０の出力から選び出さ
れる。比較器１１１ａ〜１１１ｃではＳＩＲ測定部１０
８からの、受信品質情報を表すＳＩＲより自己相関値の
誤差範囲を計算し上下限のしきい値とする。ＳＩＲが
ｒ、自己相関値をＶで表すとすると、上下限のしきい値
はそれぞれ、上限値Ｚ１＝Ｖ×（１＋１／ｒ）、下限値
Ｚ２＝Ｖ×（１−１／ｒ）と表される。比較部１１１ａ
〜１１１ｃでは、それぞれに計算された上下限のしきい
値とスライディング相関器１１２の出力の相関値の比ｓ
２／ｓ１、ｓ３／ｓ１、ｓ４／ｓ１の各レベルを比較
し、それが上下限のしきい値内であれば無効なパスと判
断してＲＡＫＥ合成を行わないように、対応する重み付
け回路１０５ａ〜１０５ｃへ重み係数０を設定する。こ
のとき、重み係数０が設定されるフィンガでは遅延器に
設定される遅延時間は０（遅延なし）とする。また、そ
れが上下限のしきい値外であれば、有効なパスとしてそ
の遅延時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃを対応する遅延器１０３ａ
〜１０３ｃへ、また対応する重み付け回路１０５ａ〜１
０５ｃへ相関値の比ｓ２／ｓ１、ｓ３／ｓ１、ｓ４／ｓ
１を設定する。
【００２７】たとえば、スライディング相関器１１２が
算出した４つのタイミングと相関値がｔ１＝１チップの
タイミングでｓ１＝１０、ｔ２＝２チップのタイミング
でｓ２＝８、ｔ３＝４チップのタイミングでｓ３＝４、
ｔ４＝８チップのタイミングでｓ４＝２だった時、遅延
器１０３ａには最大パス信号の情報として、遅延時間Ｔ
ａ＝７チップが設定される。また比較部１１１ａには、
遅延時間としてＴｂ＝６チップとＴｘ＝１チップ、また
相関値の比として０．８が、比較部１１１ｂには、遅延
時間Ｔｃ＝４チップとＴｙ＝３チップ、また相関値の比
として０．４が、比較器１１１ｃには、遅延時間Ｔｚ＝
７チップ、また相関値の比として０．２が設定される。
算出した４つのタイミングと相関値がｔ１＝１チップの
タイミングでｓ１＝１０、ｔ２＝２チップのタイミング
でｓ２＝８、ｔ３＝４チップのタイミングでｓ３＝４、
ｔ４＝８チップのタイミングでｓ４＝２だった時、遅延
器１０３ａには最大パス信号の情報として、遅延時間Ｔ
ａ＝７チップが設定される。また比較部１１１ａには、
遅延時間としてＴｂ＝６チップとＴｘ＝１チップ、また
相関値の比として０．８が、比較部１１１ｂには、遅延
時間Ｔｃ＝４チップとＴｙ＝３チップ、また相関値の比
として０．４が、比較器１１１ｃには、遅延時間Ｔｚ＝
７チップ、また相関値の比として０．２が設定される。
【００２８】このとき自局に割り当てられた拡散符号の
Ｔｘ、Ｔｙ、Ｔｚのタイミングにおける自己相関値がＶ
ｘ＝０．７９、Ｖｙ＝０．２、Ｖｚ＝０．０５で、ＳＩ
Ｒ＝１０だった場合、各タイミングでの上限値、下限値
は、Ｚ１ｘ＝０．８８、Ｚ２ｘ＝０．７２、Ｚ１ｙ＝
０．４４、Ｚ２ｙ＝０．３６、Ｚ１ｚ＝０．２２、Ｚ２
ｚ＝０．１８となり、Ｖｘ＝０．７９はしきい値内と判
断される。この場合、遅延回路１０３ｂに遅延時間０、
重み回路１０５ａに重み係数０が設定され、また、遅延
器１０３ｃには遅延時間Ｔｃ＝４チップ、重み付け回路
１０５ｂには重み係数０．４が、また重み付け回路１０
５ｃには重み係数０．２が設定されることにより、Ｔｘ
のタイミングの信号はＲＡＫＥ合成から除外される。
Ｔｘ、Ｔｙ、Ｔｚのタイミングにおける自己相関値がＶ
ｘ＝０．７９、Ｖｙ＝０．２、Ｖｚ＝０．０５で、ＳＩ
Ｒ＝１０だった場合、各タイミングでの上限値、下限値
は、Ｚ１ｘ＝０．８８、Ｚ２ｘ＝０．７２、Ｚ１ｙ＝
０．４４、Ｚ２ｙ＝０．３６、Ｚ１ｚ＝０．２２、Ｚ２
ｚ＝０．１８となり、Ｖｘ＝０．７９はしきい値内と判
断される。この場合、遅延回路１０３ｂに遅延時間０、
重み回路１０５ａに重み係数０が設定され、また、遅延
器１０３ｃには遅延時間Ｔｃ＝４チップ、重み付け回路
１０５ｂには重み係数０．４が、また重み付け回路１０
５ｃには重み係数０．２が設定されることにより、Ｔｘ
のタイミングの信号はＲＡＫＥ合成から除外される。
【００２９】遅延器１０３ａ〜１０３ｃで到達時間の調
整がなされ、重み付け回路１０５ａ〜１０５ｃで適正な
重みが付けられた各受信信号は、合成部１０６で加算合
成される。
整がなされ、重み付け回路１０５ａ〜１０５ｃで適正な
重みが付けられた各受信信号は、合成部１０６で加算合
成される。
【００３０】加算合成された信号は、復調部１０７で検
波されて一次変調が解かれて情報データが抽出される。
波されて一次変調が解かれて情報データが抽出される。
【００３１】以上、図１に示す本発明の一実施の形態の
動作について説明した。
動作について説明した。
【００３２】
【発明の効果】これにより、第一の効果として、サーチ
ャ回路出力に受信品質に見合ったしきい値を設けて判別
することにより、相手局からの情報通知を必要とせず単
独で有効なＲＡＫＥ合成受信を実現することができる。
ャ回路出力に受信品質に見合ったしきい値を設けて判別
することにより、相手局からの情報通知を必要とせず単
独で有効なＲＡＫＥ合成受信を実現することができる。
【００３３】第二の効果として、スライディング相関器
の出力が、拡散符号の自己相関による誤ったタイミング
なのか、有効なパスのタイミングかを自動判別すること
が可能となる。よって、自己相関値の大きなところをは
じめから誤タイミングとし、そのタイミングでのパスを
無視することにより、弊害として、有効なパスさえも排
除してしまうという従来の問題点を解決できる。
の出力が、拡散符号の自己相関による誤ったタイミング
なのか、有効なパスのタイミングかを自動判別すること
が可能となる。よって、自己相関値の大きなところをは
じめから誤タイミングとし、そのタイミングでのパスを
無視することにより、弊害として、有効なパスさえも排
除してしまうという従来の問題点を解決できる。
【００３４】第三の効果は、ＲＡＫＥ受信においては有
効なパスのみが合成されることにより、拡散符号の自己
相関値によって誤検出されたタイミングのパスをＲＡＫ
Ｅ合成した場合に起こる受信品質劣化がなくなり受信品
質の維持、向上がはかられる。
効なパスのみが合成されることにより、拡散符号の自己
相関値によって誤検出されたタイミングのパスをＲＡＫ
Ｅ合成した場合に起こる受信品質劣化がなくなり受信品
質の維持、向上がはかられる。
【図１】本発明の一実施の形態の基地局側受信装置の回
路構成を示すブロック図である。
路構成を示すブロック図である。
【図２】従来例の送受信装置の回路構成を示すブロック
図である。
図である。
１０１ アンテナ １０２ 無線受信部 １０３ａ〜１０３ｃ 遅延器 １０４ａ〜１０４ｄ 逆拡散部 １０５ａ〜１０５ｃ 重み付け回路 １０６ 合成部 １０７ 復調部 １０８ ＳＩＲ測定部 １０９ 拡散符号発生部 １１０ 自己相関器 １１１ａ〜１１１ｃ 比較部 １１２ スライディング相関器 ２０１ アンテナ ２０２ 高周波復調回路 ２０３ａ〜２０３ｎ フィンガ回路 ２０４ フィンガ情報抽出部 ２０５ シンボル合成器
Claims (2)
- 【請求項１】 情報信号を、その数十倍から数百倍の速
度を持つ拡散信号で変調して伝送するスペクトラム拡散
通信システムで、特にユーザごとに異なった拡散信号が
使用されるＣＤＭＡ通信方式の受信装置において、 自局に割り当てられた拡散符号の自己相関値を算出する
自己相関計算手段と、 自局に割り当てられた拡散符号と受信信号の相互相関値
を算出する相互相関計算手段と、 前記自己相関値と前記相互相関値を比較演算する比較手
段と、 受信信号を前記相互相関計算手段、もしくは前記比較手
段の出力遅延時間に応じて遅延させる任意の数の遅延手
段と、 自局に割り当てられた拡散符号によって、前記各遅延手
段の出力を逆拡散する任意の数の逆拡散手段と、 前記逆拡散手段の出力に前記相互相関手段、もしくは前
記比較手段の出力レベルに応じて重み付けを行う任意の
数の重み付け手段と、 前記重み付け手段の出力を加算合成する合成手段と、 前記合成手段の出力から受信信号の品質を測定する受信
品質測定手段とを具備することを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 前記比較手段は、前記自己相関計算手段
の出力に前記受信品質測定手段の出力を合成し、前記相
互相関計算手段の判別のためのしきい値とすることを特
徴とする請求項１に記載の受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33010396A JP2762996B1 (ja) | 1996-12-11 | 1996-12-11 | 受信装置 |
| US08/988,530 US6067293A (en) | 1996-12-11 | 1997-12-10 | Receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33010396A JP2762996B1 (ja) | 1996-12-11 | 1996-12-11 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2762996B1 JP2762996B1 (ja) | 1998-06-11 |
| JPH10173629A true JPH10173629A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18228836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33010396A Expired - Lifetime JP2762996B1 (ja) | 1996-12-11 | 1996-12-11 | 受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6067293A (ja) |
| JP (1) | JP2762996B1 (ja) |
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| EP0999652A1 (en) * | 1998-11-06 | 2000-05-10 | Lucent Technologies Inc. | Space-time diversity receiver for wireless systems |
| KR100331907B1 (ko) * | 1998-08-24 | 2002-04-10 | 가네꼬 히사시 | Ｃｄｍａ 수신 방법 및 ｃｄｍａ 수신기 |
| WO2002039608A1 (en) * | 2000-11-09 | 2002-05-16 | Nec Corporation | Rake receiver apparatus and receiving method |
| WO2003044976A1 (fr) * | 2001-11-21 | 2003-05-30 | Nec Corporation | Dispositif de reception amrc et station de base associee |
| JP2003518819A (ja) * | 1999-12-14 | 2003-06-10 | シーフ、テクノロジー、インコーポレーテッド | 強信号をキャンセルして弱スペクトラム拡散信号を強める方法 |
| US6580749B1 (en) | 1999-05-10 | 2003-06-17 | Nec Corporation | CDMA receiver having a controllable search range and method for controlling the same |
| US6674792B1 (en) | 1999-09-21 | 2004-01-06 | Nec Corporation | Demodulation of receiver with simple structure |
| WO2004025861A1 (ja) * | 2002-09-13 | 2004-03-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ｒａｋｅ受信機 |
| US6891883B2 (en) | 1998-10-07 | 2005-05-10 | Ericsson Inc. | Delay searcher and delay trackers interaction for new delays assignment to rake fingers |
| JP2008527912A (ja) * | 2005-01-14 | 2008-07-24 | トムソン ライセンシング | Ｃｄｍａ用のｒａｍベーススクランブル符号生成装置 |
| US7903722B2 (en) | 2005-01-14 | 2011-03-08 | Thomson Licensing | Hardware-efficient searcher architecture for code division multiple access (CDMA) cellular receivers |
| JP2011220998A (ja) * | 2010-03-23 | 2011-11-04 | Seiko Epson Corp | 相関演算方法、衛星信号捕捉方法及び相関演算回路 |
| US8059776B2 (en) | 2005-01-14 | 2011-11-15 | Thomson Licensing | Method and system for sub-chip resolution for secondary cell search |
| US8442094B2 (en) | 2005-01-14 | 2013-05-14 | Thomson Licensing | Cell search using rake searcher to perform scrambling code determination |
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| JP2870526B1 (ja) * | 1997-09-04 | 1999-03-17 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置 |
| JP2982795B1 (ja) * | 1998-06-29 | 1999-11-29 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散信号受信方法および受信機 |
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| JP4963703B2 (ja) * | 2006-05-22 | 2012-06-27 | シャープ株式会社 | 受信機、受信方法および集積回路 |
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1997
- 1997-12-10 US US08/988,530 patent/US6067293A/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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