JP2003518819A - 強信号をキャンセルして弱スペクトラム拡散信号を強める方法 - Google Patents
強信号をキャンセルして弱スペクトラム拡散信号を強める方法Info
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Abstract
Description
強い信号が存在する中で比較的弱い信号を追跡、捕捉することができる受信機に
関する。
近接した強い信号が存在する中で弱い信号を追跡することにおける問題はスペク
トラム拡散マルチアクセスでのニア・ファー(near−far)問題と呼ばれ
る。ある信号源が受信機からは良く捕捉できないのに対し別の信号源が捕捉可能
な場合にもこの問題は起こりうる。これは、例えばビル内の窓や扉の近くで受信
機を動作させると、ある信号は通常強度で受信できるが他の信号はビルにより減
衰するような場合である。
ために米国空軍が運用しているナビゲーションシステムである。この目的のため
GPSには二つのサービスが提供されている。一つは精確測位サービス(PPS
)であり、主に米国軍事用でPPS装置を備える受信機が必要となる。もう一つ
は標準測位サービス(SPS)であり、PPSほど精度は高くないがすべてのユ
ーザがPPS装置が無くとも利用できるものである。米国国防省は、選択性アベ
イラビリティ(S/A)アルゴリズムと呼ばれるアルゴリズムによりSPSの精
度を低くすることができ、S/Aに起因するすべてのエラーを100m水平位置
範囲(2d−RMS)内に抑えることができる立場にある。これに対してPPS
の精度は22m以内である。
の軌道内の一つの高度は約20、000kmである。各軌道には少なくとも4個
の衛星が配置されている。各GPS衛星より送信された特殊な無線測距信号はG
PS用受信機で受信することができる。この信号には、送信した衛星を特定する
情報と時間、衛星位置等のナビゲーションデータが含まれている。基本的には、
すべてのGPS受信機は複数のGPS衛星からの測距信号を追跡し、そして緯度
、経度、高度又は他の対応する空間座標系によりユーザ位置を特定する。
zにより送信される主リンク1(L1)信号と搬送周波数1227.6MHzに
より送信される副リンク2(L2)信号である。L1、L2搬送信号はスペクト
ラム拡散信号であり、所定周波数帯域で各搬送信号のスペクトラムを拡散するデ
ジタル信号又は符号により変調される。L1搬送信号は三つの2相(±1)信号
で変調される。一つ目の符号は(Clear or Coarse)Acqui
sition(C/A)符号で、これはビット(又はチップ)レート1.023
MHzで送信され且つ1ミリ秒毎に繰り返される短い擬似ランダムノイズ(PR
N)符号である。ここで、チップとはノイズ符号の各パルスのことである。この
信号により、L1搬送信号の各ビットが、直接シーケンススペクトラム拡散とし
て知られる、1023ビット又はチップに分割されて1.023MHzの帯域に
拡散される。二つ目の符号はPrecise(P)符号で、これは非常に長いP
RN符号で毎週繰り返されC/A符号のチップレートの10倍(10.23MHz
)で送信されるものである。三つ目の符号は50Hzナビゲーションデータ・符
号(D)である。C/A符号はいつもクリアに(暗号化されず)送信され、これ
に対し、P符号は暗号化(E)符号により暗号化されていわゆるY符号とされる
。このデータレートの低いナビゲーション符号DはS/Aにより変更された衛星
用軌道パラメータと時間修正情報より成る。
は公衆閲覧可能な米国政府規格ICD−GPS−200により規定されている。
メッセージ(D)の衛星位置情報部分は、地球上に配置されている五つの監視局
で監視しているGPS衛星の測距手法により予測されたものである。定期的に、
通常は毎日、GPS制御セグメントから各衛星に予測ナビゲーションデータと衛
星搭載原子時計の推定修正情報がアップロードされる。
週にも渡っての各GPSの位置と速度が予測される。通常のGPS受信機は、こ
のアルマナック・データとICD−GPS−200に規定されているアルゴリズ
ムと標準線形方程式解法技術を用いて、各GPSの位置と速度計算し、そして期
待範囲(PRN符号位相)と衛星からの信号を補足するためのドップラー周波数
を予測する。
は他の測距信号との干渉が最小限の状態でこの搬送送波周波数を共有できなけれ
ばならない。これは、符号分割多重アクセス(CDMA)により、PRN符号を
適確に選択して先鋭な(1−チップ幅)自動相関ピークを得て、符号同期を可能
にし、全周波数帯域に渡って同じ拡散となるようにし、そして低い交差相関値を
得ることにより行われる。C/APRN符号は各衛星に特有で、Gold符号と
して知られる符号群から取り出される。各々1023ビット長の二つの最大二進
符号シーケンス(G1、G2)の積(又はmodulo−2加算)としてGPS
C/A符号が形成される。G2レジスタの開始状態をG1に関してシフトするこ
とによりGold符号群の1023個の符号が生成される。GPS衛星用に10
23個のGold符号のうち32個が次の二つの基準により選ばれた。一つの基
準は符号内の1と0の数が正確に1だけ違う(即ち、符号が平衡する。)ことで
ある。さらなる基準はいずれの二つのC/A符号においても交差相 関が65/1
023又は−23.9dBを越えない(自動相関ピーク1に正規化)ことである
。この交差相関免疫性はGold bound(拘束)と呼ばれ、同じ周波数で
強度が等しいC/A符号信号間の最大干渉状態を示す。このように形成されたP
RN信号を用いることによりGPSシステムで所望のCDMA動作を行うことが
できる。即ち、32個程度のGPS衛星によりある送信周波数帯を共有すると受
信されたGPS信号強度はもはやGold拘束より小さい。これが通常の態様で
ある。
衛星や受信機の移動に起因するドップラー周波数のシフトにより、受信されたG
PS衛星信号周波数は、通常、公称搬送周波数(L1)1575.42MHzか
ら±5KHzまでずれることになる。どの一つの衛星に対しても、他の衛星の周
波数は最大±9KHz異なることがありうる。
の如く、最大二進符号シーケンス(G1、G2)の中の選択された二つのシーケ
ンス間で考えられる1023回のシフトに対して、この二つのシーケンスのmo
dulo−2加算を取ることによりC/A符号のGold符号群が発生される。
二進符号の交差相関(二つの信号の乗算)はこれら符号のmodulo−2加算
に等しい。なぜならば、±1値の乗算は0,1の二進値のmodulo−2加算
と一対一対応関係にあるからである。従って、Gold符号群の二つのドップラ
ー・シフトした符号の交差相関が各最大シーケンスとそれ自身とのmodulo
−2加算となり、他のmodulo−2加算が次に行われる。最大シーケンスの
シフト・加算特性とはある最大シーケンスでのmodulo−2加算とシフトに
よりその最大シーケンスでのさらなるシフトが生じることを意味する。従って、
Gold符号群の二つのドップラー・シフトした符号の交差相関によりそのGo
ld符号群の他の符号が生成されることとなる。これらの生成されたGold符
号はC/A符号ではなくC/A符号設計限界を超えた交差相関を持ちうることが明
らかになっている。
干渉に対するクローズドフォームな解析は知られていないが、C/A符号の交差
相関におけるドップラー・シフトの効果をシミュレーションで分析することが行
われている。これらのシミュレーションでは、二つの所望の周波数オフセット符
号を生成して直接交差相関を求めるか、または各符号をフーリエ変換し補正して
周波数オフセットし、そしてフーリエ変換された符号の交差相関を求める。±9
KHzのドップラーレンジで最悪の場合GPS・C/A符号の交差相関は−20
.9dBであることが知られている。二つの衛星における信号間相関ドップラー
・シフトが1KHzの整数倍の時がこの最悪の場合となる。
交差相関が増大するが、ドップラー・シフトが1KHzの整数倍ではない場合、
周波数が低くなると交差相関効果が小さくなる。GPS受信機は、信号検出、追
跡の前の所定時間同相、直交(I、Q)手法を統合(和)する。統合された信号
に周波数誤差が含まれる場合は、公知の関数sin(x)/xを用いた累積によ
り信号の見かけ上の強度を減衰させる。ここで、xは統合期間内に生じるラジア
ン(位相回転)量の1/2である。なお、xが0に近づいたときのsin(x)/
xの限界は1である。従って、レプリカ弱信号と干渉する強信号のドップラー差
が500HzでI,Q統合時間が1msの場合、xはπ/2ラジアンに等しくな
り、sin(x)/xは2/πに等しくなり、そして干渉は約4dBまで抑えられ
る。
近づくと強弱信号相関問題が起こりうる。このような状態で捕捉調査を行うと、
弱信号衛星からの自動相関スペクトラムラインの代わりに強信号衛星からの交差
相関スペクトラムラインを検出することができる。
構築されたもので、C/A符号により強弱信号相関の影響を受けにくくなる。と
ころが、受信機が屋内や木陰に移動すると、ある信号は依然として通常強度で受
信できるのに、別のある信号はかなり減衰してしまう。 このような状況では、Gold符号における交差相関ピークの動作上の重要性
により弱GPS信号と比較的強いGPS信号の交差相関の識別が困難になる。識
別を誤まると、GPS受信機での緯度、経度、高度の計算に大きな誤差が生じる
ことになる。
信することができる。なお、これら衛星は各々がそのC/A PRN Gold
符号により変調され、且つ、同じ搬送周波数で多重されているものである。受信
機はこの複合搬送信号から各衛星の信号を特定し抽出つ、そして各信号を処理し
てそれに含まれる情報を再現しなければならない。各衛星は他のすべての衛星信
号と干渉する可能性がある。最悪の場合、ある一つの衛星からの弱信号と他の複
数の衛星からの強信号を同時に受信した場合、この弱信号はその他の各強信号か
ら強い交差相関干渉を受けることになる。
ての衛星に共通なドップラー周波数オフセット)そして正しい時間に対して概略
しか分かっていない。そこで、すべての可能性のあるC/A符号位相とドップラ
ー・オフセットの大部分をシステマチックにサーチして衛星信号を特定する。こ
のサーチの間、いずれかの比較的強信号の衛星からの強弱交差相関により強信号
衛星からの交差相関スペクトラムラインを弱信号衛星からのもの捉えてしまう可
能性がある。
0アルゴリズムにより、すべての衛星のC/A符号位相とドップラー・オフセッ
トを予測する。このときは所望の衛星信号に対してC/A符号位相とドップラー
・オフセットの比較的狭い範囲をサーチすればよい。それでも、比較的弱信号衛
星のサーチ範囲内で比較的強信号衛星からの交差相関ピークが生じる場合は依然
として強弱交差相関問題が残る。
搬送信号を受信するアンテナと、近接周波数帯での潜在的な強干渉信号を除去す
るバンドパスフィルタと搬送信号を増幅する低雑音増幅器(LNA)を含むプリ
アンプと、受信機に対して基準時間及び基準周波数を供給する基準発信器と、こ
の発信器により駆動される周波数シンセサイザと、フィルタリングされた搬送信
号を中間周波数(IF)に変換するダウンコンバータと、さらなる周波数帯外雑
音と干渉除去、動作可能レベルへの信号増幅、場合によってはIF信号のベース
バンド信号への変換を行うIF部と、そして信号サンプリング、量子化により同
相(I)、直交(Q)成分を生成するアナログデジタル変換器(ADC)とを備
える。受信機の仕様に応じてADCはIF信号、ベースバンド信号のいずれかを
サンプリングする。
ルに供給される。これらの信号はC/A PRN符号リプリカと関連付けられる
。なお、このC/A PRN符号リプリカは必要に応じてシフトレジスタにより
内部で発生してもよいし、また事前に処理されたC/A符号チップとしてメモリ
に記憶されたものでもよい。このリプリカと受信信号を混合(乗算)し、その結
果得られた信号の同相、直交成分の指数を積算(合計)することにより、リプリ
カと受信信号を関連付けすることができる。通常、Phase Locked
Loops (PLLs)、Costas Phase Dection Lo
ops及び/又はDelay Locked Loops (DLLs)により
搬送信号の位相とリプリカ信号の符号が受信信号と揃えられる。このPLLとC
ostas Loopsにより直交成分を0とし一方同相成分を最大化すること
により受信信号とリプリカ信号の位相を合わせることができる。二つ又はそれ以
上の符号オフセット、例えば、早い符号オフセットと遅い符号オフセット、又は
早い符号オフセットと時間通りの符号オフセットで測定された相関指数の平衡を
取ることによりDLLはC/A符号列を維持することができる。再現された各拡
散スペクトラムL1信号は受信機の信号処理部へ送られ復調されてC/A符号と
D符号になる。これらの符号はナビゲーション・データ・プロセサに送られ、D
符号により追跡中の各衛星位置を計算しそして様々な誤差修正が行われる。電離
圏並びに対流圏遅延、ドップラー効果、衛星と受信機の時間誤差、装置遅延、雑
音、そして反射して何回か受信され若干遅れが生じた信号に起因するマルチパス
エラー等が上記誤差に含まれる。
での信号対雑音比)は約55dB−Hzであり、付加的なマルチパス干渉を許容
する。これに対し最新のGPS追跡アルゴリズムでは最低24dBのC/N0で
GPS信号を受信できるが、将来この値はさらに低くなるであろう。従って、使
用可能なGPS信号強度は35dB以上となる。最悪の強弱交差相関C/A符号
スペクトラムラインを−20.9dBとすると、少なくとも10dB−HzでC
/A符号を識別する能力が必要になる。
プラー・シフトされたPRN符号シーケンスの交差相関を予測する方法は従来か
ら知られている。コンピュータ処理上インテンシブなViterbiアルゴリズ
ムで未知データを最適最尤法により復調することに上記予測方法は集約される。
実際には、この最適復調は、低誤差率の強信号の未知データビットを推定するた
めに導入された十分な遅延を伴う強信号キャンセルを行うのに等しい。この方法
では理想的なチャネルを想定するが、実際には、CDMAのニア・ファー(ne
ar−far)問題をマルチパス伝搬効果と共に考慮に入れなければいけない。
とが理解できるであろう。さらには、GPSのSPSに見合う方法を開発する必
要があることが理解できるであろう。この発明はこれらの必要性を満足するもの
である。
ムなしに搭載でき、いわゆるCDMAのニア・ファー(near−far)問題
である、弱符号拡散信号への強符号拡散信号の影響を取り除く、従来から必要性
があったが不可能であった方法を提供することを目的としている。
スループット負荷に若干の追加をするだけでほとんどすべてのマルチチャネル受
信機に適用できる。この方法により補正された弱信号により今までは困難であっ
たビル屋内や周辺又は森林の中でCDMA受信機を使用することができる。
以上の強信号を追跡する。受信機では利用可能な信号源情報を用いて存在すると
思われるが弱信号として現在追跡中では無いいかなる信号源も識別する。弱信号
へのすべての強信号相関の影響を取り除くことにより、これらの弱信号を追跡す
ることができる。マルチチャネル受信機のチャネルを各弱信号の予測周波数と符
号位相に合わせることにより弱信号を追跡することができる。このチャネルから
の測定により所望の弱信号と強信号の交差相関も測定できる。強信号は追跡中で
あり、その強度と位相は分かっているので、強信号と弱信号チャネルの符号シー
ケンスを交差相関させることにより交差相関を求めることができる。既に述べた
ように、強弱両信号の相対ドップラーが1000Hzの整数倍のとき交差相関は
最大ピークとなる。強弱両信号の周波数差に起因する減衰量分各追跡した強信号
を減衰させ、求められた交差相関を乗ずることにより、弱信号への強信号の影響
を推定し除去することができる。PLL、DLL、Costas loopによ
り弱信号の搬送波と符号の両方を追跡するためには、早い符号オフセットと遅い
符号オフセット、又は早い符号オフセットと時間通りの符号オフセットという少
なくとも二つの基準オフセットに対し処理を繰り返さなけらばならない。
ルタ周波数(実際に受信した周波数差)により強弱信号の交差相関が十分に減衰
する場合のみに信号検出を行うものである。処理速度は遅くなるがより完全な方
法としては、考えられるすべてのドップラーと符号オフセットについて交差相関
した強信号を除去する方法を用いて、ドップラー周波数と考えられる符号オフセ
ットの適当な範囲をサーチするものである。
により明らかであろう。
又は遠い信号と近い信号の分離はその符号群の様々な符号間の交差相関に依存す
る。GPSでは、同じ周波数(又は符号繰り返しレートの倍数、ここでは1KH
z)での二つの信号は21乃至23dBで分離される。二信号の相対強度がこの
限界を超える場合は拡散符号のみでは弱信号を識別できない。そこで、この弱信
号を追跡する場合は強信号の影響を除去することが必要になる。
波数オフセットが1KHzの整数倍のとき交差相関効果は最大になる。
一般的な方法が開発されている。弱信号から強信号を切り離すために強信号干渉
のすべてのアスペクトが測定できるか又は求めることがこの方法の前提となって
いる。チャネルの周波数と位相を制御でき、所望の拡散符号を選択でき、そして
符号位相位置を設定できるものであればどんなマルチチャネル受信機にもこの方
法が適用できる。弱信号を追跡するためのチャネルと干渉強信号を追跡するため
のチャネルとの二つが通常受信機で採用されている。しかし、強度、符号位相、
周波数等の強信号の特性が他の手段で得られる又は正しく推定できる場合は強信
号を追跡するためのチャネルは不要である。
(10)。搬送信号と拡散符号の位相と共に強信号強度がこのチャネルで測定さ
れる。フローチャートには示さないが、さらなる強信号を追跡するためのさらな
るチャネルを設けてもよい。従来方法によるデータメッセージDを基にして受信
周波数とその位相と共に弱信号の拡散符号の位相を予測する(20)。受信機の
第2チャネルで合成搬送信号を受信し予測した弱信号成分を追跡する(30)。
関させる。その結果得られた同相、直交(I、Q)成分には各々の符号により拡
散した強弱信号が含まれる。第2信号のレプリカ符号Code2Rと到来信号の
積による相関からCode2R x (weak2 x Code2 + St
rongX x CodeX)が生成される。ここで、weak2は弱信号2の
強度、Code2は弱信号2を送信する衛星2からの実際の符号、Strong
X(X=1,3、4、...)は強信号Xの強度、そしてCodeXは強信号Xに
含まれる衛星Xからの実際の符号を示す。積Code2R x Code2は受
信符号2とリプリカ符号2の自動相関を示す。リプリカ符号が受信符号と合って
いる場合この自動相関関数は値1を有する。合成信号から除去すべきリプリカ符
号2とcodeX(Code2R x CodeX)の交差相関を計算する(4
0)。
及び交差相関特性は分かっている。従って、Code1の各ビットと時間的に対
応するCode2のビットを乗ずることにより、これらの符号各々の位相での両
符号の交差相関値を求めることができる。これらの符号間には相対的ドップラー
周波数オフセットがあり得るのでこれら符号の位相を時間軸上で互いに先行させ
て新たな交差相関関数を生成する。GPSシステムで起こりうる最大のデルタ符
号ドップラーは約±9KHzで1秒毎に6符号チップ(符号チップ毎に1540
搬送サイクル)に相当する。従って、交差相関値の最大再計算速度は1秒毎に約
6回である。
Hz周期でピ−クを伴う。周波数オフセットがゼロから離れるにつれて交差相関
は減衰する。この減衰は周知のsin(x)/x曲線となる。10msで追跡、
捕捉を行うと減衰ファクタはsin(Δfreq x π/100Hz)/(Δf
req x π/100Hz)に等しくなりうる。これはデルタ周波数約75H
zで−10dBの減衰となる。sin(x)/x曲線における他の局部的ピーク
(即ち、局部最小減衰)は150Hzと250Hzで起こり、各々−13.5d
B、−18dBの減衰を伴う。これは所望の強信号を10dB抑圧するのにはs
in(x)/x曲線の最初のローブのみ考慮すればよいことを意味する。しかし
、さらなる抑圧が必要な場合は曲線全体を考慮しなければならない。
との積を求める(50)。この積を合成信号から減じて(60)最終的に弱信号
を抽出する。抽出された弱信号は受信機回路内で周知の如く信号処理される。
の同相及び直交信号強度(I,Q)を求める。強信号は受信機のフェーズロック
ループで能動的に追跡されるので、強信号は0ラジアン近辺であり従ってほとん
どすべての信号は同相成分であると推測される。
た弱信号w2との和より成る信号から(S1 x Code1 + w2 x
Code2)が得られる。この二信号の和が第二符号Code2Rのリプリカと
の相関が取られてΣ{Code2R x (S1 x Code1 + w2
x Code2)}が得られる。ここで、弱信号w2を変調するのに用いられる
PRN符号のすべてのチップが和Σに含まれる。ある符号とそれ自身の自動相関
は1であるので上記等式はΣ{S1 x Code1 x Code2 + w
2}と表すことができる。w2を得るにはS1 x Code1 xCode2
を除去しなければならない。Code1とCode2は分かっているのでこれら
の交差相関は簡単に求めることができる。個々のチャネルで強信号をそれぞれ追
跡するか又は他の手段でS1値を推定できる。強信号S1と弱信号w2が同じ周
波数であればS1 x Code1 x Code2の計算値で十分である。し
かし、ドップラー効果やその他の既に述べた要因によりこれら二信号は異なった
周波数で受信される。sin(x)/x曲線上のこれら周波数差により交差相関
強度が変わることは分かっている。従って、強弱信号の周波数差を基にして減衰
ファクタを求めこれを求めた交差相関に適用しなければならない。さらに、強信
号が二つ以上存在する場合は各強信号に対して減衰ファクタを求めなければなら
ない。
ットと弱信号との交差相関を予測することにより交差相関ファクタの符号に依存
する部分を求めることができる。このファクタを対応する強信号の強度に乗じ、
周波数減衰に対して調整してから合成信号から減じる。
シーケンスG1、G2より得られる。選択されたGold符号に応じてG1に対
応するいくつかのG2のビットをオフセットしてから、これらのシーケンスのビ
ットをXORにより組み合わせる。既に述べたように、二進数を用いるXORは
数学的に±1の乗算に等しい。これにより、下記の等式を±1の積として表現で
き、実際は二進数を用いるXOR処理を行う。
I − offset) x Sat2G2(I)(I− offset)xe −jΔθt ここで、 I = 0乃至1022までの合計指標 Sat1G1(I) = 状態Iにおける衛星1のG1符号化器チップの値で
取り得る値は±1 Sat1G2(I) = 状態Iにおける衛星1のG2符号化器チップの値で
取り得る値は±1 Sat2G1(I) = 状態Iにおける衛星2のG1符号化器チップの値で
取り得る値は±1 Sat2G2(I) = 状態Iにおける衛星2のG2符号化器チップの値で
取り得る値は±1 offest = チップ単位での衛星1、2の時間差 Δθ = 衛星1、2間のチップ毎の位相変化(ラジアン) ここで、差(I−offset)が0より小さい場合はこの差に1023を加
えて0乃至1022までの値を維持する。即ち、符号化器チップ状態を戻す関数
範囲は0乃至1022に限定される。
令群を用いることにより1023個のビット毎相関計算速度を速めることができ
る。以下に8チップを平行に計算する方法を示す。CPUによるXOR処理毎の
ビット数は他の任意の数でもよいことは当業者であれば理解できるところであろ
う。
これにより、所望のチップのアドレスとそれに関連して必要なシフトを計算する
ことにより単一CPUロード命令で8,16、32ビット又は他のビット数を迅
速に処理することができる。31により1023が割り切れるので32ビットが
特に好ましいビット数である。従って、この実施形態では一度に32ビットを読
み込み、C/A符号の1023チップに渡る33インターバルの毎回において一
度に32ビットのうちの31ビットを用いる。31ビットの和を8,8,8そし
て7ビットに4分割し、各7又は8ビット和にe−jΔθIを乗じる。ここでI
は各分割部分で7.75チップ変化する。和は次のように表せる。
(I x 31 + J − offset) + −jΔθ(Ix31+7. 75 xΣ(Sat1G1(I x 31 + J + 8) x Sat1G
2(I x 31 +J + 8) x Sat2G1(I x 31 + J + 8 − offset) x Sa
t2G2(I x 31 + J + 8− offset)) + e−jΔθ(Ix31+15.5 x Σ(Sat1G1(I x 31 +
J + 16) x Sat1G2(I x 31 +J + 16) x Sat2G1(I x 31 + J + 16 − offset) x S
at2G2(I x 31 + J + 16 − offset)) + e−jΔθ(Ix31+23.25 x Σ(Sat1G1(I x 31 +
J + 24) x Sat1G2(I x 31 + J + 24) x
Sat2G1(I x 31 + J + 24 − offset) x S
at2G2(I x 31 + J + 24 − offset)) ここで、 I = 0乃至32までの外側指標 J = 最初の三つの合計に対して0乃至7までの内側指標であり最後の合計に
対して0乃至6までの内側指標。全部で31ビットを有する32ビット語を用い
、乗算、シフト、加算により1ビット計算値を合計して内側合計処理を並列に行
う。
確な計算から多くても−17dB程度の誤差を上記アルゴリズムは有し、600
0回のCPU処理を行う必要がある。
強弱信号ペアに対して、必要に応じ、定期的に符号依存交差相関ファクタを求め
る。この実施形態では強信号はC/N0が40dBより大きく弱信号はC/N0が
30dBより小さい。なぜならば、I、Q測定値の10ms積分結果を符号、位
相追跡ループに用い、また最大の”著しい” 周波数差(modulo 100
0Hz)は90Hzであるからである。この実施形態では、信号追跡、信号処理
アルゴリズムに用いられ得る測定値の各々に対し、干渉を起こし得る各信号ペア
の符号依存交差相関ファクタを求める。例えば、時間的に早い、時間通りそして
時間的に遅い測定値を追跡ループに用いる場合は、これらの符号各々の相関ファ
クタを計算し各テーブルに記憶する。
これらのテーブルは10Hzレートで更新しさえすればよい。交差相関テーブル
を維持するにはさらに周波数差に起因する交差相関の周波数減衰を10Hzレー
トでで求める。この減衰は次のように表せる。
ここで、 ΔF = 強弱信号間周波数差Hz mod = −500Hz乃至+500Hzの範囲を与えるモジュロオフセット 周波数差が5Hzより大きい場合のみ周波数減衰を計算しなおす必要がある。
法では、その強信号のチャネルで強信号を追跡し、弱信号I,Q測定値が得られ
るのと完全に同じ間隔で強信号I,Q測定値を収集する。強信号を追跡するのに
用いられるレプリカ信号の既知の位相と周波数が強信号の実際の位相と周波数と
かなり近い。さらに、強信号はフェーズロックされるのでI測定値の強度により
強信号の強度を高い精度で推定できる。また、データビット変化が1乃至0又は
0乃至1の場合は強信号データビットDを二相変調することにより強信号位相を
180度回転することができる。この実施形態では、強信号のI測定値が負の場
合にはレプリカ信号の位相に180度加えて強信号位相を補正する。
相関ファクタテーブルをチェックし干渉強信号を予測する。強信号があり得る場
合は、以下の減算処理を行い強信号交差相関を除去する。
gI x FrequencyAttenuation CorrectedWeakIQ = WeakIQ - FirstMag x e-jFirstPhase - SecondMag x e-jSec ondPhase ここで、 WeakCodeState = 弱信号チャネルへの最終出力符号状態 StrongCodeState = 強信号チャネルへの最終出力符号状態 StrongDoppler = 強信号チャネルへの最終出力ドップラー ΔT = 弱強信号チャネル間出力の時間差 TableEntry0Codestate = 交差相関テーブルの第1要素符号状態差 WeakCarrierPhase = 弱信号チャネルへの最終出力搬送位相角度 StrongCarrierPhase = 強信号チャネルへの最終出力搬送位相角度 DeltaKHz = 弱強信号チャネル間ドップラー差の1KHzの最も近い整数倍(
単位はKHz) FirstCorrelationPhase = FirstCodeOffsetにより示されるチップに対する交
差相関テーブルへの位相エントリ SecondCorrelationPhase = FirstCodeOffset + 1chipにより示されるチップ
に対する交差相関テーブルへの位相エントリ FirstCorrelationMag = FirstCodeOffsetにより示されるチップに対する交差
相関テーブルへの強度エントリ SecondCorrelationMag = FirstCodeOffset + 1chipにより示されるチップに
対する交差相関テーブルへの強度エントリ FirstCodeOffsetFraction = FirstCodeOffset内チップの一部 strongI = 強信号チャネルからのI相関絶対値 FrequencyAttenuation = 周波数オフセットに起因する減衰 WeakIQ = 弱信号チャネルからのIQ相関 CorrectedWeakIQ = 強信号からの交差相関のための補正されたIQ相関 例えばチップ毎に約1/2だけFirstCodeOffsetをシフトして時間的に早い相
関値、時間通りの相関値そして時間的に遅い相関値に対してCorrectedWeakIQを
求める。補正された相関値は通常弱信号用搬送、符号追跡ソフトウエアに用いら
れる。このアルゴリズムは弱信号を減衰することなく交差相関を少なくとも10
dB減衰でき、弱信号と干渉する可能性のある各強信号に対して繰り返される。
となく種々の変更形態のものを行うことができる。上記実施形態ではGPS受信
機への応用について説明したが、これに限らず、near−far問題を起こし
やすいCDMAスペクトラム拡散伝送技術を採用した通信システムであればこの
発明が応用でき、高い精度で干渉強信号を測定又は推定できる。
Claims (10)
- 【請求項1】 各々が既知の符号位相を有する第1、第2の符号で変調され、同一搬送周波数
帯で送信された第1、第2の受信信号間の干渉検知能力を高めるための少なくと
も第1、第2の信号追跡チャネルを有するスペクトラム拡散無線信号受信機の作
動方法であって、 (a)前記第1、第2受信信号から成る第1の合成信号を受信する過程と、 (b)前記第1信号追跡チャネルにより前記第1受信信号を追跡し、強度、符
号位相、受信周波数を測定する過程と、 (c)前記第2受信信号の受信周波数と符号位相を選択する過程と、 (d)前記選択した第2受信信号の受信周波数と符号位相で前記第2信号追跡
チャネルにより前記第1、第2受信信号から成る第2の合成信号を受信する過程
と、 (e)予測符号、周波数域での前記第1、第2受信信号間の交差相関を求める
過程と、 (f)前記第1受信信号の強度と前記予測交差相関を乗じて前記第1、第2受
信信号間の干渉を求める過程と、そして (g)前記第2の合成信号から前記干渉を減じて少なくとも受信周波数、強度
、符号位相を含む前記第2受信信号を抽出する過程とを備えたことを特徴とする
スペクトラム拡散無線信号受信機の作動方法。 - 【請求項2】 前記過程(c)ではさらに、前記第2受信信号に対して受信周波数と符号位相
の範囲を選択し、前記選択した範囲内で初期第2符号位相と初期第2受信周波数
を選択し、そして符号位相増加値と受信周波数増加値を選択し、 前記第2受信信号の前記第2初期符号位相と前記初期第2受信周波数に対して
前記過程(d)乃至(f)を行い、 前記第2受信信号の強度を前記過程(g)により抽出し、 前記符号位相増加値と前記受信周波数増加値の整数倍だけ各初期値からオフセ
ットされた各範囲内のすべて第2符号位相と第2受信周波数値に対して前記過程
(d)乃至(g)を行い、そして 前記抽出された第2受信信号が前記第2信号追跡チャネル内で追跡するために
最も大きな強度を有する前記第2受信信号の符号位相と受信周波数を選択するこ
とを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】 前記過程(c)ではさらに、周波数域交差相関敷値を選択し、 前記過程(e)ではさらに、前記周波数域交差相関と前記敷値を比較し、前記
交差相関が前記敷値より大きい場合は前記第2受信信号周波数の異なる値に対し
て直接前記過程(d)を行うことを特徴とする請求項2に記載の方法。 - 【請求項4】 前記交差相関敷値は約10dBであることを特徴とする請求項3に記載の方法
。 - 【請求項5】 各々が既知の符号位相を有する第1、第2の符号で変調され、同一搬送周波数
帯で送信された第1、第2の受信信号間の干渉検知能力を高めるための少なくと
も第1、第2の信号追跡チャネルを有するスペクトラム拡散無線信号受信機の作
動方法であって、 (a)前記第1、第2受信信号から成る第1の合成信号を受信する過程と、 (b)前記第1信号追跡チャネルにより前記第1受信信号を追跡し、その強度
を測定する過程と、 (c)前記第1受信信号の第1符号位相と第1受信周波数を予測する過程と、 (d)前記第2受信信号の第2符号位相と第2受信周波数を選択する過程と、 (e)前記選択した第2受信信号の受信周波数と符号位相で前記第2信号追跡
チャネルにより前記第1、第2受信信号から成る第2の合成信号を受信する過程
と、 (f)予測符号、周波数域での前記第1、第2受信信号間の交差相関を求める
過程と、 (g)前記第1受信信号の強度と前記予測交差相関を乗じて前記第1、第2受
信信号間の干渉を求める過程と、そして (h)前記第2の合成信号から前記干渉を減じて少なくとも受信周波数、強度
、符号位相を含む前記第2受信信号を抽出する過程とを備えたことを特徴とする
スペクトラム拡散無線信号受信機の作動方法。 - 【請求項6】 前記過程(d)ではさらに、前記第2受信信号に対して受信周波数と符号位相
の範囲を選択し、前記選択した範囲内で初期第2符号位相と初期第2受信周波数
を選択し、そして 符号位相増加値と受信周波数増加値を選択し、 前記第2受信信号の前記初期符号位相と前記初期受信周波数に対して前記過程
(e)乃至(g)を行い、 前記第2受信信号の強度を前記過程(h)により抽出し、 前記符号位相増加値と前記受信周波数増加値の整数倍だけ各初期値からオフセ
ットされた各範囲内のすべての第2符号位相と第2受信周波数値に対して前記過
程(e)乃至(h)を行い、そして 前記抽出された前記第2受信信号が前記第2信号追跡チャネル内で追跡するた
めの最も大きな強度を有する前記第2受信信号の符号位相と受信周波数を選択す
ることを特徴とする請求項5に記載の方法。 - 【請求項7】 前記過程(d)ではさらに、周波数域交差相関敷値を選択し、 前記過程(f)ではさらに、前記周波数域交差相関と前記敷値を比較し、前記
交差相関が前記敷値より大きい場合は前記第2受信信号周波数の異なる値に対し
て直接前記過程(e)を行うことを特徴とする請求項6に記載の方法。 - 【請求項8】 前記交差相関敷値は約10dBであることを特徴とする請求項7に記載の方法
。 - 【請求項9】 各々が既知の符号位相を有する第1、第2の符号で変調され、同一搬送周波数
帯で送信された第1、第2の受信信号間の干渉検知能力を高めるための少なくと
も一つの信号追跡チャネルを有するスペクトラム拡散無線信号受信機の作動方法
であって、 (a)前記第1受信信号の強度、符号位相そして受信周波数を得る過程と、 (b)前記第2受信信号の受信周波数と符号位相を選択する過程と、 (c)前記第2受信信号の前記選択した受信周波数と符号位相とで前記信号追
跡チャネルにより前記第1受信信号と前記第2受信信号より成る合成信号を受信
する過程と、 (d)予測符号、周波数域で前記第1、第2受信信号間の交差相関を求める過
程と、 (e)前記第1受信信号の強度と前記予測交差相関を乗じて前記第1、第2受
信信号間の干渉を求める過程と、そして (f)前記合成信号から前記干渉を減じて受信周波数、強度、符号位相を含む
前記第2受信信号を抽出する過程とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散
無線信号受信機の作動方法。 - 【請求項10】 前記受信機はさらなる信号追跡チャネルを有し、前記過程(a)ではさらに、
前記さらなる信号追跡チャネルで前記第1受信信号より成るさらなる合成信号を
受信し、そして前記さらなる信号追跡チャネルで前記第1受信信号を追跡してそ
の強度、符号位相及び受信周波数を測定することを特徴とする請求項9に記載の
スペクトラム拡散無線信号受信機の作動方法。
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