JPH09505404A

JPH09505404A - 多重相関器の時間遅延間隔を使用することにより多重経路歪みを補償する疑似ランダム雑音レンジング受信機

Info

Publication number: JPH09505404A
Application number: JP7514715A
Authority: JP
Inventors: フェントン，パトリック; タウンゼンド，ブライアン，ロバート
Original assignee: ノヴァテル・コミュニケーションズ・リミテッド
Priority date: 1993-11-29
Filing date: 1994-11-22
Publication date: 1997-05-27
Also published as: AU8137894A; CA2162926A1; CN1128064A; US5414729A; CA2162926C; WO1995014937A1

Abstract

(57)【要約】疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）符号化信号用の受信機が、サンプリング回路、多数の搬送波／コード同期化回路、及び多数のデジタル相関器から構成される。サンプリング回路は、幾つかの受信機チャンネル回路の各々に、受信された複合信号のデジタルサンプルを与える。同期化回路は、ドップラー又は電離層歪みが存在するとしても、受信信号における如何なる位相シフトをも追跡し、従って、局所発生の搬送波基準信号の周波数、及び位相を調整するという意味で、好適には非干渉性である。各チャンネルにおける多数の相関器は、多数のオフセットを有する局所発生のＰＲＮコードと、デジタルサンプルを相関して、複数の相関信号を生成する。複数の相関信号は、パラメータ推定器に供給され、それにより直接経路信号だけでなく、任意の多重経路信号の遅延、及び位相パラメータが推定され、レンジ測定が補正可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】多重相関器の時間遅延間隔を使用することにより多重経路歪みを補償する疑似ランダム雑音レンジング受信機発明の分野本発明は、一般に、受動レンジングシステムで使用されるような、疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）符号化信号のためのデジタル受信機に関し、特に、多重経路フェージングに対し鋭敏な環境を信号指示する際の用途に適用されてきたような受信機に関する。発明の背景米国の全地球位置決定システム（ＧＰＳ）、及び全地球航法システム（ＧＬＯＮＡＳＳ）といった受動レンジングシステムにより、ユーザが、緯度、経度、高度、及び時刻を精確に測定することが可能になる。レンジングシステム受信機は通常、これを、一群の特定の衛星により伝送される、幾つかの精確に時間決めされた信号を復号することにより達成する。例えば、ＧＰＳシステム内で、衛星により伝送される各信号は、衛星の位置、及びグリニッジ標準時に正規化される時刻を示す、低周波数（通常、５０Ｈｚ）デジタルデータで変調される。各衛星信号は、固有で高周波数の疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）コードで更に変調され、それにより各衛星からの視線信号伝送時間を精確に測定するための機構が与えられる。ＧＰＳシステムの衛星配座は、少なくとも４つの衛星が、地球上の任意の所定位置において直接の視線内にあるように、静止軌道に配置されている。従って、通常のＰＲＮ受信機は、衛星により伝送される幾つかの信号と同時に、任意の雑音、及び干渉信号からなる複合信号を受信する。次に、復号器、又はチャンネル回路は、問題とする特定の衛星に関連した、局所発生のＰＲＮコード信号の基準バージョンと、複合信号を相関（乗算）させることにより、伝送信号の１つを回復可能になる。局所発生のＰＲＮ基準信号が、適切に時間決めされると、その特定の衛星からのデジタルデータは、適切に検出可能となる。異なる衛星から受信された信号は又、乗算処理により自動的に分離される。これは、異なる衛星から受信された信号が、低い又はゼロの交差相関電力を有する固有のＰＲＮコードを使用するためである。次に、受信機の３次元位置、及びその速度が、少なくとも４つの衛星からの伝送時間を精確に測定するために、ＰＲＮコード位相情報を使用することにより、及び各衛星の天体歴、及び時刻データを検出することにより、決定可能となる。ＰＲＮ基準信号のオフセットを正確に測定するために、通常、結果の相関信号における最大電力レベルが測定されるまで、その相対時間遅延が、到来信号に対して変化させられる。最大受信電力のこの時点に対応する時間オフセットにおいて、局所基準信号が到来信号と同期状態にあると考えられ、次いで、レンジ測定をなすことが可能である。従って、受信された複合信号に対して、局所発生ＰＲＮコード信号の早発、定刻、及び後発バージョンを相関させる、いわゆる遅延ロックループ（ＤＬＬ）追跡システムは、これらの動作を実行して、各チャンネルにおけるＰＲＮコードロックを維持する。正確な伝搬時間を精密に測定するこの必要性のために、ＰＲＮ受信機の設計者は、多数の問題に直面する。一つの問題は、受信信号の正確な位相及び周波数追跡に関し、別の問題は、電離層歪みの存在での、受信信号と局所ＰＲＮコード信号発生器との間の相対的な発散の補正に関する。更に、ＧＰＳシステムは、通信伝搬に対して直接の視線に依存するので、如何なる多重経路フェージングも、受信信号の時間推定量を更に歪ませる可能性がある。理想システムにおいては、直接の、又は最短の経路をとる、１つの信号だけしか存在しない。しかし、送信機は、最大有効範囲のために全方向（広角）アンテナを使用し、受信機からかなり遠く離れているので、建造物、及び自然表面形成物といった回りの反射物の存在は、信号が通常、多重経路をとることを意味する。かかる多重経路信号が、僅かに異なり、より長い経路をとり、従って、異なる時間に受信機に到達する。任意の所定の瞬間に存在する、多重経路信号の正確な数は、任意の及び全ての反射物に対する、衛星とアンテナ位置の関数である。従って、通常の状況では、多重経路信号が何もない、又は多数存在する可能性がある。多重経路信号は、より長い距離を走行するので、それらは、直接経路信号の後のある時間で常に受信されて、反射に起因した電力損失を回避不能に被ることになる。この時間遅延は、伝搬速度により分割される、直接経路と反射経路間の長さの差に等しい。コードロックを得る処理上での多重経路の存在の影響は、多重経路信号だけでなく、所望の直接経路信号とのある相関が常に存在することになる、ということである。これを処理する通常の方法は、時間内のゼロからの小さなオフセットでさえも、自動相関関数の推定量における近接ゼロ値を生ずるように、ＰＲＮ自動相関関数を設計することである。しかし、実際には、自動相関電力は、正又は負のどちらか方向で、時間オフセットの増大につれて線形に減少する。多重経路の相関電力は、ＰＲＮコードオフセットが、±１チップより大きい場合にのみ、ゼロに至る。搬送波サンプリング速度は普通、ＰＲＮコードチッピング速度よりずっと大きいので、部分的な相関が、サブチップオフセットにおいて発生することになる。従って、多重経路歪みが存在すると、大部分のＧＰＳ受信機は、精度の劣化、及び処理時間の増大を被る。これは、疑似レンジの多重経路が、結果として差動補正内へ潜動する誤差となる、高精度の差動ＧＰＳ用途において、特に事実であり、これにより大きな位置偏倚が生じる。他の誤差源と異なり、通常、多重経路は、アンテナ配置間で相関しない。従って、基本及び遠隔の受信機は、異なる多重経路の干渉を被り、結果として、それらの間の単純な差は、多重経路歪みに起因する誤差を相殺しない。また、各アンテナ配置に対して多重経路をモデル化することは、困難であり非現実的である。多重経路を縮減する一般的な方法は、アンテナの設計を注意深く選択すること、及び注意深い配置選定である。あいにく、時折これらパラメータのどれかを変更することが不可能である。例えば、アンテナを飛行機の胴体に装着すべき場合、アンテナは、簡単には移動又は交換されなくなり、その形状は、空気動力学的な考慮に起因して逆行的に制限される。必要とされるのは、受信機の信号獲得能力を劣化することなく、又はドップラーシフト、突然の受信機移動、又は他の雑音源に起因した誤差を増大することなく、多重経路フェージングに直面して、特に低周波数Ｃ／Ａコード型式である、ＰＲＮレンジング受信機に存在する追跡誤差を低減する方法である。多重経路歪みを低減する所望の方法が、ユーザに明らかとなり、特別なアンテナ又は受信機配置を必要とするのとは対照的に、ＧＰＳ受信機自体内で作動することになる。発明の摘要要約すると、本発明は、サンプリング回路、多数の搬送波とコード同期化回路、及び各相関器が、選択可能コード遅延間隔を有する、多数の相関器からなる、疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）符号化信号用の改善された受信機である。多数の相関器の時間遅延間隔は、期待される相関ピークの周辺に分配されて、多重経路歪みに対して変動する、相関関数パラメータの推定量が生成される。自動相関ピーク形状の推定量から識別可能な問題とするパラメータは、直接の信号経路、及び位相オフセットを含む。この情報が順に使用されて、局所発生のＰＲＮ基準コード、及び搬送波位相追跡信号に対する、オフセット推定量を決定可能、又はレンジ測定を調整可能となる。多重経路の相関器が、各チャンネルに対して常時は利用可能でないと、各チャンネルに対して２つといった、より少ない数の相関器に対するコード遅延が、エポックからエポックへと連続され、その結果時間を超過して、相関関数上の幾つかの点からの測定をなすことができる。他の実施例において、受信機における大部分のチャンネルは、通常動作を維持して、１つ又はそれより多いチャンネルは、追跡される部分的なＰＲＮコードに対する多重経路パラメータを決定するために、チャンネルからチャンネルへの連続的なシーケンスに専念する。この構成には幾つかの利点がある。受信された複合信号の多重経路歪みが、ＰＲＮコードチップ時間と同程度の大きさである、商用のＧＰＳ粗い／獲得（Ｃ／Ａ）コード用途といった環境において、ＰＲＮ受信機は、動作状態の広範囲にわたって、搬送波とコードを得ることが可能である。一度受信機がロックされると、多重経路歪みが存在しても、自動的にロック状態を保持することになる。レンジ測定精度における改善は、差動レンジング用途でも、特別なアンテナを用いずに、及びアンテナの特別な配置を指定することなく、積極的に達成される。図面の簡単な説明本発明の上記の、及び更なる利点は、添付図面と関連した以下の説明を参照することにより、より良く理解されるであろう。添付図面において、図１は、低域変換器、サンプリング回路、チャンネル、及びプロセッサ回路を含んで、本発明を取り込む、ＰＲＮ受信機の上位ブロック図である。図２は、各チャンネルに使用される多数の相関器を示す、チャンネル回路の１つのブロック図である。図３は、各チャンネル回路に使用される、搬送波／コード同期化回路のブロック図である。図４は、各チャンネル回路に使用される、相関器回路のブロック図である。図５は、受信ＰＲＮ信号の各種部分の相対期間を示すタイミング図である。図６は、直接経路の信号相関、多重経路の信号相関、及び直接経路と多重経路との相関結果のプロットである。図７は、異なる位相オフセットを有する、他の多重経路の相関のプロットである。図８は、チャンネル２２の帯域制限効果を示すプロットである。図９は、追跡誤差結果を示す。図１０は、多数の相関器の分布を示す、帯域制限された相関関数の他のプロットである。好適な実施例の詳細な説明ここで図面に注目すると、図１は、本発明に従って構成された、疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）レンジング受信機１０の全体のブロック図である。それには、アンテナ１１、低域変換器１２、同相（Ｉ）と直角（Ｑ）サンプリング回路１４、プロセッサ１６、制御バス１８、チャンネルバス２０、及び多数のチャンネル２２ａ、２２ｂ、…、２２ｎ（集約して、チャンネル２２）が含まれる。図示の受信機１０を、商用の粗い獲得（Ｃ／Ａ）疑似ランダムコードを使用する、米国の全地球位置決定システム（ＧＰＳ）内で動作するとして、本明細書に記載するが、他のレンジングシステムへの適用も可能である。アンテナ１１は、視野内、すなわちアンテナ１１の直接の視線内に参入する全ての衛星から伝送される信号からなる、複合信号Ｃ_sを受信する。ＧＰＳシステムが完全な動作状態にある場合、少なくとも４個、多くても１１個の衛星からの信号が、地球上の各位置で同時に受信可能となる。複合信号Ｃ_sは低域変換器１２へと転送されて、中間周波数信号ＩＦがもたらされる。ＩＦ信号は、低域変換、及び濾波された形式の複合信号Ｃ_sである。低域変換器１２は、ＰＲＮ符号化信号の幾つかのチップが通過可能なように十分広範である、帯域通過フィルタを備えるべきである。本明細書に記載するＣ／Ａコードの実施例に関して、この帯域幅は通常８ＭＨｚである。低域変換器１２は又、ＩＦ信号の４倍の周波数であり、ＩＦ信号のサンプルが、サンプリング回路１４によりなされるべき時点を指示する、サンプルクロック信号Ｆ_sをも生成する。サンプリング回路１４は、ＩＦ及びＦ_s信号を受信して、チャンネルバス２０を介して、チャンネル２２にＩＦ信号のデジタルサンプルを与える。サンプルは、Ｆ_s信号により指示される時間で、IＦ信号の搬送波周波数の正確な９０°位相回転でサンプリングする、アナログ／デジタル変換器により、通常なされるＩＦ信号の同相（Ｉ）及び直角（Ｑ）サンプルから構成される。これらの指針に従って選定される、すなわちＩＦ搬送波周期毎に４つのサンプルがなされる、デジタルサンプルクロック信号Ｆ_sにより、サンプリング回路１４からの出力サンプルは、従って、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑ，Ｉ，Ｑ…等のような同相と直角位相の順番となる。次に、Ｉ及びＱサンプルは、分離されて、Ｆ_s信号と共に、チャンネルバス２０の別個のＩ_s及びＱ_s導体上のチャンネル２２に経路指定される。低域変換器１２、及びサンプリング回路１４の一実施例のより詳細に関しては、１９９２年３月３１日に発行され、NovAtel Communications Ltdに譲渡された、「Multic hannel Digital Receiver for Global Positioning System」と称する、米国特許第5,101,416号を参照されたい。各チャンネル２２は通常、アンテナ１１の視野内に現在ある衛星の１つにより伝送される信号を処理するために、割り当てられる。従って、所定のチャンネル２２が、Ｉ_s及びＱ_s信号を処理して、その割り当てた衛星により伝送される信号の搬送波とコードを追跡する。以下で説明するように、各チャンネル２２は、搬送波／コード同期化回路を使用して、所望の衛星に固有の期待ドップラーオフセットを維持することにより、ＰＲＮ符号化搬送波信号を周波数及び位相追跡する。更に、各チャンネル２２は、局所発生のＰＲＮコード基準信号で位相ロック状態を維持するだけでなく、位置測定に関する、如何なる多重経路歪みの影響をも除去するために、多数の相関器を含む。次に、局所発生のＰＲＮコード基準信号を使用して、割り当てた衛星からのデータが復号される。天体歴、時刻、状態情報だけでなく、局所発生のＰＲＮコード位相、及び搬送波位相測定量をも含む、結果としての復号データは、制御バス１８を介して、プロセッサ１６に与えられる。図２と関連して、チャンネル２２を詳細に説明する。サンプリング回路１４、及びチャンネル２２は、制御バス１８を介して、プロセッサ１６により制御される。プロセッサ１６には、多値ビットデータバスＤＡＴＡ、アドレスバスＡＤＤＲ、及び制御信号ＣＴＲＬを介して、両同期型式の入／出力（Ｉ／Ｏ）を通常支援する中央処理装置（ＣＰＵ）１６２と、同期コントローラ回路１６４と、割込信号ＩＮＴを介する割込型式のＩ／Ｏと、割込コントローラ回路１６６とが含まれる。タイマー１６８は、なすべきレンジ測定に対する要求を指示する測定トリガーＭＥＡＳといった、幾つかのタイミング信号を与える。プロセッサ１６の動作、及びソフトウェアで実施されるその各種機能は、以下の説明からより良く理解されるであろう。アンテナ１１から受信される複合信号Ｃ_sは通常、視野内の（すなわち、受信機１０の直接の視線内の）全ての衛星により伝送される信号、多重経路の信号のような任意の干渉信号、及び雑音から構成される。ＧＰＳＣ／Ａレンジングシステムにより使用される搬送波信号は、1.023MHzのＰＲＮコード率、及び−160d BWの公称伝送電力を有する、1.57542GHzでのＬ帯域搬送波である。約−204dBW/H zでの自然背景雑音が通常、Ｌ帯域信号に混合される。更に、以下に説明するように、１つ以上の多重経路信号が、複合信号Ｃ_s内に存在する。ＧＰＳシステム信号のフォーマット上のより詳細な情報に関しては、Rockwell International C orporation,Satellite Systems Division,Downey,California 90241 により出版された、「Interface Control Document ICD-GPS-200,1984年9月26日」を参照されたい。図５は、歪んだ時間尺度で、ＧＰＳ衛星により伝送される通常のレンジング信号、及びチャンネル２２の好適実施例における幾つかの信号の各種構成要素の相対期間を示す。単一の搬送波周期は、特定の期間Ｃを有する。デジタルサンプル信号クロックＦ_sの単一の周期は、Ｋ個の搬送波周期から構成される。ＰＲＮコードチップは、Ｆ_s信号のＮ個の周期を含み、ＰＲＮコードエポックは、Ｚ個のＰＲＮコードチップからなり、ここでＺは又、ＰＲＮコードのシーケンス長として知られている。１データビットは通常、Ｔ個のＰＲＮコードエポックからなる。ＧＰＳＬ１レンジング信号を受信するのに適用される、本発明の好適な実施例に関して、搬送波周波数は1575.42MHzで、Ｋは７７であり、その結果Ｆ_sは20.46 MHzに等しい。更に、定数Ｎは２０であり、その結果ＰＲＮコードチップ率は1.0 23MHzとなり、Ｚは１０２３であり、その結果ＰＲＮコードエポック率は1KHzとなる。他の定数Ｔは又２０であり、その結果データビット率は50Hzとなる。チャンネル回路２２を図２に詳細に示す。それには、搬送波／コード同期化回路２２０、ＰＲＮコード発生器２３０、搬送波位相シフタ２３５、多数の相関器２４０−１、２４０−２、２４０−３、…、２４０−ｍ（集約して、相関器２４０）、コードシフトレジスタ２５０、早発−後発（又は、早発、後発）弁別器２６０、点乗積（又は、定刻、早発−後発）弁別器２６５、及び多重経路のパラメータ推定器２７０が含まれる。ＰＲＮコード発生器２３０は、同期化回路２２０により出力された信号を使用して、局所ＰＲＮ基準信号ＰＲＮＣＯＤＥを生成する。任意の所定時間に生成された、特定のＰＲＮＣＯＤＥ信号は、ＳＡＴＩＤ入力により選択されるように、チャンネルがどの衛星に同調するのが望ましいかに依存する。コード発生器２３０のようなＰＲＮコード発生器は、当該技術において周知である。同期化回路２２０は、単一の数値制御発振器（ＮＣＯ）であり、サンプルクロックＦＳ、及びプロセッサ１６からの適切な命令を使用して、残留ドップラー、及び多重経路歪みにより生じる誤差を非干渉的に追跡するための搬送波又はコード搬送波位相において、ＰＲＮコード発生器２３０、及び相関器２４０により要求される制御信号を与える。チャンネル２２ｎの詳細な説明を続ける前に、搬送波／コード同期化回路２２０の詳細なブロック図である、図３を参照する。この構成要素には、期待ドップラー率レジスタ２２１、累積デルタレンジ（ＡＤＲ）レジスタ２２２、及び微小チップカウンタ２２４が含まれる。コード位相発生器回路２２６には又、サブチップカウンタ２２６ａ、チップカウンタ２２６ｂ、及びエポックカウンタ２２６ｄが含まれる。バッファ回路２２７、２２８、及び２２９により、プロセッサ１６が、同期化回路２２０内の各種のカウンタ及びレジスタの内容に対して、ロード、読出し、及び加算、又は減算を行うことが可能になる。同期化回路２２０は、チャンネルバス２０からサンプルクロック信号Ｆ_sを、及び制御バス１８から期待ドップラー値ＥＤＯＰＰ、及びレジスタとカウンタ２２２、２２４、及び２２６に対する補正値を受け取る。これらの入力に応答して、同期化回路は、ＰＲＮコード発生器２３０にクロック信号ＣＬＫとリセット信号ＲＳＴを与えるだけでなく、制御バス１８に割込信号ＩＮＴ１、ＩＮＴ４、及びＩＮＴ２０をも与える。瞬時の搬送波位相角の推定量もまた、ビットπ₀、π₁ 、…、π_pを介して相関器２４０に与えられる。ＡＤＲレジスタ２２２、及びコード位相発生器２２６の内容は、チャンネル２２ｎに割り当てられた、特定の衛星信号の伝送時間の瞬時推定量を与える。次に、伝送時間の推定量と受信機時刻（図１のタイマー１６８により推定されるような）との差が、その信号の伝搬時間に、任意のクロックオフセットを加えた時間としてとられる。次に、伝搬時間を光速により乗算することにより、受信機１０から割り当てた衛星へのレンジの精確な測定が、プロセッサ１６により実行される。これらの測定は、タイマー１６８からの測定ストローブＭＥＡＳにより指示される選択時間に生じ、通常全チャンネルにわたって同時に行われる。次に、結果として得られる各衛星までのレンジが、プロセッサ１６により使用されて、受信機１０の位置、及び／又は速度が計算される。動作時に、先ず、期待ドップラー率レジスタ２２１に、チャンネル２２ｎにより追跡される特定の衛星に対する、推定ドップラーオフセットＥＤＯＰＰが、プロセッサバス１８を介してロードされる。受信機１０が、ある時間動作していた場合のような、たいていの場合に、ＥＤＯＰＰ推定量は、受信機１０が同期化されている衛星から既に受信された天体歴データからとることが可能である。なぜなら、各衛星からの天体歴データは、他の全ての動作中の衛星の推定位置を含むからである。しかし、受信機１０が最初に起動された場合のように、この天体歴データが利用可能でない場合、この推定量は、後述の米国特許第5,101,416号に記載されるように、逐次近似技法により決定される。ドップラー値は、Ｆ_sパルス当たりの搬送波ドップラー周期で特定される。例えば、期待ドップラー周波数が、静止した受信機及び接近する衛星に対して可能性のあるドップラー周波数である、＋4.45キロヘルツ(KHz)である場合、ＧＰＳＬ１の実施例に対する20. 46MHzの典型的なＦ_s周波数により割り算すると、結果として、Ｆ_sパルス当たり約0.00044搬送波周期の期待ドップラーシフトとなる。このように特定すると、ドップラー値は、常に１よりも少なくなる。追跡されている衛星までのレンジの推定量を与える、ＡＤＲレジスタ２２２は、全周期部２２２ｗと部分周期部２２２ｐに分割される。図示のように、加算器２２３が構成されており、Ｆ_sパルス毎の発生に基づいて、ドップラーレジスタ２２１の内容を、ＡＤＲ２２２の部分周期部２２２ｐに加算する。従って、部分周期部２２２ｐの最上位ビット０、１、…、ｐは、周期における瞬時の期待される搬送波位相角を与える。部分周期レジスタ２２２ｐが桁上げを有する場合、全数部２２ｗは増分され、微小チップカウンタ２２４も又増分される。部分周期レジスタ２２２ｐが借りを要求すると、全数部２２２ｗ及び微小チップカウンタ２２４は減分される。サブチップカウンタ２２６ａは、Ｆ_s信号により刻時され、微小チップカウンタにより制御される。サブチップカウンタは、公称として、Ｆ_s信号により直接制御される、０からＮ−１のカウンタであるが、微小チップカウンタ２２４の状態に依存して、１つ余分の周期、又は１つ少ない周期をカウントするように調整することも可能である。特に、微小チップカウンタが桁上げを行う、すなわちＫ −１から０に増分する場合、１周期が、サブチップカウンタ２２６ａから抜き取られて、ＡＤＲ２２２との同期を保持する。換言すれば、この事象により、サブチップカウンタ２２６ａが、１回の反復に対してＮ− ２にのみカウントする。微小チップカウンタ２２４が借りを行う、すなわち０からＫ−１に減分する場合、１周期が、サブチップカウンタ２２６に加えられて、１回の反復に対して０からＮにカウントする。サンプルクロックＦ_sの１周期を周期的に除去、又は加算することにより、局所発生のＰＲＮコード（コード位相発生器２２６の出力信号ＲＳＴとＣＬＫにより制御されるような）は、局所発生の搬送波位相（ＡＤＲ２２２の状態により指示されるような）との同期状態のままである。この構成により、ＡＤＲ２２２により指示される搬送波位相が、到来搬送波に対してロック状態のままである限り、コード位相発生器２２６は、到来ＰＲＮコードに対してロック状態のままとなる。これは、ＰＲＮコード発生器２３０が、位相ロック状態のままであるために、局所基準信号Ｆ_sが、中間周波数信号ＩＦの搬送波に位相ロック状態のままである必要がないという意味で、非干渉的に達成される。サブチップカウンタ２２６ａの最上位ビットは、クロック信号ＣＬＫとして使用されて、ＰＲＮコードチップのエッジを示す。ＧＰＳＬ１搬送波に対する好適な実施例において、Ｎは２０に等しい、すなわちＰＲＮコードチップ（図５）当たり２０個のＦ_s周期があるので、サブチップカウンタ２２６ａは、ゼロから１９までカウントする。チップカウンタ２２６ｂを使用して、完全なＰＲＮコードシーケンスの期間が決定される。ＧＰＳの実施例に関して、ＰＲＮコードエポック内に１０２３個のＣ／Ａコードチップがあり、従ってチップカウンタ２２６ｂは、ゼロから１０２２までカウントする。その最上位ビットＩＮＴ１は、プロセッサ１６に対して、完全なＰＲＮコードエポックの終端を示し、すなわちそれを使用して、局所ＰＲＮコード発生器２３０がリセットされる。ＩＮＴ１の４倍の速度（すなわち、チップカウンタ２２６ｂの３番目の最上位ビット）である、別のクロック信号ＩＮＴ４も又生成される。まもなく説明するが、ＩＮＴ１とＩＮＴ４の両方を使用して、プロセッサ１６に割込み、初期ロッキングシーケンス時に、相関器２４０を働かせることも可能である。最後に、エポックカウンタ２２６ｄを使用して、Ｔ個のＰＲＮコードエポックの後で、データビットの終端が示される。この指示は、エポックカウンタ２２６ｄの最上位ビットにより与えられ、ＩＮＴ２０信号として出力される。搬送波追跡ループは、本質的に、コードＤＬＬよりもずっと敏感であり、小さな変化を極端に正確に測定可能である。搬送波ループが適切に追跡していると想定すると、サブチップカウンタ２２６ａと関連した微小チップカウンタ２２４により、チャンネル２２ｎが、衛星に対して、受信機１０の如何なる相対移動をも正確に追跡することが可能になる。ここで図２を参照すると、典型的な受信機チャンネル２２ｎの動作が、更に詳細に理解されるであろう。搬送波位相シフタ２３５は、同期化回路２２０からの瞬時の搬送波位相ビットπ₁、π₂、…、π_pと共に、Ｉ_s 及びＱ_sサンプルを受け取る。次に、搬送波位相シフタ２３５は、同期化回路２２０により生成される、瞬時の搬送波位相角の推定量により指示される大きさだけ、Ｉ_s及びＱ_sサンプルを回転させて、以下の式に従って出力Ｉ_D及びＱ_Dを与える。Ｉ_D＝Ｉ_scos(Π)＋Ｑ_ssin(Π) Ｑ_D＝Ｑ_scos(Π)−Ｉ_ssin(Π) ここで、ＰＲＮは、ＰＲＮＣＯＤＥ入力の電流値であり、Πは、ビットπ₁ 、π₂、…、π_pにより表される、瞬時の搬送波位相の推定量である。Ｉ_s及びＱ_s サンプルは、デジタル形式であるので、この位相シフト動作は、適切なデジタル回路により実施される。Ｆ_sクロックパルス毎の同一動作における瞬時の搬送波シフトを除去することにより、如何なる重大な電力損失に直面する前に、非常に高いドップラーオフセットを有する信号を処理することが可能である。シフトレジスタ２５０は、ＰＲＮコード発生器２３０からＰＲＮコード信号を受信して、ｍ個の多数の時間シフトされたＰＲＮコード複製信号ＰＲＮｔ₁、ＰＲＮｔ₂、…、ＰＲＮｔ_mを生成する。ＰＲＮコード複製信号に与えられた時間シフトは通常、図６から図１０と関連して以下で説明するようにして、期待されるコード時間遅延に分配される。次に、時間シフトされたＰＲＮコード複製信号ＰＲＮｔ₁、ＰＲＮｔ₂、…、ＰＲＮｔ_mは、相関器２４０−１、２４０−２、…、２４０−ｍのそれぞれに送られる。各相関器２４０−ｉは、順に、複雑なマルチプレクサ回路に、到来する位相シフトされたサンプルＩ_D、Ｑ_D、及びその相関器に割り当てられた、それぞれのＰＲＮコード複製信号ＰＲＮｔｉを送る。図４に示すように、マルチプレクサ回路は、一対のマルチプレクサ２４５１−ｉ、２４５Ｑ−ｉを含む。一対の累算器２４７１−ｉ及び２４７Ｑ−ｉは、逐次サンプルの単純累積により、相関されたＩ_D及びＱ_Dに、低周波数フィルタリング機能を実施して、平均化相関器出力Ｉ_i及びＱ_iを生成する。通常、プロセッサ１６をプログラムすることにより実行される、弁別器２６０及び２６５は、ｍ個の相関器の出力Ｉ₁、Ｑ₁、Ｉ₂、Ｑ₂、…、Ｉ_m、Ｑ_mに作用して、搬送波及びＰＲＮコードドリフトを決定する。局所発生のＰＲＮコードと受信コードとの差が検出された場合、同期化回路２２０は、そのカウンタ２２２、２２４、又は２２６、あるいはドップラーレジスタ２２１の内部値を調整することにより補正される。従って、弁別器２６０と２６５、及び同期化回路２２０は、遅延ロックループ（ＤＬＬ）を終了させる。初期の同期化モードにおいて、（早発、後発）弁別器２６０が使用される。この弁別器２６０は、同期化回路２２０が正確に位相一致状態にある場合、ＰＲＮコードチップ時間のある割合だけ早発である、相関器２４０の一方が、ＰＲＮコードチップ時間の同一割合だけ後発である、相関器２４０の他方と、同一の出力電力を有すると期待されるという事実を利用する。従って、相関器出力選択回路２６１は、早発相関器出力Ｉ_E、Ｑ_Eとして相関器出力のｍ対の一方を、及び後発相関器出力Ｉ_L、Ｑ_Lとして他方の対を選択する。早発相関器出力Ｉ_E、Ｑ_Eは、好適には、ＰＲＮコードチップ時間の１．５倍だけ早発であると期待された、ＰＲＮコード複製信号ＰＲＮｔを有する、相関器２４０の１つからとられる。後発相関器出力Ｉ_L、Ｑ_Lは、チップ時間の１．５倍だけ後発であると期待される、１つの相関器２４０からとられる。従って、この初期獲得モードにおける、早発と後発相関器２４０の時間遅延間隔は、１チップ時間となる。次に、所望の衛星に対するＰＲＮコードが、ＳＥＬラインを介して、ＰＲＮコード発生器２３０内にロードされる。次に、全ての可能な周波数、及びコード位相遅延が、チャンネル２２に割り当てられた衛星から受信された衛星信号との周波数、及びコードのロックを得ようとして、逐次的に試行される。特に、搬送波遅延は、異なるＥＤＯＰＰ値を試行することにより掃引される。異なるコード遅延は、バッファ２２７、２２８、及び２２９を介して、コードカウンタ２２４、２２６ａ、及び２２６ｂを調整することにより掃引される。各コード及び周波数オフセットにおいて、出力Ｉ_E、Ｑ_E、及びＩ_L、Ｑ_Lが読まれて、電力レベルが、それら電力の差の平方を決定するようにして、弁別器２６０により計算される。この差は、所定の閾値と比較されて、衛星がロックされているかどうかが決定される。ロックが指示されない場合、次の搬送波、及びコードの位相が試行される。弁別器２６０は、コード、及び搬送波遅延毎に、適切な時間だけ引き延ばし可能であらねばならない。Ｓ／Ｎ比が約４５dBHzより大きい、強い衛星を探索する場合、ＰＲＮコードエポックの１／４程度に短いドウェル(dwell)時間が用いられる。より弱い衛星の場合、ＰＲＮコードエポック時間にほぼ等しいドウェル時間が用いられる。代替として、異なる、いわゆる点乗積弁別器も使用可能である。このモードにおいて、別の選択回路２６４は、定刻（Ｐ）、早発（Ｅ）、及び後発（Ｌ）として、相関器出力対の３つを選択する。この相関器に関係する弁別器関数は、Ｉ_E-L・Ｉ_p＋Ｑ_E-L・Ｑ_p となり、これが点乗積弁別器と言われる理由である。一般に、雑音の存在においてより大きな信号強度を有する、定刻の電力推定量が利用可能であるために、搬送波位相追跡が、点乗積モードにおいて、雑音に対して良好となる。初期コードロック後に、早発（Ｅ）と後発（Ｌ）相関器間の遅延が、早発及び後発相関器として選択される相関器２４０のどれかを変化させることにより、ゆっくりと減少可能となる。このようにしてＤＬＬ遅延を狭くすることにより、電力推定器２６５により実行される弁別機能の雑音レベルが減少されて、その精度が増大される。これらの弁別器２６０と２６５の両方は、相関関数が理想的である、すなわちそれが、対称的であり、定刻相関器の位置において、又はその近傍で極大となるという仮定の下で動作する。図６に示す曲線３００により表示されるように、このことは、ゼロのコードチップに等しい時間オフセットにおいて、ピーク電力を有することになる、直接経路の信号に対しては実際に真実である。この理想状況において、オフセットの大きさが、±１コードチップ時間の時間差においてゼロに等しくなるまで、相関電力は、負及び正の両方向に、オフセットが増大するにつれて線形的に減少する。図６の振幅の尺度は、１に等しいピーク電力に対して正規化されている。しかし、この理想状況は、多重経路の信号が存在しない場合にのみ生じることになる。任意の所定配置にある多重経路信号の数は、任意の反射物に対する、衛星とアンテナ位置の関数であるので、どこにでもゼロから幾つかの個々の多重経路信号が、任意の所定時間に存在し得る。ある場合には、多重経路信号と局所基準ＰＲＮ信号との間の相関は、類似の三角形状を有することになる。多重経路信号が、直接経路信号に等しいが、受信機への僅かに異なる、より長い経路をとるので、形状は同じである。曲線３０２は、同一の基準ＰＲＮ信号と、付加的な伝搬遅延を有する多重経路信号との間の相関を表し、その付加的な伝搬遅延は、多重経路信号が、受信機に到達するのに必要な付加的な時間を表す。図示の例において、付加的な伝搬遅延は０．２チップである。多重経路信号も受信機に到達するので、直接経路信号と多重経路信号の両方にある相関が常に存在する。従って、結果としての相関関数は、直接経路相関３００と多重経路相関３０２の和になり、これにより、実際に観察される相関関数３０４がもたらされる。曲線の結果から分かるように、かかる多重経路信号が存在すると、観察される相関関数は、受信機チャンネル２２が、実際にロックしようとしている信号である、直接経路信号の相関関数から偏移する。図６に示す例において、多重経路信号は、０度の差分位相、すなわち直接経路信号と同じ位相を有すると想定した。この場合には、相関プロット３０４のピークは、尚もゼロオフセットの近傍に生じ、上述した電力推定器２６０と２６５は、尚も、補正オフセットにおいて、又はその近傍で相関ピークを見つけようとする可能性がある。しかし、他の場合、これは事実ではない。特に、物体により反射されるという作用において、多重経路信号の搬送波は、直接経路信号の搬送波とは異なる、付与される相対位相差を有するかもしれない、ということもかなり可能性がある。この搬送波位相オフセットの量は、衛星と受信機に対する反射物の正確な位置に依存する。本明細書に記載した、非干渉性の受信機チャンネル２２ｎへの影響は、多重経路の相関信号が、事実上、この位相差の余弦に等しい定数により乗算されることになる、ということである。従って、多重経路の相関信号に対する最大値は、相対搬送波位相差が０°又は１８０°である場合に生じ、最小相関値は、この位相差が９０°又は２７００である場合に生じることになる。図６において、この搬送波位相差をゼロと、従って多重経路と直接経路信号間には正の相関が存在すると仮定した。しかし、図７に示すように、多重経路信号が、１８０°の搬送波位相差を有する場合、１８０°の余弦は−１であるので、基準信号との負の相関が生じることになる。従って、多重経路の相関関数３０６は、負の振幅のピークを有して、直接経路と多重経路の相関３０８の和は、もはやゼロ時間オフセットの近傍で極大とならず、重大な形状歪みを有する。これは、次いで、弁別器２６０と２６５のみにより処理される場合、早発、定刻、及び後発相関器は、所望の直接経路信号のＰＲＮコードを適応して追跡できないことを意味する。特に、早発−後発弁別器２６０は、早発及び後発相関器配置における電力が同一であると想定し、点乗積弁別器２６５は、定刻相関器の出力での電力が、最大相関電力の位置であると想定する。従って、弁別器２６０及び／又は２６５により形成される、ＤＬＬ追跡ループは、初期のコード位相ロックに適しているが、それら弁別器は、ある場合に、実際の位置からオフセットされる位置へのロックを、受信機１０に強制しようとする可能性がある。このことは、次いで、衛星からの伝搬時間の測定における誤差、及び最終的には、受信機１０の計算位置における誤差へと至らしめる。説明した例示的なＰＲＮレンジングシステムにおいて、到来する信号が、チャンネル２２ｎのサンプリング速度により、帯域制限され、そのことが更に、相関関数の形状に影響を及ぼす。それは、相関関数におけるピークの丸め、及び正方向のシフトにより現れる。制限された帯域幅を考慮すると、本発明の実施例において約８MHzであり、従って実際の相関器の応答は、図８に示すように、幾分滑らかにされて、時間シフトされる。図９の拡大図により良く示すように、早発、定刻、及び後発相関器は、この例において約0.05チップだけ、正の時間方向にオフセットされる位置にロックしようとする。このことは、次いで、同じ大きさのレンジ測定誤差へと至らしめ、それは、図示の例において、１０ｍより大きな距離誤差を意味する。従って、多数の相関器２４０−１、２４０−２、…、２４０−ｍの付加的なものを使用して、多重経路と直接経路の複合相関信号の形状のより正確な推定量を生成でき、次いでそれらを使用して、ＰＲＮコードＤＬＬ、及び搬送波位相追跡ループに対するより良い更新推定量に進展させることができる。このことを更に理解するために、多重経路が存在するとしても、チャンネル２２ｎにおいて生成された信号は、数学的モデルに従って予測され得ると考えることにする。チャンネル２２ｎは、非干渉性の搬送波／コード同期化回路２２０を利用して、上記のように、搬送波及びドップラー誤差が調整されると想定すると、直接経路信号に起因した、相関器への入力成分Ｉ_D及びＱ_Dは、それぞれ以下のように表現することができる。Ｉ＝Ａ・Ｒ_f(τ_k)cos(φ_k) Ｑ＝Ａ・Ｒ_f(τ_k)sin(φ_k) ここで、Ａは、受信機への入力でのＳ／Ｎ比に依存した振幅係数、Ｒ_f（ｔ）は、濾波されないＰＲＮコードの自動相関関数、τ_kは、時間ｔ_kでのコード追跡誤差、及びφ_kは、また時間ｔ_kでの残留位相追跡誤差である。従って、所定の多重経路信号の寄与は、Ｉ_m＝Ｒ_f(τ_k−δ)cos(φm＋φ_k) Ｑ_m＝Ｒ_f(τ_k−δ)sin(φm＋φ_k) で表現でき、ここで、δは、多重経路信号の相対時間遅延、φｍは、多重経路成分搬送波の相対位相である。点乗積弁別器２６５に対する数式に、これらの方程式を適用することにより、その出力は、以下のようにモデル化できる。Ｄτ_k＝｛Ｒ_f(τ_k-d/2)-Ｒ_f(τ_k+d/2)｝・Ｒ_f(τ_k)＋ α²｛Ｒ_f(τ_k-d/2-δ)-Ｒ_f(τ_k+d/2-δ)｝・Ｒ_f(τ_k-δ)＋ α｛Ｒ_f(τ_k-d/2)-Ｒ_f(τ_k+d/2)｝・Ｒ_f(τ_k-δ)cos(φm)＋ α｛Ｒ_f(τ_k-d/2-δ)-Ｒ_f(τ_k+d/2-δ)｝・Ｒ_f(τ_k)cos(φm) ここで、ｄは、ＰＲＮコードチップにおける、早発と後発相関器間の間隔である。従って、同様の数式が、多重経路信号の複数の各々ｊに応答して、代表的な相関器２４０−ｉにより生成されるＩ_i及びＱ_i信号に対して、同様にして展開可能である。ここで、Ａは、直接経路成分の相対振幅、Ｒ_fは、到来濾波済み信号ＰＲＮコードと濾波なし基準コードとの間の相互相関、ｔ_iは、相関器２４０−ｉの基準コードオフセット、τ_kは、時間ｔｋ（エポックｋとも言われる）でのコード追跡誤差、φ_kは、エポックｋでの搬送波位相誤差、α_jは、多重経路成分ｊの相対振幅、δ_jは、多重経路成分ｊの遅延量、φm_jは、多重経路成分ｊの位相、及びｎは、多重経路成分の数である。測定された相関器電力出力Ｐ_iは、図８に示す実際の相関曲線が決定できると、以下のように、各相関器２４０−ｉに対して決定できる。Ｐ_i＝（Ｉ_i ²＋Ｑ_i ²）^1/2 図１０は、図８に示すのと同じ相関信号の代表的プロットであり、ｍが１９に等しい場合に、１９個の相関器の各々に対するｔ_iが、相関時間尺度にわたって、如何に均等に分布され得るかを示している。従って、異なるコードオフセットで、相関器２４０の間隔を分布させ、次いで多数の相関器２４０−１、２４０− ２、…、２４０−ｎの出力をサンプリングすることにより、方程式の上記システムが形成されて、各多重経路成分のα_j、δ_j、及びφm_jだけでなく、直接経路信号のコード追跡誤差τ_k、搬送波位相誤差φ_kを求めることができる。方程式のシステムは、パラメータ推定器２７０（それは通常、プロセッサ１６に対するソフトウェアでも実施される）により、任意の適切な方法で求めることが可能である。例えば、最小自乗推定、最尤推定、及び当該技術において周知の、他の信号パラメータ推定技法も使用可能である。連立方程式の組が、直接経路信号のコード追跡誤差τ_k、及び搬送波位相誤差 φ_kを求められると、これらパラメータ値の推定量は、幾つかの異なる方法で、システムにより使用可能である。一つの手法において、弁別器２６０及び／又は２６５により実施される追跡ループを、適所に残すことが可能であり、コード追跡誤差τ_kを、搬送波／コード同期化回路２２０により維持されるように、レンジ推定に対する最後の相関として使用可能である。代替として、パラメータ推定器２７０が、必要な計算を十分素早く実行することができると想定すると、コード追跡誤差τ_k、及び搬送波位相誤差φ_kを帰還して、搬送波／コード同期回路２２０を制御することも可能である。特に、搬送波位相誤差φ_kは、プロセッサ１６により、レンジレジスタ２２２内に戻され加算されて、コード追跡誤差τ_kは、ＰＲＮコードレジスタ２２６内に加算され得る。また、システムの必要条件に依存して、多数の相関器を、異なる方法でも実現可能である。一つの手法は、ｍに等しい、各チャンネルにおける相関器の物理的な数を有することであろう。この手法は、受信機が、多重経路が急速に変化する環境にさらされる用途に、必要となるであろう。しかし、たいていの場合、一度初期コードロックが得られると、相関電力推定は、一回で少なくとも数秒間は安定であると想定され得る。従って、相関器が、調整可能なコード遅延間隔を有する限り、チャンネル当たり２つ程度に少ない物理的な相関器が存在し得る。コード遅延間隔は、エポックからエポックへと連続されて、その結果、繰り返して、関係のあるｍ個の時間オフセット（ｔ_i's）の各々での相関電力の測定がなされる。別の手法において、全てのチャンネル２２ａ、２２ｂ、…、２２ｎにおける全ての相関器が、時間のある期間、同一のＰＲＮコードを追跡するように、周期的に設定可能である。次ぎに、全てのチャンネル２２が、関係のある各衛星に対するＰＲＮコードを介して連続され、その結果、繰り返して、全ての所望のＩ_i及びＱ_iが決定されることになる。最後に、受信機におけるチャンネル２２の大部分を残して、弁別器モードで動作可能であるが、一方で、チャンネル２２の一つ又はそれより多くを、チャンネルからチャンネルへと絶えず連続させることに専用化させて、追跡されている各衛星に対して、相関器パラメータ推定が補足される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩＨ０４Ｌ 27/00 8949−5ＫＨ０４Ｊ 13/00 Ｄ

Claims

【特許請求の範囲】１．複数の伝送される疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）符号化信号から構成される、複合無線周波数（ＲＦ）信号を復調、及び復号するための受信機であって、複合ＲＦ信号を受信して、複合中間周波数（ＩＦ）信号を与えるために接続された、ＲＦ低域変換器と、局所サンプルクロック信号を生成するための手段と、複合ＩＦ信号、及び局所サンプルクロック信号を受信して、複合ＩＦ信号のデジタル同相（Ｉ）サンプル、及び直角（Ｑ）サンプルを与えるために接続された、サンプリング回路と、各チャンネル回路が、伝送されたＰＲＮ符号化信号の１つを復調、及び復号し、各チャンネル回路が、他のチャンネル回路と同時に、Ｉサンプル、及びＱサンプルを受信するように、他のチャンネル回路と並列に接続された、複数のチャンネル回路と、からなる受信機において、各チャンネル回路が更に、同期化調整信号を受信して、局所基準ＰＲＮコード信号を与えるために接続された、ＰＲＮコード信号発生器と、Ｉサンプル、Ｑサンプル、及び局所基準ＰＲＮコード信号を受信するために接続され、局所基準ＰＲＮコード信号により、Ｉ及びＱサンプルを乗算して、復号されたＩ及びＱサンプルを与えるための、Ｉ及びＱサンプルを複合する手段と、復号されたＩ及びＱサンプルを受信するために接続され、多数のコード位相遅延において、自動相関電力レベルを決定するための、自動相関手段と、多数のコード位相遅延において、自動相関電力レベルを受信するために接続され、受信機に対して直接経路信号のパラメータを決定するための、パラメータ推定器手段と、からなる受信機。２．各チャンネル回路が更に、期待される搬送波位相信号を与えるための手段と、サンプルクロック信号、期待される搬送波位相信号、及び同期化調整信号を受信するために接続され、累積された搬送波位相信号、及びＰＲＮコード位相制御信号を与えるために接続された、同期化回路であって、累積された搬送波位相信号、及びＰＲＮコード位相信号が互いに同期状態にある、同期化回路と、Ｉサンプル、Ｑサンプル、及び累積された搬送波位相信号を受信するために接続され、累積された搬送波位相信号により指示される量だけ、Ｉ及びＱサンプルを位相回転させるための、搬送波回転手段と、からなり、自動相関手段は、同期化回路に同期化調整信号を与えることと、ＰＲＮコード位相信号は、ＰＲＮコード信号発生器に与えられることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。３．自動相関電力レベルは、３つより多いコード位相遅延点において決定される、請求項１に記載の受信機。４．推定されている直接経路信号のパラメータは、直接経路のコード追跡誤差である、請求項１に記載の受信機。５．推定されている直接経路信号のパラメータは、直接経路の搬送波位相追跡誤差である、請求項１に記載の受信機。６．パラメータ推定器手段は又、１つ以上の多重経路信号の位相追跡誤差を推定する、請求項１に記載の受信機。７．パラメータ推定器手段は又、１つ以上の多重経路信号の搬送波追跡誤差を推定する、請求項１に記載の受信機。８．多数のコード位相遅延における自動相関電力レベルは、多数の類似した数の物理的な相関器回路により決定される、請求項１に記載の受信機。９．多数のコード位相遅延における自動相関電力レベルは、１つ以上の物理的な相関器回路のコード遅延間隔を調整することにより決定される、請求項１に記載の受信機。１０．複数の伝送される疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）符号化信号から構成される、複合無線周波数（ＲＦ）信号を復調、及び復号するための受信機であって、複合ＲＦ信号を受信して、複合中間周波数（ＩＦ）信号を与えるために接続された、ＲＦ低域変換器と、局所サンプルクロック信号を生成するための手段と、複合ＩＦ信号、及び局所サンプルクロック信号を受信して、複合ＩＦ信号のデジタル同相（Ｉ）サンプル、及び直角（Ｑ）サンプルを与えるために接続された、サンプリング回路と、各チャンネル回路が、伝送されたＰＲＮ符号化信号の１つを復調、及び復号し、各チャンネル回路が、他のチャンネル回路と同時に、Ｉサンプル、及びＱサンプルを受信するように、他のチャンネル回路と並列に接続された、複数のチャンネル回路と、からなる受信機において、各チャンネル回路が更に、期待される搬送波位相信号を与えるための手段と、サンプルクロック信号、期待される搬送波位相信号、及び同期化調整信号を受信するために接続され、累積された搬送波位相信号、及びＰＲＮコード位相制御信号を与えるために接続された、同期化回路であって、累積された搬送波位相信号、及びＰＲＮコード位相信号が互いに同期状態にある、同期化回路と、ＰＲＮコード位相制御信号を受信して、局所基準ＰＲＮコード信号を与えるために接続された、ＰＲＮコード信号発生器と、Ｉサンプル、Ｑサンプル、局所基準ＰＲＮコード信号、及び累積された搬送波位相信号を受信するために接続され、Ｉ及びＱサンプルを同時に復調、及び復号する手段を含む、復号及び搬送波回転手段であって、復調手段が、搬送波位相信号により指示される量だけ、Ｉ及びＱサンプルを位相回転させ、復号手段が、局所基準ＰＲＮコード信号により、Ｉ及びＱサンプルを乗算して、復号されたＩ及びＱサンプルを与える、復号及び搬送波回転手段と、復号されたＩ及びＱサンプルを受信するために接続され、少なくとも３つのコード位相遅延に対して、多数の相関電力レベルを決定するための、相関手段と、多数の相関電力レベルを受信するために接続され、受信機に対して、直接経路の時間遅延、及び１つ以上の多重経路の時間遅延の推定量を与えるための、パラメータ推定手段と、直接経路の時間遅延、及び１つ以上の多重経路の時間遅延の推定量を比較することにより、同期化回路に対して、同期化調整信号を与えるための手段と、からなり、第１、及び第２のコード位相遅延が、初期のＰＲＮコードロック獲得期間時に、ＰＲＮコードチップ時間に等しい、所定の広い相関器遅延に設定され、その後、ＰＲＮコードチップ時間のある割合に等しい、所定の狭い相関器遅延に設定されることにより、動的に狭められることを特徴とする受信機。１１．複数の伝送される疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）符号化信号から構成される、複合信号を復調、及び復号する方法において、局所サンプルクロック信号と同期状態にある、複合信号をサンプリングし、それにより複合信号のデジタル同相（Ｉ）サンプル、及び直角（Ｑ）サンプルを与えるステップと、各チャンネル回路が、他のチャンネル回路と同時に、Ｉ及びＱサンプルを受信するように、他のチャンネル回路と並列に接続される、複数のチャンネル回路に、Ｉ及びＱサンプルを供給するステップと、各チャンネル回路において、同期化調整信号に応答して、局所基準ＰＲＮコード信号を生成するステップと、局所基準ＰＲＮコード信号により、Ｉ及びＱサンプルを乗算し、それに応答して、復号されたＩ及びＱサンプルを生成することにより、Ｉ及びＱを復号するステップと、多数のコード位相遅延において、Ｉ及びＱサンプルの相関電力レベルを決定するステップと、多数のコード位相遅延における相関電力レベルから、受信機に対して、直接信号経路のパラメータを推定するステップと、を含む方法。１２．期待される搬送波位相信号を与えるステップと、サンプルクロック信号、期待される搬送波位相信号、及び同期化調整信号を組み合わせることにより、互いに同期状態にある、累積された搬送波位相信号、及びＰＲＮコード位相制御信号を生成するステップと、累積された搬送波位相信号により指示される量だけ、Ｉ及びＱサンプルを位相回転させるステップと、を更に含む、請求項１１に記載の方法。１３．相関電力レベルは、３つより多いコード位相遅延において決定される、請求項１１に記載の方法。１４．推定されている直接経路信号のパラメータは、直接経路のコード追跡誤差である、請求項１１に記載の方法。１５．推定されている直接経路信号のパラメータは、直接経路の搬送波位相追跡誤差である、請求項１１に記載の方法。１６．１つ以上の多重経路信号の位相追跡誤差が又推定される、請求項１１に記載の方法。１７．１つ以上の多重経路信号の搬送波追跡誤差が又推定される、請求項１１に記載の方法。１８．多数のコード位相遅延における自動相関電力レベルは、多数の類似した数の物理的な相関器回路により決定される、請求項１１に記載の方法。１９．多数のコード位相遅延における自動相関電力レベルは、１つ以上の物理的な相関器回路のコード遅延間隔を調整することにより決定される、請求項１１に記載の方法。