CN111694022A

CN111694022A - 检验卫星无线电导航信号的完整性的方法

Info

Publication number: CN111694022A
Application number: CN202010180149.8A
Authority: CN
Inventors: N·马丁; D·米尔伍德; S·罗莱
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2019-03-14
Filing date: 2020-03-16
Publication date: 2020-09-22
Also published as: FR3093819B1; CA3075273A1; EP3709058A1; US11693121B2; EP3709058B1; FR3093819A1; US20200292711A1

Abstract

本发明涉及一种用于检验由卫星发射的无线电导航信号的处理的完整性的方法和功能，所述信号由接收器接收，该接收器包括接收单元和处理单元，所述处理单元包括线性抗干扰滤波器，所述完整性检验方法至少包括检测错误锁定的风险的第一阶段，该第一阶段包括以下步骤：‑恢复未由线性抗干扰滤波器处理的所述接收信号的标称理论自相关性函数的步骤；‑确定在定义的积分周期内由线性抗干扰滤波器接收并处理的所述信号的平均理论自相关性函数的步骤；‑确定平均理论自相关性函数的模数或模数平方的局部极大值的数目的步骤，如果所述局部极大值的数目大于或等于2，则检测到错误锁定的风险。

Description

检验卫星无线电导航信号的完整性的方法

技术领域

本发明涉及处理卫星或伪卫星无线电导航信号的系统的领域，并且更具体地涉及包括抗干扰处理功能的GNSS接收器。

本发明更具体地涉及一种用于检验包括抗干扰处理功能的GNSS接收器的关于错误锁定风险的完整性的方法和功能。

背景技术

卫星定位系统(指定GNSS为“全球导航卫星系统”)实现发射射频信号的多个卫星和放置在要定位的位置的GNSS接收器来估计称为“伪距离”的距离，该距离基于接收到的卫星信号的传播时间乘以通过的介质中的光速将GNSS接收器与卫星分开。根据接收器与可见卫星分开的伪距离的测量结果以及这些卫星的位置信息，接收器可以通过三角测量类型的数字分辨率，在地面参考系中推导出其在纬度、经度和高度方面的精确位置。接收器对卫星的位置了解地越准确，并且接收器对伪距离进行的测量越准确，所获得的位置就越准确。卫星的位置由独立于定位接收器的地面站网络确定。卫星的位置由卫星自身通过调制发射信号的数据传送到定位接收器。

定位接收器从接收信号显示的明显延迟推断出伪距离。这些信号在发射时由卫星时钟标记时间戳(卫星时钟在系统时间上同步)，并且在接收时由接收器时钟标记时间戳，可能显示出相对于系统时间的偏斜。从适当测量的传播时间推断出的距离称为伪距离，因为它们由于接收器时钟的偏斜而受到共同误差的影响，该误差可能是显著的，如果接收到来自至少四个卫星的信号，则可以消除这种偏斜。

由于由远距离传播的卫星发射的射频信号以有限的强度发射，因此它们到达接收器时的强度非常低，由于物理环境而嵌入射频噪声中。为了便于接收卫星发射的信号，并使其对干扰(特别是窄带干扰)不太敏感，发射信号的带宽通过扩频技术(也称为“频谱扩展技术”)进行扩展。因此，卫星发射的信号由被扩展码调制的信号载波组成。更具体地，卫星发射的信号是通过用伪随机二进制序列形成的扩展码对信号的载波进行调制而形成的。扩展码对载波的调制使频谱扩展，这增加了系统对干扰的抗性。并且此外，这使得分离卫星成为可能(通过对每颗卫星使用不同的扩展码)。换言之，对发射射频信号的卫星的识别可以从为其保留的扩展码中完成。在本发明的下文中，术语“码”将简化以用于指定术语“扩展码”。

在接收器中，卫星信号经由至少一个天线(一个天线能够包括一个或多个传感器)接收，并且来自卫星的射频信号中包含的信息通过两次连续解调来提取，以便从中推断传播时间、多普勒或载波相位并且可能是传输数据的测量：第一次解调使用由锁频环(称为FLL)或锁相环(称为PLL，也被指定为“载波相位环路”或“载波环路”)驱动的振荡器本地生成的载波，使得能够将接收到的信号转换成基带，并且第二次解调使用由延迟锁定环路(称为DLL，也被指定为“码环路”)驱动的码生成器本地生成的扩展码，使得能够解调接收信号中存在的二进制数据的序列。一般而言，例如专利申请FR2892202中所解释的，在接收器层级，存在卫星信道，其具有特定于所跟踪卫星的每个信道的扩展码，以及每个信道的码环路和载波环路。

解调包括互锁本地生成的信号，以便形成从所考虑的卫星接收的信号的图像，其特征在于特定的扩展码和载波，也就是说通过本地复制码，并通过搜索该接收信号与复制信号(称为“本地信号”)之间的相关性的最大值。互锁由驱动本地载波相位的载波环路和驱动本地码相位的码环路执行。载波环路利用与本地信号的相关性来测量本地信号与接收信号之间的载波相位偏差。码环路利用与由派生码(提前、延迟或正点)调制的本地信号的相关性来测量本地信号与接收信号之间的码相位偏差。这个解调阶段被称为“锁定阶段”。术语“锁定”表示通过反馈使用本地信号与接收信号之间的相位偏差来与卫星信号同步的能力。

解调包括在锁定阶段之前的获取阶段，该获取阶段使得能够初始化锁定环路的操作。实际上，接收码的位置(或相位)和多普勒频率都不是先验已知的，因此只有当码的位置和多普勒频率接近从所考虑的卫星获得的信号的位置和多普勒频率时，锁定环路才能工作。在获取阶段实现的原理是尝试关于扩展码的位置、以及关于多普勒值的几个假设，并用足够精细而不会错过扩展码的自相关性函数的主峰值的采样间距搜索本地信号与接收信号之间的相关性峰值。

“自相关性函数”被理解为是指在时间上移位并经过滤波的相同码对扩展码的相关性。该函数给出根据移位的相关性结果。指定为τ的移位对应于接收码关于本地码的提前量。自相关性函数的值可以是复数的，具有实部和虚部，这主要是因为对接收信号应用了滤波。

一旦找到峰值，就通过减小检测到的第一个峰值附近的采样间距来细化对码和多普勒相位的搜索。当所获得的精度被认为足够时，该过程进入锁定阶段：环路闭合以使它们向相关性的最大值收敛。当相关性峰值被确定并且环路闭合时，可以说环路被“锁定”，然后认为本地生成的扩展码与包含在接收信号中的所寻求卫星的码是同相的。这种对相关性峰值的搜索也称为“锁定”。规定术语“峰值”指定局部极值，当其与绝对值有关时，局部极值可以是局部最大值。

来自卫星的传播时间是通过接收信号的发射时间(根据本地码的相位、接收码的图像计算)与接收信号的接收时间(由接收器的时钟给出)之间的差在每个时刻获得的。此外，接收器的定位是通过根据卫星与接收器之间的信号传播时间测量该卫星与接收器之间的伪距离来获得的。

例如，在专利申请FR2898998中描述了在获取阶段执行的相关性计算的示例。扩展码通常由大量的基本时间分段组成，称为码“码片”。在专利申请FR2898998中，D_chip指定码的基本时间分段的平均持续时间(在每个码片期间，码保持恒定值)，C1(t)指定卫星定位系统的接收器生成的本地码，并且S(t)指定接收器接收的无线电导航信号，这种模拟信号以大于2/D_chip的频率F_e采样。接收信号与本地生成码之间的相关性的计算分几个步骤执行：

-执行与接收信号的采样同步的码C1的采样，

-将码C1和接收信号的样本(对应于一个和相同的采样时间)在持续时间D_Code中成对相乘，以确定样本乘积的N_ech结果，N_ech是频率F_e和持续时间D_Code的乘积；

-对样本乘积的结果进行累加。

因此，相关性计算的结果可以用以下形式表示：

[数学式1]：

其中i是采样索引，t_i是接收信号S的第i次采样，S(t_i)是时间t_i时的信号S的值，并且C1(t_i)是时间t_i时的码值。

尽管采用了频谱扩展技术，但卫星无线电导航系统仍可能受到干扰源的干扰，无论干扰源是否有意，例如源在接近无线电导航信号的频率上发射信号，或在无线电导航信号的频率上显示谐波，这可能会损害卫星无线电导航系统的可靠性。

确实存在表征和消除这些干扰源的技术。

例如，已知的实践是对接收信号应用处理，并在其解调之前进行处理，这包括当检测到这样的干扰信号时切断接收信号，这导致有用信号的接收中断。该系统被称为“空白(blanking)”。根据接收到的干扰信号的数目，中断或“空白”的比例或多或少很大，并且在极限状态下，接收到的信号不再足够，并且然后无法恢复有用的信号。

存在其他技术，例如在专利申请FR2981168和FR3017716中所解释的那些技术，它们使用应用于接收器接收的信号的线性滤波器技术，并且在其解调之前这样做。线性滤波器的系数以这样的方式计算：频率响应使其所在频带中的干扰的能量衰减。该滤波器可以是STAP滤波器，STAP是“时空自适应处理”的缩写，通常在接收器包括多个天线或具有多个传感器的单个天线或TAP滤波器时使用，TAP是“时间自适应处理”的缩写，在接收器包括具有单个传感器的天线时使用。另一种替代TAP的技术是FDAF滤波器，FDAF是“频域自适应滤波”的缩写。

如果干扰能量位于卫星信号的频谱的中心，则其结果是频谱中间有一个孔，其结果是在自相关性函数的主峰旁边出现次峰。

现在，如上所述，在获取阶段期间，接收器或接收器的卫星信道通过锁定码和载波环路来搜索要锁定的相关性峰值。在锁定阶段期间，环路保持锁定在相关性函数的局部峰值上。当相关性函数中存在多个峰值时，存在卫星信道锁定在次峰上的风险，可能导致高达几十米或甚至几百米的显著或甚至不可接受的位置误差。根据本发明，此事件将被称为“错误锁定”。错误锁定会降低卫星导航系统的完整性水平。本发明旨在克服上述缺点。

本发明旨在提供一种用于检验包括抗干扰处理的GNSS接收器的完整性的功能，更具体地，能够检测错误锁定的风险以避免未检测到的错误测量的风险的功能。

有利的是，如果已经检测到错误锁定的风险，本发明旨在确定该风险是否被证实，并且因此是否实际已经发生了错误锁定。

有利的是，本发明旨在纠正已证实的锁定故障。

发明内容

能够解决上述问题的本发明涉及一种用于检验卫星定位系统的卫星发射的无线电导航信号的处理的完整性的方法，所述信号由接收器接收，该接收器包括接收单元和处理单元，所述处理单元包括线性抗干扰滤波器，所述完整性检验方法的特征在于，该完整性检验方法至少包括检测错误锁定的风险的第一阶段，该第一阶段包括以下步骤：

-恢复未由线性抗干扰滤波器处理的接收信号的标称理论自相关性函数的步骤；

-确定在定义的积分周期内由线性抗干扰滤波器接收并处理的所述信号的平均理论自相关性函数的步骤；

-确定平均理论自相关性函数的模数或模数平方的局部极大值的数目的步骤，如果所述局部极大值的数目大于或等于2，则检测到错误锁定的风险。

未经滤波的接收信号具有标称理论自相关性函数。接收且经滤波的信号具有理论自相关性函数，该理论自相关性函数通过滤波进行修改。本发明要求这种修改后的理论自相关性函数的信息。

因此，本发明包括计算在定义的积分周期内由线性抗干扰滤波器接收并处理的信号的平均理论相关性函数。这意味着理论自相关性函数告知存在次峰(因此至少有两个峰，主峰和至少一个次峰)，并且因此存在错误锁定的风险。因此，更宽泛地说，本发明包括搜索平均理论自相关性函数的峰值。

卫星发射的无线电导航信号的自相关性函数一般不是实数的，而是复数的(有实部和虚部)，特别是当已经对发射信号应用了抗干扰滤波时。这就是为什么要搜索平均理论自相关性函数的模数或模数平方的最大值或极大值。平均理论自相关性函数为实数的情况是一种特殊情况。

局部最大值定义为非零区间上的最大值。在实践中，由于工作通常是在由采样周期Te隔开的离散值上进行的，因此区间的宽度可以等于采样周期Te的两倍(可以对应于下文将进一步解释的提前相关器与延迟期相关器之间的最小间隔)。

根据一个实施例，该方法包括在确定平均理论自相关性函数的步骤之前确定在积分周期内的平均抗干扰滤波器的步骤，所述平均理论自相关性函数是根据标称理论自相关性函数和所述平均抗干扰滤波器确定的。

根据一个实施例，在积分周期内的平均抗干扰滤波器是根据在所述积分周期内计算的抗干扰滤波器的系数的不同值确定的。

根据一个实施例，该方法进一步包括：

-定义第一阈值的步骤，所述第一阈值是最大信噪比与锁定阈值之间的偏差的函数；

-所确定的局部极大值的数目对应于对其而言最终平均自相关性函数的模数或模数平方的值大于或等于所述第一阈值的局部极大值的数目。

特别地，第一阈值由下文进一步定义并在此再现的数学关系式数学式40定义：

其中x表示最大信噪比与锁定阈值之间的偏差，并且A₀表示标称理论自相关性函数。

根据一个实施例，该方法进一步包括如果所确定的局部极大值的数目大于或等于2则触发警报的步骤。

根据一个实施例，其中接收信号处理单元包括针对每个卫星的处理信道，每个信道包括码环路，该码环路一方面能够本地生成与所述信道相关联的卫星的扩展码特性以便形成本地信号，并且另一方面能够通过使用所述接收信号与所述本地信号之间的相关性路径将所述本地信号与所述接收信号互锁，积分周期是根据所述码环路的周期(也称为“码周期”)确定的。

根据一个特定的实施例，积分周期基本上等于环路周期。

根据一个实施例，其中接收信号处理单元包括针对每个卫星的处理信道，每个信道包括能够本地生成与所述信道相关联的卫星的扩展码特性的码环路，所述码至少包括一个正点码、一个延迟码和/或一个提前码，每个码形成本地信号，每个正点本地信号、延迟本地信号和/或提前本地信号通过分别使用正点相关性路径、延迟相关性路径和/或提前相关性路径与接收信号相关，该方法进一步包括检测错误锁定的第二阶段，所述第二阶段包括：

-针对正点相关性路径、延迟相关性路径和/或提前相关性路径的集合中的每一个计算平均理论自相关性函数与测量的自相关性函数之间的概率的步骤；

-将概率计算的结果与第二阈值进行比较的步骤，通过概率计算的结果低于所述第二阈值，检测到错误锁定。

根据一个特定的实施例，概率计算步骤的结果使用由下文定义并在此再现的数学关系式数学式41定义的标称概率标准：

其中q_i是相关器n°i的位置，并且NC是相关性路径的数目。

根据一个实施例，该方法进一步包括搜索主局部最大值的第三阶段，如果概率计算的结果低于第二阈值，则所述第三阶段执行对主局部最大值的搜索，并且包括以下步骤：

-计算相对于相关性路径的位置平移第j个平移值的平均理论自相关性函数与针对相关性路径的集合中的每一个的测量的自相关性函数之间的概率的第j个步骤，第j个平移值对应于第j个局部最大值；

-将第j个概率计算的结果与第三阈值进行比较的步骤，所述第j个概率计算的结果高于所述第三阈值使得能够确定第j个平移值是否对应于主局部最大值。

对于在检测错误锁定的风险的第一阶段中确定的每个第j个局部最大值执行计算。因此，j至少等于2。优选地，设置第三阈值以确保确定主局部最大值。如果发现至少两个局部极大值高于第三阈值，则可以记录第三阈值或通过考虑高于第三阈值的第四阈值来再现概率计算。

根据一个特定的实施例，概率计算步骤的结果使用由下文定义并在此再现的数学关系式数学式42定义的第j个概率标准：

其中d_j为第j个平移值，q_i为第i个相关性路径的位置，并且NC为相关性路径的数目。

本发明还涉及一种卫星定位系统的接收器，其包括能够收取所述卫星发射的信号的接收单元和能够处理接收信号的处理单元，所述处理单元包括线性抗干扰滤波器，所述接收器包括第一功能单元，该第一功能单元能够实现根据本发明的方法中的确定错误锁定的风险的第一阶段。

根据一个实施例，接收器进一步包括第二功能单元，该第二功能单元耦合到第一功能单元并且能够实现根据本发明的方法中的检测错误锁定的第二阶段。

根据一个实施例，接收器进一步包括第三功能单元，该第三功能单元耦合到第一功能单元和第二功能单元并且能够实现根据本发明的方法中的搜索主局部最大值的第三阶段。

因此，本发明使得能够具有用于处理卫星或伪卫星无线电导航信号的系统的接收器的完整性检验方法和功能，并且更具体地，用于包括抗干扰处理的接收器。本发明使得能够如上文所定义地检测错误锁定的风险，以避免未检测到的错误测量的风险。本发明至少使得能够将非完整性转变为非连续性，换言之，接收器优选不提供测量，而不是冒着在没有警告的情况下提供错误测量的风险。例如，在这种情况下，飞机驾驶员将能够选择改变飞机的航向或推迟着陆，以便有时间找到由接收器保证完整的位置测量值，从而避免发生事故的风险。

此外，通过检测错误锁定的第二阶段，本发明使得能够检验错误锁定的风险是否被证实。这使得通过降低错误警报的风险来避免测量的不连续性成为可能。例如，在飞机着陆的情况下，这样就使得能够避免代价高昂甚至危险的偏离。

最后，在证实错误锁定的情况下，搜索主局部最大值的第三阶段使得能够通过避免重复通常耗时的获取阶段来迅速找到完整测量，从而减少测量的不连续时间。

通常，根据本发明的方法包括可以快速执行且易于实现的操作。这些操作不会显著增加现有的一个或多个处理器的工作负载。本发明可以显著地以附加码行的形式来实现，附加代码行被添加到现有处理器和/或印刷电路中的一个或多个，或者更一般地被添加到用于在接收器中实现代码行的任何合适的介质中。因此，本发明不要求修改接收器的整体设计。

附图说明

根据附图，通过以说明性和非限制性的方式给出的以下描述，本发明的其他特征和优点将变得显而易见，在附图中：

图1表示根据本发明的GNSS接收器的示例；

图2是由图1的线性抗干扰滤波器FIR n°m执行的功能的详细视图；

图3是图1所示的视图的一部分的详细视图，其示出了互相关矩阵R_xx的计算模式；

图4更详细地示出了图3所示的互相关矩阵R_xx的计算；

图5示出了用于确定GNSS接收器的位置的模块；

图6A表示标称理论自相关性函数的第一示例；

图6B表示标称理论自相关性函数的第二示例；

图7A表示两个理论自相关性函数和测量的自相关性函数，示出了良好的锁定；

图7B示出了两个理论(实线)自相关性函数和移位理论(虚线)自相关性函数，移位示出错误锁定。

具体实施方式

本发明的具体实施方式基于用于对卫星发射的射频信号的抗干扰处理的方法的示例，所述方法包括以下步骤：

-在M个不同的输入点(天线和/或传感器)接收所述射频信号；

-确定从在L个不同时刻和在所述M个输入点处对所述信号的接收获得的两个信号样本之间的相关性，然后根据所述确定的相关性确定加权系数W，M和L为正整数，M严格大于或等于1，并且L严格大于1；

-通过从在L个不同时刻、在所述M个输入点处的接收获得并通过所述加权系数W加权的所述信号样本的线性组合来获取处理后的抗干扰信号(S_proccessed)。

在接收器级别执行抗干扰处理。

抗干扰处理的示例是STAP滤波器(STAP是“时空自适应处理”的缩写)，并且在这种情况下，S_processed是S_stap；或者TAP滤波器(TAP是“时间自适应处理”的缩写)，如果M等于1(带有单个传感器的单个天线)，并且在这种情况下，S_processed是S_tap；或者甚至FDAF滤波器(FDAF是“频域自适应滤波”的缩写)，并且在这种情况下，S_processed是S_fdaf。

概括地说，在卫星定位系统中，几个卫星发射射频(RF)信号。定位在待定位位置的接收器使用M个输入点(天线或传感器)接收卫星信号，并将其数字化。然后，接收器可以对这些接收信号执行抗干扰处理，例如，使用STAP、TAP或FDAF方法之一，根据该方法，处理后的信号是M个传感器接收的信号及其L个延迟版本的线性组合，通过加权系数W进行加权计算，以在保留有用卫星信号的同时抑制干扰。线性滤波器被施加系数W，系数W根据刷新周期T_W根据所遇到的并且例如通过其在接收信号上计算的互相关矩阵来表征的干扰被周期性地重新更新。因此，信号处理要求预先计算称为R_xx的互相关矩阵来表征要消除的干扰。

在抗干扰处理的下游，接收器在抗干扰处理信号的两个连续阶段——获取阶段和锁定阶段中执行处理。获取阶段的目的是使在接收器中生成的码和载波与从卫星接收并按如下所示进行预处理的信号的码和载波同步。同步标准对应于两个信号的相关性的最大值，也就是说在接收信号与本地信号之间的相关性的结果中搜索峰值，如上面指示的，该峰值也称为“锁定”。

本发明的目的是检测错误锁定的风险。错误锁定的检测构成用于检验在接收器中接收到的信号的处理的完整性的单元。

接下来，锁定阶段的目的是保持本地码和本地载波的相位与接收信号的码和载波的相位的最佳同步，从而产生对码和载波的相位的位置的测量值，用于接收器定位计算。这个锁定阶段包括锁定码锁定(DLL)和载波锁定(PLL)环路。然后，接收器根据解调卫星信号的传播时间估计其与卫星分离的距离，然后基于这些距离确定三角测量所寻求的位置。

图1表示使用源自S卫星SATs(S＝1至S)的信号的卫星导航系统的接收器1的示例，并且包括根据本发明的完整性检验功能。示出的接收器1实现抗干扰处理。系统的每个卫星SAT_s使用正弦载波(1.2至1.6GHz频率)产生射频信号，该正弦载波由特定于每个卫星的已知二进制扩展码(1至10MHz频率)调制，然后发射适当生成的射频RF信号。扩展码由大量的基本时间分段构成，该基本时间分段称为“码片”，其持续时间等于Tc。

接收器1包括卫星信号接收单元2，例如，具有可控辐射模式CRPA(CRPA是“可控辐射模式阵列”的缩写)的天线，该天线包括M个传感器A_m，m在1与M之间变化，其中M为大于或等于1的整数。在图1中，表示三个传感器(因此，M等于3)。

接收器1进一步包括预处理模块3，预处理模块3包括M个路径、抗干扰处理模块4和用于确定接收器位置的模块5(包括用于解调所接收的、预处理的和抗干扰处理的信号的单元)。

M个传感器中的每一个适于收取其操作频带中存在的射频RF信号，然后将诸如S_m(t)，m＝1至M之类的模拟射频信号传送到预处理模块3。

预处理模块3包括M条并行路径，每条路径对应于传感器A_m。预处理模块3的每条路径m包括至少一个模拟滤波器F_RFm、一个模数转换器CAN_m(其以采样频率Fe(采样周期Te是采样频率Fe的倒数)执行对信号S_m(t)的采样和数字化)，以及用于切换到基带的模块F_m，其中实数数字化接收信号乘以exp(2jπFe/4t_k)类型的复数数字信号，并在路径数m的输出端传送到抗干扰处理模块4，复数数字信号的样本S_m(k)，其中整数k指示采样时刻t_k的索引，m是传感器索引(m＝1至M)，并且t_k等于：

[数学式2]

t_k＝t₀+k/Fe

其中t₀是采样的开始。

抗干扰处理模块4包括用于抑制干扰的主块40和用于确定主块40使用的加权系数的次块41。

用于抑制干扰的主块40适于执行线性滤波处理STAP。它包括M条并行路径，以频率Fe操作。信号S_m(k)y在相同路径m的输入端接收，然后被提供给具有有限脉冲响应(称为“FIR n°m”)的数字滤波器的输入端，图2中更详细地示出了该数字滤波器。FIR n°m包括由算子Z^-1产生的L-1复单位延迟元素。具有索引l的每个延迟元素的复数输出乘以复数加权系数W_m,l。FIR滤波器数m的输出端处的信号等于L-1元素的复数输出乘以复数加权系数之和。

因此，FIR n°m在输出端传送信号：

[数学式3]

然后针对主块40中介于1和M之间的m对信号S’_m(k)求和。相当于公式：

[数学式4]

其中m是传感器的索引(介于1和M之间)，l是延迟的索引(介于0和L-1之间)，k是采样时刻的索引。

用于确定加权系数的次块41适于确定由主块40使用的加权系数W_m，l的更新值(根据刷新周期T_W)。

在所考虑的实施例中，次块41包括用于计算加权系数的互相关子块42和子块43。

互相关子块42适于计算从M个不同传感器获得的信号和/或其延迟0到L-1个样本的版本之间的相关性，例如，经由计算互相关矩阵R_xx。

矩阵R_xx可以以具有矩阵系数的矩阵形式表示：

[数学式5]

R_xx在每个对角线上的矩阵系数相同(Toeplitz矩阵)。此外，R_xx在hermitian类型中是对称的(即，R^T等于R*)，类似于R₀。

对于从0到L-1变化的l，以下适用：

[数学式6]

矩阵[R_l]的系数r_m，n，l由以下公式得出：

[数学式7]

其中S*是S的共轭，ρ是信号S(t)与如下所示的相对于图3和图4的信号的移位版本的乘积，m和n对应于传感器(1和M之间)，l是信号的延迟(0和L-1之间)，Te是信号S的数字化采样频率，k为采样时刻索引，T_W为系数W的刷新周期，i为系数W的更新间隔索引。

图3示出了特定的实施例，在该实施例中，来自传感器的作为次子块41的输入提供的M个信号(以频率Fe采样)由维度为M的向量Z(k)表示，其中：

[数学式8]

Z(k)＝[S₁(k)，...，S_m(k)，...，SM(k)]

信号向量Z(k)被提供给互相关子块42的输入。在互相关子块42中，信号向量Z(k)被提供给包括串联布置的L-1个元素Z^-1的延迟线。由每个l单位延迟(l在0和L-1之间变化)产生的信号向量Z(k-l)被作为输入提供给一组复乘子，其中其复坐标Sm(k-l)中的每一个(m在1和M之间变化)乘以Z(k)的每个复坐标Sn(k)的共轭，其中m和n对应于传感器并且介于1和M之间。这些乘法的结果是MxM大小的矩阵ρ_l，其元素ρ_n,m,l通过以下公式获得：

[数学式9]

ρ_n，m，l(k.Te)＝S_m(k-l)×S_n(k)^*

n和m在1和M之间。

图4更详细地示出了空间相关算子，使得能够获得矩阵ρ_l的项ρ_n,m,l。

参考图3，在互相关子块42中，适当定义的矩阵ρ_l被传送到积分器INT，该积分器INT适于在矩阵的每一项上在持续时间T_W的时间间隔内执行积分。积分器因此传送矩阵ρ_l的积分结果，这使得可以通过以下公式获得矩阵[R_l]，即，互相关矩阵R_xx的子元素：

[数学式10]

然后根据矩阵R_xx在每个刷新周期T_W结束时计算加权系数W_m，l。

用于计算加权系数的子块43适于根据更新矩阵R_xx计算更新加权系数W_m，l，并将这些加权系数提供给主块40。

在一个实施例中，基于以下等式使用Capon方法来确定加权系数W：

[数学式11]

其中C为约束向量，并且W为加权系数的向量，加权系数能够用向量形式表示如下：

[数学式12]

W＝[W₁ W₂ … W_m … W_M]

并且其中，W_m也可以用向量形式表示如下：

[数学式13]

W_m＝[W_m,0 W_m,1 … W_m,l … W_m,L-1]

约束向量C是针对每个卫星确定的向量(对其进行确定是为了保存源自卫星的有用信号的功率)。它可以用以下Kronecker乘积表示：

[数学式14]

[数学式15]

[数学式16]

[数学式17]

时间约束向量C_temporal的系数可以从模拟滤波器F_RF的传递函数H_FRF获得，即：

[数学式18]

其中l₀等于(L+1)/2，并且其中f是频率。

没有必要对模拟滤波器F_RFm的传递函数进行精细建模。根据频率是否在滤波器带宽内而具有值1或0的掩码是足够的：如果f属于滤波器带宽，则H_filter _RF(f)等于1，否则H_filter _RF(f)等于0。

空间约束向量C_spatial的系数是从所选卫星方向的传感器之间的相位差θ_m获得的，即：

[数学式19]

需要注意的是，当天线只有单个传感器(M等于1)时，根据本发明的STAP处理被简化为TAP处理(时间自适应处理)。因此，上面给出的所有公式都是相同的，其中M等于1。特别是在这种情况下，空间约束向量C_spatial等于1，并且因此约束向量C等于时间约束向量C_temporal。

由防加扰处理S_stap(k)产生的信号在主块40的输出端处传送，并作为输入被提供给模块5以确定接收器的位置。

用于确定接收器位置的模块5通常包括多个处理信道CAL_s，s＝1至S，一个信道对应于一颗卫星。每个处理信道CAL_i适于使用PLL或FLL环路和DLL环路解调卫星SAT_s发射的信号。卫星SAT_s在待确定时间发射的信号与接收器在已知时间接收的该信号之间的时间移位对应于所寻求的信号传播时间。在每个信道CAL_s中，在本地生成发射的扩展码的副本。接收信号与本地信号之间的相位对准被执行。相位对准标准对应于两个信号的相关性的最大化，针对每个相关性计算考虑不同的移位假设。

模块5还适于根据通过三角测量针对不同卫星确定的信号的传播时间确定接收器1的位置。

示出了处理信道CAL₁的图5简要示出了这些操作。在所示的实施例中，处理信道CAL₁包括硬件模块51和软件模块52。

硬件模块51接收在主块40的输出端处传送的复数信号S_stap(k)。该硬件模块被配置成生成本地码和本地载波，生成本地信号，然后将它们与其接收的信号相关。该硬件模块可以以几兆赫兹(例如，50MHz量级)的相对较高的频率计时。

硬件模块51包括数字本地载波相位积分器512，该数字本地载波相位积分器512根据第一适当的控制信号生成本地载波

的相位，允许从载波生成器514生成复数本地载波。硬件模块51首先允许通过乘法器M将数字化信号与复数本地载波相乘来解调载波。

硬件模块51还包括数字码相位积分器511，该数字码相位积分器511根据第二适当的控制信号生成本地码相位

允许从本地码生成器513生成特定于卫星的本地扩展码，所考虑的信道专用于该卫星。硬件模块51其次允许通过将来自上述乘法器M的载波解调信号乘以由本地码生成器513生成的本地码来解调码。

本地码生成器513可以生成多个本地码：所谓的“正点”本地码，以及相对于正点本地码的一个或多个提前本地码和/或延迟本地码。在图5所示的示例中，本地码生成器513生成正点本地码(即，所谓的“延迟”本地码，对应于正点本地码延迟了延迟d，例如，延迟d等于0.5个码片)，以及所谓的“提前”本地码(对应于正点本地码提前了延迟d)。因此，通过并行布置的多个相关性乘法器Mv，可以在对应于生成的不同本地码的不同路径上并行地执行前面描述的码的解调。

然后，相关性乘法器Mv的输出端处的复数信号可以被相关性积分器519连贯地集成，从而产生形成相关性路径的数字化信号的样本。在图5所示的示例中，由此从相关性积分器519导出三个相关性路径：正点路径、延迟路径和提前路径，它们可以分别由复数信号形式化：Z_P、Z_R和Z_A。

然后，软件模块52可以利用这些复数的相关性信号。因此，相关性积分器519可以以与软件模块52的工作频率相对应的较低频率(通常为几十赫兹的量级，例如，50HZ)计时。对应的周期称为环路周期T_loop。这样，相关性积分器519每20ms(T_loop)执行一次积分。

软件模块52使得能够经由码环路DLL和载波相位环路PLL的互锁分别生成数字本地载波相位积分器512和数字码相位积分器511的控制信号，使得本地载波与接收的载波同相，并且使得正点路径的本地码与接收到的码同相。

码环路DLL包括码鉴别器521，该码鉴别器521从相关性路径接收由相关性积分器519的输出端形成的不同的复数信号作为输入，并且在输出端恢复表示接收到的码

与本地码

的相位之间的差值τ的信号D_code。所述信号D_code被提供给码校正器523，后者以软件模块52的工作频率(也就是说，例如，每20ms)生成速度码命令。速度码命令被应用于码命令放大器525的输入端，该码命令放大器525根据每个采样周期的码片数恢复第二控制信号，以引起数字码相位积分器511的注意。

类似地，载波相位环路PLL包括载波鉴别器522，该载波鉴别器522从正点相关性路径接收由相关性积分器519的对应输出端形成的信号作为输入，以及恢复表示接收信号的载波相位

与本地载波相位

之间的相位差

的信号D_carrier作为输出。所述信号D_carrier被提供给载波校正器524，后者以软件模块52的工作频率生成速度载波命令。速度载波命令被应用于载波命令放大器526的输入端，该载波命令放大器526根据每个采样周期的循环来恢复第一控制信号，以引起数字本地载波相位积分器512的注意。

接收器1还包括第一功能，其允许实现根据本发明的方法中的确定错误锁定的风险的第一阶段。

已经看到，在码和载波环路的周期T_loop内并且基于在主块40的输出端处传送的信号S_stap(k)执行相关性计算，该信号S_stap(k)由于在抗干扰滤波器中的处理而在滤波器的系数W的每个刷新周期T_W中更新。因此，在每个刷新周期T_W中，滤波器的系数W的改变很可能改变信号S_stap(k)的频率特性。这些变化发生的频率比锁定环路的响应时间或环路周期(T_loop)快得多。为了给出一个数量级，刷新周期T_W可以在1微秒(1MHz)到1毫秒(1kHz)之间变化，而锁定环路的周期T_loop可以在1毫秒(1kHz)到200毫秒(5Hz)之间变化。

根据提出的实施例，该方法的确定错误锁定的风险的第一阶段包括确定在积分周期T_mean内的平均滤波器的第一步骤。

第一功能可以包括第一子功能44，该第一子功能适于实现确定在积分周期T_mean内的平均滤波器的第一步骤。

积分周期T_mean等于滤波器被取平均的周期。积分周期是相对于环路周期T_loop定义的，甚至基本上等于环路周期T_loop。积分周期T_mean可以与环路周期T_loop一致，或者这两个周期可以有不同的值。

积分周期T_mean通常可以在1到200毫秒之间变化，例如，等于20毫秒。

在图1所示的模式中，第二子功能44(或平均子功能)在抗干扰处理模块4中实现，并且更具体地，在所述模块的次块41中实现。第二子功能44耦合到加权系数计算子块43，以便接收系数W作为输入(并且因此能够对其取平均)。

确定平均滤波器的第一步骤可以包括确定抗干扰滤波器的平均传递函数。通过从滤波器的脉冲响应开始来促进计算。

在具有有限脉冲响应的FIR型数字滤波器的情况下，系数W直接给出脉冲响应RI。计算积分周期T_mean内系数的平均值足以获取平均脉冲响应。平均系数可以使用以下公式确定：

[数学式20]

平均脉冲响应RI_mean由以下公式给出：

[数学式21]

RI_mean＝W_mean

在具有无限脉冲响应的IIR型数字滤波器的情况下，需要针对滤波器的每组系数(分子N和分母D)计算脉冲响应，然后计算其平均值，即：

[数学式22]

[数学式23]

[数学式24]

平均脉冲响应RI_mean是根据瞬时脉冲响应RI(u)计算的(而不再是根据系数W计算的)，即：

[数学式25]

为了计算S(k)，使用滤波器的方程式，作为输入：

[数学式26]

S_input＝[1 0 ... 0 0]

并且，对于初始条件：

[数学式27]

S_output(q)＝0，其中q＜0

由此得到下式：

[数学式28]

RI＝[S₀ S₁ … S_l … S_L]

其中

[数学式29]

S_l＝S_output (l)

长度L取决于系数N和D的选择，当S_l的值变得可忽略且如果达到预先设定的极限值L_max时，停止计算。

应注意，在STAP抗干扰滤波器的情况下，如果取决于信号的到达方向考虑每个被跟踪卫星SAT_s的不同空间约束向量，则优选地需要针对所使用的每个空间方向计算平均传递函数(或平均脉冲响应)。因此，每个卫星SAT_s的平均脉冲响应由以下公式给出：

[数学式30]

其中M是传感器数目，并且m是传感器索引。

通过以下公式针对每个传感器路径m的滤波器独立于卫星计算平均脉冲响应：

[数学式31]

在存在单个空间约束向量的情况下，所有卫星只有一个有效的脉冲响应。为了简化描述的其余部分，考虑了这种情况，并将平均脉冲响应指定为RI_mean。

方法中的确定错误锁定的风险的第一阶段包括计算在积分周期内的平均理论自相关性函数的第二步骤。

第一功能可以包括第二子功能53，其适于实现计算平均理论自相关性函数的第二步骤。

在图1所示的模式中，第二子功能53在模块5中实现，用于确定接收器的位置、卫星信道CAL_s的上游，并且第二子功能53给出可以被所有信道使用的输出。因此，第二子功能53从第一子功能44接收脉冲响应的均值RI_mean。

根据所提出的实施例，第二步骤包括抗干扰滤波器的标称理论自相关性函数A₀与平均脉冲响应RI_mean之间的卷积运算，以便从中推断平均理论自相关性函数A，即：

[数学式32]

A＝A₀*RI_mean

其中*是卷积运算。

标称理论自相关性函数A₀是例如如图6A中所示的BPSK模块的自相关性函数(或三角函数)或如图6B中所示的BOC调制的自相关性函数。

平均理论自相关性函数A是根据时间获得的，其中时间是值q的离散序列，即：

[数学式33]

其中L是线性滤波器中使用的延迟数，并且L_a是标称理论自相关性函数的支持长度，也就是说没有滤波。自相关性函数的支持指定其参数τ的区间，对于该区间其值可以被视为非零。自相关性函数的参数τ对应于接收到的码的相位与本地码的相位之间的差值。离散值q对应于介于0和L_a+L-1之间的离散值。

标称相关性函数的支持L_a可以是介于-1.5和+1.5个码片(Tc)之间或介于-1和+1个码片之间的区间。更一般地，L_a的值将按照根据本发明的方法所期望的精度来确定。

标称理论相关性函数A₀以长度L_a的向量的形式：

[数学式34]

A₀＝[A₀(0) A₀(1)...A₀(I)...A₀(L_a-1)]

滤波器的平均脉冲响应以长度L的向量的形式：

[数学式35]

RI_mean＝[RI_mean(0) RI_mean(1) ... RI_mean(I) ... RI_mean(L-1)]

由公式数学式33获得的标称理论相关性函数A以长度L+L_a-1的向量的形式：

[数学式36]

A＝[A(0) A(1) ... A(I) ... A(L_a+L-1)]

第一阶段包括确定在长度L+L_a-1上平均理论自相关性函数A的峰值(或局部极大值)数目的第三步骤。

存在平均理论自相关性函数A的多个峰值(极大值相对于主峰的最大值(即，次峰与主峰之比)显示出与锁定阈值兼容的衰减值(即，对锁定环路可见的峰值的最小值))事实上通知了错误锁定的风险。

在图1所示的实施例中，该第三步骤也在第二子功能53中执行。

要确定峰值的数目，一种解决方法是搜索平均理论自相关性函数A的模数平方的导数的零点，也就是说搜索以下导数函数的零点：

[数学式37]

(‖A(t+dt)‖²-‖A(t-dt)‖²)/dt

＝Re[(A(t+dt)-A(t-dt)).(A(t+dt)+A(t-dt))^*]/dt

其中Re表示函数的实部并且*表示函数的共轭。

由于变量t是整数(q)，dt不能小于1，并且导数函数等于以下函数Delta(q)，将针对该函数查找零点：

[数学式38]

Delta(q)＝Re[(A(q+1)-A(q-1)).(A(q+1)+A(q-1))^*]

这可以比作以下函数Delta(q)：

[数学式39]

Delta(q)＝Re[(A(q+1)-A(q-1)).(2.A(q))^*]

对应于零“导数”和负“二阶导数”寻找的峰值通过搜索Delta函数的在其周围斜率为负的零值获得。

如果发现至少两个峰值，即，平均理论自相关性函数A的主峰和至少一个次峰，则存在错误锁定的风险。优选地，触发警报是因为存在风险，由于一个原因或另一原因，卫星处理信道之一锁定在次峰上。

优选地，仅保留具有Delta函数的负斜率的那个零点或那些零点，对其而言自相关性函数A的模数平方值大于第一阈值S1，这可能允许稳定锁定卫星信道的码和载波环路。

优选地，第一最小阈值S1取决于以dBHz表示的可以从卫星接收的最大信噪比C/N0与锁定阈值(与接收器的灵敏度阈值链接)之间的对数比例偏差x。因此，第一阈值S1可以表示为以下形式：

[数学式40]

例如，对于50dB的信噪比和30dB的锁定阈值，偏差x是20dB。函数数学式40的分母等于100。因此，对于要被考虑的次峰，该峰值处函数A的值的模数平方必须至少等于标称自相关性函数A₀的模数平方的百分之一。

第一阈值S1可以通过不考虑理论上的最大C/N0，而是考虑假设被良好锁定的卫星上测量的最大C/N0来调制。

如果对于高于该第一阈值S1的平均理论自相关性函数A，发现至少两个峰值，即，一个主峰和至少一个次峰，则存在错误锁定的风险。优选地，触发警报是因为存在风险，由于一个原因或另一原因，卫星处理信道之一锁定在次峰上。

根据一个实施例，根据本发明的方法包括检测错误锁定的第二阶段。

如果在第一阶段中已经检测到错误锁定的风险，则可以验证卫星信道是否实际上不能很好地锁定，即，该卫星信道是否确实被锁定在次峰上。对于在第一阶段中已经检测到错误锁定的风险的每个处理信道优选地执行该第二阶段。

因此，接收器可以包括第二功能54_s，该第二功能54_s能够实现检测错误锁定的第二阶段。第二功能在卫星信道的级别或在卫星信道的输出端处实现。第二功能54_s与卫星信道一样多(s在1和S之间变化)。

概括地说，为了关闭锁定环路，本地码生成器至少生成一个正点本地码、一个延迟本地码和一个提前本地码，甚至只生成一个正点码和一个延迟或提前码。使用并行布置的多个相关性乘法器，将这些不同的码与不同路径(正点路径、延迟路径和/或提前路径)上的载波解调信号相乘。然后，在相关性乘法器的输出端处的信号可以被相关性积分器积分，从而产生形成相关性路径的数字化信号的样本。

第二阶段包括计算平均理论自相关性函数与在相关性路径中测量的自相关性函数之间的概率的第一步骤。

所述第一步骤要求使用多个相关性路径，至少是通常已经存在的提前、正点和/或延迟路径，因为它们有助于锁定码的相位，可以向路径添加额外的相关性路径。原理是计算平均理论自相关性函数与相关性路径中测量的自相关性函数之间的概率。

由于相关性路径各自包含一个相关器，为了简洁起见，它们将能够在下文中被称为“相关器”。

应该注意的是，为了加快获取阶段，在使用多个相关器的某些类型的接收器中，可能已经有额外的相关性路径可用。因此，利用这种已经存在的相关性路径是有利的。

为了计算平均理论自相关性函数与在相关性路径中测量的自相关性函数之间的概率，可以确定在相关器的不同位置q_i处的理论自相关性函数和测量的自相关性函数的值。位置对应于相关器的本地码相对于正点码的移位。它可以是时间单位，例如，采样周期Te或码片。然后，可以根据以下公式，通过与1比较的归一化标量乘积计算标称概率标准Criterion0：

[数学式41]

其中A_mes(q_i)是在积分周期T_mean内取平均的相关器n°i的输出，q_i是相关器n°i的位置(例如：q_A、q_P、q_R是提前相关器、正点相关器和延迟相关器的位置)，并且NC是计算中使用的相关器的数目。

相关器的数目NC至少包括锁定环路必要的提前相关器、正点相关器和/或延迟相关器。

对应于相关器位置的值q_i不一定是整数，或者不一定一次实现一个，或者甚至不一定是均匀间隔开的，这与用于计算平均理论自相关性函数A的位置q相反。因此，它们不一定与公式数学式33用于计算A的整数位置q一致。如果值q_i不是整数或不是一次一个或均匀实现的，例如，使用多项式插值是可能的。

第二阶段包括将概率计算的结果与第二阈值S2进行比较的第二步骤。

例如，可以将标称概率标准Criterion0与第二阈值S2进行比较。如果标称概率标准Criterion0大于或等于第二阈值S2，则估计平均理论自相关性函数A很好地集中在正点路径上，并且卫星信道很好地被锁定。

如果标称概率标准低于第二阈值S2，则估计卫星信道不能很好地锁定。优选地，警报被触发。优选地，通过重新启动信道以搜索相关性峰值(这导致与查找峰值和关闭锁定的时间相对应的测量时间丢失，而不计算新检测错误锁定的风险的时间)，或者通过在相关性路径上的平移(较少的测量时间损失)直接搜索主锁定峰，触发搜索主峰的第三阶段，如下文进一步所述。

优选地确定第二阈值S2的值，以便在错误警报概率(如果其值太大)和不检测概率(如果其值太小)之间找到最佳折衷。如果无法检测到主峰的位置，则错误警报可能导致服务中断。不检测可能导致未标记的错误测量，因此导致不完整。

第二阈值S2可以介于0.7和0.9之间，例如，等于0.8。

为了避免由于测量A_mes(q_i)上的噪声而产生错误警报，使用针对足够长的积分周期平均值T_mean的计算时间是有利的。

根据一个实施例，根据本发明的方法包括搜索主峰的第三阶段。

因此，接收器可以包括能够实现搜索主峰的第三阶段的第三功能55_s。第三功能是在卫星信道的级别上实现的。第三功能55_s与卫星信道一样多(s在1和S之间变化)。

根据特定的实施例，搜索主峰的第三阶段依赖于平均理论相关性函数A的平移，直到它对应于测量的自相关性函数A_mes，或者至少直到它根据给定的概率阈值接近后者为止。所述第三阶段要求使用多个相关性路径，至少是提前路径、正点路径和/或延迟路径，如针对第二阶段解释的，可以向路径添加额外的相关性路径。

测试多个错误锁定假设，每个假设对应于一个峰值，即，对应于Delta函数的零点(针对值d_j获得)，并计算平移了该值d_j的理论自相关性函数A(q_i+d_j)相对于相关器的位置q_i处的测量的自相关性函数A_mes(q_i)之间的概率。

可以同时测试多个错误锁定假设。

为了计算平移的平均理论自相关性函数与测量的自相关性函数之间的概率，可以确定针对相对于相关器的不同时间位置q_i移位d_j的位置的理论自相关性函数的值，以及针对等于相关器的不同时间位置q_i的位置测量的自相关性函数的值。然后，可以根据以下公式，通过与1比较的归一化标量乘积计算第j个概率标准Criterion j：

[数学式42]

其中d_j对应于Delta函数的零点，或者对应于Delta函数的零点，使得如根据本发明的方法的第一阶段的描述中所解释的，平均理论相关性函数A的模数平方的值大于或等于第一阈值S1。

保留给出最大标准值的d_j值。如果最大标准值超过第三阈值S3，例如,等于0.9，则在卫星信道中执行dj.Te的本地码跳转(概括地说，Te是采样周期)，并且在环路收敛之后，检验新计算的标准值，以确定其仍大于例如等于0.95的第四阈值S4。

将第三阈值S3的值选择为非常接近于1以避免检测到局部错误最大值，并且具有小的裕度以考虑相关器的输出端处的噪声并避免抑制好的局部最大值。

将第四阈值S4的值选择为大于第三阈值S3的值，以确认锁定到良好峰值，同时考虑到在本地码跳转之后，应找到增强的概率标准。

如果较大的标准值低于第三阈值S3或S4，则维持警报并重新启动信道以搜索相关性峰值。

图7A表示一致的两个理论自相关性函数和测量的自相关性函数，示出了良好的锁定：在正点相关器级别测量的相关性峰值确实是理论自相关性函数的主峰。

图7B示出了两个理论(实线)自相关性函数和移位理论(虚线)自相关性函数，移位示出了卫星信道的错误锁定：在正点相关器级别测量的相关性峰值不是自相关性函数的主峰。正点相关器的本地码相对于接收码提前了等于q₄减去q₂的d_j值。要找到良好的峰值，必须执行-d_j.Te的本地码跳转，即

[数学式44]

-d_j.Te＝-(q₄-q₂).Te

除非另有说明，否则不同实施例可以彼此组合。

此外，应当理解，可以使用其他实施例，并且特别是可以进行逻辑修改。此外，在本发明的具体实施方式中呈现的实施例不能被解释为限制步骤和子步骤的顺序。

本发明适用于卫星或伪卫星无线电导航信号的任何类型的接收器。

包含根据本发明的完整性检验功能的接收器可以包括软件单元或硬件单元或软件单元和硬件单元的组合。第一功能、第二功能和第三功能、第一子功能和第二子功能(更通常地是功能和子功能)可以在接收器中已经存在的单元内以代码行的形式(在术语的软件意义上)实现。

例如，接收器或组成接收器的元件中的每个元件可以通过处理器来实现，该处理器可以是通用处理器、特定处理器、专用集成电路(也以其缩写ASIC而熟知)或现场可编程门阵列(也以其缩写FPGA而熟知)。

根据本发明的方法可以在可重新编程的计算机器(例如，处理器或微控制器)上实现(无论它是否已经存在，运行包含指令序列的程序)，或者在专用计算机器上实现(例如，诸如FPGA或ASIC之类的一组逻辑门，或任何其他硬件模块)。

本发明的应用领域可以是航空导航、地面导航、空间导航、海上和海底导航等领域，以及其他领域。

Claims

1.一种用于检验由卫星定位系统的卫星(SAT_i)发射的无线电导航信号的处理的完整性的方法，所述信号由包括接收单元(2)和处理单元(3、4、5)的接收器(1)接收，所述处理单元包括线性抗干扰滤波器(4)，所述完整性检验方法的特征在于，其至少包括检测错误锁定的风险的第一阶段，所述第一阶段包括以下步骤：

-恢复未由所述线性抗干扰滤波器处理的接收信号的标称理论自相关性函数(A₀)的步骤；

-确定在定义的积分周期(T_mean)内由所述线性抗干扰滤波器接收并处理的所述信号的平均理论自相关性函数(A)的步骤；

-确定所述平均理论自相关性函数的模数或模数平方的局部极大值的数目的步骤，如果所述局部极大值的数目大于或等于2，则检测到错误锁定的风险。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括在确定所述平均理论自相关性函数(A)的步骤之前确定在所述积分周期(T_mean)内的平均抗干扰滤波器的步骤，并且其中所述平均理论自相关性函数(A)是根据所述标称理论自相关性函数(A₀)和所述平均抗干扰滤波器确定的。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在所述积分周期(T_mean)内的所述平均抗干扰滤波器是根据在所述积分周期内计算的所述抗干扰滤波器的系数的不同值确定的。

4.根据权利要求1至3中的一项所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

-定义第一阈值(S1)的步骤，所述第一阈值是最大信噪比与锁定阈值之间的偏差的函数；

并且其中所确定的局部极大值的数目对应于对其而言最终平均自相关性函数的模数或模数平方的值大于或等于所述第一阈值(S1)的局部极大值的数目。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述第一阈值(S1)由公式数学式40定义：

其中x表示所述最大信噪比与锁定阈值之间的所述偏差，并且A₀表示所述标称理论自相关性函数。

6.根据权利要求1至5中的一项所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括如果所确定的局部极大值的数目大于或等于2则触发警报的步骤。

7.根据权利要求1至6中的一项所述的方法，其特征在于，接收信号处理单元包括针对每个卫星的处理信道，每个信道包括码环路，所述码环路一方面能够本地生成与所述信道相关联的所述卫星(SAT_s)的扩展码特性以便形成本地信号，并且另一方面能够通过使用所述接收信号与所述本地信号之间的相关性路径将所述本地信号与所述接收信号互锁，并且其中所述积分周期(T_mean)是所述码环路的周期(T_loop)的函数。

8.根据前述权利要求中的一项所述的方法，其特征在于，接收信号处理单元包括针对每个卫星的处理信道，每个信道包括能够本地生成与所述信道相关联的所述卫星(SAT_s)的扩展码特性的码环路，所述码至少包括一个正点码、一个延迟码和/或一个提前码，每一个码形成本地信号，每一个正点本地信号、延迟本地信号和/或提前本地信号通过分别使用正点相关性路径、延迟相关性路径和/或提前相关性路径与所述接收信号相关，并且其中所述方法进一步包括检测错误锁定的第二阶段，所述第二阶段包括：

-针对所述正点相关性路径、所述延迟相关性路径和/或所述提前相关性路径的集合中的每一个计算所述平均理论自相关性函数(A)与测量的自相关性函数(A_mes)之间的概率的步骤；

-将概率计算的结果与第二阈值(S2)进行比较的步骤，通过所述概率计算的结果低于所述第二阈值，检测到错误锁定。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，概率计算步骤的结果使用根据公式数学式41定义的标称概率标准(Criterion0)：

其中q_i是相关性路径

的位置，并且NC是相关性路径的数目。

10.根据权利要求8和9中的一项所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括搜索主局部最大值的第三阶段，如果所述概率计算的结果低于所述第二阈值(S2)，则所述第三阶段执行对所述主局部最大值的搜索，所述第三阶段包括以下步骤：

-计算相对于所述相关性路径的位置(q_i)平移第j个平移值(d_j)的所述平均理论自相关性函数(A)与针对所述相关性路径的集合中的每一个的所述测量的自相关性函数(A_mes)之间的概率的第j个步骤，第j个平移值(d_j)对应于第j个局部最大值；

-将第j个概率计算的结果与第三阈值(S3)进行比较的步骤，第j个概率计算的结果高于所述第三阈值使得能够确定第j个平移值(d_j)是否对应于所述主局部最大值。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，概率计算的第j个步骤的结果使用根据公式数学式42定义的第j个概率标准(Criterion j)：

12.一种卫星定位系统的接收器(1)，包括：能够收取由所述卫星发射的信号的接收单元(2)和耦合到所述接收单元并且能够处理接收信号的处理单元(3、4、5)，所述处理单元包括抗干扰滤波单元(4)，所述接收器包括第一功能单元(44，53)，所述第一功能单元(44，53)能够实现根据权利要求1至7中的一项所述的方法中的确定错误锁定的风险的所述第一阶段。

13.根据权利要求12所述的接收器(1)，进一步包括第二功能单元(54_s)，所述第二功能单元(54_s)耦合到所述第一功能单元(44、53)并且能够实现根据权利要求8和9中的一项所述的方法中的检测错误锁定的所述第二阶段。

14.根据权利要求13所述的接收器(1)，进一步包括第三功能单元(55_s)，所述第三功能单元(55_s)耦合到所述第一功能单元(44，53)和所述第二功能单元(54_s)并且能够实现根据权利要求10和11中的一项所述的方法中的搜索所述主局部最大值的所述第三阶段。