JP2931462B2 - 全地球位置発見システム用多重チャネルディジタル受信機 - Google Patents

全地球位置発見システム用多重チャネルディジタル受信機

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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的に、航法システ
ムで用いられるような疑似ランダム雑音(PRN)暗号
化信号を受信するためのディジタル無線機に関する。
【0002】
【従来の技術及びその課題】米国の全地球位置発見シス
テム(GPS)やソ連の全地球航法システム(GLON
ASS)のような受動式疑似ランダム雑音(PRN)レ
ンジングシステムは、緯度、経度、高度及び時間を正確
に決定することを可能にする。PRNレンジングシステ
ム受信機は、軌道周回衛星から送られてくる正確な刻時
信号に基づく到着時差とドップラー測定技法を用いるこ
とにより、以上の決定を行う。衛星送信のみを利用する
ため、双方向通信は不要であり、非常に多くの受信機を
同時に稼働させることが可能である。
【0003】しかし、受信機が必要な情報を抽出するた
めには、伝送信号に多くの成分を含ませる必要がある。
各衛星は少なくとも1つの搬送波周波数を伝送する。各
搬送波は、衛星の天体歴(すなわち天体位置)、現在日
時、システムの状態情報などの情報から構成される低周
波(典型的には50Hz)ディジタルデータで変調され
る。搬送波は、さらに、1又は2以上の高周波固有疑似
ランダム雑音(PRN)コードで変調される。
【0004】PRN受信機は、視野内の、すなわち、直
接視野方向内の衛星から伝送される1又は2以上の信号
から成る複合信号を雑音や干渉信号と一緒に受信する。
異なる衛星から伝送される信号は固有PRNコード又は
固有周波数を用いるので、受信機はコード分割多重アク
セス(CDMA)技法や周波数分割多重アクセス(FD
MA)技法を用いることにより異なる衛星からの信号を
分割することが可能である。PRNコードは各衛星から
の信号伝送時間を正確に決定する機構を提供する。少な
くとも4つの衛星からの伝送時間を決定し、各衛星の天
体位置及びおおよその日時情報を知ることにより、受信
機の3次元位置、速度及び正確な日時を計算可能であ
る。
【0005】GPS・CDMAシステム信号の形式に関
するさらに詳しい情報に関しては、米国90241カリフォ
ルニア州ダウニー所在のロックウェル・インターナショ
ナル・コーポレイションの衛星システム部により公刊さ
れている「インタフェース制御文書IDC−GPS−2
00,1984年9月26日」を参照のこと。
【0006】GLONASSシステム信号の形式に関す
るさらに詳しい情報に関しては、1988年5月2日か
ら20日にカナダ国ケベック州モントルーにて開催され
た、国際民間航空機構(ICAO)の第4部会の未来空
中航法システム(FANS)に関する特別委員会の調
書、「GLONASSシステム技法の特性と動作性能」
を参照のこと。
【0007】多くの問題点が現在のPRN受信機には存
在する。かかる問題の1つは受信される複合信号の正確
な追跡に関する。別の問題は、搬送波位相ロックループ
周期滑りを判定し修正することである。別の問題は電離
層発散を判定し修正することである。典型的なPRN受
信機は周波数逓降変換器とミクサを含んでいる。周波数
逓降変換器において、アンテナからの入力無線周波数
(RF)信号が増幅され、濾波され、周波数逓降され
て、局所発生搬送波基準信号と混合することによりIF
周波数にされる。復号器は典型的には周波数逓降変換器
の前後のいずれかに配置されたミクサを含み、入力信号
と局所発生搬送波基準信号とを掛け合わせる。局所発生
PRNコードが適切に入力信号のコードと相関されて、
ディジタルデータが発生される。
【0008】しかしながら、何れの場合であっても、正
確に局所搬送波及びPRNコード基準信号を発生するた
めに必要な周波数及び位相の識別を実行するために要求
される回路は、複合信号が熱雑音以下の16dBの電力
レベルを有していることが理想的であるために、複雑か
つ高価なものとなる。これらの回路は、また、いくつか
の衛星からの信号が受信機の位置を計算するために処理
される場合の成分の不適合のために誤差を生じる可能性
がある。
【0009】さらに、低レベルの受信複合信号を与えた
場合に、CDMA受信機は典型的には干渉連続波(C
W)信号による改変がされやすい。
【0010】高い精度が要求される場合には、伝送信号
の大気歪みもまた修正される必要がある。かかる歪みの
主な原因は電離層であり、歪みはPRNコード位相の遅
れ及び搬送波位相の進みとなって表れる。電離層歪みの
量は搬送波周波数及び信号の経路に沿った電子カウント
の関数であるので、単一の衛星から異なる搬送波周波数
で伝送されてくる2つの信号の間の遅れの矛盾を用い
て、絶対修正係数が決定される。しかしながら、この絶
対歪み修正は、二つの周波数を同時に復調及び復号する
ために二つのハードウェアを必要とする。さらにまた、
GPSのようないくつかのシステムでは、第2の周波数
上でPRNコードにアクセスすることが制限される。あ
るシステムでは、二つの周波数の間の相対歪みが、搬送
波周波数の位相差を追跡することにより、受信搬送波信
号を単に二乗すれば、第2の搬送波をまず復号せずに、
決定することが可能である。しかしながら、いずれの方
法も少なくとも二つのRF信号を部分的に処理するため
の無線周波数(RF)回路を必要とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】要約すれば、本発明は、
サンプリング回路と、搬送波/コード同期化回路と、動
的に調整可能なコード遅れ間隔と選択可能な遅れモード
を備えたディジタル相関器から成る、疑似ランダム雑音
(PRN)用受信機である。
【0012】サンプリング回路は、PRNコードチップ
率の2倍よりも高い率で受信復号PRN信号のディジタ
ルサンプルを行う。受信機チャネルは特定の発信器から
のPRN信号を追跡するように割当てられ、各受信機チ
ャネルは同期回路と2つのディジタル相関器を含んでい
る。
【0013】各同期化回路は、相互に同期可能な局所搬
送波基準信号と局所コード基準信号を発生する数値制御
発信器である。相関器出力と一緒に、同期化回路は、局
所搬送波基準における周期滑りを判定し修正し、相対コ
ード及び搬送波歪みを検出する。
【0014】相関器は復号信号のディジタルサンプルと
局所発生PRNコード値とを相関させて、複数の「早発
(early)」、「後発(late)」、「定刻(punctua
l)」、または「早発−後発(early-minus-late)」相
関信号を発生する。相関信号は累積され処理されて、制
御コード及び搬送波同期化に対するフィードバック信号
を発生する。搬送波及びコードの同期化は、同じ回路で
行われるので、電離層歪みに関する相対歪み型補正は、
コード又は搬送波歪みを同時に検出することにより実行
可能である。
【0015】サンプリング回路の出力は、干渉又はジャ
ミング信号の存在を検出する増幅確立密度関数回路に加
えられる。ジャミング信号が検出されると、サンプリン
グ回路の増幅しきい値が調整されて動作が改善される。
確立密度関数回路はまた自動利得制御増幅器を制御する
ためにも使用される。
【0016】相関器はまた、第1、すなわち獲得モード
と、第2、すなわち追跡モードの間で切換可能である。
獲得モードでは、相関器は、早発及び後発相関電力指示
を与えるように設定される。
【0017】適当な搬送波及び位相が一旦獲得される
と、相関器の1つが、最適搬送波追跡用に関して「定
刻」として構成され、他方の相関器が狭い時間遅れを有
する「早発−後発」として構成されて、最適なコード追
跡を行う。
【0018】同期化回路と相関器のある機能は、汎用コ
ンピュータ及び好適なソフトウェアにより実行されるこ
とが好ましい。
【0019】この構成にはいくつかの利点がある。シス
テムはほぼ完全にディジタル化されており、共通のディ
ジタル信号が全ての受信機チャネルに送られるために、
本発明はチャネルのバイアス誤差を減じることが可能で
あり、従って、位置測定精度を向上させる。さらにま
た、単一の共通RF段が必要とされるのみなので、本発
明は、他のタイプのシステムにつきものの構成部品の整
合のような多くの問題を減じることが可能である。
【0020】サンプルは高率に処理されるので、大きな
ドップラーオフセットであっても補正可能である。さら
に、これにより比較的廉価なアナログ局所発信器回路を
使用することが可能となる。
【0021】局所PRNコード発生器と搬送波位相ロッ
ク回路を単一の数値制御発信器内で同期制御することに
より、精度が高く雑音の低い疑似レンジ測定が可能にな
る。
【0022】PRNコードの正確な追跡があるので、搬
送波の周期滑りが容易に検出され修正可能であり、実時
間差分測定が顕著に改良される。
【0023】局所発生搬送波とコード基準信号の間の発
散が検出可能であり、こうして、電離層歪みに対する相
対的発散補正が可能になる。
【0024】確立密度関数検出器によりジャミング信号
が存在する場合の動作性能が改良される。
【0025】動的に構成可能な相関器により、定常状態
追跡の間に低雑音信号を発生させながらの高速のコード
及び搬送波獲得が可能になる。
【0026】
【実施例】本発明の上述の及び別の利点については、添
付図面と関連させながら以下の説明を参照することによ
り、より良く理解することが可能となろう。
【0027】図1は、本発明に基づいて構成された疑似
ランダム雑音(PRN)レンジング受信機10の概観的
なブロック図である。この受信機は、アンテナ11、周
波数逓降変換器12、サンプリング回路14、プロセッ
サ16、制御バス18、チャネルバス20及び多重チャ
ネル22a、22b、…22n(全体として、チャネル
22として示す)を含んでいる。図示の受信機10は基
本的には米国の全地球位置決定システム(GPS)にお
いて動作するとして説明するが、ソ連のGLONASS
への適応についても説明する。
【0028】アンテナ11は、視野内の、すなわち、ア
ンテナ11の直接の視野方向内の全ての関与衛星から伝
送されてくる信号から成る複合信号Csを受信する。例
えば、GPSシステムが世界的規模で完全に動作してい
る場合には、24の衛星が動作し、11のGPS衛星か
らの信号が同時に受信可能である。
【0029】複号信号Csは周波数逓降変換器12に送
られて、中間周波数信号IF及びサンプルクロック信号
Fsを発生する。IF信号は、周波数逓降され濾波され
た形の複合信号Csである。Fs信号は、IF信号のサン
プリングが行われるその時の地点を示している。周波数
逓降変換器12は図2の関連においてさらに詳述する。
【0030】サンプリング回路14はIF及びFs信号
を受信して、チャネルバス20を介してチャネル22に
IF信号のディジタルサンプルを送る。サンプルは、F
s信号により指示される時点でサンプリングされるIF
信号の同相(Is)及び直角位相(Qs)増幅サンプルか
ら構成される。サンプリング回路は図3に詳細に説明す
る。
【0031】各チャネルはアンテナ11の視野現在の視
野内の衛星のうちの1つにより伝送された信号を処理す
るべく割当てられる。あるチャネル22は、こうして、
Is及びQs信号を処理し、特定の衛星により伝送された
信号の搬送波及びコードを追跡する。特に、各チャネル
22が搬送波/コード同期化回路を用いて、所望の衛星
に固有の予想されるドップラーオフセットを保持するこ
とにより、PRN暗号化搬送波信号の周波数及び位相追
跡を行う。チャネル22はまた局所発生PRNコード基
準信号を搬送波のドップラー回転複製と相関させる。遅
れロック構成に接続された2つの相関器が、局所発生P
RNコードを正確に衛星による受信信号上で変調された
コードと整合するように保持する。結果として得られる
復号データは、衛星の天体位置、日時、状態情報と共に
局所発生PRNコード位相及び搬送波位相測定値を含ん
でおり、制御バス18を介してプロセッサ16に送られ
る。チャネル22は図4と関連してさらに詳細に説明さ
れる。
【0032】サンプラ14及びチャネル22は制御バス
18を介してプロセッサ16により制御される。プロセ
ッサ16は、典型的には多重ビットデータバス「DAT
A」、アドレスバス「ADDR」及び制御信号「CTR
L」及び同期制御回路164を介する同期型入出力(I
/O)と、割込信号、INT及び割込制御器回路166
を介する割込型I/Oとの双方に対応しているディジタ
ル中央処理装置(CPU)162を含んでいる。タイマ
168は、後述するように、測定トリガ「MEAS」及
び刻時信号「1PPS」のようなタイミング信号を発生
する。プロセッサ16及びソフトウェア上で実行される
その各種機能については、後でさらに詳細に説明する。
【0033】図2には、RF帯域フィルタ120、低雑
音増幅器121、ミクサ122及び中間周波数フィルタ
123及び最終増幅器124を含む周波数逓降変換器1
2が示されている。局所基準発信器125はサンプルク
ロック信号Fsを発生する。電圧制御発信器(VCO)
131はフィードバックループに配置されたフィルタ1
33及びシンセサイザ132を用いて、基準発振K12
5に位相ロックされる。VCO131は局所発信器信号
LOをミクサ122に送る。
【0034】アンテナ11から受信される複号信号Cs
は、典型的には、視野内の(すなわち、受信機10の直
接視野方向内の)全ての衛星からのPRN変調信号と、
干渉信号と雑音を含んでいる。PRN変調L帯域搬送波
周波数が問題となる場合には、各種レンジングシステム
に使用される典型的なL帯域信号は次の通りである。
【0035】 PRNレンジングシステム信号の仕様 L帯域搬送波 周 波 数 PRNコード率 電 力 GPS L1 C/A 1.57542 GHz 1.023 MHz -160 dBW GPS L1 P 1.57542 GHz 10.23 MHz -163 dBW GPS L2 1.22760 GHz 10.23 MHz -166 dBW GLONASS C/A 1.602...1.616 GHz 511 KHz GLONASS P 1.602...1.616 GHz 5.11 MHz 約−204dBW/Hzの自然背景雑音は典型的にはL
帯域信号とよく混合される。
【0036】Cs信号は最初に、所望の搬送波周波数の
帯域を備えた低挿入損失フィルタであるRF帯域フィル
タ120に送られる。帯域フィルタ120は十分なPR
Nコードのいくつかの高調波を通過するに十分な帯域幅
を有している。GPS L1C/A信号受信の好適な実
施例においては、この帯域幅は10MHzである。低雑
音前置増幅器121を通過した後に、ミクサ122は搬
送波周波数からの受信信号をサンプラ14の周波数範囲
内の所望の中間周波数に周波数逓降変換する。この中間
周波数フィルタ123はまた所望の信号を除去するため
の実質的に狭い帯域幅を有する帯域フィルタであるが、
所望の10MHzの帯域を保持するに十分な帯域幅を有
している。最終増幅器124が前置増幅段として用いら
れて、好適に増幅されたIF信号を発生する。図示の周
波数逓降変換器12は単一段周波数逓降変換器として示
されているが、別の中間段を用いることも可能である。
【0037】局所基準発信器125は安定なサンプルク
ロック信号Fsをサンプリング回路14とともにシンセ
サイザ132に送る。VCO131は基準信号LOをシ
ンセサイザ132に送る。シンセサイザ132はLO信
号を所定の数に周波数分割し、基準信号Fsと混合す
る。シンセサイザ132の出力はループフィルタ133
に送られてVCO131を制御する電圧を発生させる。
【0038】図3はサンプリング回路14の詳細なブロ
ック図であり、自動利得制御(AGC)増幅器140、
D/A変換器141、A/D変換器143、2ビットカ
ウンタ144、サンプル翻訳器145、及び確立密度関
数(PDF)カウンタ146a、146b及び146c
(全体で、PDFカウンタ146とする。)を含んでい
る。
【0039】サンプリング回路14はIF及びFs信号
を周波数逓降変換器12から受信して、ディジタルサン
プル信号Is及びQsをチャネルバス20を介してチャネ
ル22に送る。サンプラ14は、制御バス18を介して
プロセッサ16とともに、自動利得制御(AGC)及び
ジャミング抑圧機能を実行する。
【0040】特に、中間周波数信号IFは最初に制御バ
ス18及びD/A141を介してプロセッサ16により
設定される増幅を行うAGC増幅器140に送られる。
AGC増幅器140からの出力信号はA/D変換器14
3に送られる。
【0041】A/D変換器143は正確にIF信号の搬
送波周波数の90゜回転でFs信号のサンプリングを行
う。連続する同相サンプルIs及び直角位相サンプルQs
が必要とされるので、ディジタルサンプルクロックFs
の主は数が{4 IF/J}に等しくなる。ここでJは
奇数である。ナイキストサンプリングによれば、サンプ
リング率は少なくともIF信号の帯域幅の2倍である。
これらのガイドラインに従って選択されたディジタルサ
ンプルクロックFsにより、A/D変換器143からの
出力サンプルは同相及び直角位相の順番に、i,q,−
i,−q,i,q,…のようになる。
【0042】Fs信号はまた、サンプル翻訳器145に
より使用される2ビットカウンタ144を駆動して、A
/D変換器143によるサンプル出力をサンプル信号I
s及びQsに分割する。カウンタ144の最上位ビット
「SIGN」はサンプル翻訳器145により使用され
て、符号を「−i」及び「−q」に反転する。カウンタ
144の最下位ビットは、チャネル22により使用され
る「IORQ」信号を表しており、「i」又は「q」の
サンプルとして、Is、Qsの個々のサンプルを識別す
る。
【0043】A/D変換器143が3ビット装置である
場合には、出力サンプルは2つの大きさビットと1つの
符号ビットを有することになる。各サンプルがこのよう
にして、±1、±2又は±3のいずれかになる。
【0044】IORQ及びFsを備えたサンプル信号Is
及びQsはチャネルバス20を介して送られてチャネル
22により処理される。
【0045】A/D変換器143からのサンプル出力は
また入力IF信号の増幅に関する確立密度関数の評価の
ためにも用いられる。この評価がプロセッサ16により
用いられて、利得制御信号GAINが発生されて、D/
A変換器141を介して送られて、AGC増幅器140
の利得を制御する。確立密度関数評価は各サンプルの絶
対値に基づいて適当なPDFカウンタ146a、146
b又は146cの内の一つを計時することにより獲得さ
れる。例えば、大きさが「+2」と大きさが「−2」の
サンプルにより、PDF2カウンタが増分される。PD
F1カウンタ146a及びPDF3カウンタ146cが
同様にサンプリング時ごとに計時されて対応する大きさ
が受信される。PDFカウンタ146の1つが最終カウ
ントに到達すると、CARRY信号が送られて、DIS
ABLE入力が全てのPDFカウンタ146の計数を停
止させるように設定される。PDFカウンタ146の内
容が制御バス18を介してプロセッサ16により読み出
されてリセットされる。
【0046】AGCレベルを設定するために、プロセッ
サ16は周期的にPDFカウンタ146の値を読み出し
て、別のPDF測定が開始可能なようにそれらをリセッ
トする。プロセッサ16は、それから、測定された信号
増幅分散データを同じ増幅度の期待分散と比較する。期
待確立密度関数はガウス関数なので、サンプルの49%
がPDF1カウンタ146a内であり、32%がPDF
2カウンタ146b内であり、サンプルの19%がPD
F3カウンタ146c内にある期待される。これが実際
に近似的な結果になった場合には、AGC140は適当
に設定される。しかしながら、あまりに多くのサンプル
がPDF1カウンタ146aにより計数された場合に
は、例えば、、GAIN信号が低レベルに設定される。
同様にあまりに多くのサンプルがPDF3カウンタ14
6cにより計数された場合には、GAIN信号が高レベ
ルに設定される。プロセッサ16は、必要な場合には、
集められた利得制御値を制御バス18を介してD/A1
41にロードし、次いで、AGC140の利得を調整す
る。この処理が周期的に継続されてGAINレベルがP
DF1カウントが49%を保持するようにされる。
【0047】プロセッサはまた、PDFカウンタ146
bと146cをチェックして、それらが期待値の32%
及び19%に近似しているかどうかを判定する。連続波
(CW)干渉が存在する場合には、干渉信号のレベルに
応じて、PDF3カウンタ146cは0%にまで落とさ
れ、PDF2カウンタ146bは51%にまで引き上げ
られる。
【0048】プロセッサ16がこの状態を検出すると、
プロセッサはCW抗ジャミングモードに入る。CW抗ジ
ャミングモードでは、プロセッサ16は、PDF1カウ
ンタ146aの計数が85%に維持されるように、D/
A141を調整する。この場合には、PDF2カウンタ
146bのサンプル検出が15%、PDF3カウンタ1
46cのサンプル検出がないことが期待される。このモ
ードでは、プロセッサ16は、翻訳器145がA/D1
43によるサンプル出力を再スケーリングするように、
JAMMED制御線を可能化する。特に、増幅度±1、
±2、±3がそれぞれ、増幅度0、±1、0にマッピン
グされる。AGC140はまた、CW信号の正及び負の
ピーク電圧がA/D143の+1/+2及び−1/−2
のしきい値レベルに対応するように設定されて、A/D
143のしきい値論理が直接所望の信号を復調し、ジャ
ミング信号を拒絶するようにする。抗ジャミングモード
が可能化されて、約12dBの改良が純正アナログ受信
機全般にわたって観察されて、1ビットのハード限定デ
ィジタル受信機にわたって25dBの改良が観察され
た。
【0049】翻訳器145の真値表を以下に示す
【0050】
【表1】
【0051】「SIGN」は、カウンタ144からのデ
ータの最上位ビットを表す。SIGN=1の場合、翻訳
器145は、A/D143から受信されたデータの符号
を反転する。同様に、SIGN=0の場合、翻訳器は、
A/D143から受信されたデータの符号を保持する。
翻訳器145は、制御バス18にわたって信号JAMM
EDを受信する。JAMMEDがセットされた(すなわ
ち、1に等しい)場合、CW抗ジャミングモードは活性
となり、前述したように、翻訳器145は、A/D14
3から受信されたデータを翻訳する。JAMMEDがク
リアされた(すなわち、0に等しい)場合、CW抗ジャ
ミングモードは非活性となり、翻訳器145は、表1に
示すようなデータを翻訳する。図4には、典型的なチャ
ネル22nが示されている。チャネル22nは搬送波/
コード同期装置回路220、PRNコード発生器23
0、2つの相関器240a及び240b(集合的に、相
関器240と称する)、フリップフロップ250及び2
51により形成される遅れ回線、XORゲート、及びス
イッチ256を含んでいる。チャネル22nは、適当な
PRNコードの局所発生複製と相関された復号信号のI
s及びQsから特定の衛星により伝送されたPRN暗号化
信号を追跡する。また、チャネル22nは、Is及びQs
サンプルを回転させ、衛星の移動、受信機の移動及び基
準発信器の誤差に起因するドップラー周波数オフセット
を除去する。
【0052】要約すれば、同期装置220は単一の数値
制御発信器(NCO)であり、サンプルクロックFsと
プロセッサ16からの適当な指令を用いて、PRNコー
ド発生器230と相関器240により要求される制御信
号を発生し、残留ドップラー周波数オフセットを含んで
いようと、搬送波の周波数及び位相を追跡すると共に、
PRNコードを追跡する。
【0053】コード発生器230は、同期装置220に
より出力された信号パルスを用いて、局所PRN基準信
号、チャネル22nに割当てられた衛星に関連するPR
Nコードに対応するPRNコードを発生する。コード発
生器230のようなPRNコード発生器は当該技術分野
においてよく知られている。PRNコード信号はさらに
遅れ回線フリップフロップ250及び251を進み、X
ORゲート255及びスイッチ256を介して選択され
た遅れを備えたPRNコード信号を相関器240に送
る。
【0054】相関器240は、また、チャネルバス20
から、Is、Qs、IORQ及びFs信号を受信する。こ
れらは2つのモードで動作するように構成可能である。
第1のモードにおいては、相関器B240bは早発相関
器として配線され、相関器A240aは後発相関器とし
て配線される。この第1のモードは初期PRNコード同
期のために用いられる。第2のモードにおいては、相関
器B240bは「早発−後発」として配線され、相関器
A240aは「定刻」として配線される。この第2のモ
ードは、搬送波及びPRNコード追跡のために用いられ
る。スイッチ256は第1及び第2の動作モードの間で
選択を行うために用いられる。両方の相関器240によ
り、Is及びQsサンプルが相関されて、回転され、蓄積
されて、プロセッサ16に蓄積サンプル出力IA、QA及
びIB、QBが送られる。
【0055】図5は搬送波/コード同期装置220の詳
細なブロック図であり、期待ドップラー率レジスタ22
1、蓄積デルタレンジ(ADR)レジスタ222、及び
微小チップカウンタ224を含んでいる。コード位相発
生器回路226はサブチップカウンタ226a、チップ
カウンタ226b、エポックカウンタ226d、及びP
比較器226p及びL比較器226Lを含んでいる。バ
ッファ227、228及び229により、プロセッサ1
6は、各種カウンタ及びレジスタにロードし、その内容
を読み出し、付加し、あるいは削除することが可能にな
る。
【0056】要約すれば、同期装置220は、チャネル
バス20からサンプルクロック信号Fsを、さらに、制
御バス18からはレジスタ及びカウンタ222、224
及び226に関する期待ドップラー値(EDOPP)及
び補正値を受け取る。これらの入力に応答して、クロッ
ク信号E及びリセット信号RSTがPRNコード発生器
230に送られ、クロック信号P及びLが遅延回線フリ
ップフロップ250及び251に送られ、割込信号IN
T1、INT4及びINT20が制御バス18に送られ
る。さらに、同期装置220は、瞬間搬送波位相各評価
値ビットπ0、π1…πnを相関器240に送る。さら
に、ADRレジスタ222、微小チップカウンタ22
4、及びコード位相発生器226の内容が、チャネル2
2nに割当てられた特定衛星信号の伝送時間の瞬間評価
を与える。発信時間と受信時間の評価の差が、タイマ1
68により表示されて、これは、信号に受信機クロック
オフセットを加えた伝播時間となる。光速による伝播時
間を乗じることにより、受信機から衛星までの距離(レ
ンジ)が決定される。これらの測定はタイマ168から
の測定ストローブMEASにより指示される選択時間に
生じ、典型的には全チャネルにわたって同時に行われ
る。結果として得られた各衛星までの距離(レンジ)を
プロセッサ16により用いて受信機10の位置を計算す
る。
【0057】同期装置220の各種成分について詳細に
説明する前に、図6を参照する。図6には、変形された
タイムスケールで、PRNレンジング信号その他の信号
の各種成分の相対的長さを同期装置220の好適な実施
例に関して示している。例えば、図6の一番下に示され
た単一の搬送波周期はある持続時間Cを有している。発
生クロックFs信号はK搬送波周期から成る。PRNコ
ードチップはN−Fs周期を含んでいる。PRNコード
エポックはZ−PRNコードチップから成るが、ここ
で、ZはPRNコードのシーケンス長として知られてい
る。1つのデータビットは典型的にはT−PRNコード
エポックからなる。GPSのL1レンジング信号を受信
するために適応された本発明の好適な実施例において
は、搬送波周波数は1575.42MHzであり、ここ
でKは77であり、Fsは20.46MHzであり、N
は20であるから、PRNコードチップ率は1.023
MHzになり、Zは1023であるから、PRNコード
エポック率は1kHzであり、Tは20であるから、デ
ータビット率は50Hzである。
【0058】図5において、同期装置220の詳細が示
されている。期待ドップラー率レジスタ221は、チャ
ネル22nにより追跡される特定の衛星に関する評価ド
ップラーEDOPPと一緒に制御バス18を介してロー
ドされる。ある時間の間受信機10が動作されるのとと
ほとんど同時に、GPSデータは全ての他の動作衛星の
評価位置及び視野を含んでいるので、この評価は受信機
10がすでに同期化されている衛星からすでに受信され
ている天文歴データからとることが可能である。しかし
ながら、受信機10が最初に起動された場合のように、
この天文歴データが有効でない場合には、この評価は後
で詳細に説明する後続の近似技法により決定される。
【0059】ドップラー値は{搬送波ドップラー周期/
Fsパルス}として特定される。例えば、期待ドップラ
ー値が+4.45kHzである場合には、静止している
受信機10及び接近する衛星に関する可能なドップラー
値は、GPSのL1実施例に関しては20.46MHz
の典型的なFs周波数により分割されて、約0.000
44の搬送波周期/Fsパルスの期待ドップラー変位を
生じる。この方法から分かるように、ドップラー値はつ
ねに1未満である。
【0060】ADR222は全周期部222wと部分周
期部222pに分割される。図示のように、加算器22
3はドップラーレジスタ221の内容を、Fsパルスが
生じる毎にADR222の部分周期部222pに加える
ように構成される。部分周期部222pの最上位ビット
π0、π1…πnが、こうして、周期の瞬間期待搬送波位
相角を与える。
【0061】部分周期部222pがキャリーを有してい
る場合には、全数部222wが増分されて、微小チップ
カウンタが増分される。サブチップカウンタ226aは
名目的にFsにより直接制御されるN−1カウンタに対
して0であるが、微小チップカウンタ224の状態に応
じて一つ余分の周期又は一つ少ない周期をカウントする
ことができる。特に、微小チップカウンタが桁上げを行
うと、すなわち、K−1から0に増分されると、周期が
サブチップカウンタ226aから取られて、ADR22
2との同期を保持する。換言すれば、この事象により、
サブチップカウンタ226aが一回の反復に対してN−
2に対してのみカウントを行う。
【0062】微小チップカウンタ224がボローを行う
と、すなわち、0からK−1に減らされると、周期がサ
ブチップカウンタ226aに加えられて、一回の反復に
対して0からNにカウントを行う。
【0063】周期的にサンプルクロックFsの1周期を
除去又は加算することにより、局所発生PRNコード
(出力信号RST及びコード位相発生器226のEによ
り制御されるように)が、局所発生搬送波位相と同期さ
れたままになる(ADR222の状態により示されたよ
うに)。この構成により、ADRにより指示される搬送
波の位相が入力搬送波にロックされたままになる限り、
コード位相発生器226は入力PRNコードにロックさ
れたままになる。
【0064】サブチップカウンタ226aの最上位ビッ
ト、すなわち、早発クロック信号EがPRNコードチッ
プ端を示すと、この最上位ビットが局所PRNコード発
生器230を計時するために用いられる。GPSのL1
搬送波に関する好適な実施例においては、サブチップカ
ウンタ226aが、Nが20なので、0から19までの
カウントを行う。すなわち、20のFs周期/PRNコ
ードチップが存在することになる(図6)。
【0065】P比較器226pとL比較器226Lはそ
れぞれがサブチップカウンタ226aの内容を受信する
ように接続される。P比較器226pが遅れフリップフ
ロップ250に対する定刻指示器として用いられるPク
ロック信号を出力する。パルスは、サブチップカウンタ
226aの内容がP比較器226p内のレジスタの内容
と等しくなる場合には常にP信号上に出力される。同様
に、L比較器226Lは遅れフリップフロップ251に
対して遅れ指示を与えるLクロック信号を出力する。P
及びL比較器の内容は制御バス18を介して、E及びP
クロック信号とP及びLクロック信号の間の相対的な時
間遅れを調整するように書き込み可能である。後述する
ように、E、P及びLクロック信号は相関器240を制
御するために用いられる。
【0066】チップカウンタ226bは完全PRNコー
ドシーケンスの持続時間を決定するために用いられる。
GPSの実施例に関しては、PRNコードエポック内に
1023のC/Aコードチップが存在し、従って、チッ
プカウンタ226bが0から1022まで計数を行う。
最上位ビット、INT1が完全PRNコードエポックの
終端を指示し、さらにこの最上位ビットが局所PRNコ
ード発生器230をリセットするために用いられる。I
NT1の4倍であるような(すなわち、チップカウンタ
226bの三番目に上位のビットであり)別のクロック
信号INT4が発生される。プロセッサ16に割込をす
るためにINT1及びINT4が用いられて、後述する
ように、初期起動時のロッキングシーケンスの間に相関
器240を稼働させる。
【0067】最後に、エポックカウンタ226dが、T
−PRNコードエポックの後に、データビットの終端を
指示するために用いられる。この指示はINT20信号
として出力されるエポックカウンタ226dの最上位ビ
ットにより与えられる。
【0068】以上のように、搬送波及びPRNコードが
同じ周波数上で変調されること、及び衛星及び受信機の
間の全ての運動がコード及び搬送波位相評価に等しく影
響を与えることの利点を本発明がどのように達成してい
るかが了解されよう。本発明の1つのコンセプトは、搬
送波追跡ループをコード追跡ループに暗黙的にリンクさ
れる。搬送波追跡ループは本質的にコード追跡ループよ
りも感度が高い。搬送波ループが適正に追跡を行ってい
るものと仮定すると、サブチップカウンタ226aと接
続された微小チップカウンタ224がチャネル22nを
可能化して衛星に対する受信機10の全ての相対移動を
正確に追跡させる。
【0069】従来の受信機10と異なり、同期装置22
0により実行されるようなコード追跡は受信機のダイナ
ミクス及び/又は衛星運動のクロックドリフトを追跡す
る必要はない。同期装置は相対的に低周波の電離層誤り
や局所発生誤りに関する修正が必要なだけである。これ
により、非常に狭い帯域幅でのコードループの実行が可
能になり、従来のものよりも雑音の影響の少ないレンジ
測定が可能になる。低周波電離層歪みにより生じる相対
運動も測定可能である。従って、これらの測定値は、計
算されたレンジに対する修正を計算して、当該分野にお
いて知られてる、電離層効果又は搬送波位相ロック周期
滑り信号のような局所発生信号を減じるために用いられ
る。
【0070】図4を再び参照すると、図4には相関器2
40の異なるモードの動作が詳細に示されている。PR
Nコード信号が第1のフリップフロップ250に送ら
れ、フリップフロップが定刻クロック信号Pにより計時
される様子が示されている。こうして、フリップフロッ
プ250のQ出力が、衛星により搬送波信号上に変調さ
れた期待PRNコード基準信号と正確に整合のとれた局
所発生PRNコード基準信号が発生される。フリップフ
ロップ250aのQ出力はフリップフロップ251の入
力とともに相関器240aのPRNコード入力に送られ
る。フリップフロップ251は後発クロック信号Lによ
り計時され、好適な実施例では、これがフリップフロッ
プ250のQ出力に関する時間遅れを備えたPRNコー
ド基準信号を発生する。
【0071】プロセッサ16により制御されたスイッチ
256が相関器240bのモードを決定する。スイッチ
256が直接+1入力に接続されている場合には、呼び
出された第1のモード(早発、後発)が入力されて、そ
の場合に、PRNコードが早発クロック信号Eと同期し
て直接相関器240bのPRNコード入力に送られるの
で、相関器240bは早発相関器として機能する。早発
クロック信号Eは典型的にはコード調査に関して定刻ク
ロック信号Pより早発のチップ時間の1/2の位相を有
するように構成されて、モードに入る。
【0072】(早発、後発)モードでは、PRNコード
発生器230、相関器240b、及びプロセッサ16が
遅れロックループを形成する。(早発及び後発相関器の
各々においてI及びQチャネル信号レベルを互恵するこ
とにより評価された)早発及び後発相関器の間の信号強
さの差がプロセッサ16により計算され、プロセッサ1
6が次いで差分値をバッファ229を介してコード位相
発生器226にロードする。
【0073】しかしながら、スイッチ256が図示の位
置にある場合には、第2のモードすなわち(定刻、早発
−後発)モードが可能化されて、そこで、XORゲート
255が「早発−後発」クロック信号E−Lを発生し、
相関器240bを可能化する。このモードでは、E、P
及びL信号の間の時間遅れが(P及びLレジスタ226
内の値を変化することにより)1/Fsに減じられ、精
度が高められたコード位相測定値が得られる。このモー
ドは定常追跡で使用される。
【0074】PRNコード位相ロックはプロセッサ16
にコード位相評価Cp=IA*IB+QA*QBを計算させ
ることにより保持される。この評価値Cpの大きさと符
号が、バッファ229及びコード位相発生器226を介
して、コード発生器の位相をどの方向にどの程度補正す
るかに関する指示を与える。
【0075】ドップラー周波数は、自動周波数制御(A
FC)ループ技法又は位相ロックループ(PLL)技法
のいずれかにより維持される。AFCループ法は周波数
誤差評価子Fe=IA(t−1)*QA(t)−IA(t)
*QA(t−1)を用い、この場合に、(t)及び(t
−1)は現在の前のサンプルセットをそれぞれ指示す
る。Feはドップラー評価EDOPPをどの程度補正す
るかの指示を与える。PLL技法は位相誤差評価Pe=
QA*SIGN(IA)を用いて位相を制御する。搬送波
位相はEDOPP値に若干の補正を加えることにより制
御される。Fe項は周波数誤差の指示を与え、Peは位相
誤差の指示を与える。
【0076】データビット値は、典型的には、受信機が
搬送波位相ロックされているばあいにはSIGN(I
A)に等しい測定ビットを翻訳することにより、また受
信機が搬送波周波数ロックのみがされて搬送波位相ロッ
クがされていない場合にはIA(t−1)*QA(t)−
IA(t)*QA(t−1)により指示されるように変化
ビットを翻訳することにより、復調される。
【0077】図7には、典型的な相関器240aの動作
が詳細に示されている。相関器240は相関及び回転論
理242、一対の加算器243i及び243q、一対の
レジスタ244i及び244q、及び一対のバッファ2
45i及び245qから構成されている。相関器240
aはIs及びQsサンプル、サンプルクロックFs及びI
ORQをチャネルバス20から、瞬間搬送波位相ビット
π0、π1…πnを同期装置220から、PRNコード信
号を遅れ回線250から受け取る。相関器240bは可
能化制御回線ENを受信する。相関器240aは永久的
に可能化されたこの制御回線ENを備えている。相関器
240はまた制御バス18を介して割込制御器166か
ら相関器ロードパルスCLDxを受信する。
【0078】動作時、相関器は入力サンプルIs及びQs
を局所発生PRNコード基準信号に相関させて、結果を
ビットπ0、π1…πnにより示されている瞬間搬送波位
相角評価値により回転させ、それから、結果を加算器2
43を用いてレジスタ244ないに蓄積する。レジスタ
244の内容がそれからバッファ245に送られ、さら
にCLDxパルスの度にプロセッサ16に送られる。レ
ジスタ244は次の蓄積を再開するためにクリアされ
る。
【0079】相関及び回転論理242は入力信号により
次の演算を実行する。
【0080】 ID=Is・PRN・COS(θ)+Qs・PRN・SIN(θ) QD=Qs・PRN・COS(θ)+Is・PRN・SIN(θ) ここで、PRNはPRNコード入力の現在値であり、θ
はビットπ0、π1…πnにより示される瞬間搬送波位相
評価値である。コード相関及び瞬間ドップラーシフトを
Fsクロックパルスの度に同じ動作時に実行することに
より、非常に高いドップラーオフセットを備えた信号が
深刻な電力損失を生じさせる前に処理可能である。
【0081】加算器243及びレジスタ244は、連続
サンプルの単純な蓄積により、ID及びQD上の低周波濾
波機能を実行する。
【0082】受信機10の同期化は図4を参照すること
によりより良く了解される。一般的に、搬送波及びコー
ドのドリフトが、相関器240a及び240bの出力の
差分を決定することにより検出される。差分が検出され
る場合には、同期装置220がカウンタ222、224
又は226、又はドップラーレジスタ221内の内部値
を調整することにより補正される。例えば、同期装置2
20が正確に同相である場合には、PRNコードチップ
時間の1/4だけ早発である相関器は、PRNコードチ
ップ時間の1/4だけ後発である相関器と同じ出力電力
を有することになる。IA及びQA出力の二乗の合計が、
相関電力を示すことになる。定刻相関器240aの出力
電力と早発相関器240bは所定の量だけことなり、そ
れらは所定の時間遅れだけ間隔をおいているものと仮定
される。
【0083】同期化が確立される前に、動作モードスイ
ッチ256が(早発、後発)モードに設定されて、PR
Nコードチップ時間の1/2の遅れが早発相関器240
bと後発相関器240aの間で用いられる。
【0084】次いで、所望の衛星に関するPRNコード
がSEL回線を介してPRNコード発生器230にロー
ドされる。全ての可能周波数及びコード位相遅れが連続
的に試みられて、チャネル22nに対する割当てから受
信された衛星信号を備えた周波数及びコードロックを獲
得する。特に、搬送波遅れが異なるEDOPP値を試行
することにより掃引される。異なるコード遅れは、バッ
ファ227、228及び229を調整することにより掃
引される。各コード及び周波数オフセットにおいて、相
関器240aからの相関器出力IA、QA及び相関器24
0bからの相関器出力IB、QBが計算されて現在のコー
ド及び周波数が正しいかどうかが判定される。相関器の
出力が所定のしきい値と比較されて、衛星がロックされ
ているかどうかが決定される。ロックが指示されない場
合には、次いで搬送波及びコード位相が試行される。相
関器240a及び240bはコード及び搬送波遅れ毎に
適当な時間だけ延ばされる。SN比が45dBHz以上の強
い衛星に対する調査を行う場合には、PRNコードエポ
ックの1/4の持続時間が用いられる。弱い衛星の場合
には、PRNコードエポック時間にほぼ等しい持続時間
が用いられる。
【0085】相関器240に対する共通クロック回線C
LDxが、相関器240のモードに応じてINT1、I
NT4又はINT20のいずれか一つになるように選択
される。例えば、初期の高速シークモードでは、INT
4信号が、相対的な相関器電力の速い指示を示すために
用いられる。一旦周波数ロック及びコード同期が確立さ
れた場合には、INT20信号がこのタスクに当てられ
る時間を減じるために用いられる。位相に対する微調
が、個々のコード位相レジスタ226を増加又は減少さ
せることにより連続的に行われる(図5)。
【0086】一旦正確に周波数及びコード位相がロック
されると、相関器240bが、スイッチ256を動かす
ことにより、(定刻、早発−後発)モードに切り換えら
れる。このモードでは、相関器240bの出力がコード
ロックを維持するために必要な場合に用いられる。早発
及び後発のE及びLの間の遅れは、レジスタ226P及
び226Lの内容を調整することにより徐々に減少され
る(図5)。遅れを狭めることにより、早発−後発相関
器240bにより実行される識別機能の雑音レベルが減
少され、精度が高まる。
【0087】一旦、搬送波及びコードがロックされる
と、データビットが有効であると考慮されて、定刻相関
器240aからのIA信号出力をサンプリングすること
により復調可能である。
【0088】上述の説明は本発明の特定の実施例を限定
するものではない。しかしながら、いくつかの又は全て
の本発明の効果を得るために、修正及び変更を加えるこ
とが可能である。したがって、特許請求の範囲は本発明
の精神と範囲としてかかる全ての修正及び変更を射程に
入れるものである。
【0089】
【発明の効果】以上のような構成を有する本発明のシス
テムはほぼ完全にディジタル化されており、共通のディ
ジタル信号が全ての受信機チャネルに送られるために、
本発明はチャネルのバイアス誤差を減じることが可能で
あり、従って、位置測定精度を向上させる。さらにま
た、単一の共通RF段が必要とされるのみなので、本発
明は、他のタイプのシステムにつきもの構成部品の整合
のような多くの問題を減じることが可能である。さらに
また、サンプルは高率に処理されるので、大きなドップ
ラーオフセットであっても補正可能である。さらに、こ
れにより比較的廉価なアナログ局所発信器回路を使用す
ることが可能となる。さらにまた、局所PRNコード発
生器と搬送波位相ロック回路を単一の数値制御発信器内
で同期制御することにより、精度が高く雑音の低い疑似
レンジ測定が可能になる。さらにまた、PRNコードの
正確な追跡があるので、搬送波の周期滑りが容易に検出
され修正可能であり、実時間差分測定が顕著に改良され
る。さらにまた、局所発生搬送波とコード基準信号の間
の発散が検出可能であり、こうして、電離層歪みに対す
る相対的発散補正が可能になる。さらにまた、確立密度
関数検出器によりジャミング信号が存在する場合の動作
性能が改良される。さらにまた、動的に構成可能な相関
器により、定常状態追跡の間に低雑音信号を発生させな
がらの高速のコード及び搬送波獲得が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に基づいて構成されたPRN受信機のブ
ロック図であり、周波数逓降変換器、サンプリング回
路、チャネル及びプロセッサ回路が示されている。
【図2】周波数逓降変換器回路の回路図である。
【図3】サンプリング回路の回路図である。
【図4】チャネル回路のブロック図である。
【図5】各チャネル回路で使用される搬送波/コード同
期化回路の回路図である。
【図6】受信PRN信号の各種部分の相対的な時間長さ
を示すタイミング図である。
【図7】各チャネル回路で使用される相関器回路の回路
図である。
【符号の説明】
10 疑似ランダム雑音(PRN)レンジング受信機 11 アンテナ 12 周波数逓降変換器 14 サンプリング回路 16 プロセッサ 20 チャネルバス 22 チャネル 162 CPU 164 インタフェース 166 割込制御回路 168 タイマ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウォク−キ・キース・ヌグ カナダ国アルバータ・ティ2ダブリュ・ 5ティ5,カルガリ,サウス・ウェス ト,ウッドヴァリー・ドライヴ・139 (72)発明者 トマス・ジェイ・フォード カナダ国アルバータ・ティ3エイチ・1 エックス5,カルガリ,サウス・ウェス ト,ストラットコナ・ロード・52 (56)参考文献 特開 平2−177631(JP,A) Journal of Instif ufe of Mavigdtion, National Technical Meeting (1987)P.25−31

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】複数の伝送信号からなり、そのうちの一つ
    が所定の疑似ランダムコードである、複合無線周波数範
    囲にある信号を復調し、復号するための受信機であっ
    て、 A.疑似ランダムコードを発生するコード発生器と、 B.前記コード発生器の出力を受信されたコードのバー
    ジョンに同期させ、獲得モードにおいて、1コードチッ
    プ以内に前記コード発生器によって発生されたコードと
    前記受信されたコードのバージョンを同期させるために
    動作し、続く追跡モードにおいて、前記受信されたコー
    ドのバージョンを追跡するために動作するための複数の
    相関器を含む受信において、前記複数の相関器が、 i.遅延ロックループでの追跡モードにおいては、1コ
    ードチップよりも概ね小さい、早発コードと後発コード
    との間の遅延差に対する相関測定をなすよう動作するこ
    とと、 ii.獲得モードにおいては、前記追跡モードの早発コ
    ードと後発コードとの間の遅延差の間隔よりも、概ね長
    い時間間隔の遅延差に対する相関測定を連続してなすよ
    う動作することからなる受信機。
  2. 【請求項2】複数のコード発生器、及び関連する複数の
    相関器を更に含み、該相関器の各々が、関連するコード
    発生器の出力と同一コードの受信されたバージョン間の
    相関を測定することからなる請求項1に記載の受信機。
  3. 【請求項3】複数の相関器が、追跡モードにおいて、関
    連するコードの受信されたバージョンと、前記コード発
    生器により生成される疑似ランダムコードの早発−後発
    バージョンとの間の相関を決定するために、相関測定を
    なす早発−後発相関器を含み、該早発−後発相関器は、
    前記コードの早発−後発バージョンがゼロでない場合に
    のみ生じる信号サンプルに基づいて動作することからな
    る請求項2に記載の受信機。
  4. 【請求項4】複数の相関器が、追跡モードにおいて、前
    記コード発生器により生成されるコードの定刻バージョ
    ンと関連した相関測定をなす、定刻相関器を更に含むこ
    とからなる請求項3に記載の受信
  5. 【請求項5】複数の相関器が、獲得モードにおいて動作
    している場合、早発−後発相関器が早発相関器として動
    作し、定刻相関器が後発相関器として動作することから
    なる請求項4に記載の受信機。
  6. 【請求項6】複数の相関器が、獲得モードにおいて動作
    している場合、早発−後発相関器が後発相関器として動
    作し、定刻相関器が早発相関器として動作することから
    なる請求項4に記載の受信機。
  7. 【請求項7】複数の疑似ランダム雑音(PRN)暗号化
    信号からなる複合信号を復号するための受信機であっ
    て、 局所クロック信号を発生するための手段と、 前記複合信号及び局所クロック信号を受信するべく接続
    されて、前記複合信号のディジタル同相(I)及び直角
    位相(Q)サンプルを出力するためのサンプリング回路
    と、 前記PRN暗号化信号の一つを復号するためのチャネル
    回路とからなり、前記チャネル回路が、さらに、 ドップラー変位評価信号を発生するための手段と、 前記ディジタル同相(I)及び直角位相(Q)サンプル
    と、局所搬送波基準信号と、局所コード基準信号を受信
    するべく接続されて、コード調整信号を出力する相関器
    と、単一の数値制御発信器を含み、 サンプルクロック信号
    と、前記ドップラー変位評価信号と、前記コード調整信
    号とを受信するべく接続されて、相互に同期された前記
    搬送波基準信号とコード基準信号とを出力するためのコ
    ード及び搬送波同期化回路とからなる受信機。
  8. 【請求項8】前記チャネル回路が、さらに、搬送波基準
    信号とコード基準信号の間の相対的歪みを決定するため
    の手段を含むことからなる請求項7に記載の受信機。
  9. 【請求項9】複数の疑似ランダム雑音(PRN)暗号化
    信号からなる複合信号を復号化するための受信機であっ
    て、 局所クロック信号を発生するための手段と、 前記複合信号及び局所クロック信号を受信するべく接続
    されて、複合信号のディジタル同相(I)及び直角位相
    (Q)サンプルを出力するためのサンプリング回路と、 PRN暗号化信号の一つを復号するためのチャネル回路
    とからなり、前記チャネル回路が、 局所PRNコード信号を発生するための手段と、 一対の相関器であって、それぞれがディジタル同相
    (I)及び直角位相(Q)サンプルと局所PRNコード
    を受信するべく接続されて、復号化信号を出力し、その
    場合に、相関器が、第一モードとして早発及び後発相関
    器として、第二モードとして定刻及び早発−後発相関器
    として選択的に構成可能であることからなる受信機。
  10. 【請求項10】前記相関器が、第一モードのPRN暗号
    化のエポック時間よりも短い積分時間を用いることから
    なる請求項9に記載の受信機。
  11. 【請求項11】複数の疑似ランダム雑音(PRN)暗号
    化信号からなる複合信号を復号化するための受信機であ
    って、 局所クロック信号を発生するための手段と、 前記複合信号及び局所クロック信号を受信するべく接続
    されて、前記複合信号のディジタル同相(I)及び直角
    位相(Q)サンプルを出力するためのサンプリング回路
    と、 前記PRN暗号化信号の一つを復号するためのチャネル
    回路とからなり、前記チャネル回路が、さらに、 局所PRNコード信号を発生するための手段と、 一対の相関器であって、それぞれが、前記ディジタル同
    相(I)及び直角位相(Q)サンプルと前記局所PRN
    コードを受信するべく接続されて、復号化信号を出力
    し、該相関器は、コード追跡の間、遅延ロックループ内
    で動作し、そこでは、早発コードと後発コードとの間の
    遅延差を形成する時間遅れを、選択された時間長に動的
    に変化せしめることが可能であることからなる受信機。
  12. 【請求項12】複数の疑似ランダム雑音(PRN)暗号
    化信号からなる複合信号を復号化するための受信機であ
    って、 局所クロック信号を発生するための手段と、 前記複合信号を受信するべく接続されて、利得制御入力
    を備え、さらに、利得制御複合信号を出力するべく接続
    されている利得制御回路と、 前記利得制御複合信号と局所クロック信号を受信するべ
    く接続されて、前記複合信号のディジタル同相(I)及
    び直角位相(Q)サンプルを出力するためのサンプリン
    グ回路と、 前記ディジタル同相(I)及び直角位相(Q)サンプル
    の特定の期待絶対値に関連するそれぞれのカウンタを備
    える複数のカウンタであり、該それぞれのカウンタが、
    対応する大きさを有するディジタル同相(I)または直
    角位相(Q)サンプルが、前記サンプリング回路により
    出力される度に増分されるように構成されていること
    と、 前記カウンタの計数値を読み出し、該カウンタの該計数
    値が、計数値の期待される分布と同じでない場合に、前
    記利得制御回路の前記利得制御入力を調整するための調
    整手段とからなる受信機。
  13. 【請求項13】前記それぞれのカウンタの計数値を比較
    し、連続波ジャミング信号が前記複合信号に存在するか
    どうかを決定するための手段と、 ジャミング信号が存在するときには、前記サンプリング
    回路が、該サンプリング回路に対する正負のピーク値入
    力に対して最下位の正負の出力値を生成するように、前
    記利得制御入力を調整するための手段をさらに含むこと
    からなる、前記調整手段を備えた請求項12に記載の受
    信機。
  14. 【請求項14】複数の伝送疑似ランダム雑音(PRN)
    暗号化信号からなる複合無線周波数(RF)信号を復調
    し、復号するための受信機であって、 前記複合RF信号を受信し、複合中間周波数(IF)信
    号を出力するべく接続されたRF周波数逓降変換器と、 局所サンプルクロック信号を出力するための手段と、 前記複合IF信号と前記局所サンプルクロック信号を受
    信し、前記複合IF信号のディジタル同相(I)及び直
    角位相(Q)サンプルを出力するべく接続されたサンプ
    リング回路と、 複数のチャネル回路であって、その各々が前記伝送PR
    N暗号化信号の一つを復調及び復号するためのものであ
    って、他のチャネル回路と並列に接続されて、各チャネ
    ル回路が前記他のチャネル回路と同時に前記ディジタル
    同相(I)及び直角位相(Q)サンプルを受信可能であ
    ることからなる受信機において、前記各チャネル回路
    が、さらに、 期待搬送波位相信号を出力するための手段と、 前記サンプルクロック信号と前記期待搬送波位相信号と
    同期化調整信号とを受信するべく接続され、及び蓄積搬
    送波位相信号とPRNコード位相制御信号とを出力する
    べく接続され、さらに、前記蓄積搬送波位相信号及びコ
    ード位相信号が、単一の数値制御発信器に従って生成さ
    れ、該搬送波及びコード位相信号が、相互に同期されて
    なる、同期化回路と、 前記PRNコード位相制御信号を受信して、局所基準P
    RNコード信号を生成するために接続されたPRNコー
    ド信号発生器と、 前記ディジタル同相(I)及び直角位相(Q)サンプル
    信号を同時に復調及び復号するための手段を含み、前記
    ディジタル同相(I)サンプルと前記ディジタル同相
    (Q)サンプルと前記局所基準PRNコード信号と前記
    蓄積搬送波位相信号とを受信するべく接続されて、前記
    復調手段が前記ディジタル同相(I)及び直角位相
    (Q)サンプルを前記搬送波位相信号により指示される
    量だけ位相回転するためのものであり、前記復調手段が
    前記ディジタル同相(I)及び直角位相(Q)サンプル
    に前記局所基準PRNコード信号を乗じるためのもので
    あり、かくして復号ディジタル同相(I)及び直角位相
    (Q)サンプルを出力するための復号及び搬送波回転手
    段と、 前記復号ディジタル同相(I)及び直角位相(Q)サン
    プルを受信するべく接続されて、第1及び第2コード位
    相遅れの相関電力レベルを判定し、前記第一及び第2位
    相遅れの前記相関電力レベルを比較することにより前記
    同期化回路に前記同期化調整信号を出力するための相関
    器とからなる受信機。
  15. 【請求項15】前記サンプリング回路が、 0、±1、±2、±3の範囲の値を備えたディジタル同
    相(I)及び直角位相(Q)サンプルを発生すること
    と、正負のピーク値を、ディジタル値0及び±1に対応する
    ようにスケーリングして、 前記利得制御入力を調整する
    ための手段を備えていることと、 前記値が、期待する分布にないとき、前記利得制御入力
    を調整することからなる請求項13に記載の受信機。
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