DE69327119T2

DE69327119T2 - Empfänger für pseudozufällige Rauschsignale, der Vielwegverzerrungen durch dynamisches Einstellen der Zeitverzögerung zwischen frühen und späten Korrelatoren kompensiert

Info

Publication number: DE69327119T2
Application number: DE69327119T
Authority: DE
Inventors: Patrick Fenton; Albert J. Van Dierendonck
Original assignee: Novatel Inc
Current assignee: Novatel Inc
Priority date: 1992-01-24
Filing date: 1993-01-22
Publication date: 2000-06-21
Anticipated expiration: 2013-01-23
Also published as: SG43672A1; CA2087909C; AU3197193A; AU660757B2; ATE187254T1; CA2087909A1; EP0552975A3; EP0552975B1; CN1080059A; CN1031843C; EP0552975A2; DK0552975T3; ES2141129T3; DE69327119D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft allgemein digitale Funkgeräte, die pseudozufallsrausch- (PRN-)codierte Signale, z. B. solche, die in Navigationssystemen verwendet werden, empfangen, und insbesondere einen Empfänger, der zur Verwendung in Signalisierumgebungen geeignet ist, die für Mehrwegeausbreitungs- bzw. Mehrwegübertragungsschwund anfällig sind.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Passive Pseudozufallsrausch-(PRN-)Entfernungsmeßsysteme, z. B. das globale Positionierungssystem (GPS) der Vereinigten Staaten und das russische globale Navigationssystem (GLONASS) ermöglichen es einem Anwender, seine geographische Breite, Länge, Höhe und Tageszeit genau zu bestimmen. PRN-Entfernungsmeßsystemempfänger erreichen dies normalerweise, indem sie Ankunftszeitdifferenz- und Dopplermeßtechniken mit zeitlich genau abgestimmten Signalen verwenden, die von auf Umlaufbahnen befindlichen Satelliten gesendet werden. Da nur die Satelliten senden, besteht keine Notwendigkeit für wechselseitiger Übertragung, und daher kann eine unendliche Anzahl von Empfängern simultan bedient werden.
Damit die Empfänger die erforderliche Information extrahieren können, müssen die von den Satelliten gesendeten Signale eine bestimmte Information enthalten. Beispielsweise ist im GPS-System jedes Trägersignal mit niederfrequenten (normalerweise 50 Hz) digitalen Daten moduliert, die die Ephemeris (d. h. Position) des Satelliten, die aktuelle Tageszeit, normalerweise eine genormte Zeit (z. B. die mittlere Zeit Greenwich) und Systemstatusinformation anzeigt.
Jeder Träger ist ferner mit einem oder mehreren eindeutigen hochfrequenten Pseudozufallsrausch-(PRN-)Codes moduliert, die einen Mechanismus bereitstellen, um die Signalübertragungszeit von jedem Satelliten genau zu bestimmen. Für verschiedene Systemanwendungen werden verschiedene Typen von PRN-Codes verwendet. Im GPS-System wird beispielsweise ein sogenannter niederfrequenter "C/A-Code" für preisgünstige, weniger genaue kommerzielle Anwendungen und ein höherfrequenter "P-Code" für militärische Anwendung mit höherer Genauigkeit verwendet.
Ein typischer PRN-Empfänger empfängt also ein Signalgemisch, das aus einem oder mehreren der Signale, die von den Satelliten gesendet werden, die im Sichtbereich, d. h. in direkter Luftlinie, liegen, sowie aus Rauschen und irgendwelchen Störsignalen besteht. Das Signalgemisch wird zunächst an einen Abwärtsumsetzer übergeben, der das ankommende Signalgemisch verstärkt und filtert, es mit einem lokal erzeugten Trägerreferenzsignal mischt und somit ein Zwischenfrequenz-(IF-)Signalgemisch erzeugt. Eine Decodierer- oder Kanalschaltung korreliert dann das Signalgemisch, indem sie es mit einer lokal erzeugten Version des PRN-Codesignals multipliziert, das einem bestimmten Satelliten, der von Interesse ist, zugeordnet ist. Wenn das lokal erzeugte PRN-Codesignal richtig zeitlich abgestimmt ist, werden die digitalen Daten von diesem bestimmten Satelliten richtig detektiert.
Da die von verschiedenen Satelliten gesendeten Signale eindeutige PRN-Codes und/oder eindeutige Trägerfrequenzen verwenden, werden die Empfängersignale von verschiedenen Signalen im Vervielfachungsprozeß automatisch getrennt, solange der lokal erzeugte PRN-Code den richtigen Takt hat. Ein auf einer eingerasteten Verzögerungsschleife beruhendes (DLL-)Verfolgungssystem, das frühe, pünktliche und späte Versionen des lokal erzeugten PRN-Codesignals mit dem empfangenen Signalgemisch korreliert, wird normalerweise auch verwendet, um die PRN-Codesynchronisation in jedem Kanal aufrechtzuerhalten. Die dreidimensionale Position, die Geschwindigkeit und die genaue Tageszeit des Empfängers berechnet, indem die PRN-Codephaseninformation verwendet wird, um die Übertragungszeit von mindestens vier Satelliten zu bestimmen, und indem die Ephemeris- und Tageszeitdaten jedes Satelliten ermittelt werden.
Weitere Information über das Format der GPS-CDMA-Systemsignale findet man in "Interface Control Document ICD-GPS-200. 26. September 1984", veröffentlicht von Rockwell International Corporation, Satellite Systems Division, Downey, California 90241.
Weitere Information über das Format der GLONASS-Systemsignale findet man in "The GLONASS System Technical Characteristics and Performance", Arbeitspapier, Special Committee on Future Air Navigation Systems (FANS), International Civil Aviation Organization (ICAO), Viertes Meeting. Montreal, Quebec, Canada, 2. bis 20. Mai 1988.
Der Entwickler von PRN-Empfängern steht vor einer Anzahl von Problemen. Ein Problem ist die genaue Phasen- und Frequenzverfolgung der empfangenen Signale; andere Probleme sind die Korrektur der relativen Divergenz zwischen den empfangenen Signalen und der lokalen PRN-Codesignalgeneratoren bei Vorhandensein einer ionosphärischen Störung. Da GPS- Systeme auf einer direkten Luftlinie zur Ausbreitung ihrer Nachrichten beruhen, kann ferner jeglicher Mehrwegeausbreitungsschwund außerdem Empfangssignaltaktschätzwerte verzerren.
Infolgedessen verwenden die meisten heutigen PRN-Empfänger einen DLL- Zeitverzögerungsabstand von einer PRN-Codebit-(oder Chip-)Zeit. Historisch gesehen gibt es verschiedene Gründe für dieses Festhalten an einen Chipzeitabstand.
Beispielsweise arbeiteten PRN-Empfänger in der Anfangszeit ausnahmslos mit dem P- Code oder einer von vielen verschiedenen hohen Frequenzen. Da die P-Code-Chipzeit im Vergleich zum Korrelator-DLL-Abstand relativ schmal ist, wurde befürchtet, daß Doppler- oder Zufallsrauscheinbeziehung einen Verlust der PRN-Codesynchronisation bewirken würden, wenn der Korrelatorabstand eingeengt würde.
Ferner ist ein schmalerer Korrelatorabstand nicht besonders erwünscht, da er die Zeit erhöht, die erforderlich ist, um ein gegebenes PRN-Signal zu synchronisieren. Dies ist von besonderem Interesse bei PRN-Entfernungsmeßsystemen, bei denen häufig viele Codes und Codeverzögerungen ausprobiert werden müssen.
Schließlich ist man von folgendem ausgegangen: Da ein eingeengter Korrelatorabstand eine höhere Präkorrelationsbandbreite erfordert, waren die resultierenden höheren Abtastraten und höheren digitalen Signalverarbeitungsraten nicht gerechtfertigt.
EP-A-0488739 offenbart einen Empfänger für pseudozufallsrauschcodierte Signale, der aus einer Abtastschaltung und einer Mehrkanalschaltung besteht. Der Empfänger weist mehrere digitale Korrelatoren auf, die digitale Abtastwerte eines ankommenden Signalgemischs mit einem lokal erzeugten PRN-Code vergleichen, um frühe, späte und/oder pünktliche Korrelationssignale zu erzeugen, die verwendet werden, um den lokalen PRN-Code einzustellen bzw. zu regulieren.
EP-A-0460862 offenbart einen GPS-Empfänger, der entweder mit P-Code- oder C/A-Code- Signalen arbeitet. Der Empfänger verwendet einen festen Korrelatorabstand, der für den Code geeignet ist, d. h. entweder für den P-Code oder für den C/A-Code, den der Empfänger für Erfassungs- und Verfolgungsvorgänge verwendet.
Benötigt wird eine Methode zur Verringerung der Verfolgungsfehler, die bei PRN- Entfernungsmeßempfängern, insbesondere bei niederfrequenten C/A-Code-Empfängern, bei Vorhandensein von Mehrwegeausbreitungsschwund vorkommen, ohne daß sich die Signalerfassungsfähigkeit des Empfängers verschlechtert oder die Fehler sich infolge einer Dopplerverschiebung, plötzlicher Empfängerbewegung oder anderer Rauschquellen erhöhen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung stellt einen Empfänger, wie er im beigefügten Anspruch 1 ausgeführt ist, und ein Verfahren zur Demodulation und Decodierung eines Signalgemischs bereit, wie es im beigefügten Anspruch 11 ausgeführt ist.
Kurz gesagt, betrifft die Erfindung einen verbesserten Empfänger für pseudozufallsrausch-(PRN-)codierte Signale, der aus einer Abtastschaltung, mehreren Träger- und Codesynchronisationsschaltungen und mehreren digitalen Korrelatoren besteht, die eine eingerastete Verzögerungsschleife (DLL) mit einem dynamisch regulierbaren Codeverzögerungsabstand bilden.
Die Abtastschaltung übergibt mit hoher Rate ermittelte digitale Abtastwerte eines empfangenen Signalgemischs an jeden der verschiedenen Empfängerkanäle. Jeder Empfängerkanal weist eine Synchronschaltung und zumindest zwei Autokorrelatoren auf. Die Synchronschaltungen sind nichtkohärent in dem Sinne, daß sie Phasenverschiebungen im empfangenen Signal verfolgen und die Frequenz und die Phase eines lokal erzeugten Trägerreferenzsignals dementsprechend regulieren, auch bei Vorhandensein einer Doppler- bzw. ionosphärischen Störung. Die Autokorrelatoren in jedem Kanal bilden eine eingerastete Verzögerungsschleife (DLL), die digitale Abtastwerte des Signalgemischs mit lokal erzeugten PRN-Codewerten korreliert, um eine Vielzahl von (frühen, späten) oder (pünktlichen, früh-minus-späten) Korrelationssignalen zu erzeugen. Der Zeitverzögerungsabstand zwischen den (frühen, späten) und (pünktlichen, früh-minus-späten) Korrelationssignalen ist dynamisch regulierbar. Somit ist während eines anfänglichen Erfassungsmodus der Verzögerungsabstand relativ breit, in der Größenordnung von annähernd einer PRN-Codechipzeit. Wenn PRN-Codesynchronisation erreicht worden ist, wird der Codeverzögerungsabstand bis zu einem Bruchteil der PRN-Codechipzeit eingeengt.
Es bestehen mehrere Vorteile bei dieser Anordnung, insbesondere in Umgebungen wie beispielsweise GPS-C/A-Codeanwendungen, bei denen die Verzerrung durch Mehrwegeausbreitung im empfangenen Signalgemisch die gleiche Größenordnung hat wie eine PRN-Codechipzeit. Der PRN-Empfänger ist in der Lage, Träger- und Codesynchronisation über einen breiten Bereich von Arbeitsbedingungen zu erreichen, und wenn er synchronisiert ist, bleibt er auch bei Vorhandensein einer Verzerrung durch Mehrwegeausbreitung synchronisiert.
Rauschreduzierung wird mit einem schmaleren DLL-Abstand erreicht, da der nichtkohärente Synchronisierer Rauschkomponenten der (frühen, späten) oder (pünktlichen, früh-minus-späten) Signale bereitstellt, die korreliert werden und somit die Tendenz haben, sich einander aufzuheben.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die oben beschriebenen und weitere Vorteile der Erfindung werden mit Bezug auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen besser verständlich.
Dabei zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines PRN-Empfängers, der erfindungsgemäß arbeitet, einschließlich seiner Abwärtsumsetzer-, Abtaster-, Kanal- und Prozessorschaltungen;
Fig. 2 ein Blockschaltbild der Abwärtsumsetzerschaltung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild der Kanalschaltung;
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Träger/Codesynchronisationsschaltung, die in jeder Kanalschaltung verwendet wird;
Fig. 5 ein Zeitdiagramm, das die relative Dauer verschiedener Abschnitte eines empfangenen PRN-Signals zeigt;
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Korrelatorschaltung, die in jeder Kanalschaltung verwendet wird;
Fig. 7 eine Signalflußdiagrammdarstellung der Vorgänge in der eingerasteten Verzögerungsschleife (DLL), die von der Korrelatorschaltung und den Prozessorschaltungen durchgeführt werden, um eine PRN-Codesynchronisation zu erreichen;
Fig. 8 ein Diagramm einer berechneten Verfolgungsfehlerhüllkurve gegen Mehrwegeausbreitungsverzögerung bei verschiedenen Korrelatorcodeverzögerungsabständen und Präkorrelationsfilterbandbreiten;
Fig. 9 ein Diagramm berechneter Verfolgungsfehlerhüllkurven gegen Mehrwegeausbreitungsverzögerung bei verschiedenen Korrelatorcodeverzögerungsabständen bei einer Präkorrelationsfilterbandbreite von 20 Megahertz (MHz);
Fig. 10 ein Diagramm der Differenz zwischen der Pseudoentfernungs-(PR-) und der akkumulierten Delta-Entfernungs-(ADR-)Messung gegen Zeit bei verschiedenen PRN- Entfernungsmeßempfänger in einer Mehrwegeausbreitungsumgebung, wobei die Verbesserung die durch die Erfindung bewirkt wird, deutlich wird; und
Fig. 11 ein Diagramm der Differenzmessung gemäß Fig. 10, wobei P-Codedaten von den beiden C/A-Codedatenkurven subtrahiert werden, was ferner die Verringerung der Varianz der Entfernungsmessungen deutlich macht, die erfindungsgemäß möglich ist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ZUR VERANSCHAULICHUNG DIENENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Wenn man die Zeichnungen betrachtet, so ist Fig. 1 ein Gesamtblockschaltbild eines Pseudozufallsrausch-(PRN-)Entfernungsmeßempfängers 10, der erfindungsgemäß aufgebaut ist. Er weist eine Antenne 11, einen Abwärtsumsetzer 12, einen Gleichphasen- und Quadraturphasenabtaster 14, einen Prozessor 16, einen Steuerbus 18, einen Kanalbus 20 und mehrere Kanäle 22a, 22b, ... 22n (die Kanäle mit dem Sammelbezugszeichen 22) auf. Der dargestellte Empfänger 10 wird in erster Linie als Empfänger beschrieben, der innerhalb des globalen Positionierungssystems (GPS) der Vereinigten Staaten betrieben wird, das die sogenannten CIA-Codes verwendet, wobei jedoch auch Anpassungen an anderer PRN- Entfernungsmeßsysteme möglich sind.
Die Antenne 11 empfängt ein Signalgemisch Cs, das aus den Signalen besteht, die von allen beteiligten Satelliten im Sichtbereich, d. h. in direkter Luftlinie mit der Antenne 11, übertragen werden. Wenn das GPS-System vollständig weltweit arbeitet, sind 24 Satelliten in Betrieb, wobei immerhin 11 GPS-Satelliten gleichzeitig an bestimmten Orten empfangen werden.
Das Signalgemisch Cs wird an den Abwärtsumsetzer 12 übergeben, um ein Zwischenfrequenzsignal IF bereitzustellen, das eine abwärtsumgesetzte und gefilterte Version des Signalgemischs Cs ist. Der Abwärtsumsetzer 12 erzeugt auch ein Abtasttaktsignal Fs, das die Zeitpunkte anzeigt, zu denen Abtastwerte des IF-Signals vom Abtaster 14 abzunehmen sind. Der Abwärtsumsetzer 12 wird ausführlicher in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben.
Der Abtaster 14 empfängt das IF- und das Fs-Signal und übergibt digitale Abtastwerte des IF-Signals über den Kanalbus 20 an die Kanäle 22. Die Abtastwerte bestehen aus Gleichphasen-(Is-) und Quadraturphasen-(Qs-)Amplitudenabtastwerten des IF-Signals, die zu den Zeiten abgenommen werden, die vom Fs-Signal angezeigt werden, und zwar normalerweise von einem Analog-Digitalumsetzer, der bei Phasendrehungen der Trägerfrequenz des IF-Signals von genau 90º abtastet. Das Nyquist-Abtasttheorem besagt, daß die Abtastrate mindestens dem Doppelten der Bandbreite des IF-Signals entspricht. Wenn das digitale Abtasttaktsignal Fs nach diesen Richtlinien gewählt wird, sind die Ausgangsabtastwerte des Abtasters 14 somit in einer Reihenfolge von Gleichphase und Quadraturphase, nämlich I, Q, -I, -Q, I,Q ... usw. Die I- und Q-Abtastwerte werden dann auf getrennten Signalbussen IS und QS zusammen mit dem Fs-Signal zu den Kanälen 22 geführt.
Es ist festgelegt, daß jeder Kanal 22 das Signal verarbeitet, das von einem der Satelliten gesendet wird, der sich gegenwärtig im Sichtbereich der Antenne 11 befindet. Ein gegebener Kanal 22 verarbeitet also die Is und Qs-Signale und verfolgt den Träger und den Code des Signals, das von dem ihm zugewiesenen Satellit gesendet wird.
Insbesondere verwendet jeder Kanal 22 eine Träger/Codesynchronisationsschaltung, um die Frequenz und die Phase des PRN-codierten Trägersignals zu verfolgen, indem eine erwartete Dopplerverschiebung beibehalten wird, die dem gewünschten Satelliten allein eigen ist. Jeder Kanal 22 behält auch eine Phasenverriegelung mit dem lokal erzeugten PRN- Codereferenzsignal bei, indem zwei Korrelatoren verwendet werden, die als eingerastete Verzögerungsschleife (DLL) verbunden sind.
Das lokal erzeugte PRN-Codereferenzsignal wird dann verwendet, um die Daten vom zugewiesenen Satelliten zu decodieren. Die resultierenden decodierten Daten, einschließlich der Ephemeris, der Tageszeit und der Statusinformation des Satelliten sowie die lokal erzeugte PRN-Codephasen- und Trägerphasenmessungen werden über den Steuerbus 18 an den Prozessor 16 übergeben. Die Kanäle 22 sind ausführlich in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.
Der Abtaster 14 und die Kanäle 22 werden vom Prozessor 16 über den Steuerbus 18 gesteuert. Der Prozessor 16 weist eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) 162 auf, die normalerweise über einen Mehrfachbitdatenbus DATA, einen Adreßbus ADDR und Steuersignale CTRL und eine synchrone Controllerschaltung 164 eine synchrone Eingabe/Ausgabe (I/O) und über die Interruptsignale INT und eine Interrupt-Controllerschaltung 166 eine Interrupt- I/O unterstützt. Ein Zeitgeber 168 stellt bestimmte Taktsignale, z. B. das Messungsauslösesignal MEAS, bereit. Der Betrieb des Prozessors 16 und seine verschiedenen Funktionen, die in der Software implementiert sind, werden in der nachfolgenden Beschreibung besser verständlich.
Gemäß Fig. 2 weist der Abwärtsumsetzer 12 ein Bandpaßfilter 120, einen rauscharmen Verstärker 121, einen Mischer 122, ein Zwischenfrequenzfilter 123 und einen Endverstärker 124 auf.
Das Signalgemisch Cs, das von der Antenne 11 kommend empfangen wird, besteht normalerweise aus PRN-modulierten Signalen von allen Satelliten im Sichtbereich (d. h. in direkter Luftlinie vom Empfänger 10), aus Störsignalen und Rauschen. Die PRN-modulierten Signale, die von Interesse sind, verwenden normalerweise L-Bandträgerfrequenzen - die Trägersignale, die von verschiedenen PRN-Entfernungsmeßsystemen verwendet werden, sind folgende: PARAMETER FÜR BESTIMMTE PRN-ENTFERNUNGSMEßSYSTEME
Natürliches Hintergrundrauschen mit etwa -204 dBW/Hz wird normalerweise auch bei den L- Bandsignalen eingemischt.
Das Signalgemisch Cs wird zuerst an das Bandpaßfilter 120 übergeben, das ein Filter mit einer geringen Einfügungsdämpfung ist, das einen Bandpaß in der gewünschten Trägerfrequenz aufweist. Das Bandpaßfilter 120 sollte ausreichend breit sein, um verschiedene Oberwellen der PRN-Codechips durchzulassen. In der bevorzugten Ausführungsform für GPS-C/A-Codeempfang beträgt diese Bandbreite mindestens 10 MHz.
Nachdem das empfangene Signal durch den rauscharmen Vorverstärker 121 gelaufen ist, setzt es der Mischer 122 aus der Trägerfrequenz in eine gewünschte Zwischenfrequenz abwärts um, die im Frequenzbereich des Abtasters 14 liegt. Das Zwischenfrequenzfilter 123 ist auch ein Bandpaßfilter. Es dient als Präkorrelationsfilter, das eine ausreichend schmale Bandbreite aufweist, um unerwünschte Signale zu entfernen, aber ausreichend breitbandig ist, um die gewünschte Bandbreite für eine Detektion zu erhalten. Wie später beschrieben wird, beeinträchtigt die Bandbreite, die für dieses Präkorrelationsfilter 123 gewählt wird, die Leistung des Empfängers 10 bei Mehrwegeausbreitungsschwundumgebungen deutlich und beträgt wiederum normalerweise mindestens 10 MHz.
Der Endverstärker 124 wird verwendet als Vorverstärkungsstufe, um das Ausgangs-IF- Signal mit einer entsprechenden Verstärkung bereitzustellen. Obwohl der dargestellte Abwärtsumsetzer 12 ein einstufiger Abwärtsumsetzer ist, könnten natürlich auch zusätzliche Zwischenstufen vorhanden sein.
Ein lokaler Referenzoszillator 125 übergibt ein frequenzstabiles digitales Signal als Abtasttaktsignal Fs sowohl an den Synthesizer 132 als auch an den Abtaster 14 (Fig. 1). Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 131, der auch mit dem Referenzoszillator 125 gekoppelt ist, erzeugt ein analoges lokales Oszillatorreferenzsignal L0, dessen Frequenz eine vorbestimmte Oberwelle der Grundfrequenz des digitalen Referenzsignals Fs ist. Dies erfolgt durch den Synthetisizer 132, der die Frequenz des L0-Signals durch eine vorbestimmte Zahl teilt, es mit dem Abtasttaktsignal Fs multipliziert und dieses Ausgangssignal dann an ein Tiefpaßfilter 133 übergibt, das seinerseits eine Steuerspannung an den VCO 131 übergibt. Der VCO übergibt das Referenzsignal L0 an den Synthetisizer 132 und an den Mischer 122.
Ein typischer Kanal 22n ist in Fig. 3 dargestellt. Er weist eine Träger/Codesynchronisiererschaltung 220, einen PRN-Codegenerator 230, zwei Korrelatoren 240a und 240b (Korrelatoren mit dem Sammelbezugszeichen 240) und eine Codeverzögerungsleitung auf, die aus den Flipflops 250 und 251, dem Exklusiv-ODER-Gatter 255 und einem Schalter 256 besteht.
Kurz gesagt, ist der Synchronisierer 220 ein einzelner numerisch gesteuerter Oszillator (NCO), der den Abtasttakt Fs und entsprechende Anweisungen vom Prozessor 16 verwendet, um die Steuersignale bereitzustellen, die vom PRN-Codegenerator 230 und von den Korrelatoren 240 gefordert werden, um die Frequenz und jeden Trägerphasenfehler, der durch den verbleibenden Dopplereffekt verursacht wird, nichtkohärent zu verfolgen sowie den PRN- Code zu verfolgen.
Der Codegenerator 230 verwendet Signalimpulse, die vom Synchronisierer 220 ausgegeben werden, um ein lokales PRN-Referenzsignal PRN CODE zu erzeugen, das dem PRN- Code entspricht, der dem Satelliten zugeordnet ist, der einem Kanal 22n zugewiesen ist. Das PRN CODE-Signal wird auch an die Verzögerungsleitungsflipflops 250 und 251 übergeben, die das PRN-Codesignal mit gewählten Verzögerungen über das Ausschließlich-ODER-Gatter 255 und den Schalter 256 an die Korrelatoren 240 übergeben. Die PRN-Codegeneratoren, z. B. der Codegenerator 230, sind bekannt.
Die Korrelatoren 240 empfangen außerdem die Is-, - und Fa-Signale vom Kanalbus 20. Sie können in zwei Modi konfiguriert sein - der Schalter 256 wird verwendet, um zwischen den Modi zu wählen. Im ersten (frühen, späten) Modus ist der Korrelator B 240b als früher Korrelator und der Korrelator A 240a als später Korrelator konfiguriert. Dieser erste Modus wird vorzugsweise zur anfänglichen PRN-Codesynchronisation verwendet. In einem zweiten (pünktlichen, früh-minus-späten) Modus ist der Korrelator B 240b als "früh-minus- spät" und der Korrelator A 240a als pünktlich konfiguriert. Dieser zweite Modus wird zur Träger- und PRN-Codeverfolgung verwendet. Beide Korrelatoren 240 korrelieren, drehen und akkumulieren die Is- und Qs-Abtastwerte und übergeben die akkumulierten Abtastausgangssignale IA, QA und IB, QB an den Prozessor 16.
Fig. 4 ist ein ausführliches Blockschaltbild des Träger/Codesynchronisierers 220, der ein Register für erwartete Dopplerraten 221, ein Register für akkumulierte Delta- Entfernungsmessung (ADR-Register) 222 und einen Feinchipzähler 224 aufweist. Die Codephasengeneratorschaltung 226 weist einen Teilchipzähler 226a, einen Chipzähler 226b, einen Epochenzähler 226d und einen P-Komparator 226p und einen L-Komparator 2261 auf. Puffer 227, 228 und 229 ermöglichen es, daß der Prozessor 16 den Inhalt der verschiedenen lädt, liest, einer Addition zum oder einer Subtraktion vom Inhalt der verschiedenen Zähler und Register unterzieht.
Der Synchronisierer 220 nimmt das Abtasttaktsignal Fs vom Kanalbus 20, einen erwarteten Dopplerwert EDOPP und korrigierte Werte für die Register und Zähler 222, 224 und 226 vom Steuerbus 18 an. Als Antwort auf diese Eingangssignale übergibt er ein Taktsignal E und ein Rücksetzsignal RST an den PRN-Codegenerator 230 und übergibt außerdem Taktsignale P und L an die Verzögerungsleitungsflipflops 250 und 251 (Fg. 3) und übergibt Interruptsignale INT1, INT4 und INT20 an den Steuerbus 18. Eine Momentanträgerphasenwinkelschätzung wird auch über die Bits π&sub0;, π&sub1; ... πn an die Korrelatoren 240 übergeben.
Der Inhalt des ADR-Registers 222 und des Codephasengenerators 226 stellt eine Momentanschätzung der Übertragungszeit des bestimmten Satellitensignals dar, das einem Kanal 22n zugewiesen ist. Die Differenz zwischen dieser Schätzung der Übertragungszeit und der Tageszeit des Empfängers (geschätzt vom Zeitgeber 168 in Fig. 1) wird dann als Laufzeit dieses Signals plus irgendeine Empfängertaktverschiebung angenommen. Durch Multiplizieren der Laufzeit mit der Lichtgeschwindigkeit erfolgt eine genaue Messung der Entfernung vom Empfänger 10 bis zum zugewiesenen Satelliten. Diese Messungen treten zu einer gewählten Zeit auf, die vom Messungsauslöseimpuls MEAS des Zeitgebers 168 angezeigt wird, und werden normalerweise bei allen Kanälen 22 gleichzeitig durchgeführt. Die resultierende Entfernung bis zu jedem Satelliten wird dann vom Prozessor 16 verwendet, um die Position des Empfängers 10 zu berechnen.
Bevor mit einer weiteren Beschreibung der verschiedenen Komponenten des Synchronisierers 220 fortgefahren wird, wird Fig. 5 beschrieben, die in einem verzerrten zeitlichen Maßstab die relativen Zeitdauern verschiedener Komponenten eines PRN- Entfernungssignals und bestimmter anderer Signale in einer bevorzugten Ausführungsform des Synchronisierers 220 zeigt. Wenn man beispielsweise in Fig. 5 unten beginnt, so hat ein einzelner Trägerzyklus eine bestimmte Dauer C. Ein einzelner Zyklus des digitalen Abtastsignaltakts Fs besteht aus K, Trägerzyklen. Ein PRN-Codechip weist N Zyklen des Fs- Signals auf, und eine PRN-Codeepoche besteht aus Z PRN-Codechips, wobei Z auch als Sequenzlänge des PRN-Codes bekannt ist. Ein Datenbit besteht normalerweise aus T PRN- Codeepochen. In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die geeignet ist, die GPS L1-Entfernungsmeßsignale zu empfangen, beträgt die Trägerfrequenz 1575,42 MHz, und K ist 77, so daß Fs gleich 20,46 MHz ist. Außerdem ist N gleich 20, so daß die PRN-Codechiprate 1,023 MHz beträgt, und Z ist 1023, so daß die PRN-Codeepochenrate 1 kHz beträgt. T ist auch 20, so daß die Datenbitrate 50 Hz beträgt.
Mit Bezug auf Fig. 4 wird nachstehend der Synchronisierer 220 ausführlicher beschrieben. Das Register für erwartete Dopplerraten 221 wird über den Prozessorbus 18 mit einem geschätzten Dopplereffekt EDOPP für den bestimmten Satelliten geladen, der vom Kanal 22n verfolgt wird. In den meisten Fällen, z. B. wenn der Empfänger 10 für eine bestimmte Zeit betrieben worden ist, kann die EDOPP-Schätzung bereits von Satelliten empfangenen Almanachdaten entnommen werden, mit denen der Empfänger synchronisiert worden ist, da die Almanachdaten von jedem Satelliten eine geschätzte Position und einen geschätzten Sichtbereich aller anderen arbeitenden Satelliten aufweisen. Wenn jedoch diese Almanachdaten nicht verfügbar sind, z. B. wenn der Empfänger 10 zuerst eingeschaltet wird, wird dieser Schätzwert durch schrittweise Annäherungstechniken bestimmt, die nachstehend ausführlicher beschrieben werden.
Der Dopplerwert ist in Träger-Dopplerzyklen pro FS-Impuls festgelegt. Wenn beispielsweise die erwartete Dopplerfrequenz +4,45 Kilohertz (kHz) beträgt, was eine mögliche Dopplerfrequenz für stationäre Empfänger und einen sich nähernden Satelliten ist, führt eine Teilung durch eine typische Fs-Frequenz von 20,46 MHz bei der GPS L1- Ausführungsform zu einer erwarteten Dopplerverschiebung von annähernd 0,00044 Trägerzyklen pro Fs-Impuls. Wenn der Dopplerwert auf diese Weise festgelegt ist, ist der immer kleiner als eins.
Die ADR 222 wird in einen Gesamtzyklusabschnitt 222w und in einen Teilzyklusabschnitt 222p geteilt. Wie gezeigt, ist ein Addierer 223 so eingerichtet, daß der Inhalt des Dopplerregisters 221 bei Auftreten jedes Fs-Impulses zum Teilzyklusabschnitt 222p der ADR 222 addiert wird. Die höchstwertigen Bits π&sub0;, π&sub1; ... πn des Teilzyklusabschnitts 222p stellen somit einen erwarteten Momentanträgerphasenwinkel in Zyklen bereit.
Wenn das Teilzyklusregister 222p einen Übertrag hat, wird der ganzzahlige Abschnitt 222w inkrementiert, und der Feinchipzähler 224 wird auch inkrementiert. Wenn das Teilzyklusregister 222p einen negativen Übertrag erfordert, dann werden der gesamtzahlige Abschnitt 222w und der Feinchipzähler 224 dekrementiert.
Der Teilchipzähler 226a wird vom Fs-Signal getaktet und vom Feinchipzähler 224 gesteuert. Der Teilchipzähler 226a ist nominell ein 0 bis N-1-Zähler, der direkt vom FS- Signal gesteuert wird, kann jedoch eingestellt werden, um in Abhängigkeit vom Zustand des Feinchipzählers 224 einen Extrazyklus oder einen Zyklus weniger zu zählen. Insbesondere wenn der Feinchipzähler einen Übertrag hat, d. h. von K-1 auf 0 inkrementiert, wird vom Feinchipzähler 226a ein Zyklus gestohlen, um ihn mit der ADR 222 synchron zu halten. Das heißt, dieses Ereignis bewirkt, daß der Teilchipzähler 226a bei einer Wiederholung nur bis N-2 zählt.
Wenn der Feinchipzähler 224 einen negativen Übertrag hat, d. h. von 0 auf K-1 dekrementiert, wird zum Teilchipzähler 226 ein Zyklus addiert, so daß er bei einer Wiederholung von 0 bis N zählt.
Durch periodisches Entfernen oder Hinzufügen eines Zyklus des Abtasttakts Fs bleibt der lokal erzeugte PRN-Code (wie er durch die Ausgangssignale RST und E des Codephasengenerators 226 gesteuert wird) mit der lokal erzeugten Trägerphase (wie sie durch den Zustand der ADR 222 angezeigt wird) synchronisiert. Solange bei dieser Anordnung die Trägerphase, die von der ADR 222 angezeigt wird, mit dem ankommenden Träger synchronisiert bleibt, bleibt der Codephasengenerator 226 mit dem ankommenden PRN-Code synchronisiert. Dies erfolgt nichtkohärent in dem Sinne, daß das lokale Referenzsignal Fs mit dem Träger des Zwischenfrequenzsignals IF nicht phasenverriegelt bleiben muß, damit der PRN-Codegenerator 230 phasenverriegelt bleiben kann.
Das höchstwertige Bit des Teilchipzählers 226a wird als das frühe Taktsignal E verwendet, um eine PRN-Codechipflanke anzuzeigen. Das frühe Taktsignal E wird wiederum verwendet, um den lokalen PRN-Codegenerator 230 zu takten. In der bevorzugten Ausführungsform für den GPS L1-Träger zählt der Teilchipzähler 226a von null bis neunzehn, da N gleich zwanzig ist, d. h. es gibt zwanzig Fs-Zyklen pro PRN-Codechip (Fig. 6).
Der P-Komparator 226p und der L-Komparator 2261 sind jeweils verbunden, um den Inhalt des Teilchipzählers 226a zu empfangen. Der P-Komparator 226p übergibt ein P- Taktsignal, das als pünktlicher Indikator verwendet wird, an das Verzögerungsflipflop 250. Ein Impuls wird immer dann beim P-Taktsignal ausgegeben, wenn der Inhalt des Teilchipzählers 226a dem Inhalt eines Registers im P-Komparator 226p entspricht. Ebenso übergibt der L-Komparator 2261 ein L-Taktsignal, das eine späte Anzeige ergibt, an das Verzögerungsflipflop 251. Die Inhalte des P- und L-Komparators können über den Steuerbus 18 geschrieben werden, um die relative Zeitverzögerung zwischen dem E- und dem P- Taktsignal und dem P- und dem L-Taktsignale einzustellen. Wie nachstehend beschrieben, werden das E-, P- und L-Taktsignal verwendet, um die Korrelatoren 240 zu steuern, um frühe und späte und pünktliche und früh-minus-späte eingerastete Verzögerungsschleifen (DLLs) zu steuern.
Der Chipzähler 226b wird verwendet, um die Dauer einer vollständigen PRN- Codesequenz zu bestimmen. Bei der GPS-Ausführungsform gibt es 1023 C/A-Codechips in einer PRN-Codeepoche, und daher zählt der Chipzähler 226b von null bis 1022. Das höchstwertige Bit INT1 zeigt das Ende einer vollständigen PRN-Codeepoche an; es wird verwendet, um den lokalen PRN-Codegenerator 230 zurückzusetzen. Ein weiteres Taktsignal INT4, das viermal so groß ist wie die Rate von INT1 (d. h. das dritthöchstwertige Bit des Chipzählers 226b), wird auch erzeugt. Sowohl INT1 als auch INT4 werden verwendet, um den Prozessor 16 zu unterbrechen, um die Korrelatoren 240 während einer anfänglichen Mitnahmesequenz zu bedienen, wie nachstehend beschrieben wird.
Schließlich wird der Epochenzähler 226d verwendet, um nach T PRN-Codeepochen das Ende eines Datenbits anzuzeigen. Diese Anzeige ist durch das höchstwertige Bit des Epochenzählers 226d gegeben, das als das INT20-Signal ausgegeben wird.
Die Trägerverfolgungsschleife ist von sich aus viel sensibler als die Code-DLL und ist in der Lage, kleine Änderungen extrem genau zu messen. Wenn man annimmt, daß die Trägerschleife eine richtig Verfolgung durchführt, versetzt der Feinchipzähler 224 in Verbindung mit dem Teilchipzähler 226a den Kanal 22n in die Lage, irgendeine Relativbewegung des Empfängers ZO in bezug auf den Satelliten genau zu verfolgen.
Mit kurzem Bezug auf Fig. 3 wird nachstehend der Betrieb der Korrelatoren 240 als DLLs ausführlicher beschrieben. Man kann erkennen, daß das PRN CODE-Signal an das erste Flipflop 250 übergeben wird, das wiederum vom pünktlichen Taktsignal P getaktet wird. Somit stellt das Q-Ausgangssignal des Flipflops 250 ein lokal erzeugtes PRN- Codereferenzsignal bereit, das mit dem erwarteten PRN-Code genau ausgerichtet ist, der auf das Trägersignal vom Satelliten aufmoduliert wurde. Das Q-Ausgangssignal des Flipflops 250 wird an den PRN CODE-Eingang des Korrelators 240a sowie an den Eingang des Flipflops 251 übergeben. Das Flipflop 251 wird vom späten Taktsignal L getaktet; in der bevorzugten Ausführungsform stellt das Flipflop 251 dann ein spätes PRN-Codereferenzsignal bereit, das relativ zum Q-Ausgangssignal des Flipflops 250 verzögert worden ist.
Der Schalter 256, der vom Prozessor 16 gesteuert wird, bestimmt den Modus des Korrelators 240b. Wenn der Schalter 256 direkt mit dem +1-Eingang verbunden ist, wird ein erster Modus eingegeben, der als (früh, spät) bezeichnet wird und in dem der Korrelator 240b als früher Korrelator fungiert, da der PRN CODE direkt an den PRN CODE-Eingang des Korrelators 240b übergeben wird, synchron mit dem frühen Taktsignal E.
Der (frühe/späte) Modus wird für Codedurchsuchungs- und Mitnahmemodi verwendet. Um die PRN-Codephase einzustellen, wird jede Differenz der Signalstärke zwischen dem frühen und dem späten Korrelator (wie sie durch Summierung des I- und Q-Kanalsignalpegels sowohl im frühen als auch im späten Korrelator geschätzt wird) vom Prozessor 16 ermittelt, der wiederum bewirkt, daß über den Puffer 229 ein anderer Wert in den Codephasengenerator 226 geladen wird.
Wenn der Schalter 256 in der dargestellten Position ist, ist der zweite oder (pünktliche, früh-minus-späte) Modus freigegeben, in dem das Ausschließlich-ODER-Gatter 255 ein "früh-minus-spätes" Taktsignal E-L bereitstellt, um den Korrelator 240b freizugeben. Dieser Modus wird verwendet für eine gleichbleibende Verfolgung und ermöglicht bei Vorhandensein von Mehrwegeausbreitungsschwund eine erhöhte Codephasenmeßgenauigkeit.
In beiden Modi kann der Zeitverzögerungsabstand zwischen dem E-, P- und L-Signal eingestellt werden, indem die Werte im P- und L-Register 226 geändert werden. In der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung zählt der Teilchipzähler 226a in 1/20teln einer C/A-Codechipzeit, so daß der Abstand von einer (1) C/A-Codechipzeit immerhin bis 0,05 einer C/A-Codechipzeit gewählt werden kann.
Mit Bezug auf Fig. 6 wird nachstehend der Betrieb eines typischen Korrelators 240a ausführlicher verständlich beschrieben. Der Korrelator 240 besteht aus einer Decodier- und Drehlogik 242, einem Paar Addierern 243i und 243q, einem Paar Registern 244i und 244q und einem Paar Puffern 245i und 245q. Der Korrelator 240a nimmt die Is- und QS-Abtastwerte und den Abtasttakt Fs und IORQ vom Kanalbus 20 zusammen mit den Momentanträgerphasenbits π&sub0;, π&sub1; ... πn vom Synchronisierer 220 und das PRN-Codesignal von der Verzögerungsleitung 250 an. Der Korrelator 240b empfängt auch ein Steuerleitungsfreigabesignal EN. Bei den Korrelatoren 240a ist dieses Steuerleitungs-EN dauerhaft freigegeben. Die Korrelatoren 240 empfangen also über den Steuerbus 18 Korrelatorladeimpulse CLDX vom Interruptcontroller 166.
Im Betrieb multipliziert der Korrelator 240a die ankommenden Abtastwerte Is und Qs mit dem lokal erzeugten PRN-Codereferenzsignal, dreht das Ergebnis um den Momentanträgerphasenwinkelschätzwert, wie der durch die Bits π&sub0;, π&sub1; ... πn dargestellt, und akkumuliert das Ergebnis dann unter Verwendung der Addierer 243 in den Registern 224. Der Inhalt der Register 244 wird bei jedem CLDx-Impuls an die Puffer 245 und dann an den Prozessor 16 übergeben. Die Register 244 werden gelöscht, um die nächste Akkumulation zu starten.
Die Decodier- und Drehlogik 242 führt die folgende Arithmetik mit ihren Eingangssignalen durch:
ID = Is·PRN·cos(θ) + Qs·PRN·sin(θ)
QD = Qs·PRN·cos(θ) - Is·PRN·sin(θ)
wobei PRN der aktuelle Wert des PRN CODE-Eingangssignals und θ die Momentanträgerphasenschätzung ist, die durch die Bits π&sub0;, π&sub1; .. πn dargestellt wird. Durch Ausführung der Codekorrelation und das Entfernen der Momentan-Doppler-Verschiebung in dem gleichen Vorgang bei jedem Fs-Taktimpuls können Signale mit sehr hohen Dopplerverschiebungen verarbeitet werden, bevor ein deutlicher Leistungsverlust eintritt.
Die Addierer 243 und die Register 244 führen eine niederfrequente Filterfunktion mit den ID- und QD-Daten aus, und zwar durch einfache Akkumulation aufeinanderfolgender Abtastwerte, um gemittelte Gleichphasen- und Quadraturphasenabtastwerte IA und QA zu erzeugen.
Die Dopplerfrequenzschätzung EDOPP wird vom Prozessor 16 beibehalten, und zwar entweder unter Verwendung einer automatischen Frequenzregelungs-(AFC-)Technik und oder einer Phasenregelschleifen-(PLL-)Technik. Die AFC-Regelungsmethode verwendet eine Frequenzfehlerschätzschaltung F&sub0; = IA(t-1)*QA(t)-IA(t)*QA(t-1), wobei (t) und (t-1) den gegenwärtigen bzw. den vorherigen Abtastwertsatz anzeigen. Durch Berechnung von F&sub0; wird somit eine Anzeige darüber bereitgestellt, um wieviel die Dopplerschätzung EDOPP zu korrigieren ist. Die alternative PLL-Technik verwendet eine Phasenfehlerschätzung P&sub0; = arctan (QA/IA), um die Phase zu steuern. Die Trägerphase wird dann gesteuert, indem kleine Änderungen des EDOPP-Wertes durchgeführt werden. Der Begriff F&sub0; stellt eine Anzeige des Trägerfrequenzfehlers dar, während der Begriff P&sub0; eine Anzeige des Trägerphasenfehlers darstellt.
Die Synchronisation des Empfängers 10 wird mit erneutem Bezug auf Fig. 4 nunmehr besser verständlich. Im allgemeinen wird eine Träger- und Codeverschiebung ermittelt, indem die Differenz der Ausgangssignale der Korrelatoren 240a und 240b bestimmt wird. Wenn eine Differenz ermittelt wird, wird der Synchronisierer 220 korrigiert, indem die internen Werte in seinen Zählern 222, 224 oder 226 oder im Dopplerregister 221 verändert werden. Wenn beispielsweise der Synchronisierer 220 genau gleichphasig ist, hat ein Korrelator, der um einen bestimmten Bruchteil einer PRN-Codechipzeit zu früh ist, die gleiche Ausgangsleistung wie ein Korrelator, der um einen bestimmten Bruchteil einer PRN- Codechipzeit zu spät ist. Die Ausgangsleistung eines pünktlichen Korrelators 240a und eines frühen Korrelators 240b unterscheiden sich außerdem durch einen vorbestimmten Betrag in diesem Zustand, vorausgesetzt, daß sie auch um eine vorbestimmte Zeitverzögerung beabstandet sind.
Im Betrieb wird der Betriebsmodusschalter 256 (Fig. 4) zu Beginn auf den (frühen/späten) Modus gestellt, und eine Codeverzögerung von einer (1) PRN-Codechipzeit wird zwischen dem frühen Korrelator 240b und dem späten Korrelator 240a verwendet.
Als nächstes wird der PRN-Code für den gewünschten Satelliten über die SEL- Leitungen in den PRN-Codegenerator 230 geladen. Alle möglichen Frequenzen und Codephasenverzögerungen werden dann nacheinander ausprobiert, und zwar in dem Versuch, Frequenz- und Codesynchronisation mit dem Satellitensignal zu erreichen, das von dem zugewiesenen Kanal 22n empfangen wird. Im einzelnen werden die Trägerverzögerungen durchlaufen, indem verschiedene EDOPP-Werte ausprobiert werden. Verschiedene Codeverzögerungen werden durchlaufen, indem die Codezähler 224, 226a und 226b über die Puffer 227, 228 und 229 eingestellt werden. Bei jeder Code- und Frequenzverschiebung werden die Ausgangssignale der Korrelatoren 240 gelesen, und ein Korrelatorstärkegrad berechnet, um zu bestimmen, ob der aktuelle Code und die aktuelle Frequenz richtig sind. Die Korrelatorausgangssignale werden mit vorbestimmten Schwellwerten verglichen, um zu bestimmen, ob Synchronisation mit dem Satellit besteht oder nicht. Wenn keine Synchronisation angezeigt wird, werden der nächste Träger und die nächste Codephase ausprobiert.
Die Korrelatoren 240a und 240b müssen Gelegenheit haben, für eine angemessene Zeit in jeder Code- und Trägerverzögerung zu verweilen. Auf der Suche nach starken Satelliten, bei denen das Signal-Rausch-Verhältnis über 45 dB Hz beträgt, wird eine Verweilzeit von nur 1/4 der PRN-Codeepoche verwendet. Bei schwächeren Satelliten wird eine Verweilzeit verwendet, die annähernd gleich der PRN-Codeepochenzeit ist.
Die gemeinsame Taktleitung CLDx zu den Korrelatoren 240 wird so gewählt, daß sie eine Leitung des INT1-, INT4- oder INT20-Signals in Abhängigkeit des Modus des Korrelators 240 ist. Beispielsweise während einer anfänglichen schnellen Suchmodus kann das INT4- Signal verwendet werden, um eine schnelle Anzeige der relativen Korrelatorstärken bereitzustellen. Wenn Frequenzmitnahme und der Codesynchronismus hergestellt worden sind, kann das INT20-Signal verwendet werden, um die Zeit zu reduzieren, die für diese Aufgabe bestimmt ist. Feineinstellungen der Phase können kontinuierlich durch Inkrementieren oder Dekrementieren der einzelnen Codephasenregister 226 (Fig. 4) durchgeführt werden.
Wenn der Satellit richtig mit der Trägerfrequenz und der Codephase synchronisiert ist, werden die Korrelatoren 240 durch Schieben des Schalters 256 in die Ausschließlich- ODER-Stellung auf den (pünktlichen, früh-minus-späten) Modus umgeschaltet. In diesem Modus wird das Ausgangssignal des Korrelators 240b verwendet, wie es erforderlich ist, nämlich um die Codesynchronisation beizubehalten.
Zu dieser Zeit wird die Verzögerung zwischen den frühen und späten PRN- Codeschätzungen E und L durch Verstellen der Komparatorregister 226p und 2261 (Fig. 4) auch langsam verringert. Durch eine derartige Einengung der DLL-Verzögerung wird der Rauschpegel der Unterscheidungsfunktion, die vom früh-minus-späten Korrelator 240b ausgeführt wird, verringert, und ihre Genauigkeit wird, wie man sieht, insbesondere bei Vorhandensein von Mehrwegeausbreitungsschwund erhöht.
Um zu verstehen, warum dies so ist, wird nunmehr auf Fig. 7 Bezug genommen, die eine Signalflußdiagrammdarstellung von Vorgängen zeigt, die von der DLL in jedem Kanal 22 durchgeführt werden.
In jedem der Korrelatoren 240a und 240b werden die ankommenden Is- und Qs- Abtastwerte zuerst um einen Betrag phasenverschoben, der von einem Phasenschieber 2421 mit den π&sub0;, π&sub1; ... πn PRN-Codephasenbits angezeigt wird, um den Is- und Qs-Signalen die PRN- Codephase zu entnehmen.
Gleichzeitig wird das PRN CODE-Signal an den Dateneingang eines Schieberegisters 2500 mit wählbarem Abstand zwischen seinen drei Ausgangsabgriffen übergeben, und das Fs- Signal wird an seinen Takteingang übergeben. Das Schieberegister 2500 besteht aus dem Teilchipzähler 226a und den Codephasenkomparatoren 226p und 2261 zusammen mit den Flipflops 250. 251 (Fig. 4 und 6); der Verzögerungsabstand zwischen dem frühen E-, dem pünktlichen P- und dem späten L-Abgriff wird unter Steuerung des Prozessors 16 gewählt. Durch Einstellen des Schalters 256 übergibt das Ausschließlich-ODER-Gatter 255 somit selektiv entweder (im ersten MODUS) eine frühe oder (im zweiten Modus) eine früh-minus- späte Version des PRN-Codesignals an den Korrelator 240b. Gleichzeitig kann der pünktliche P-Abgriff des Schieberegisters 2500 entweder (im ersten Modus) als späte Version des PRN- Codesignals oder (im zweiten Modus) als pünktliche Version desselben verwendet werden. Durch eine derartige gemeinsame Verwendung des pünktlichen Abgriffs P kann der Codeverzögerungsabstand im (pünktlichen, früh-minus-späten) Modus so eingestellt werden, daß er nur 0,1 einer Chipzeit beträgt.
Jeder Korrelator 240 weist ein Paar Multiplizierer auf, die DLL-Signale für jeden der I- und Q-Kanäle erzeugen. Im (frühen, späten) Modus stellt also der Korrelator 240b ein frühes Korrelationssignal als {IE, QE} bereit, und der Korrelator 240a stellt ein spätes Korrelationssignal {IL, QL} bereit.
Im (pünktlichen, früh-minus-späten) Modus stellt der Korrelator 240b ein früh- minus-spätes Korrelationssignal {IE-L, QE-L} bereit, und der Korrelator 240a stellt ein pünktliches Korrelationssignal {Ip, Qp} bereit.
Der Prozessor 16 führt dann die DLL-Diskriminatorfunktion aus, um eine PRN- Codephasenverriegelung zu bestimmen. Eine Diskriminatorfunktion, die von Interesse ist, ist folgende:
IEk² + QEk² - ILk² - QLk²
was als frühe/späte Stärkemessung bezeichnet wird. Diese wird vorzugsweise im (frühen, späten) anfänglichen Erfassungsmodus verwendet, wenn der Korrelatorabstand auf ein Chip gesetzt ist. Die andere Diskriminatorfunktion, die von Interesse ist, ist
IE-L,k IPk + QE-L,k QPk,
was als Skalarproduktdiskriminator bezeichnet wird. Dieser wird vorzugsweise im stabilen Zustand bei der (pünktlichen, früh-minus-späten) Konfiguration verwendet. Im allgemeinen ist die Trägerphasenverfolgung besser in bezug auf das Rauschen in der Skalarproduktmodus wegen der Verfügbarkeit einer pünktlichen Stärkeschätzung, die bei Vorhandensein von Rauschen eine größere Signalstärke hat.
Wenn die DLL in einem Erfassungsmodus mit einem breiteren Abstand zwischen den (frühen, späten) Korrelatoren gestartet und anschließend der Korrelatorabstand eingeengt wird, wird eine vorteilhafte Reduzierung der Anfälligkeit für Mehrwegeausbreitungsstörung erreicht. Dies ist in erster Linie auf die Tatsache zurückzuführen, daß die Verzerrung der Kreuzkorrelationsfunktion nahe ihrer Spitze aufgrund des Mehrwegeausbreitungsschwundes weniger stark ist als in anderen Bereichen abseits der Spitze. Nachdem die OLL ausgelöst worden ist und das gesendete PRN-Signal nahe der Spitze seine Autokorrelationsfunktion verfolgt, wird also die Verzögerung zwischen Korrelatoren eingeengt, ohne die Codesynchronisation ungünstig zu beeinflussen, um die Auswirkungen der Mehrwegeausbreitungsstörung zu reduzieren.
Fig. 8 ist ein theoretisches Diagramm einer Verfolgungsfehlerhüllkurve in C/A- Codechipzeit gegen Mehrwegeausbreitungsverzögerung in bezug auf die Erfindung. Bei der Analyse wurde angenommen, daß der Skalarproduktdiskriminator (d. h. der stabile Zustand) zu verwenden war und daß der Mehrwegeausbreitungsschwund des Signalgemischs folgendermaßen moduliert werden könnte:
A·Cf(t)·cos(w&sub0;t + φ) + α·A·Cf(t·δ)·cos[w&sub0;(t - δ) + φ],
wobei A die Signalamplitude, Cf(t) der gefilterte PRN-Code, w&sub0; die Trägerfrequenz, φ die Trägerphase, α die Signalamplitude des relativen Mehrwegeausbreitungssignals und δ die relative Zeitverzögerung des Mehrwegeausbreitungssignals in bezug auf das echte Signal ist.
Wenn dann der Skalarproduktdiskriminator angewendet wird, der im Modus des stabilen Zustands verwendet wird, kann das resultierende Ausgangssignal in folgender Form dargestellt werden:
ΔTk = {Rf(Tk·d/2) - Rf(Tk+d/2)}·Rf(Tk) + α²·{Rf(Tk·d/2-δ) - Rf(Tk+d/2-δ)}·Rf(Tk·δ) + α·{Rf(Tk·d/2) - Rf(Tk+d/2)}·Rf(Tk·δ)·cos(φm) + α·{Rf(Tk·d/2-δ) - Rf(Tk+d/2·δ))·Rf(Tk)·cos(φm),
wobei Rf(t) die gefilterte PRN-Code-Autokorrelationsfunktion, Tk der Codeverfolgungsfehler zur Zeit tk, d der Abstand zwischen den frühen und späten Korrelatoren in den PRN- Codechips und φm die relative Phase zwischen den Mehrwegeausbreitungskomponenten und der tatsächlichen Signalkomponente ist.
Wenn man diesen Ausdruck auf null setzt und anschließend iterativ Lösungen für Tk bereitstellt, wobei φm auf null und π-Radianten und α auf 0,5 gesetzt ist, kann die Fehlerhüllkurve bestimmt werden. Die Fehlerhüllkurve für einen C/A-Codeabstand von einem Chip wurde für eine Präkorrelationsfilterbandbreite von 2 MHz berechnet (Element 123 in Fig. 2), was eine typische Bandbreite von bekannten C/A-Codeempfängern ist. Wie aus dem Diagramm in Fig. 8 hervorgeht, ist die Chipfehlerhüllkurve von 0,1 tatsächlich viel kleiner als die für Abstand von 1,0 Chip, aber nicht so klein wie für die P-Codehüllkurve.
Dies ist aus verschiedenen Gründen so. Erstens korreliert wegen der zehnmal längeren PRN-Codechipzeit jedes gegebene empfange C/A-Codechip mit Mehrwegeausbreitungsverzögerungen, die eine bis zu zehnmal länger Dauer haben als ein gegebenes P-Codechip. Zweitens begrenzt die Bandbreite von 8 MHz, die für den Abstand von 0,1 Chip gewählt wird, die Reduktion des Mehrwegeausbreitungseffekts.
Um die Wirkung der Erhöhung der Bandbreite des Präkorrelationsfilters 123 zu bewerten, wurden die gleichen Berechnungen durchgeführt, allerdings statt dessen unter Verwendung der üblichen P-Code-Präkorrelationsbandbreite von 20 MHz. Die Ergebnisse sind in Fig. 9 dargestellt. Man beachte, daß der erfindungsgemäße C/A-Codekorrelator mit eingeengtem Abstand tatsächlich einen herkömmlicher P-Codekorrelator im Bereich der Mehrwegeausbreitungsverzögerung von 0,15 Chip oder weniger übertrifft. Dies bestätigt, daß die Wahl der Präkorrelationsfilterbandbreite und der Abtastrate wichtige Faktoren bei der Bestimmung der Gesamtleistung sind.
Um zu überprüfen, ob die Erfindung in der Tat eine verbesserte Leistung in einer tatsächlichen Mehrwegeausbreitungsumgebung aufweist, wurden drei GPS-Empfängerkanäle mit einer gemeinsamen Antenne/Vorverstärker verbunden und so programmiert, daß sie den gleichen Satelliten verfolgen. Ein erster Empfängerkanal war ein herkömmlicher P- Codekanal, ein zweiter Kanal war ein erfindungsgemäßer C/A-Codekanal mit festen Korrelatorabstand von einem (1) Chip, und ein dritter Kanal war ein erfindungsgemäßer C/A- Codekanalempfänger mit einem dynamisch eingeengten Korrelatorabstand von 0,1 Chip im stabilen Zustand. Beide C/A-Codeempfänger, die im Experiment verwendet worden sind, hatten eine Präkorrelationsbandbreite von 8 MHz.
Die gesammelten Daten wurden zuerst analysiert, um Abschnitte herauszufinden, die offensichtliche Mehrwegeausbreitungseffekte enthielten. Als nächstes wurde die Differenz zwischen einer Pseudoentfernung (PN) (d. h. der Entfernungsschätzung, die den PRN- Codemessungen entnommen worden ist) und der akkumulierten Delta-Entfernung (ADR) (d. h. der Entfernungsschätzung, die den Trägermessungen entnommen worden ist) bestimmt. Dadurch wurden alle Satellitenbewegungs- und Satellitentakteffekte beseitigt. Zur besseren Beobachtung der möglichen Verbesserung wurden die Daten auch mittels eines digitalen Filters erster Ordnung mit einer Zeitkonstante von 100 s geglättet.
Die Ergebnisse sind in Fig. 10 als Diagramm von PR-minus-ADR-Messungen in Metern gegen Satellitenlaufzeit in Stunden. Der Anstieg der Daten während der letzten Stunde ist auf ionosphärische Codeträgerdivergenz zurückzuführen - über solch eine lange Periode reichte der Elevationswinkel des beobachteten Satelliten von 40º bis 16º. Obwohl ein kleiner Abschnitt der Mehrwegeausbreitungseffekte möglicherweise als Ergebnis des 100- Sekunden-Filters gefiltert wurden, ist die Leistungsfähigkeit eines C/A-Codekorrelators mit dynamisch eingeengtem Abstand der eines herkömmlichen P-Codekorrelators sehr ähnlich.
Die Mehrwegeausbreitungseffekte sind im P-Code und bei den 0,1-C/A-Codedaten, bei denen das zufällige Umgebungsrauschen nicht dominierte, sehr auffälig; die 0,1-C/A- Codedaten sind offensichtlich viel besser.
Um die Verbesserung bei Vorhandensein der Mehrwegeausbreitungsstörung weiter zu identifizieren, wurden die P-Codedaten als Basislinie verwendet und von jedem der C/A- Codedatenkurven abgezogen. Die Ergebnisse sind in Fig. 11 dargestellt. Die Standardabweichung u wurde lediglich für die letzten 36 Betriebsminuten angenommen, um die Wirkung besser zu messen, wo die Mehrwegeausbreitungsstörung am größten war. Man beachte, daß die Standardabweichung im Fall des Korrelatorabstands von 1,0 mindestens dreimal so groß ist wie die im Fall des Chipabstands von 0,1 - dies ist etwa das gleiche wie die tatsächlich wahrgenommene Differenz zwischen dem P-Code- und dem C/A-Codesystem.

Claims

1. Empfänger (10) zum Demodulieren und Decodieren eines Hochfrequenz- (HF-)Signalgemischs, das aus einer Vielzahl von übertragenen pseudozufallsrausch- (PRN-)codierten Signalen besteht, mit:

einem HF-Abwärtsumsetzer (12), der so verbunden ist, daß das HF-Signalgemisch empfangen und ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signalgemisch bereitgestellt wird;

einer Einrichtung (132) zum Erzeugen eines lokalen Abtasttaktsignals;

einer Abtastschaltung (143), die so verbunden ist, daß das ZF-Signalgemisch und das lokale Abtastaktsignal empfangen und digitale Gleichphasen-(I-)Abtastwerte und Quadraturphasen-(Q-)Abtastwerte des ZF-Signalgemischs bereitgestellt werden;

einer Vielzahl von Kanalschaltungen (22), wobei jede Kanalschaltung, die ein übertragenes PRN-codiertes Signal demoduliert und decodiert, ferner aufweist:

einen PRN-Codesignalgenerator (230), der so verbunden ist, daß ein Synchronreguliersignal empfangen und ein lokales Referenz-PRN-Codesignal bereitgestellt wird;

eine Einrichtung (242) zum Decodieren der I- und Q-Abtastsignale, die so verbunden ist, daß die I-Abtastwerte, die Q-Abtastwerte und das lokale PRN-Referenzcodesignal empfangen werden, wobei die Decodiereinrichtung die I- und Q-Abtastwerte mit dem lokalen Referenz-PRN-Codesignal multipliziert und decodierte I- und Q-Abtastwerte bereitstellt;

eine Korrelationseinrichtung (243, 244, 18, 16, 226), die so verbunden ist, daß die decodierten I- und Q-Abtastwerte empfangen werden, zur Durchführung von Korrelationsmessungen und zur Verwendung der Korrelationsmessungen, um das Synchronreguliersignal zu erzeugen, und zum Übergeben des Synchronreguliersignals an den PRN-Codesignalgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelationsmessungen in einem Erfassungsmodus einem Durchlaufen des lokalen Referenz-PRN-Codes in Inkrementen eines PRN- Codechips und in einem Vefolgungsmodus einem Korrelatorabstand entsprechen, der im wesentlichen schmaler ist als ein Codechip des lokalen Referenz-PRN-Codes, um die ungünstigen Auswirkungen einer Verzerrung durch Mehrwegübertragung bei den Codeverfolgungsvorgängen zu verringern.

2. Empfänger nach Anspruch 1, wobei jede Kanalschaltung (22) ferner aufweist:

eine Einrichtung (222) zum Bereitstellen eines erwarteten Trägerphasensignals;

eine Synchronisationsschaltung (220), die so verbunden ist, daß das Abtasttaktsignal, das erwartete Trägerphasensignal und das Synchronreguliersignal empfangen werden, und die so verbunden ist, daß ein akkumuliertes Trägerphasensignal und ein PRN-Codephasensteuersignal bereitgestellt werden, wobei das akkumulierte Trägerphasensignal und die PRN-Codephasensignale miteinander synchron sind;

eine Trägerdrehungseinrichtung (242), die so verbunden ist, daß die I-Abtastwerte, die Q-Abtastwerte und das akkumulierte Trägerphasensignal empfangen werden, zur Phasendrehung der I- und Q-Abtastwerte um einen Betrag, der vom akkumulierten Trägerphasensignal angezeigt wird;

wobei die Korrelationseinrichtung (243, 244, 18, 16, 226) das Synchronreguliersignal an die Synchronisationsschaltung übergibt und

wobei das PRN-Codephasensignal an den PRN-Codesignalgenerator (230) übergeben wird.

3. Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Korrelatorabstand gleich einem Bruchteil eines Codechips des lokal erzeugten PRN-Codesignals ist.

4. Empfänger nach Anspruch 2, wobei der Korrelatorabstand gleich einem Bruchteil eines Codechips des lokal erzeugten PRN-Codesignals ist.

5. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Korrelationseinrichtung (243, 244, 18, 16, 226) einen Korrelationsstärkegrad unter Verwendung eines Skalarproduktdiskriminators bestimmt.

6. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Korrelationseinrichtung einen Korrelationsstärkegrad unter Verwendung eines Stärkediskriminators bestimmt.

7. Empfänger nach Anspruch 6, wobei der Korrelationsstärkegrad durch frühe und späte Korrelatoren bestimmt wird.

8. Empfänger nach Anspruch 5, wobei der Korrelationsstärkegrad durch pünktliche und früh-minus-späte Korrelatoren (240a und 240b) bestimmt wird.

9. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Korrelationseinrichtung einen frühen/späten Korrelator (240b) aufweist, der im Verfolgungsmodus Korrelationsmessungen durchführt, um die Korrelation zwischen der empfangenen Version des PRN-Codesignals und einer früh-minus- späten Version eines lokalen Referenz-PRN-Codesignals zu bestimmen, wobei der frühe/späte Korrelator mit Signalabtastwerten arbeitet, die nur auftreten, wenn die früh-minus-späte Version des Codes nicht null ist.

10. Empfänger nach Anspruch 9, wobei die Korrelationseinrichtung ferner einen pünktlichen Korrelator (240a) aufweist, der im Verfolgungsmodus Korrelationsmessungen durchführt, die einer pünktlichen Version des lokalen Referenz-PRN-Codesignals zugeordnet sind.

11. Verfahren zum Demodulieren und Decodieren eines Signalgemischs, das aus einer Vielzahl von übertragenen pseudozufallsrausch-(PRN-)codierten Signalen besteht, und zur Verringerung der Auswirkungen der Mehrwegübertragung auf die Codeverfolgung, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

Abtasten des Signalgemischs synchron mit einem lokalen Abtasttaktsignal und dadurch Bereitstellen von digitalen Gleichphasen-(I-)Abtastwerten und Quadraturphasen- (Q-)Abtastwerten des Signalgemischs;

Übergeben der I-Abtastwerte und der Q-Abtastwerte an jede aus einer Vielzahl von Kanalschaltungen, die ein übertragenes PRN-codiertes Signal demoduliert und decodiert, und innerhalb jeder solcher Kanalschaltung;

Erzeugen eines lokalen Referenz-PRN-Codesignals: Durchführen von Korrelationsmessungen und Regulieren der Phase des lokalen Referenz-PRN-Codesignals entsprechend den Korrelationsmessungen, gekennzeichnet durch Arbeiten in einem Erfassungsmodus und Durchführen von Korrelationsmessungen, die den I- und den Q- Abtastwerten und dem lokalen Referenz-PRN-Codesignal zugeordnet sind, wobei die Korrelationsmessungen einem Durchlaufen des lokalen Referenz-PRN-Codes in Inkrementen eines Codechips des lokalen Referenz-PRN-Codesignals entsprechen; und

Arbeiten in einem Verfolgungsmodus und Durchführen von Korrelationsmessungen, die den I- und Q-Abtastwerten und dem lokalen Referenz-PRN-Codesignal zugeordnet sind, wobei die Korrelationsmessungen einem Korrelatorabstand entsprechen, der im wesentlichen schmaler ist als ein Codechip des lokalen Referenz-PRN-Codes, um ungünstige Auswirkungen von Mehrwegübertragungssignalen auf die Korrelationsmessungen zu verringern.

12. Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit den Schritten:

Bereitstellen eines erwarteten Trägerphasensignals;

Erzeugen eines akkumulierten Trägerphasensignals und eines PRN- Codephasensteuersignals, die miteinander synchron sind, durch Kombinieren des Abtasttaktsignals, des erwarteten Trägerphasensignals und eines Synchronreguliersignals; und

Phasendrehen der I- und Q-Abtastwerte um einen Betrag, der vom akkumulierten Trägerphasensignal angezeigt wird.

13. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Korrelatorabstand gleich einem Bruchteil des Codechips des lokalen Referenz-PRN-Codesignals ist.

14. Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Korrelatorabstand gleich einem Bruchteil des Codechips des lokalen Referenz-PRN-Codesignals ist.

15. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Durchführens von Korrelationsmessungen ein Bestimmen der Korrelationsstärke unter Verwendung eines Skalarproduktdiskriminators aufweist.

16. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Durchführens von Korrelationsmessungen ein Bestimmen der Korrelationsstärke unter Verwendung eines Stärkediskriminators aufweist.

17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Korrelationsstärkegrad von frühen und späten Korrelatoren bestimmt wird.

18. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Korrelationsstärkegrad von pünktlichen und früh-minus-späten Korrelatoren bestimmt wird.