-
Die
vorliegende Erfindung betrifft digitale Funkempfänger, die für Navigationssysteme und andere
Enffernungsbestimmungsanwendungen genutzt werden, bei welchen die
empfangenen Signale mit einem Pseudo-Zufallsrauschen(PRN)-Code kodiert
sind. Die vorliegende Erfindung befasst sich speziell mit Umgebungen, in
denen eine starke Mehrweg-Überblendung
auftritt.
-
Die
Regierung der Vereinigten Staaten hat auf der Umlaufbahn eine Reihe
von Satelliten als Teil eines globalen Positionsbestimmungssystems
(GPS – Global
Positioning System) positioniert. Ein GPS-Empfänger empfängt Signale von mehreren solcher
Satelliten und kann sehr exakt solche Parameter wie die Position,
Geschwindigkeit und Zeit bestimmen. Es gibt sowohl militärische als
auch kommerzielle Anwendungen. Eine primär militärische Anwendung besteht für einen
Empfänger
in einem Flugzeug oder einem Schiff darin, permanent die Position
und die Geschwindigkeit des Flugzeugs oder des Schiffs zu bestimmen.
Ein Beispiel für
eine kommerzielle Anwendung ist die Überwachung und die exakte Bestimmung
der Lage eines festgelegten Punkts oder eines Abstands zwischen
zwei festgelegten Punkten mit einem hohen Genauigkeitsgrad. Ein
weiteres Beispiel stellt die Erzeugung einer Zeitgabereferenzgröße mit hoher
Genauigkeit dar.
-
Um
dies zu erreichen, sendet jeder Satellit kontinuierlich zwei L-Band-Signale.
Ein Empfänger
erfasst gleichzeitig die Signale von mehreren Satelliten und verarbeitet
diese, um aus den Signalen Informationen zu extrahieren, um die
gewünschten
Parameter, beispielsweise die Position, Geschwindigkeit oder Zeit,
zu berechnen. Die Regierung der Vereinigten Staaten hat Normen für diese
Ausstrahlungen der Satelliten festgelegt, sodass andere die Satellitensignale
nutzen können,
indem sie Empfänger
für spezielle
Zwecke bauen. Die Normen für
die Ausstrahlungen der Satelliten sind detailliert in einem "Interface Control
Dokument" der Rockwell
International Corporation mit dem Titel "Navstar GPS Space Segment/Navigation
User Interfaces" vom
26. September 1984, mit einer Revision vom 19. Dezember 1986, ausgeführt.
-
Kurz
gesagt sendet jeder Satellit ein L1-Signal auf einem 1575,42 MHz-Träger, das üblicherweise
als 1540f0 angegeben wird, wobei f0 = 1,023 MHz ist. Ein zweites Signal L2,
das von jedem Satelliten gesendet wird, weist eine Trägerfrequenz
von 1227,6 MHz auf, oder 1200f0. Jedes dieser
Signale wird in dem Satelliten mit zumindest einer Pseudo- Zufallssignalfunktion
moduliert, die für
diesen Satelliten eindeutig ist. Dies führt zur Entwicklung eines Spreizspektrumsignals,
welches beständig
gegenüber
Funkfrequenzrauschen oder vorsätzlichem
Stören
ist. Es ermöglicht
außerdem,
die L-Band-Signale von einer Reihe von Satelliten in einem Empfänger einzeln
zu identifizieren und zu trennen. Eine solche Pseudo-Zufallsfunktion
ist ein Präzisionscode ("P-Code"), der sowohl den
L1- als auch den
L2-Träger
in dem Satelliten moduliert. Der P-Code weist eine Taktrate von
10,23 MHz auf und bewirkt somit, dass die Signale L1 und L2 eine
Bandbreite von 20,46 MHz aufweisen. Die Länge des Codes beträgt sieben
Tage; das bedeutet, das Muster des P-Codes beginnt alle sieben Tage
erneut. Außerdem
wird das L1-Signal jedes Satelliten durch eine zweite Pseudo-Zufallsfunktion
oder einen eindeutigen Klarerfassungscode ("C/A-Code" – Clear
Acquisition Code) moduliert, der eine Taktrate von 1,023 MHz aufweist
und dessen Muster sich jede Millisekunde wiederholt, sodass er 1023
Bits enthält.
Ferner wird der L1-Träger
außerdem
durch einen Navigationsdatenstrom mit 50 Bit pro Sekunde moduliert,
der bestimmte Informationen zur Satellitenidentifikation, zum Status
und dergleichen bereitstellt.
-
In
einem Empfänger
werden beim Prozess der Demodulierung dieser Satellitensignale Signale
erzeugt, die den bekannten Pseudo-Zufallsfunktionen entsprechen,
und werden in ihrer Phase mit den auf die Satellitensignale aufmodulierten
ausgerichtet. Die Phase der Träger
von jedem verfolgten Satelliten wird anhand der Ergebnisse der Korrelation
des jeweiligen Satellitensignals mit einer lokal erzeugten Pseudo-Zufallsfunktion
gemessen. Die relative Phase der Trägersignale von einer Reihe
von Satelliten stellt einen Messwert dar, der von einem Empfänger genutzt
wird, um die gewünschten
Endgrößen Abstand,
Geschwindigkeit, Zeit usw. zu berechnen. Da die mittels P-Code verschlüsselten
Funktionen (Y-Code) durch die Regierung der Vereinigten Staaten
derart klassifiziert sind, dass sie nur für militärische Zwecke genutzt werden
können,
müssen kommerzielle
Anwender von GPS direkt nur mit der Pseudo-Zufallsfunktion des C/A-Codes
arbeiten.
-
Die
Regierung der ehemaligen UdSSR hat ein ähnliches Satelliten-Positionsbestimmungssystem
auf der Umlaufbahn platziert, das als GLONASS bezeichnet wird; weitere
Informationen zu dessen Norm sind im "Global Satellite Navigation System GLONASS-Interface
Control Document" der
RTCA-Veröffentlichung
Nr. 518-91/SC159-31 beschrieben, die von der Raumfahrtbehörde Glavkosmos,
der offiziell verantwortlichen Organisation für GLONASS der ehemaligen UdSSR,
bestätigt
wurden. Wenngleich die vorliegende Erfindung hier zur Nutzung mit
dem GPS-System der Vereinigten Staaten beschrieben wird, kann sie
auch auf einen Empfänger
angewandt werden, der zum Erfassen der GLONASS-Signale ausgelegt
ist, oder auf jedes Funkfrequenzsystem, bei dem Pseudo-Zufallsrauschen-Sequenzen
zur Entfernungsbestimmung genutzt werden.
-
Einer
der Hauptfaktoren, welche die Endgenauigkeit eines Entfernungs-,
Geschwindigkeits- usw. Messwertes, der aufgenommen wird, beeinflussen,
ist die Genauigkeit, mit welcher die Messungen der Signalphase erfolgen.
Andererseits ändert
sich die Genauigkeit dieser Phasenmessung, wenn zusätzlich zu
dem Signal, das sich in direkter Sichtlinie ausbreitet, auch ein
Mehrweg-Überblendungssignal
empfangen wird. Die Phase des C/A-Codes wird beispielsweise unter
Verwendung eines DLL(Delay Locked Loop)-Korrelators bestimmt, wobei
die Phase der intern generierten C/A-PRN-Codesequenz in einer Regelschleife derart
eingestellt wird, dass ein Fehlersignal minimiert wird. Die DLL
nutzt eine frühere
und eine spätere
Version des intern generierten Codes in einem Signalkorrelator,
welcher einen ihrer Bestandteile darstellt. Viele solche Empfänger nutzen
einen solchen Zeitabstand zwischen der früheren und der späteren Version
eines Chips des PRN-Codes. (Ein "Chip" stellt die Zeit
dar, während
welcher der Code bei einer plus oder minus eins verbleibt). Die
Funktionsweise der DLL in solchen Empfängern wird durch ein etwaig
vorhandenes Mehrwegsignal beeinträchtigt, sodass ein Verfolgungsfehler
bewirkt wird. Der phasenstarre Zustand der DLL wird nicht nur durch das
Sichtliniensignal gesteuert, wie es erwünscht ist, um einen Grund für Phasenmessfehler
zu beseitigen, sondern wird vielmehr auch durch die Mehrwegsignale
beeinträchtigt.
-
Fehler,
die durch eine Mehrwegverzerrung im phasenverschobenen Zustand bewirkt
werden, können reduziert
werden, indem der Verzögerungsabstand
zwischen dem früheren
und dem späteren
Korrelator in der DLL verschmälert
wird. Wenngleich durch dieses Verfahren die Auswirkung der empfangenen
Mehrwegsignale etwas reduziert wird, indem die Schleifenverstärkung für die schwächeren Mehrwegsignale
reduziert wird, ergeben sich immer noch Ungenauigkeiten. Der Verfolgungsfehler
lässt sich
durch einfaches Verschmälern des
Früh-Spät-Verzögerungsabstands
niemals vollständig
eliminieren, egal, welche Verzögerung
in einem Mehrwegsignal vorhanden ist.
-
Die
EP 0552975A offenbart
einen Pseudo-Zufallsrauschen-Entfernungsbestimmungsempfänger dieser
Art, der eine DLL nutzt, die in einem anfänglichen Erfassungsmodus einen
Verzögerungsabstand
in der Größenordnung
von ungefähr
einem Chip des PRN-Codes
aufweist und bei der danach ein Code-Verzögerungsabstand auf einen Bruchteil
der Zeit eines Chip des PRN-Codes verschmälert wird.
-
Eine
allgemeine und hauptsächliche
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, Phasenmessfehler,
die sich ergeben, wenn eine oder mehrere Mehrwegversionen eines
PRN-kodierten Signals vorhanden sind, weiter zu reduzieren und in
einigen Fällen
sogar zu eliminieren.
-
Allgemein
ausgedrückt
wird erfindungsgemäß vorgeschlagen,
einen DLL-Korrelator mit einer Schleifenverstärkung von null über einen
größten Teil
eines Bereichs der relativen Phasendifferenz zwischen dem lokal
generierten PRN-Code und dem in dem Funkfrequenzsignal kodierten,
das von einem Satelliten oder einer anderen Quelle empfangen wird,
bereitzustellen, wobei gleichzeitig eine Schleifenverstärkung mit
endlichem Wert in einem Betriebsphasendifferenzbereich bereitzustellen,
der um eine Phasendifferenz von null herum liegt. Das bedeutet,
die DLL arbeitet derart, dass das Fehlersignal für ein empfangenes Signal, das
eine relative Phase in einem schmalen Betriebsphasenfenster aufweist
und somit durch Mehrwegversionen dieses Signals unbeeinträchtigt bleibt,
die außerhalb
des Fensters liegen, in einem Bereich minimiert wird, in dem die Schleifenverstärkung gleich
null ist. Bei der vorliegenden Erfindung zeigt sich ein Codeschleifenfehler,
der für eine
weite Mehrwegverzögerung
praktisch gegen null geht, wobei praktisch der Einfluss des weiten
Mehrwegs auf die Genauigkeit der Pseudo-Entfernungsmessung eliminiert
wird. Diese Verbesserung wird jedoch nicht auf Kosten des Leistungsverhaltens
für nahe
Mehrwege erzielt, wobei in diesem Fall das Leistungsverhalten dem
des schmalen Korrelators ähnelt.
-
Spezieller
stellt die Erfindung ein Verfahren zum Dekodieren eines eingehenden
Signals, das einen Träger
enthält,
auf dem ein Pseudo-Zufallsrauschen(PRN)-Binärcode kodiert ist, zur Verfügung, welches
umfasst: das lokale Generieren eines PRN-Signals, das dem PRN-Code
des eingehenden Signals entspricht; das Mischen des lokal generierten
PRN-Signals mit
dem eingehenden Signal; das Entwickeln, aus einem Resultat der Mischung
des lokal generierten PRN-Signals mit dem eingehenden Signal, eines
Fehlersignals mit einer Stärke
in Abhängigkeit
von einer relativen Phasendifferenz zwischen dem PRN-Code des eingehenden
Signals und dem lokal generierten PRN-Signal, welche (a) null ist
für eine
relative Phasendifferenz von null, und (b) sich erhöht, so wie
sich die relative Phasendifferenz von null auf einen anderen Wert ändert, und
zwar in einem zentralen Abschnitt eines Bereichs der relativen Phasendifferenz
zwischen plus und minus einem Chip; und, wenn das Fehlersignal eine
Stärke
ungleich null in dem zentralen Abschnitt des Bereichs aufweist,
das Einstellen der relativen Phasendifferenz durch Einstellen der Phase
des lokal generierten PRN-Signals in solcher Weise, dass das Fehlersignal
auf null geführt
wird, wodurch die relative Phasendifferenz zwischen dem PRN-Code
des eingehenden Signals und dem lokal generierten PRN-Signal auf
null geführt
wird. Erfindungsgemäß ist das
Fehlersignal für
einen größten Teil
des Bereichs null.
-
Die
Erfindung ist außerdem
auf einen Empfänger
ausgerichtet, und zwar für
ein zusammengesetztes Funkfrequenzsignal, das eine Mehrzahl von
Signalen umfasst, die einzeln ein Trägersignal umfassen, auf welchem
ein Pseudo-Zufallsrauschen(PRN)-Binärcode kodiert
ist. Der Empfänger
umfasst eine Einrichtung, die das zusammengesetzte Funkfrequenzsignal
empfängt,
um das zusammengesetzte Signal in ein Zwischenfrequenzsignal zu
transformieren, wobei das Zwischenfrequenzsignal (IFW) eine Mehrzahl
von Signalen umfasst, die einzeln ein Zwischenfrequenz-Trägersignal
enthalten, auf welchem der PRN-Code kodiert ist; eine Mehrzahl von
Kanalschaltungen, die das Zwischenfrequenzsignal (IFW) empfangen,
wobei einzelne der mehreren Kanalschaltungen eine Einrichtung zum
Dekodieren eines jeweiligen der Mehrzahl von Zwischenfrequenzsignalen
(IFW) umfassen, welche eine Einrichtung umfasst, die auf ein Fehlersignal
anspricht, indem sie lokal ein PRN-Signal generiert, das dem PRN-Code
des Zwischenfrequenzsignals (IFW) entspricht, mit einer relativen Phase,
die durch eine Stärke
des Fehlersignals gesteuert wird; eine Einrichtung zum Mischen des
lokal generierten PRN-Signals mit dem Zwischenfrequenzsignal; eine
Einrichtung zum Nutzen des Mischsignals, um ein Fehlersignal zu
generieren, das eine Stärke
in Funktion einer relativen Phasendifferenz zwischen dem PRN-Code
des Zwischenfrequenzsignals (IFW) und dem lokal generierten PRN-Signal
aufweist, welche (a) null ist für
eine relative Phasendifferenz von null und (b) sich erhöht, so wie
sich die relative Phasendifferenz von null auf einen anderen Wert ändert, und
zwar in einem zentralen Abschnitt eines Bereichs der relativen Phasendifferenz
zwischen plus und minus einem Chip. Erfindungsgemäß ist das
Fehlersignal für
einen größten Teil
des Bereichs null.
-
Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung wird das Funkfrequenzsignal anfangs erfasst, indem
die DLL als schmaler Korrelator betrieben wird, wobei eine gewisse
Verstärkung über den
gesamten Bereich der relativen Phasendifferenzen vorhanden ist.
Nachdem das Signal durch Abstimmen der DLL auf eine Kombination aus
dem Sichtliniensignal und den Mehrwegsignalen erfasst worden ist,
wird die DLL umgeschaltet, sodass eine Schleifenverstärkung nur
in einem schmalen zentralen Bereich bereitgestellt wird, wodurch
eine Unterscheidung zu den Mehrwegsignalen erfolgt.
-
Entsprechend
einer speziellen Ausbildungsform der vorliegenden Erfindung wird
dieses DLL-Verhalten erzielt, indem mehr als ein Früher-Später-Korrelator
parallel bereitgestellt wird, wobei die Früher-Später-Verzögerungen unterschiedlich sind.
Die Ergebnisse der Korrelationen werden arithmetisch kombiniert.
Die Größe des zentralen
Betriebsbereichs für
die relative Phase für
das Schleifenverhalten wird durch die speziellen Werte der Früher-Späterr-Verzögerung festgelegt,
die für
die Korrelatoren gewählt
werden. Bei der nachfolgend beschriebenen Ausführungsform werden zwei Korrelatoren
genutzt, wobei der eine Korrelator eine Früher-Später-Verzögerung von 0,1 Chip aufweist
und der andere Korrelator eine Verzögerung von 0,05 Chip aufweist.
Während
einer anfänglichen
Erfassung des Funkfrequenzsignals wird nur der breitere Früher-Später-Korrelator
genutzt.
-
Entsprechend
einer weiteren spezifischen Ausbildungsform der vorliegenden Erfindung
wird das gewünschte
DLL-Verhalten erzielt, indem spezielle Ansteuerungssignale in Kombination
mit einem Akkumulator/Integrator genutzt werden, anstatt dass Früher-Später-Versionen
des lokal generierten PRN-Codes genutzt werden. Diese Ansteuerungssignale
weisen eine Dauer von deutlich weniger als einem Chip auf und treten, wenn
sie phasengleich mit dem eingehenden Signalcode sind, bei jedem Übergang
dieses Codes zwischen dessen Werten plus eins und minus eins auf.
Die Ansteuerungssignale weisen gleiche positive und negative Flächen auf
und weisen am Mittelpunkt eine positive oder negative Polarität auf, die
bestimmt, ob der PRN-Code-Übergang,
den sie repräsentieren,
positiv oder negativ verläuft.
Während
der anfänglichen
Erfassung des Funkfrequenzsignals werden die Ansteuerungssignale
als einfach positiv oder negativ verlaufende Impulse geformt, die
an den Code-Übergängen auftreten.
-
Weitere
Aufgaben, Vorteile und Merkmale der verschiedenen Aspekte der vorliegenden
Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung ihrer bevorzugten
Ausführungsformen
deutlich werden, wobei die Beschreibung im Zusammenhang mit den
beigefügten
Zeichnungen gelesen werden sollte, in welchen:
-
1 ein
Sichtlinien- und ein Mehrwegsignal darstellt, die gleichzeitig von
einem GPS-Empfänger empfangen
werden; die
-
2 und 3 das
Sichtlinien- und Mehrwegsignal in Vektorform zeigen;
-
4 ein
allgemeines Blockdiagramm eines DLL(Delay Locked Loop)-Korrelators
darstellt; die
-
5A–5D Kurven
darstellen, die eine Funktionsweise der Schaltung aus 4 zeigen;
die
-
6A–6C Kurven
darstellen, die eine andere Funktionsweise der Schaltung aus 4 zeigen; die
-
7 und 8 Blockdiagramme
darstellen, welche andere DLL-Schaltungen zeigen, die Alternativen
zu 4 darstellen; die
-
9A–9D Kurven
darstellen, welche die Funktionsweise der DLL-Schaltungen aus den 7 und 8 veranschaulichen;
-
10 allgemein
eine andere Art von Korrelator darstellt, welcher Ansteuerungssignale
für die
Erzeugung des lokalen Codes nutzt; die
-
11A–11D verschiedene Möglichkeiten zum Betreibung
der Schaltung aus 10 darstellen,
-
12 eine
vergrößerte Version
eines Teils der 11D darstellt;
-
13 die
Ergebnisse des Betreibens der DLL-Korrelatoren aus den 7, 8 und 12 mit
drei verschiedenen Möglichkeiten
zeigt;
-
14 ein
Blockdiagramm eines vollständigen
Empfängers
darstellt, in dem die verschiedenen Aspekte der vorliegenden Erfindung
verkörpert
sind;
-
15 ein
Blockdiagramm der Abwärtswandlerschaltung
des Empfängers
aus 14 zusammen mit einer Taktungsreferenzschaltung
und -abtastung darstellt;
-
16 ein
Blockdiagramm eines Kanals des Empfängers aus 14 darstellt;
-
17 einen
numerisch gesteuerten Oszillator für den Träger darstellt, der in jedem
der Kanäle
aus 16 in dem Empfänger
aus 14 genutzt wird;
-
18 den
PRN-Code-Generator des Kanals aus 16 zusammen
mit seinem numerisch gesteuerten Oszillator zeigt;
-
19 ein
Blockdiagramm des pünktlichen
Korrelators darstellt, der in der Kanalschaltung aus 16 genutzt
wird;
-
20 ein
Blockdiagramm des DLL-Korrelators darstellt (Gleichphase und Gegenphase),
der in der Kanalschaltung aus 16 genutzt
wird; und die
-
21A–21D alternative Ansteuerungssignale darstellen,
die in der Schaltung aus 10 erzeugt
werden können.
-
Nehmen
wir auf 1 Bezug, so sollen die verschiedenen
Aspekte der vorliegenden Erfindung in Bezug auf ein globales Positionsbestimmungssystem
(GPS – Global
Positioning System) beschrieben werden. Ein GPS-Empfänger 201 umfasst
eine Antenne 203, die derart angeordnet ist, dass sie ein
Signal 205 von einem Satelliten 207 empfängt. Neben
dem gewünschten
Sichtliniensignal 205, das direkt von dem Satelliten 207 empfangen
wird, empfängt
die Antenne 203 außerdem
eine zweite Version dieses Signals, nämlich ein verzögertes Mehrwegsignal 209.
Das Mehrwegsignal ist verzögert,
da es die Antenne 203 erreicht, indem es eine längere Strecke
als das Sichtliniensignal 205 durchläuft. In 1 ist für das Mehrwegsignal
gezeigt, dass es von einem Hügel 211 oder
irgendeinem anderen Objekt reflektiert wird. Wenngleich die vorliegende
Erfindung einfach mit Bezugnahme auf ein einziges Mehrwegsignal
beschrieben wird, können
mehrere verzögerte Versionen
des Sichtliniensignals vorhanden sein, die ebenfalls gleichzeitig
durch die Antenne 203 empfangen werden. Da GPS-Empfänger und
andere Entfernungsbestimmungsempfänger, die in anderen Anwendungen genutzt
werden, arbeiten, indem sie die Phase des empfangenen Signals messen,
kann sich diese Aufgabe durch ein Mehrwegsignal beträchtlich
verkomplizieren.
-
Bei
der Gestaltung von Antennen wurden verschiedene Versuche unternommen,
die Erfassung reflektierter Signale zu begrenzen. Dies ist jedoch
schwierig, da es allgemein erwünscht
ist, dass Antennen eine breite Winkelcharakteristik aufrechterhalten,
um Signale von verschiedenen Satelliten gleichzeitig zu empfangen,
die eine beträchtliche
Strecke auseinander liegen. Es wurden außerdem Versuche unternommen,
die Antenne so hoch wie möglich
zu positionieren, um Reflexionen vom Erdboden und von Gebäuden zu
minimieren, oder diese sorgfältig
zu positionieren, um ein Empfangen reflektierter Signale zu vermeiden.
Wenngleich diese Verfahren im Zusammenhang mit der vorliegenden
Erfindung genutzt werden können,
werden bei der vorliegenden Erfindung verschiedene Signalverarbeitungsverfahren
in dem Empfänger
selbst genutzt, um eine Unterscheidung zu den empfangenen Mehrwegsignalen
zu erreichen.
-
Nehmen
wir auf die 2 und 3 Bezug,
so stellt ein Vektor 213 das empfangene Sichtliniensignal dar,
während
ein weiterer Vektor 215 das empfangene Mehrwegsignal darstellt.
Das Mehrwegsignal 215 kommt an der Empfängerantenne 203 mit
einer Verzögerung τ in Bezug
auf das Sichtliniensignal 213 an. In diesen Figuren ist
gezeigt, dass das Mehrwegsignal im Allgemeinen eine geringere Stärke als
das Sichtliniensignal aufweist, wie durch dessen kleineren Vektor 215 dargestellt
wird. Ein Verhältnis
dieser Größen wird
vorliegend als α bezeichnet.
-
Ein
Verzögerungsschleife(DLL – Delay
Lock Loop)-Korrelator, der typischerweise in GPS-Empfängern genutzt
wird, ist in 4 gezeigt. Ein empfangenes Signal 217 kann
ein von der Antenne 203 erfasstes Funkfrequenzsignal nach
einer gewissen Verstärkung
darstellen, stellt jedoch im Allgemeinen ein Zwischenfrequenzsignal
in einem Frequenz bereich dar, der viel niedriger liegt als der von
der Antenne 203 empfangene. Ferner ist in der GPS-Empfänger-Umgebung
ein solcher separater DLL-Korrelator für jedes Satellitensignal vorhanden,
das von der Empfängerantenne
in einem einzigen zusammengesetzten Signal empfangen wird. Ein jeder
DLL-Korrelator verarbeitet dann denjenigen Teil des eingehenden
Signals, der von einem bestimmten Satelliten ausgestrahlt wird.
Ferner erfolgt die in 4 dargestellte Signalverarbeitung
im Allgemeinen im digitalen Bereich, wobei ein Analog-zu-Digital-Wandler
genutzt wird, um das eingehende Zwischenfrequenzsignal zu digitalisieren.
Dieses Signal wird mit einem sehr hochfrequenten Abtasttakt digitalisiert.
-
Das
empfangene Signal 217, in welcher Form auch immer, wird
in einem Mischer 219 mit einem Signal 221 gemischt,
das eine Replik oder Nachbildung des Trägers des empfangenen Signals 217 darstellt.
Dieser lokale Träger
wird von einer geeigneten Schaltung 223 generiert, wobei
die Phase des lokalen Trägersignals 221 durch
ein Steuereingangssignal 225 abgestimmt wird. Eine Schleifenschaltung
zur Synchronisation des Trägergenerators 223 auf
das empfangene Signal ist in 4 nicht
gezeigt, da diese eine typische Gestaltung aufweisen kann. Die Verarbeitung
eines Signals 227 an einem Ausgang des Mischers 219 ist
jedoch detaillierter gezeigt, da die vorliegende Erfindung hauptsächlich in
dieser Verarbeitung besteht. Das Signal 227 stellt das
empfangene Signal dar, bei dem aber nun der Träger entfernt ist. Es wird auf
zwei Mischer 229 und 231 geführt, welche Nachbildungen 228 und 230 eines
von dem empfangenen Signal geführten
PRN-Codes empfangen. Diese Nachbildungen liegen in der relativen
Phase "früher" bzw. "später" in Bezug auf eine "pünktliche" Nachbildung 245. Diese Nachbildungen
kommen von einem lokalen Code-Generator 233 in dem Empfänger. Zumindest
im Falle des C/A-Codes in dem GPS-System ist der von dem empfangenen
Signal geführte
Code allgemein bekannt und kann in den Empfängern generiert werden. Die
relative Phase des lokal erzeugten Codes wird durch ein Phasensteuerungssignal 235 abgestimmt.
Ferner ermöglicht
bei einigen Empfängern
ein weiteres Eingangssignal 237 an dem lokalen Code-Generator 233 eine
Anpassung der Verzögerung
zwischen der früheren
und der späteren
Nachbildung des lokal generierten Codes.
-
Die
Ausgangssignale beider Mischer 229 und 231 werden
auf geeignete Akkumulatoren/Integratoren 239 bzw. 241 geführt. Die
Ausgänge
der Akkumulatoren 239 und 241 werden in einem
anderen Mischer 243 arithmetisch kombiniert, dessen Ausgangssignal
ein Fehlersignal darstellt, das an den Eingang 235 des
lokalen Code- Generators 233 angelegt
wird, um dessen Phase anzupassen. Die Schleife aus 4 ist
dazu entworfen, die Phase des lokalen Code-Generators 233 mit
dem von dem empfangenen Signal 217 geführten Code zu synchronisieren.
Wenngleich dies mit Bezug auf den C/A-Code beschrieben wird, der
von den L1-Signalen der GPS-Satelliten geführt wird, sind die gleichen
Prinzipien auf eine breite Vielfalt von Anwendungen anwendbar, insbesondere
auf andere Entfernungsbestimmungsanwendungen.
-
Es
ist hilfreich, auf die Kurven aus den 5A–5D Bezug
zu nehmen, um die Funktionsweise des DLL-Korrelators aus 4 zu
verstehen. Würde
das pünktliche
Ausgangssignal 245 des lokalen Code-Generators 233 an
einen Akkumulator von der Art des Akkumulators/Integrators 239 oder 241 angelegt,
würde sich die
Ausgangscharakteristik wie in 5A gezeigt
ergeben. Wenn diese pünktliche
Code-Nachbildung exakt phasengleich mit dem PRN-Code des empfangenen
Signals 217 ist, wäre
ein Ausgangssignal eines solchen Akkumulators auf einer Mittellinie 247 der
dreieckförmigen
Ausgangscharakteristik aus 5A maximal. Wenn
eine gewisse Fehlausrichtung in der Phase zwischen den beiden besteht,
wäre das
Ausgangssignal eines solchen Akkumulators zu einem solchen Peak
vermindert, wie wenn man auf der einen oder der anderen Seite des
Dreiecks nach unten geht, und zwar in Abhängigkeit davon, ob der lokale
pünktliche
Code, der erzeugt wird, in Bezug auf den PRN-Code des empfangenen
Signals verzögert
oder vorgezogen ist.
-
Wenngleich
das pünktliche
Ausgangssignal des lokalen Code-Generators 233 in einem
GPS-Empfänger üblicherweise
für andere
Zwecke genutzt wird, arbeitet der DLL-Korrelator aus 4 mit der
früheren
und späteren
Version 228 und 230 dieses Codes. 5B zeigt
das charakteristische Ausgangssignal des Akkumulators 239 aus
einem Vergleich mit dem lokalen früheren Code, und die Kurve aus 5C zeigt
die Ausgangsfunktion des Akkumulators 241 aus einem Vergleich
mit dem lokalen späteren
Code. Bei diesem typischen Beispiel sind der frühere und der spätere lokal
generierte PRN-Code um ein Chip voneinander getrennt. Das bedeutet,
der spätere
Code 230 weist eine Verzögerung hinter dem früheren Signal 228 von
einem PRN-Chip auf. Diese feste Verzögerung wird hier als "d" bezeichnet und ist in 5B gezeigt.
Anders ausgedrückt,
tritt, wie in dem relativen Phasenmaßstab entlang der X-Achse in 5B gezeigt
ist, die frühere
Code-Funktion einen halben Chip vor der pünktlichen Version auf, und
der spätere
Code tritt einen halben Chip nach der pünktlichen Version auf. Es ist
oft praktisch, das frühere
und das spätere
Ausgangssignal des Korrelators, wie sie in den 5B und 5C gezeigt
sind, zu einer mittigen, phasengleichen Linie 247 in Bezug zu
setzen.
-
5D zeigt
das Fehlersignal 235, das sich aus der Subtraktion der
Korrelatorfunktion aus 5C von derjenigen aus 5B ergibt.
Es ergibt sich ein Fehlersignal von null an dem phasengleichen Punkt 247, wenn
der lokale Code-Generator 233 richtig mit dem PRN-Code,
der Teil des empfangenen Signals 217 ist, synchronisiert
ist. Wenn eine Phasenfehlabstimmung auftritt, wird, wie allgemein
bekannt ist, das Fehlersignal entlang der Kurve aus 5D ins
Positive oder Negative geschoben. Ein solches Fehlersignal schiebt
die Phase des lokalen Code-Generators 233 in eine solche
Richtung, dass das Fehlersignal minimiert wird, sodass der lokale
Generator 233 auf das eingehende Signal synchronisiert
bleibt.
-
Wenn
jedoch ein oder mehrere Mehrwegsignale zusätzlich zu dem gewünschten
Sichtliniensignal empfangen werden, wird der DLL-Korrelator aus 4 von
beiden beeinflusst. Dies ist in 5D dargestellt. Würde nur
das Sichtliniensignal 213 existieren, würde die Schaltung aus 4 bewirken,
dass dieses mit der zentralen Phasereverenzlinie bei null 247 ausgerichtet
ist. Da jedoch das Mehrwegsignal 215 empfangen wird, "synchronisiert" sich der lokale
Code-Generator 233 auf ein fiktives Signal mit einer Phase
irgendwo um diese herum, wie in 5D gezeigt
ist. Das bedeutet, die Schaltung aus 4 synchronisiert
sich auf eine Phase des eingehenden Codes, die irgendwo zwischen
derjenigen des Sichtliniensignals und denjenigen der Mehrwegsignale
liegt. Wenngleich die Stärke
des Mehrwegsignals in Bezug auf diejenige des Sichtliniensignals möglicherweise
gering ist, wegen der Dämpfung
aufgrund von Reflexionen des Mehrwegsignals, kann dessen Auswirkung
wegen der steilen Kurve aus 5D bedeutsam
sein. Die Stärke
des Mehrwegsignals und der Wert der Kurve an der Stelle des Pfeils 215 bestimmen
in Kombination den Grad der Auswirkung des Mehrwegsignals auf diesen
Phasensynchronisationsvorgang. Der Vektor 213 des Sichtliniensignals
wird um den phasengleichen Punkt 247 herum, entfernt von
dem Vektor 215 des Mehrwegsignals, einwirken. Da also Messungen
mit dem GPS-Empfänger
weitestgehend von einer exakten Messung der relativen Phase an der
Stelle des Empfängers
des C/A-Codes in den Satellitensignalen abhängen, ist diese Auswirkung
eines Mehrwegsignals für
die Genauigkeit der letztendlichen Messung recht bedeutsam.
-
Um
die Auswirkung eines Mehrwegsignals zu reduzieren, wurde von anderen
vorgeschlagen, dass die Verzögerung
zwischen dem früheren
und dem späteren
lokalen Code, die in dem Empfänger
erzeugt werden, beträchtlich
reduziert werden sollte. Eine Auswirkung einer Verzögerung von
d = 0,1 Chip ist in den 6A–6C gezeigt.
Das Ausgangssignal des früheren
Akkumulators 239 ist in diesem Fall in 6A gezeigt.
Analog ist das Ausgangssignal des späteren Akkumulators 241 aus 4 in 6B gezeigt.
Das Fehlerausgangssignal des Addierers/Subtrahierers 243 ist
in 6C gezeigt. Man wird erkennen, dass, da die Amplitude
der Fehlersignalfunktion beträchtlich
reduziert ist, das Mehrwegsignal 215 eine deutlich geringere Auswirkung
hat. Wie aus 6C zu ersehen ist, ist der Betrag
der Fehlersignalkurve bei der relativen Phase des Mehrwegsignalvektors 215 viel
kleiner als bei dem Beispiel aus 5B. Infolgedessen
liegt bei einem phasenstarren Beharrungszustand, der in 6C gezeigt
ist, der Vektor 213 des Sichtliniensignals viel näher an einer
gewünschten
phasensynchronen Position 247 als das Sichtliniensignal.
-
Wie
jedoch aus 6C zu ersehen ist, ist, da der
DLL-Korrelator aus 4 mit einer Phasendifferenz früher-später des
lokalen PRN-Codes von einem Zehntel eines Chip arbeitet, die DLL
immer noch nicht auf das Sichtliniensignal synchronisiert. Ein Fehler ε ist in 6C gegenüber der 5D reduziert,
aber nicht eliminiert. Das Mehrwegsignal bewirkt die Entstehung
dieses Fehlers und reduziert somit die Genauigkeit, welche ein GPS-Empfänger erreichen
kann. Entsprechend einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird
die Auswirkung von Mehrwegsignalen unter bestimmten Umständen eliminiert
und wird unter anderen Umständen weiter
reduziert, indem ein DLL-Korrelator der in 7 gezeigten
Art ausgebildet wird, bei welchem zwei Früher-Später-Korrelationen arithmetisch
kombiniert werden. Nehmen wir auf 7 Bezug,
so ist ein Ausgang 227 des Träger-Mischers 219 auf
zwei Korrelatoren gelegt, die parallel geschaltet sind. Ein erster
Korrelator umfasst die Mischer 251 und 253, wobei
deren Ausgangssignale auf einen Addierer-Subtrahierer 255 geführt werden.
Ein Ausgangssignal des letzteren Mischers wird dann auf einen Akkumulator/Integrator 257 geführt. Analog
umfasst der zweite Korrelator die Mischer 259 und 261,
deren Ausgangssignale auf einen Addierer-Subtrahierer 263 geführt werden.
Ein Ausgangssignal dieses Addierers-Subtrahierers wird auf einen
Akkumulator/Integrator 265 geführt.
-
Der
Mischer 251 des ersten Korrelators empfängt eine frühere Code-Nachbildung 267 von
einem (nicht in 7 nicht gezeigten) lokalen Code-Generator.
Analog empfängt
der Mischer 253 eine spätere
Code-Nachbildung 269. Infolgedessen weist ein Ausgangssignal 271 des
Akkumulators eine Form auf, die in 9A gezeigt
ist. Die Verzögerung
zwischen der früheren
und der späteren
Nachbildung 267 bzw. 269 ist mit d bezeichnet.
Dies ist das gleiche, als würde
man das frühere
Signal 267 als der zentralen Referenzphase 279 (9) um d/2 vorausliegend und den späteren lokalen
Code 269 um d/2 hinter dieser Referenz t zurückliegend
beschreiben. Man wird erkennen, dass das in 9A gezeigte
Ausgangssignal 271 eine ähnliche Form wie das aus 6C aufweist.
-
Anstatt
dass einfach auf dieses Korrelatorausgangssignal zurückgegriffen
wird, empfängt
jedoch der zweite Korrelator an den Leitungen 273 und 275 einen
lokal generierten Code mit einer Differenz zwischen dem früheren und
dem späteren
lokal generierten Code, die 2d beträgt. Ein Ausgangssignal 277 des
Akkumulators 265 ist in 9B dargestellt.
Man wird erkennen, dass die Kurve aus 9B ebenfalls
im Allgemeinen die gleiche Form wie die aus 6C aufweist,
sich aber von derjenigen aus 9A darin
unterscheidet, dass sie einen längeren
mittigen Anstiegsabschnitt aufweist. Dies führt auch dazu, dass der Betrag
in den flachen Abschnitten der Kurve größer als derjenige der Kurve
aus 9A ist.
-
Durch
die Kombination dieser beiden Ausgangssignale in einem weiteren
Addierer-Subtrahierer 283 wird
ein Fehlersignal 285 in der Form, wie sie in 9D dargestellt
ist, erhalten. Diese Charakteristik ist sehr vorteilhaft, da sie
ausgedehnte Abschnitte 287 und 289 enthält, in denen
das Fehlersignal null ist. Dies wird erreicht, indem vor dem Kombinieren
der Akkumulatorausgangssignale 271 und 277 in
dem Mischer 283 der Betrag des Akkumulator-Ausgangssignals 277 mit
einem Element 278 um die Hälfte reduziert wird, wodurch sich
die Kurve aus 9C ergibt. Dieser Dämpfungsgrad
steht mathematisch im Zusammenhang mit der Differenz der Breiten
der beiden Früher-Später-Korrelatoren. Die
Kurve aus 9C wird effektiv von derjenigen aus 9A in
dem Addierer-Subtrahierer 283 subtrahiert, wodurch sich
die gewünschte
charakteristische Fehlersignalkurve aus 9D ergibt.
Ein Arbeitsbereich 281 existiert um den phasengleichen
Punkt 279 herum, wobei die Schaltung aus 7 den
lokalen Code-Generator derart anpasst, dass er das Fehlersignal
aus 9D an dem phasengleichen Punkt 279 auf
null führt.
In jedem Fall wird ein Signal, dessen relative Phase in einem der
Bereiche 287 oder 289 liegt, die Synchronisation
der Schleife nicht beeinflussen. Wie in 9D gezeigt
ist, kann der lokale Code-Generator exakt auf das Sichtliniensignal 213 synchronisiert
werden, ohne irgendeinen Beitrag des Mehrwegsignals 215.
Dies geschieht solange, wie die Phasenverzögerung τ zwischen den Vektoren 213 und 215,
in Bruchteilen eines Chip, größer ist
als diejenige des Arbeitsbereichs 281. Somit wird unter
diesen Umständen
die Auswirkung des Signals auf den DLL-Korrelator vollständig ausgeschlossen.
-
Wegen
der weiten Ausdehnung der Bereiche 287 und 289,
in denen das Fehlersignal null ist, kann es schwierig sein, anfänglich ein
Signal zu erfassen. Das bedeutet, wenn der Empfänger erstmals angeschaltet wird,
wird, wenn die relative Phase des lokalen Code-Generators bewirkt, dass das Sichtliniensignal 213 in
einen der Bereiche 287 und 289 fällt, kein
Fehlersignal vorhanden sein, um die Phase der lokalen Codes, der erzeugt
wird, anzupassen. Daher ist ein Schalter 291 (7)
vorgesehen, um den zweiten Korrelator während der anfänglichen
Signalerfassung von der Schaltung abzutrennen. Während dieser Erfassung ist
also nicht das charakteristische Ausgangssignal des Korrelators
aus 9B vorhanden, sondern vielmehr das aus 9A. Somit
hat das Mehrwegsignal während
dieser anfänglichen
Signalerfassungsperiode einen gewissen Einfluss, der Zweck der Methode
besteht jedoch darin, das Sichtliniensignal 213 in den
Arbeitsbereich 281 zu bringen. Sobald dies erfolgt ist,
wird der Schalter 291 geschlossen. Damit wird dann der
Einfluss des Mehrwegsignals ausgeschlossen. Der DLL-Korrelator bringt
das Sichtliniensignal 213 exakt in Übereinstimmung mit der Gleichphasenlage 279.
-
Quantitativ
hat sich ein d = 0,1 Chip als zufriedenstellend erwiesen. Das bedeutet,
dass der Arbeitsbereich 281 0,1 Chip beträgt, ein
sehr schmaler Bereich. Bei diesem Beispiel ist die Differenz früher – später des
zweiten Korrelators, dessen Ausgangssignal in 9B dargestellt
ist, doppelt so groß wie
die eines ersten Korrelators, dessen Ausgangssignal in 9A dargestellt
ist. Dies führt
dazu, dass jeder der Bereiche 287 und 289, in
denen das Fehlersignal null ist, eine Dauer von 0,8 Chip aufweist,
80% einer möglichen
relativen Phasendifferenz zwischen dem lokal erzeugten Code und
dem PRN-Code, der Teil des empfangenen Signals ist.
-
Es
gibt viele Varianten hinsichtlich der spezifischen Parameter, die
zum Betrieb des Korrelators aus den 7 und 9 ausgewählt werden können. Die
spezifischen Phasendifferenzen früher - später, die für die beiden Korrelatoren ausgewählt werden,
können
in einem breiten Bereich liegen, solange sie unterschiedlich sind,
und zwar in Abhängigkeit
von einer bestimmten Anwendung und davon, was erreicht werden soll.
Es ist jedoch im Allgemeinen zu bevorzugen, dass einer der beiden
Korrelatoren aus 7 einen früheren PRN-Code aufweist, der
1/2K früher
liegt als die phasensynchrone Position t, und dessen späterer PRN-Code
1/2K hinter t liegt. Analog weist der zweite Korrelator einen früheren PRN-Code
auf, der N/2K vor t liegt, sowie einen späteren PRN-Code N/2K nach t. N und K stellen ganze
Zahlen dar, wobei N kleiner als K ist. In dem beschriebenen Beispiel
sind N = 2 und K = 10. Wenn diese Einschränkungen befolgt werden, bleibt
dieser Skalierungsfaktor des Elements 278 aus 7 bei
1/2. Wenn irgendeine andere Beziehung zwischen den beiden Korrelatoren
aufrechterhalten wird, wird der Skalierungsfaktor im Allgemeinen
etwas anders sein müssen,
damit sich ausgedehnte Bereiche 287 und 289 mit
einem Fehlersignal von null ergeben, wenn das Ausgangssignal des Akkumulators
aus 9C von dem aus 9A subtrahiert
wird.
-
8 zeigt
eine Modifikation der 7, wobei vier Akkumulatoren
anstatt der zwei Akkumulatoren 257 und 265 aus 7 genutzt
werden. Der Zweck von 8 besteht darin zu zeigen, dass
das gleiche Ergebnis erzielt wird, wenn die Ausgangssignale jedes
der einzelnen Mischer 251, 253, 259 und 261 vor
irgendeiner Kombination irgendwelcher dieser Ausgangssignale akkumuliert
werden. Ein Addierer-Subtrahierer 293 empfängt dann
die Ausgangssignale der vier Akkumulatoren, wobei nun zwei derselben
skaliert und geschaltet werden müssen,
anstatt des einen Ausgangssignals 277 aus 7.
-
Eine
Alternative zur Verwendung der Früher-Später-Korrelatoren, die aber
die gleichen vorteilhaften Ergebnisse liefert, ist in 10 dargestellt.
Ein empfangenes Signal 301, wie es zuvor mit Bezug auf
die 4, 7 und 8 beschrieben
worden ist, wird auf einen Mischer 303 geführt, der
außerdem
eine Nachbildung 305 des in dem Signal 301 enthaltenen
Trägers
empfängt.
Ein Signal 307, bei dem der lokale Träger entfernt ist, wird in einem
Mischer 339 mit einer Ansteuerungssequenz 341 von
einem lokalen Ansteuerungssignalgenerator 343 gemischt.
Das gemischte Ausgangssignal des Mischers 339 wird auf
einen Akkumulator/Integrator 345 geführt, dessen Ausgangssignal 347 das
Fehlersignal darstellt, das genutzt wird, um die Phase des Ausgangssignals
des lokalen Ansteuerungssignalgenerators 343 anzupassen,
um das Fehlersignal zu minimieren.
-
Die
Funktionsweise des DLL-Korrelators aus 10 kann
unter Bezugnahme auf die Kurven aus 11 veranschaulicht
werden. 11A stellt einen PRN-Code dar,
der als Teil des empfangenen Signals 301 auf einen Träger moduliert
ist. Der Code stellt eine binäre
1 dar, wobei er entweder einen Pegel von plus eins oder einen Pegel
von minus eins aufweist. Einer dieser Pegel wird ausgewählt, um
ein Binärbit
eins darzustellen, und der andere ein Binärbit null. Übergänge zwischen diesen Pegeln
erfolgen in Intervallen von einem Chip. Der Code weist jedoch nicht
nach jedem Chip einen Pegelübergang
auf, vielmehr ist dessen Information in der pseudozufälligen Weise
enthalten, in welcher er ein oder mehrere Chips lang bei einem Wert
verbleibt und dann für
ein oder mehrere Chips auf einen anderen Wert umschaltet und danach
zurück,
usw.
-
11B zeigt eine Ansteuerungssequenz 341,
die genutzt werden kann, wobei diese einen Wert von plus eins an
jedem positiv verlaufenden Übergang
des eingehenden Codes aus 11A und
einen negativen Wert von eins an jedem negativ verlaufenden Übergang
des eingehenden Codes aufweist. Die Ansteuerungssequenz 341 ist
null 11B), wenn kein Übergang
erfolgt, obwohl ein Übergang
möglich
ist. Der Übergang der
Ansteuerungssequenz aus 11B fällt mit
einer Mitte jedes Chip des eingehenden Codes zusammen. Bei Verwendung
der Ansteuerungssequenz aus 11B ergibt
sich ein Fehlersignal 347, das im Wesentlichen die gleiche
Funktion wie das in 5D gezeigte hat. Das bedeutet,
der DLL-Korrelator aus 10 liefert, wenn seine Ansteuerungssequenz 341 die
aus 11B ist, im Wesentlichen das
gleiche Ergebnis wie der DLL-Korrelator aus 4 mit seinen
lokal generierten Früher-Später-PRN-Codes, die um ein
Chip auseinander liegen.
-
11C zeigt eine Ansteuerungssequenz 341,
die ein Fehlersignal 347 ergibt, das im Wesentlichen gleich
dem in 6C gezeigten ist. Mit jedem Übergang
des eingehenden Codes 11A fällt ein Impuls mit einer Dauer
von 0,1 Chip zusammen. Die Polarität des Impulses ist während eines
positiven Übergangs
des eingehenden Codes positiv und ist während eines negativen Übergangs
des eingehenden Codes negativ. Die Breite des Impulses kann etwas
von 0,1 Chip abweichen, wobei sich dann eine Fehlersignalfunktion
ergibt, die sich etwas von der in 6C gezeigten
unterscheidet.
-
11D zeigt eine lokale Ansteuerungssequenz entsprechend
einem Aspekt der vorliegenden Erfindung. Bei Verwendung dieser Form
von Ansteuerungssequenz 341 (10) ergibt
sich ein Fehlersignal 347, das im Wesentlichen die gleiche
Funktion wie das in 9D gezeigte hat. Um dies zu
erreichen, umfasst die Ansteuerungssequenz zusammenfallend mit dem
Auftreten jedes Übergangs
des eingehenden Codes aus 11A einen
Impuls, der sowohl positive als auch negative Werte aufweist. Die
Ansteuerungssequenz 341 weist zwischen diesen Impulsfunktionen
einen Wert von null auf. Diese Impulsfunktionen weisen eine Dauer von
deutlich weniger als einem Chip auf. Jede Impulsfunktion weist gleiche
positive und negative Flächen
auf. Wenn eine Phasensynchronität
erreicht ist, ist ein zentraler Abschnitt der Impulsfunktionen aus 11D mit dem Übergang
des eingehenden Codes aus 11A ausgerichtet.
Wenn dieser Übergang
positiv verläuft, weist
der zentrale Abschnitt der Impulsfunktionen aus 11D die eine Polarität auf, und wenn der Übergang des
eingehenden Codes negativ verläuft,
weist die Impulsfunktion des zentralen Teils eine entgegengesetzte Polarität auf. In 11D ist gezeigt, dass der zentrale Abschnitt zu
einem Zeitpunkt 349, der mit einer positiv verlaufenden
Flanke des eingehenden Codes aus 11A zusammenfällt, positiv
ist, und dass der zentrale Abschnitt der Impulsfunktion zu einem
Zeitpunkt 351, der mit einer negativ verlaufenden Flanke
des eingehenden Codes aus 11A zusammenfällt, negativ
ist, dies kann aber auch umgekehrt sein.
-
Mit
Bezugnahme auf 12 sollen die Kennzeichen der
Impulsfunktionen aus 11D in Bezug auf das Diagramm
in vergrößertem Maßstab beschrieben
werden. Eine einzelne Impulsfunktion, die um den Übergang 349 des
eingehenden Codes herum auftritt, kann als aus vier verschiedenen
aneinandergrenzenden Komponenten bestehend betrachtet werden. Ein
zentraler Abschnitt der Impulsfunktion weist die Flächen 353 und 355 auf,
die einen gleichen Flächeninhalt
auf entgegengesetzten Seiten der Übergangslinie 349 aufweisen,
wenn das Fehlersignal des Korrelators aus 10 minimiert
ist. Die Flächen 357 und 359 weisen
eine der Polarität
der Flächen 353 und 355 entgegengesetzte
Polarität
auf und liegen vor bzw. nach den Flächen 353 und 355 der
Impulsfunktion. Es wird bewirkt, dass die Flächeninhalte 353 und 357 gleich
sind. Analog wird bewirkt, dass die Flächeninhalte 355 und 359 gleich
sind. Bei dem speziell beschriebenen Beispiel weisen die Flächen 353 und 355 eine
Breite von 0,1 Chip auf, bei einem Betrag von plus eins, während die
Flächen 357 und 359 jeweils
die halbe Breite davon oder eine Breite von 0,05 Chip aufweisen,
bei einem Betrag von minus eins.
-
Nehmen
wir auf 13 Bezug, so sind in dieser
Kurven angegeben, um die Grenzen des relativen Verfolgungsfehlers
für verschiedene
Mehrwegssignale mit unterschiedlichen Verzögerungswerten zu dem Sichtliniensignal
zu veranschaulichen, auf welches synchronisiert werden soll. Die äußeren Kurven 361 und 363 zeigen
die Ergebnisse des Betriebs des DLL-Korrelators aus 4 in
einer Weise, wie sie mit Bezug auf die Kurven aus 5 beschrieben
worden ist. Die Strich-Punkt-Linien 365 und 367 stellen
die Funktionsweise des DLL-Korrelators aus 4 entsprechend
den Kurven aus 6 dar, wie sie zuvor
beschrieben worden ist. Es ist zu sehen, dass der Verfolgungsfehler
beträchtlich
reduziert ist, aber immer noch wesentlich ist. Eine Kurve 369 aus 13 zeigt,
wie der Fehler beträchtlich
reduziert wird, wenn einer der DLL-Korrelatoren aus den 7 oder 8,
wie mit Bezug auf die Kurven aus 9 erklärt, genutzt
wird. Das gleiche Ergebnis, wie es durch die Kurve 369 dargestellt
wird, ergibt sich bei Nutzung der Ansteuerungssequenz aus 11D mit dem Korrelator aus 10, wie
zuvor beschrieben worden ist. Anhand der Kurve 369 wird
zu erkennen sein, dass Mehrwegsignale, die zu dem Sichtliniensignal
um einen beträchtlichen
Betrag verzögert
sind, die Verfolgung überhaupt
nicht beeinträchtigen.
-
Spezieller
zeigt 13 die Einhüllende eines Nullverfolgungsfehlers ε in Nanosekunden
(ns) für
die drei DLL-Korrelatoren in Abhängigkeit
von der Verzögerung τ in ns für ein Verhältnis α der Stärke des
Mehrwegssignals zu demjenigen des Sichtliniensignals von 0,5, wobei θ zwischen –π und +π variiert.
Es ist offensichtlich, dass für τ zwischen
0 und 10 ns der Nullverfolgungsfehler für die drei Korrelatoren ungefähr identisch ist
und dass für
ein τ um
100 ns herum der Vorteil klar bei der DLL mit 0,1 Chip und Flanke
liegt. Nach 150 ns wird der Nullverfolgungsfehler für den Korrelator
mit d = 0,1 Chip und Flanke vernachlässigbar, wogegen er bei dem
schmalen Korrelator bei 30 ns und darüber verbleibt und für den Korrelator
mit 1 Chip Breite zunimmt. Konzeptionell ist der Flanken-DLL-Korrelator, der
für einen
C/A-Code genutzt wird, äquivalent
einem DLL-Korrelator, der für
einen P-Code genutzt wird, und er weist die gleichen vorteilhaften
Mehrweg-Abschwächungseigenschaften
auf.
-
Ausführungsform eines GPS-Empfängers
-
Die
folgende Beschreibung ist hauptsächlich
auf das Global Positioning System (GPS) der Vereinigten Staaten
ausgerichtet; sie kann jedoch auch auf das GLObal NAvigation Satellite
System (GLONASS) der Gemeinschaft unabhängiger Staaten, oder auf ein
beliebiges Entfernungsbestimmungssystem, das eine PRN-Sequenz nutzt,
angewandt werden. Die vorliegende Ausführungsform wird mit einer Quantisierung
von einem Bit beschrieben, wobei diese Wahl, die der einfacheren
Beschreibung halber getroffen werden, keinerlei Einschränkung für die Quantisierung
darstellt.
-
Nehmen
wir auf 14 Bezug, so stellt diese ein
allgemeines Blockdiagramm eines Pseudo-Zufallsrauschen(PRN)-Empfängers 10 dar,
bei dem die vorliegende Erfindung implementiert ist. Der Empfänger 10 umfasst
eine Antenne 11, einen Abwärtswandler 12, mehrere
Kanäle 13a bis 13n,
eine Eingangs/Ausgangs-Schnittstelle 14 und einen digitalen
Prozessor 15. Die Antenne 11 empfängt ein
zusammengesetztes Signal RF, das sich aus Signalen von sämtlichen
Satelliten in dem System zusammensetzt, die sich in direkter Sichtlinie
der Antenne befinden. Das zusammengesetzte Signal RF wird auf den
Abwärtswandler 12 geführt, um
ein quantisiertes und abgetastetes Zwischenfrequenzsignal IFW, einen
Systemabtasttakt Ft sowie einen SYSTEMTAKT bereitzustellen.
-
Das
Signal IFW stellt ein Wort mit 4 Bits dar, wovon jedes einen von
vier aufeinanderfolgenden IF-Abtastwerten bei einer Abtastrate Fs
repräsentiert.
Der Verarbeitungstakt Ft stellt das Signals Fs geteilt durch 4 dar.
Der Systemtakt stellt ein weiteres Teilungsergebnis des Signals
Ft dar, wobei er den Prozessor mit einer Rate von ungefähr 1 pro
Millisekunde unterbricht und die Kanalverarbeitung auslöst.
-
Mit
Bezugnahme auf 15 soll der Abwärtswandler
diskutiert werden. Das Signal RF wird zunächst durch das RF-Filter 120 vorgefiltert,
von 121 verstärkt
und von dem Mischer 122 mit dem Mischoszillator (LO – Local
Oscillator) gemischt, von 123 und 124 gefiltert
und erneut in IF verstärkt
und zuletzt durch den harten Begrenzer 125 mit ein Bit
quantisiert. Das Filter 123 wird eigentlich als Vorkorrelationsfilter
genutzt, mit einer beidseitigen Bandbreite von 20,46 MHz. Das momentane
Ausgangssignal des harten Begrenzers wird mit einer Rate von Fs
abgetastet und wird in dem 4-stufigen Schieberegister 126 verschoben.
Die Abtastrate Fs wird gewählt,
um die Nyquistrate–Anforderung
im Zusammenhang mit der Bandbreite des Vorkorrelationsfilters zu erfüllen. Bei
jedem Ft-Taktübergang
(d. h. 4 Fs-Takte) wird der gesamte Inhalt des Schieberegisters
in ein paralleles Register 127 übertragen. Das 4-Bit-Wort IFW
wird dann mit einer Rate von Ft an die Kanalschaltungen übertragen,
zur einzelnen Verfolgung der Satelliten.
-
Die
Taktreferenzschaltung des Abwärtswandlers
(15) umfasst eine phasenstarre Schleife (PLL), die
ihrerseits aus dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 131,
einem Frequenzteiler 132, einem Phasenkomparator (129),
der die Phase mit einem stabilen Referenzoszillator 128 vergleicht,
und schließlich
einem Niederfrequenzschleife-Filter 130 besteht. Das Ausgangssignal
des VCO wird als Mischoszillator (LO) für den RF-Abschnitt genutzt.
Die Frequenz des VCO 131 wird in mehreren Schritten geteilt,
ein erstes Mal durch einen Teiler 133, um die Abtasffrequenz
Fs zu erhalten, ein zweites Mal durch einen Teiler 134,
um den Verarbeitungstakt Ft zu erhalten, und ein drittes Mal durch
einen Teiler 135, um den SYSTEMTAKT zu erhalten.
-
Wie
in 14 gezeigt ist, wird das abgetastete und quantisierte
Zwischenfrequenzsignal IFW gleichzeitig auf jeden der mehreren Signalverarbeitungskanäle 13a bis 13n geführt. Für jeden
sichtbaren Satelliten ist ein separater Kanal 13 bestimmt,
wobei die Zuordnung zu einem gegebenen Satelliten durch Konfigurierung des
PRN(Pseudo-Zufallsrauschen)-Generators über die
PRN-GENERATOR-BEFEHLE erfolgt. Die Struktur eines Kanals 13,
typischerweise jedes der Kanäle 13a–13n,
ist in 16 angegeben. Jedes Satellitensignal wird
gleichzeitig hinsichtlich der Trägerphase
durch eine phasenstarre Schleife (PLL) für den Träger und hinsichtlich der Codephase
durch eine Verzögerungsschleife
(DLL – Delay
Lock Loop) verfolgt. Die gesamte Kanalverarbeitung erfolgt in vollsynchroner
Weise mit einem Verarbeitungstakt Ft. Es werden jeweils immer 4 IFW-Abtastwerte
zusammen verarbeitet, und die gesamte Träger- und Code-Erzeugung erfolgt
mit einer Rate von Ft ebenfalls in 4er-Gruppen.
-
Sowohl
die PLL als auch die DLL sind teilweise in dem Kanal 13 und
teilweise in dem Prozessor 15 implementiert. Die Verbindung
erfolgt durch die E/A-Schnittstelle 14. Die Schleifenkomperatoren
und die Schleifenaktuatoren sind in jedem Kanal angesiedelt, wogegen
die Implementierung der Filter und die Schleifenverwaltung durch
den Prozessor 15 abgewickelt werden. Die Schleifen werden
aktualisiert, wenn der Prozessor durch das Signal SYSTEMTAKT unterbrochen
wird und das Signal MESS FERTIG für diesen Kanal gesetzt wird,
womit der Prozessor informiert wird, dass gerade ein Messzyklus
beendet wurde. Für
sämtliche Messzyklen
wird eine größere Periode
als diejenige des SYSTEMTAKTS gewählt, um keine Messung zu verpassen.
Die Zyklusperiode wird von dem Prozessor bei jeder Kanalinitialisierung
festgesetzt, und zwar über den
PRN-GENERATOR-BEFEHL.
-
Die
Träger-PLL
nutzt die Messungen I und Q eines Gleichphasekorrelators 130a und
eines Gegenphasekorrelators 130b. In einem Verfolgungsmodus
führt die
PLL die Information Q auf null, wobei gleichzeitig auf das Vorhandensein
der Signalsynchronisation auf I hin überprüft wird. Beide Korrelatoren
nutzen den gleichen "pünktlichen" Pseudo-Zufallscode
(PRN) für
die Korrelation, nutzen aber unterschiedliche Trägersignale COS und SIN. Die
verarbeiteten Informationen werden genutzt, um den TRAGERFREQUENZ-BEFEHL
eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) 132 für den Träger zu steuern.
-
Der
Träger-NCO 132 ist
detailliert in 17 beschrieben. Das momentane
Trägerphasenabbild
wird in einem Trägerphase-Register 1325 gehalten,
wobei der Gesamtbereich 2π der
Trägerphase
darstellt. Der momentane TRAGERFREQUENZ-BEFEHL wird in einem Frequenzbefehl-Register 1323 gehalten.
Bei jedem Ft-Übergang
wird dieser Wert durch den Addierer 1321c zu dem momentanen
Inhalt des Trägerphase-Registers
hinzu addiert; somit wird die Trägerphase
jedes Mal, wenn das Trägerphase-Register 1325 in
seinem Zyklus auf null zurückkommt,
um einen vollen Zyklus inkrementiert.
-
Die
momentane Trägerphase
kann bei jedem SYSTEMTAKT-Übergang
oder bei jedem Ft in sehr einfacher Weise erhalten werden; das Trägerphase-Register 1325 wird
bei dem anfänglichen
KANALRÜCKSETZ-Befehl
synchron mit dem SYSTEMTAKT zurückgesetzt,
wodurch eine bekannte Anfangsphase sichergestellt wird. Jeder Prozessorbefehl,
der in einen Puffer 1324 geladen wird, wird in das Frequenzbefehl-Register 1323 übertragen
und wirkt beim nächsten
SYSTEMTAKT-Übergang;
da die SYSTEMTAKT-Periode eine exakte Anzahl von Ft-Perioden darstellt
und das geladene Befehlswort bekannt ist, wird der exakte Wert in
dem Trägerphase-Register
beim nächsten
SYSTEMTAKT-Übergang
oder dazwischen bei einem Übergang
des Ft-Takts durch direkte Berechnung erhalten.
-
Der
Ein-Bit-Kosinuswert C0 des Referenzträgers wird
durch EXKLUSIV-ODER-Verknüpfung des höchstwertigsten
Bits (MSB – Most
Significant Bit) und des zweithöchstwertigen
Bits des Inhalts des Trägerphase-Registers
erhalten. Der Ein-Bit-Sinuswert
des Referenzträgers
wird unter Nutzung des MSB des Inhalts des Trägerphase-Registers erhalten;
dies erfolgt tatsächlich
in dem Phase/Gegenphase(P/Q)-Signalgenerator 1320c.
-
Da
die Abtastwerte jeweils in 4er-Gruppen verarbeitet werden, werden
die Trägerreferenzen
auch synchron mit den exakten Abtastzeiten für die drei anderen Abtastwerte
generiert. Willkürlich
und der einfacheren Implementierung halber wird das Referenzsignal
derart gewählt,
dass es ein Drittel der 4er-Sequenz beträgt.
-
Es
ist zu erkennen, dass die Trägerphase 1325 aller
Ft physikalisch um den Frequenzbefehlswert 1323 inkrementiert
wird. Dies ist gleichbedeutend damit zu sagen, dass die momentane
Trägerphase
praktisch aller Fs (d. h. viermal pro Ft-Periode) um ein Viertel
dieses Wertes inkrementiert wird. Als Ergebnis wird die Referenzträgerphase
synchron mit dem vierten Abtastwert (dem jüngsten) erhalten, indem der
Frequenzbefehl geteilt durch vier (Teiler 1322c) zu der
momentanen Trägerphase 1325 hinzu
addiert wird; der Kosinus-(Sinus-)Wert C+1 (S+1) des Trägers, verzögert um eine Abtastperiode,
wird aus diesem mit dem Gegenphase-Signalgenerator 1320d unter
Nutzung des gleichen Algorithmus wie für C0 und
S0 erhalten.
-
Analog
werden C–2,
S–2 erhalten,
indem der Frequenzbefehlswert geteilt durch 2, mit Hilfe eines 1322a, von
der momentanen Trägerphase 1325 subtrahiert
wird. Diese Subtraktion erfolgt unter Nutzung des Addierers 1321a.
Der Kosinus- und der Sinuswert werden schließlich durch 1320a erhalten.
-
Schließlich werden
C–1,
S–1 erhalten,
indem der Frequenzbefehlswert geteilt durch 4, mit Hilfe von 1322b,
von der momentanen Trägerphase 1325 subtrahiert
wird. Diese Subtraktion erfolgt unter Nutzung des Addierers 1321b.
Der Kosinus- und der Sinuswert werden schließlich über 1320b erhalten.
-
Das
vollständige
NCO-Ausgangssignal stellt ein "Kosinus"-Wort COS und ein "Sinus"-Wort SIN mit jeweils 4 Bits dar, wobei
jedes Bit den Abtastwert der Trägerreferenz
um einen Abtastwert auseinander liegend darstellt. Der "pünktliche" Gleichphase- (130a) und der
Gegenphase- (130b) Korrelator für die PLL sind in 19 beschrieben.
Angesichts der starken Ähnlichkeit
behandelt die folgende Beschreibung des Korrelators lediglich den
Gleichphase-Fall.
-
Das
Zwischenfrequenz-Wort IFW, das sich aus 4 Abtastwerten zusammensetzt,
wird mit der Kosinus-Trägerreferenz
COS aus 4 Bits in der Struktur 1301a bis 1301d einer
EXKLUSIV-ODER-Verknüpfung
unterzogen. Sämtliche
Abtastwerte werden in dem Addierer 1302 addiert; das Ergebnis
liegt zwischen –4
und +4 (die Werte "0" werden von dem Addierer 1302 als "–1" verarbeitet). Das Ergebnis wird dann
mit dem Wert der Referenz-PRN-Sequenz synchron mit dem jüngsten Abtastwert
multipliziert (Multiplizierer 1303). Der resultierende
Wert wird dann mit einer Rate Ft algebraisch zu dem momentanen Inhalt
des Akkumulators 1305 addiert. Bei jedem ZYKLUS-Übergang
wird der Wert des Akkumulators in den Puffer übertragen, der Akkumulator wird
zurückgesetzt
(RST) und schließlich
wird eine neue Messperiode ausgelöst. Der Prozessor ist dann
in der Lage, die Messwerte zu lesen, um die Schleifen zu schließen.
-
Kommen
wir kurz auf 16 zurück, so soll die Verzögerungsschleife
detaillierter beschrieben werden. Die DLL weist 2 Konfigurationen
auf, einen Erfassungsmodus oder einen Verfolgungsmodus, in Abhängigkeit
von der Synchronisationsphase des Kanals. Wie im vorherigen Abschnitt
beschrieben, wird im Verfolgungsmodus vorzugsweise ein "Flanken-DLL"-Korrelator genutzt,
während
im Erfassungsmodus eine DLL mit 0,1 Chip Verzögerung genutzt wird. Die Auswahl
zwischen den beiden Modi erfolgt über das Signal DLL-AUSWAHL.
Andere spezielle Kombinationen von Verfolgungs- und Erfassungsmodus-Korrelatoren
können
ebenfalls genutzt werden.
-
Die
Verzögerungsschleife(DLL)-Verarbeitung
wird mit einer Rate Ft getaktet, analog der PLL, und die Messwertaktualisierungsrate
beträgt
ebenfalls ZYKLUS. Die DLL nutzt die Informationen dI und dQ, die
von einem DLL-Gleichphasekorrelator 131a, was dI betrifft,
und einem DLL-Gegenphasekorrelator 313b, was dQ betrifft,
kommen. Die DLL führt
den Wert dQ auf null, wenn sie sich im Verfolgungsmodus befindet.
Im Erfassungsmodus wird dQ in Verbindung mit dI genutzt. Die verarbeiteten
Informationen werden genutzt, um die PRN-GENERATOR-BEFEHLE des PRN-Code-Generators 133 zu
steuern.
-
Das "Flanken-DLL"-Prinzip, das zuvor
unter Bezugnahme auf die 10, 11D und 12 beschrieben
worden ist, soll angesichts des gerade beschriebenen GPS-Empfängers detaillierter
beschrieben werden. Zum Zwecke der Implementierung der "Flanken-DLL" müssen vier
Zeitintervalle gleicher Dauer um den PRN-Code-Übergang herum definiert werden;
zwei vor dem Codeübergang
und zwei danach. Bei der aktuellen Ausführungsform weist jedes Zeitintervall
eine exakte Dauer von 1/Fs oder der IF-Abtastperiode auf.
-
Wir
schließen
daraus, dass jedes Zeitintervall bei einer Rate Fs genau einen einzigen
IF-Abtastwert enthält. Die
relative Position der Abtastwerte in dem Intervall ist unbekannt
und hängt
von der relativen Phase zwischen dem Code-Generator und dem Abtasttakt
ab. Die vollständige
Formel, welche das DLL-Verhalten ausdrückt, wird nachstehend angegeben.
-
Nehmen
wir an, dass S
–2, S
–1,
S
+1, S
+2 eine Sequenz
von vier aufeinanderfolgenden IF-Abtastwerten darstellt,
wobei sich der Code-Übergang
zwischen S
–1 und
S
+1 befindet und die zugehörige abgetastete PRN-Code-Sequenz
lautet:
PRN
–2, PRN
–1,
PRN
+1, PRN
+2 (wobei
PRN
–2 =
PRN
–1,
und PRN
+1 = PRN
+2 sind).
dPRN kann definiert werden als:
-
Somit
ist dPRN gleich:
+1, wenn der Übergang eine ansteigende Flanke
darstellt,
–1,
wenn der Übergang
eine abfallende Flanke darstellt,
0, wenn zwei aufeinanderfolgende
PRN-Chips identisch sind.
-
dPRN
kann als die Ableitung der PRN-Sequenz betrachtet werden.
-
Bei
jedem PRN-Chipcode-Übergang
ist der elementare DLL-Beitrag gegeben durch: DLLi = (–S–2 +
S–1 +
S+1 – S+2)⊕dPRN
-
Der
Beitrag ist nicht null, wenn dPRN ≠ 0
(d. h. wenn PRN–1 ≠ PRN+1)
ist.
-
Nach
einer Integrationsperiode, die zwischen zwei benachbarten ZYKLUS-Übergängen definiert
ist, wird die vollständige
DLL-Antwort lauten:
-
Diese
Summierung führt
eine Tiefpass-Frequenzfilterfunktion für die Messwerte dI und dQ aus.
-
Kommen
wir zurück
zu der physischen Implementierung, so stellen wir fest, dass, wenn
wir wissen, dass ein Code-Übergang
in einer Gruppe aus 4 IFW-Abtastwerten fällt, wir noch wissen müssen, zwischen welche
Abtastwerte der Gruppe der Code-Übergang
fällt.
-
Die
Signale P0 und P1 zeigen, wohin zwischen die IFW-Abtastwerte der
Code-Übergang
fällt.
Da wir 4 aufeinanderfolgende Werte addieren müssen und der Code-Übergang
4 unterschiedliche Positionen in der Sequenz haben kann, müssen wir
die 3 vorhergehenden Abtastwerte der vorhergehenden Sequenz aus
4 IFW behalten. Die Gesamtsequenz, von dem ältesten Abtastwert zu dem neuesten,
wird lauten: S
2A, S
3A,
S
4A, S
1, S
2, S
3, S
4,
und PRN
4 wird der PRN-Code synchron zu S
4 sein.
| P1-Wert | P0-Wert | Code-Obergang fällt zwischen | elementarer
DLL-Betrieb im Verfolgungsmodus | elementarer
DLL-Betrieb im Erfassungsmodus |
| 0 | 0 | S3A und S4A | (–S2A + S3A + S4A – S1)⊕dPRN | (+S2A + S3A + S4A + S1)⊕dPRN |
| 0 | 1 | S4A und S1 | (–S3A + S4A + S1 – S2)⊕dPRN | (+S3A + S4A + S1 + S2)⊕dPRN |
| 1 | 0 | S1 und S2 | (–S4A + S1 + S2 – S3)⊕dPRN | (+S4A + S1 + S2 + S3)⊕dPRN |
| 1 | 1 | S2 und S3 | (–S1 + S2 + S3 – S4)⊕dPRN | (S1 + S2 + S3 + S4)⊕dPRN |
Tabelle
1
-
Kommen
wir zu 20, so soll die Implementierung
des DLL-Gleichphasekorrelators 131a detailliert beschrieben
werden. Nach Multiplikation von IFW mit dem Trägerwort COS durch 1310a bis 1310d werden
die drei letzten Abtastwerte des momentanen IFW-Wortes in 1318 zwischengespeichert.
Am Eingang der vier Multiplexer 1311a bis 1311d stehen
sieben Abtastwerte gleichzeitig zur Verfügung, S1 bis
S4 aus dem momentanen IFW und S2A bis
S4A aus dem vorhergehenden. In Abhängigkeit
von dem momentanen Wert von P1 und P0 erfolgt eine gemeinsame Auswahl
an allen 4 Multiplexern. Für
die restliche Erklärung
sei angenommen, dass P0 = P1 = 0 ist. An dem Ausgang von 1311a ist S1 verfügbar;
an 1311b ist S4A verfügbar und
so weiter. Der Addierer 1313 addiert sämtliche ausgewählten Abtastwerte
(wobei er in dem Prozess Eingaben "0" als
Wert "–1" interpretiert).
Das Ergebnis wird dann mit dPRN multipliziert, um den elementaren
Wert DLLi zu bilden. Im Verfolgungsmodus
wird das Signal DLL-AUSWAHL die Werte, die aus dem ersten und dem
letzten Multiplexer kommen, invertieren, sodass vollständig die
DLL-Formel für Verfolgung
implementiert wird, die in der ersten Zeile der Tabelle 1 beschrieben
ist.
-
Der
momentane Wert zwischen +4 und –4
wird durch den Addierer 1315 während des gleichen Ft-Übergangs
algebraisch zu dem Akkumulator 1316 hinzu addiert. Bei
jedem Übergang
von ZYKLUS wird der Akkumulatorwert in den Puffer 1317 übertragen,
der Akkumulator zurückgesetzt
(RST) und schließlich
eine neue Messperiode ausgelöst.
-
Es
gibt lediglich einen geringfügigen
Unterschied, wenn der Erfassungsmodus implementiert wird. Die Schaltung
ist bis zu dem Addierer 1313 identisch, außer dass
der erste und der letzte Abtastwert, die aus dem Multiplexer 1311a und 1311d kommen,
nicht invertiert werden. Das Signal dPRN wird in derselben Weise
wie zuvor definiert, aber dessen Größe wird erweitert, sodass es
eine Dauer von 0,1 Code-Chip, zentriert an dem Codeübergang,
erreicht.
-
Mit
Bezug auf 18 soll der vollständige PRN-Code-Generator
beschrieben werden. Der Generator setzt sich tatsächlich aus
einem numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) für den Code zusammen, welcher einen
Chip-Frequenz-Takt Fc liefert, dessen Frequenz über den CODEFREQUENZ-BEFEHL
des Prozessors gesteuert wird; Fc wiederum taktet den PRN-Code-Generator 1334 an
sich.
-
Beginnen
wir mit der Beschreibung des Code-NCO: Analog dem Träger-NCO
ist er durch ein Codephase-Register 1335 verkörpert, dessen
vollständiger
Bereich 2π der
Codephase repräsentiert.
Bei jedem Ft-Übergang
wird das Wort in dem Codefrequenz-Befehlsregister 1336 zu
dem Inhalt des Codephase-Registers hinzu addiert (Modulo des Bereichs
des Codephase-Registers), und zwar durch den Addierer 1331d.
Das Übertragsignal,
das von dem Addierer kommt, wird als Chip-Frequenz Fc genutzt. Das
Wort CODEFREQUENZ-BEFEHL,
das in dem Codefrequenz-Befehlsregister vorhanden ist, wird bei
jedem SYSTEMTAKT-Übergang
aus dem Puffer 1337 geladen. Der Puffer selbst wird jedes
Mal aus dem Prozessor geladen. Eine weitere wichtige Funktion des
Code-NCO besteht darin, die Signale P0 und P1 zu liefern, deren
Funktion bereits beschrieben worden ist.
-
Die
Signale P0 und P1 werden folgendermaßen erzeugt: Wenn R der Gesamtbereich
des Codephase-Registers (CPR)
1335 und Δφ das Phaseninkrement bei jedem
Abtastwert Fs ist (Δφ = CODEFREQUENZ-BEFEHL/4),
dann gilt:
| | 0 < CPR ≤ Δφ | Δφ < CPR ≤ 2Δφ | 2Δφ < CPR ≤ R – 2Δφ | R – 2Δφ < CPR ≤ R – Δφ | R – Δφ < CPR ≤ R |
| P1 | 0 | 0 | 1 | 1 | 1 |
| P0 | 1 | 0 | 0 | 1 | 0 |
Tabelle
2
-
P1
wird erhalten durch Subtraktion des Codefrequenz-Registers (CFR) 1336 geteilt
durch zwei (durch den Teiler 1332b) von dem Codephase-Register
(CPR) 1335 mit Hilfe des Addierers 1331c. Wenn
das Resultat RES1 positiv ist, ist P1 = 1.
-
Für P0 liegt
der Fall anders, er hängt
von dem Wert P1 ab. Wenn P1 null ist (CPR < 2Δφ), wird
CFR geteilt durch 4 (durch den Teiler 1332a) in dem Multiplizierer 1331b mit –1 multipliziert;
wenn P1 eins ist (CPR ≥ 2Δφ), wird
CFR/4 mit +1 multipliziert. Danach addiert 1331a RES1 zu
dem Ergebnis der Multiplikation; der Übertrag des Addierers 1331a wird
als P0 herangezogen. Das Endergebnis entspricht Tabelle 2.
-
Der
PRN-Code-Generator 1334 wird durch die Chip-Frequenz Fc
getaktet. Er wird durch den Befehl GENERATOR-VOREINSTELLUNG für eine bestimmte
Satellitensequenz konfiguriert. Er gibt ein Zeitraum-Signal synchron
mit einem bestimmten Moment in der PRN-Sequenz aus, welches als
Referenz in der PRN-Entfernungsbestimmungssequenz herangezogen wird.
Der Übergang
der Datenbits, die der PRN-Sequenz überlagert sind, ist exakt mit
diesem Zeitraum-Signal synchronisiert.
-
Dieses
Signal ZEITRAUM taktet den Zykluszähler 1333, welcher
bei der Initialisierung des Kanals durch SYNCHR RÜCKSETZUNG
zurückgesetzt
wird, und zählt
eine ganzzahlige Anzahl von Zeiträumen (voreingestellt mit der
Voreinstellsequenz) bevor er bei ZYKLUS einen Übergang erzeugt, womit der
momentane Messzyklus an sämtlichen
Korrelatoren beendet wird und der Prozessor durch das Signal MESS
FERTIG informiert wird. Jeder Kanal besitzt seinen eigenen Zykluszähler, der
auf dessen eigene Datenübergänge synchronisiert
ist. Nach einer Synchronisationsphase auf die Datenübergänge ist
es möglich,
die Messperioden auf bis zu 20 ms zu verlangsamen, während dieser
Periode erfolgen keine Datenübergänge.
-
Nehmen
wir exakt an, dass der Flanken-DLL-Korrelator, der für den C/A-Code
genutzt wird, mit einer Vorkorrelations-Bandbreite-Vorfilterung
(typischerweise 20,46 MHz doppelseitig) den Mehrwegfehler verbessert.
Ein PRN-Code-Übergangsdetektor
wird gebildet, welcher das momentane Code-Ausgangssignal und das vorhergehende,
in dem Latch 1339 zwischengespeicherte, einer EXKLUSIV-ODER-Verknüpfung unterzieht. Das
Signal dPRN wird von 1338 entsprechend der Beschreibung
in der Prinziperklärung
der DLL erzeugt.
-
Entsprechend
dem üblichen
Mehrwegmodell ist das direkt empfangene Signal gegeben durch: A·PRN(t)·cos (ω0t + φ)wobei:
A
die Amplitude des empfangenen Signals ist,
PRN(t) die Pseudo-Zufallssequenz
ist,
ω0 die Trägerfrequenz-Impulsfolge
ist,
φ der
Phasenversatz des Trägers
ist.
-
Das
Mehrwegsignal ist gegeben durch: A·α·PRN(t – τ)·cos (ω0(t – τ) + φ – θ)wobei:
α das Amplitudenverhältnis zwischen
dem direkten und dem Mehrwegsignal ist,
τ die Ausbreitungsverzögerung zwischen
dem direkten und dem Mehrwegsignal ist,
θ die zusätzliche Phasendrehung zwischen
dem direkten und dem Mehrwegsignal ist.
-
Die
Hauptauswirkung des Vorhandenseins eines Mehrwegsignals besteht
in der Verschiebung des Nulldurchgangs des DLL-Gangs von dem Referenzwert
für "Null Mehrweg" in unterschiedlicher
Weise für
jeden der drei Diskriminatoren. Da die DLL das Ausgangssignal des
DLL-Korrelators im Mittel auf null führt, wird die Differenz zwischen
Nulldurchgängen
direkt als ein Fehler in der gemessenen Phase des Codes zu sehen sein.
Da die unterschiedlichen Satelliten, für welche die Kanäle vorgesehen
sind, wegen einer unterschiedlichen Geometrie nicht die gleichen
Mehrwege erfahren, wird die Positionsberechnung fehlerhaft sein.
-
Kehren
wir zu der vorstehenden Beschreibung der Funktionsweise eines Empfängers, welcher
das Demodulationsverfahren gemäß 10 nutzt,
mit Bezugnahme auf die 11D und 12 zurück, so sollen einige
alternative lokale Ansteuerungssequenzen beschrieben werden. Die 21B, 21C und 21D geben weitere Beispiele dafür an, was
der Ansteuerungssignalgenerator 343 auf der Leitung 341 bereitstellen kann.
Das Ergebnis im Hinblick auf die Fehlersignalcharakteristik aus 9D ist
im Wesentlichen das gleiche, die unterschiedlichen Ansteuerungssequenzen
aus den 21B–D bewirken jedoch, dass sich
die Höhe
und die Dauer der Abschnitte ungleich null der Kurve aus 9D etwas ändern. Der
grundsätzliche
Vorteil des Bereitstellens ausgedehnter Intervalle, in denen das
Fehlersignal null ist, bleibt jedoch erhalten.
-
In
jeder der 21B–D tritt ein sorgfältig gesteuertes
Ansteuerungssignal an jedem der Übergänge 365, 367 usw.
des eingehenden Codes (21A)
auf. In 21B weisen die negativen Abschnitte 369 und 371 des
Signals einen geringeren Betrag als 1 auf, während entsprechende positive
Abschnitte 373 und 375 einen Betrag von 1 aufweisen.
Die negativen Abschnitte mit niedrigerem Betrag des Signals weisen
jedoch eine längere
Dauer auf, sodass die Flächen
der Impulsabschnitte 369 und 373 gleich sind,
ebenso wie die Flächen 371 und 375.
Bei dem Ansteuerungssignal aus 21C ist
eine positive Fläche 377 (Betrag
geringer als 1) viel kleiner als eine negative Fläche 379 (Betrag
größer als
1), während
eine positive Fläche 381 viel
kleiner als eine im Negativen liegende Fläche 383 ist. Dieses
Ansteuerungssignal unterscheidet sich von den anderen hier gezeigten
durch die Ausrichtung eines Übergangs
zwischen den im Negativen und Positiven verlaufenden Abschnitten
des Signals mit der Signalflanke 365 des Codes (wenn ein
minimaler Fehlerzustand besteht). Jedes der Signale aus den 11D, 12, 21B und 21C ist um die Code-Flanke herum symmetrisch. Die
Signale sind mit ihrer Mitte mit der Code-Flanke ausgerichtet positioniert.
-
In 21D jedoch ist das Ansteuerungssignal nicht um
die Flanke des eingehenden Codes herum symmetrisch. Die im Positiven
und Negativen verlaufenden Impulsabschnitte weisen jedoch auf jeder
Seite der Code-Flanke gleiche Flächen
auf. Das bedeutet, die Flächen 385 und 387 auf
der einen Seite der Code-Flanke 365 sind im Wesentlichen
gleich, während
gleichzeitig die Flächen 389 und 391 auf
der anderen Seite der Code-Flanke 365 ebenfalls im Wesentlichen
gleich sind.
-
Wenngleich
verschiedene spezifische Beispiele für zusammengesetzte Ansteuerungsimpulsformen angegeben
worden sind, gibt es zahlreiche andere Formen mit verschiedenen
relativen Beträgen,
die stattdessen zur Anwendung kommen können. Die im Negativen und
Positiven liegenden Gesamtflächen
jedes dieser zusammengesetzten Ansteuerungsimpulse wird im Wesentlichen
gleich gestaltet. Durch diese Eigenschaft wird bewirkt, dass das
Mehrwegsignal im Wesentlichen eliminiert wird, solange dessen Verzögerung in
Bezug auf das Sichtliniensignal hinreichend ist.
-
Wenngleich
die verschiedenen Aspekte der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf
deren bevorzugte Implementierungen beschrieben worden sind, versteht
es sich, dass die Erfindung im vollen Schutzumfang der anhängenden
Ansprüche
geschützt
ist.
