JP2000511278A

JP2000511278A - 位置決定応用のスペクトル拡散受信機における多経路誤差の減少

Info

Publication number: JP2000511278A
Application number: JP09508674A
Authority: JP
Inventors: ジョージクシュスキー、マーク; ヴェイツェル、ビクター; シラノヴァティスキー、スタニスロフ; アシュジャイー、ヤバド; ガリン、リオネル
Original assignee: マゲランコーポレーション
Priority date: 1995-08-09
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 2000-08-29
Also published as: EP0843828B1; ATE376194T1; AU714888B2; AU1114397A; EP0843828A2; DE69637296T2; CN1196123A; WO1997006446A2; WO1997006446A3; CA2229069A1; KR19990036303A; DE69637296D1

Abstract

(57)【要約】疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）コードを有する無線周波信号の受信機と、アプリケーションの位置決定に特に適用される前記信号を処理する技術に関する。ＰＲＮコードに対応する信号は、局部発生されて受信信号を解読するために使用され、多経路（遅延）の無線周波信号が存在する場合に生じる位置誤差を減少させる。本発明の受信機および信号処理技術の重要な応用は、汎世界測位システム（ＧＰＳ）に用いられ、ここでは、数個の衛星から送られてきた多数の前記信号が同時に受信，処理されて、受信機の位置や動き等の情報を得ることができる。各受信機の多数の処理チャンネルに設けられた遅延ロックループ（ＤＬＬ）相関器は、一つの衛星からの直視信号にロックされて、多経路信号の影響をかなり減少させる。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称位置決定応用のスペクトル拡散受信機における多経路誤差の減少背景技術本発明は、ナビゲーションシステムや他の位置決定応用に使用されるディジタル無線受信機に関し、ここにおいて、受信信号は、疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）タイプのコードで暗号化される。本発明は、多経路フェージングが過酷な環境で特に用いられる。米国政府は、汎世界測位システム（ＧＰＳ）の一環として、多数の衛星を軌道にのせている。ＧＰＳ受信機は、いくつかの衛星からの信号を受信して、非常に正確なパラメータ，例えば、位置，速度，および時刻を決定できる。それは、軍事用および民生用の両方で使用されている。軍事使用では主に軍用機や艦船に受信機が使用され、軍用機や艦船の位置および速度を絶えず決定できる。民生使用の一例としては、測量や固定点の正確な位置決定もしくは２つの固定点間の距離決定が挙げられ、その精度は高いものである。別の例としては、高精度な時間標準の発生が挙げられる。これを達成するのに、衛星は、それぞれ２つのＬ周波帯信号を伝送し続けている。受信機は、その信号を同時に検知し処理して信号からの情報を引き出すことで、位置，速度や時刻といった望ましいパラメータを計算する。米国政府は、これらの衛星伝送用に基準を設けているので、特定の目的に合わせて受信機を取り付けることで、誰もが衛星信号を利用することができる。衛星伝送基準は、１９８４年９月２６日付けで、１９８６年１２月１９日に改定された「ナブスターＧＰＳ宇宙空間区分／ナビゲーション・ユーザー・インョターフェイス」と題したロックェルインターナショナルコーポレーションの「インターフェイス制御文書」で詳細に発表されている。簡潔に言えば、各衛星は、通常１５４０f₀で表示される１５７５．４２Ｍｈｚ搬送波のＬ１信号を伝送し、ここにおいて、ｆ₀＝１．０２３Ｍｈｚである。各衛星により伝送される第２のＬ２信号は、搬送波周波数が１２２７．６Ｍｈｚもしくは１２００ｆ₀である。これらの信号は、それぞれ衛星内でその衛星に特有の少なくとも一つの疑似ランダム信号関数で変調される。これにより、無線周波数ノイズや意図的な妨害に耐性なスペクトル拡散信号が発生する。また、それにより、多数の衛星からのＬ周波帯信号を受信機で個々に確認して区別することが可能になる。そのような疑似ランダム関数の一つに精密コード（「Ｐコード」）があり、衛星でＬ１とＬ２搬送波の両方を変調する。Ｐコードは、クロックレートが１０．２３Ｍｈｚであることから、Ｌ１とＬ２信号は帯域幅が２０．４６Ｍｈｚとなる。コード長は７日であり、すなわち、Ｐコードパターンは７日毎に再度開始される。さらに、各衛星のＬ１信号は、第２の疑似ランダム関数、もしくは特有の鮮明獲得コード（「Ｃ／Ａコード」）で変調され、前記コードは、クロックレートが１．０２３Ｍｈｚであり、そのパターンを１ミリ秒毎に繰り返すので、１０２３ビットをもつものとなる。さらに、Ｌ１搬送波はまた、毎秒５０ビットの航法データの流れに変調され、前記データの流れは、衛星の確認や状態等の情報を提供するものである。受信機では、前記衛星信号を復調する過程で、既知の疑似ランダム関数に対応する信号が発生し、衛星信号に変調されたものと同位相に揃えられる。軌道が観察されている各衛星からの搬送波の位相は、各衛星信号を局部的に発生した疑似ランダム関数と相関させた結果から測定される。多数の衛星から送られた搬送波信号の相対的な位相が測定され、それにより、受信機を用いて距離，速度や時刻等の望ましい最終的な数量が計算される。Ｐコードの暗号関数（Ｙコード）は、米国政府により軍事目的のみに使用されるように分類されているので、ＧＰＳを民生用として使用する人は、Ｃ／Ａコードの疑似ランダム関数のみを使用しなければならない。旧ソ連政府は、ＧＬＯＮＡＳＳと呼ばれる同様の衛星測位システムを軌道に打ち上げており、その基準に関する詳細な情報は、旧ソ連公営のＧＬＯＮＡＳＳ統括組織である宇宙空間装置エンジニヤリンググロフコズモ研究所(Glavkosmos In stitute of Space Device Engineering)により認可されたＲＴＣＡペーパーNo. ５１８−９１／ＳＣ１５９−３１７の「汎世界衛星航法システムＧＬＯＮＡＳＳインターフェース制御文書」に記されている。ここにおいて、本発明は米国ＧＰＳシステムの使用に関して記載しているが、ＧＬＯＮＡＳＳ信号を獲得する目的の受信機もしくは位置決定用に疑似ランダムノイズシーケンスを使用する無線周波数システムに適用可能である。距離や速度等の最終的な精度に影響を及ぼす主な要因の一つは、測定を行う際、信号位相測定が正確になされるかどうかである。言い換えれば、直視伝播信号以外に多経路フェージング信号を受信すると、この位相測定の正確さは変化してしまう。Ｃ／Ａコードの位相は、例えば、遅延ロックループ（ＤＬＬ）相関器を用いて決定され、ここにおいて、内部発生したＣ／ＡＰＲＮコードシーケンスの位相は制御ループで調整されるので、誤差信号を最小限に抑えることになる。ＤＬＬは、その一部である信号相関器の内部発生した早い方と遅い方のコードを使用する。そのような受信機の多くは、一つのＰＲＮコードチップの早い方と遅い方のコードの時間間隔を使用する。（「チップ」とは、コードが正か負で維持される間の時間である。）そのような受信機内でのＤＬＬの動作は、多経路信号が存在すれば影響を受け、したがって、追跡誤差が生じる。ＤＬＬのフェーズロック状態は、位相測定誤差の原因をなくすのに望ましい直視信号で制御されるだけでなく、むしろ多経路信号にも影響を受ける。位相外れ状態にある多経路のひずみから生じる誤差は、ＤＬＬの早い方と遅い方の相関器間の遅延間隔を狭めることで減少できる。この技術は、ループゲインをより弱い多経路信号に減少させることで、幾分か受信した多経路信号の影響を減少させるが、それでも不正確さは残る。追跡誤差は、多経路信号にどんな遅延があっても、早い方と遅い方の遅延間隔を単に狭めることでは完全に削除されない。したがって、本発明の主要かつ一般的な目的は、一以上の多経路のＰＲＮ暗号信号が存在する場合に生じる位相測定誤差をさらに減少させ、そして時には削除することである。発明の開示本発明の前記および追加の目的は、簡潔および一般的に、ＤＬＬ相関器を提供することで実現され、前記相関器は、部分的に発生したＰＲＮコードと衛星もしくは他の発信源から受信した無線周波数信号に暗号化したものとの間の広範囲の相対的な位相差に対して、ループゲインがゼロであり、また同時に、ゼロ位相差に略位置した動作位相差領域でループゲインの有限な大きさを提供することで実現される。すなわち、ＤＬＬは、受信信号の誤差信号を最小限に抑えるように動作し、ここで前記受信信号は、狭い動作位相窓内に相対的な位相をもつものであり、したがって、前記信号の多経路のものに影響を受けなくなり、ここで前記信号は、ループゲインが零になる領域で窓の外側にあるものである。本発明は、さらなる多経路の遅延用に、実質的に零になるコードループ誤差を示すもので、疑似範囲の測定精度でのさらなる多経路の影響を実際的に削除するものである。しかしながら、この改良は、近い多経路の特性を犠牲にしては得られず、その場合の特性は、狭い相関器のものと同様のものである。本発明の一例において、無線周波数信号は、最初に、ＤＬＬを狭い相関器として動作することで得られるもので、ここにおいて、相対位相差の全範囲にいくつかのゲインが存在する。信号がＤＬＬを直視および多経路信号との組み合わせにロックすることで得られた後、ＤＬＬは、小さい中心領域のみにループゲインを供給するように切り換えられ、それにより、多経路信号との区別をする。本発明の一つの特徴によれば、このＤＬＬ応答は、１より多い早い方−遅い方の相関器を並列に提供することで得られるものであり、ここで早い方−遅い方の遅延は異なるものである。相関器の結果は、算数的に組み合わされる。ループ応答の中心にある相対位相動作の範囲の大きさは、相関器用に選択された特定の早い方−遅い方により設定される。以下に記載される実施例において、２つの相関器が使用され、１つの相関器は、早い方−遅い方の遅延が０．１チップであり、もう一つの相関器は、遅延が０．０５チップである。無線周波数信号の最初の獲得中には、より広い早い方−遅い方の相関器のみが使用される。本発明の別の特徴によれば、望ましいＤＬＬ応答は、局部発生したＰＲＮコードの早い方−遅い方のものを使用するよりも、累算器／積分器と組み合わせて特定のゲート信号を使用することで得られる。これらのゲート信号は、持続長が１チッブよりもかなり小さいものであり、そして入射信号コードと同調であるときに、そのプラス１とマイナス１の値の間での前記コードの各移行時に起こるものである。ゲート信号は、正と負の領域が等しいものであり、それが表すＰＲＮコード移行が正もしくは負のどちらに進むものであるかを示す中心で正もしくは負の極性をもつ。無線周波数信号の最初の獲得中に、ゲート信号は、コード移行で発生する単なる正もしくは負に進むパルスとして形成される。本発明の種々の点の追加の目的，利点および特徴は、好適な実施例の以下の記載から明らかになり、その記載は、添付の図面を参照してなされるものである。図面の簡単な説明図１は、ＧＰＳ受信機で同時に受信される直視信号および多経路信号を示している。図２および図３は、ベクトル形式での直視信号および多経路信号を示している。図４は、遅延ロックループ（ＤＬＬ）相関器の一般的なブロック図である。図５Ａ〜図５Ｄは、図４の回路の一つの動作を示したグラフである。図６Ａ〜図６Ｃは、図４の回路の別の動作を示したグラフである。図７および図８は、他のＤＬＬ回路を示すブロック図であり、図４と代替的である。図９Ａ〜図９Ｄは、図７と図８のＤＬＬ回路の動作を示したグラフである。図１０は、局部コード発生に対してゲート信号を使用する別のタイプの相関器を一般的に示している。図１１Ａ〜図１１Ｄは、図１０の回路の動作方法をいくつか示している。図１２は、図１１Ｄの部分的な拡大図である。図１３は、３つの異なる方法で、図７，図８および図１２のＤＬＬ相関器の動作結果を示している。図１４は、本発明の種々の特徴を具体化した受信機を全て示したブロック図である。図１５は、タイミングリファレンス回路構成およびサンプリングと、図１４の受信機のダウンコンバータ回路のブロック図である。図１６は、図１４の受信機の一つのチャンネルのブロック図である。図１７は、図１４の受信機にある図１５の各チャンネルで使用される搬送波の数値制御発振器を示している。図１８は、数値制御発振器と、図１６のチャンネルのＰＲＮコード発生器を示している。図１９は、図１６のチャンネル回路で使用される定時の相関器のブロック図である。図２０は、図１６のチャンネル回路で使用されるＤＬＬ相関器（同位相および直角位相）のブロック図である。図２１Ａ〜図２１Ｄは、図１０の回路で発生する代替的なゲート信号を示している。発明の実施の形態図１を参照して、本発明の種々の特徴が汎世界測位システム（ＧＰＳ）に関して記載される。ＧＰＳ受信機２０１は、衛星２０７から信号２０５を受信する位置にあるアンテナ２０３を含む。衛星２０７から直接受信する望ましい直視信号２０５の他に、アンテナ２０３は、第２の信号である遅延した多経路信号２０９も受信する。多経路信号が遅延しているのは、直視信号２０５よりも長い距離を進んでアンテナ２０３に到達するからである。多経路信号は、丘２１１もしくは何か他の物体に反射するように図１に示されている。本発明は、一つの多経路信号を参照して簡潔に説明されているが、アンテナ２０３で同時に受信される直視信号の遅延信号はいくつも存在する。ＧＰＳ受信機および他の応用で使用される他の位置決定受信機が、受信信号の位相を測定することで動作するので、多経路信号のタスクはかなり複雑になる。反射信号の受信を制限できるように、アンテナのデザインには様々な試みがなされてきた。しかしながら、これは困難なことであり、それは、アンテナのデザインが、本来、かなりの距離に離れて広がるいくつかの衛星から信号を一度に受信するように、アンテナが幅広い角度特性を維持することが好ましいからである。また、地面や建物との反射を最小限に抑えるためにアンテナの位置を出来るだけ高くしたり、反射信号を受信しないような位置にアンテナを慎重に置く試みがなされてきた。これらの技術は、本発明と組み合わせて使用されるが、本発明は、受信機自体に種々の信号処理技術を使用することで、受信した多経路信号と区別できるものである。図２および図３を参照すると、ベクトル２１３は受信した直視信号を示し、また別のベクトル２１５は、受信した多経路信号を示している。多経路信号２１５は、直視信号２１３と比較すると、遅延τで受信機アンテナ２０３に到着する。これらの図には、より短いベクトル２１５で示されているように、多経路信号の大きさは、直視信号よりも小さいものである。これらの大きさの比は、ここにおいてαで示される。ＧＰＳ受信機で通常使用される遅延ロックループ（ＤＬＬ）相関器が、図４に示されている。受信信号２１７は、増幅した後のアンテナ２０３で獲得した無線周波数信号であるが、一般的に、アンテナ２０３で受信されたものよりもかなり低い周波数範囲にある中間周波数信号である。さらに、ＧＰＳ受信機環境において、ＤＬＬ相関器は受信機アンテナで受信されて、一つの合成信号となる各衛星信号毎に個々に設けられている。その後、一つのＤＬＬ相関器が、特定の衛星から放出される入射信号の前記部分を処理する。さらに、図４に示されている信号処理は、一般的にはディジタルドメインで実行され、入力中間周波数信号をディジタル化するために、アナログ・ディジタル変換器が用いられている。前記信号は、超短波サンプリングクロックでディジタル化される。受信信号２１７は、形式がどんなものであれ、ミキサ２１９で受信信号２１７の搬送波のレプリカである信号２２１と混合される。この局部搬送波は適切な回路２２３で発生するもので、局部搬送波信号２２１の位相は、入力制御信号２２５で調整される。搬送波発生器２２３を受信信号のものにロックするためのループ回路は、図４には示されておらず、それは、ループ回路が典型的なデザインをとるからである。しかしながら、ミキサ２１９の出力端の信号２２７を処理することに関しては、より詳細に示されており、それは、本発明の主要な点となる処理過程にあたるからである。信号２２７は受信信号であるが、その搬送波は取り除かれている。前記信号は、２つのミキサ２２９と２３１に供給され、ここで前記ミキサは、受信信号で搬送されたＰＲＮコードのレプリカ２２８と２３０を受ける。これらのレプリカは、「定時の」レプリカ２４５に対して、相対的な位相でそれぞれ「早い」および「遅い」ものである。これらのレプリカは、受信機内の局部コード発生器２３３から発生するものである。少なくとも、ＧＰＳシステムのＣ／Ａコードの場合、受信信号で搬送されたコードは既知のものであり、受信機内で発生される。局部的に発生したコードの相対的な位相は、位相制御信号２３５で調整される。さらに、いくつかの受信機では、局部コード発生器２３３への別の入力２３７により、局部発生コードの早いレプリカと遅いレプリカとの間で遅延を調整することが可能となる。各ミキサ２２９と２３１の出力は、適切な累算器／積分器２３９と２４１にそれぞれ供給される。累算器２３９と２４１の出力は、別の混合器２４３で算術的に結合され、その出力は、位相を調整するために局部コード発生器２３３の入力２３５へと加えられる誤差信号となる。図４のループの実行目的は、受信信号２１７で搬送されたコードと同じ位相で局部コード発生器２３３をロックすることである。このことは、ＧＰＳ衛星のＬ１信号で搬送されるＣ／Ａコードに関して記載されているが、同じ原理が幅広い応用，特に他の位置決定応用に適用可能である。図４のＤＬＬ相関器の動作に関して、図５Ａ〜図５Ｄのグラフを参照すると理解しやすい。局部コード発生器２３３の定時出力２４５が、累算器／積分器２３９もしくは２４１のタイプの累算器に加えられると、図５Ａに示されているような出力特性の結果が出る。この定時コードレプリカが受信信号２１７のＰＲＮコードと全く同じ位相であれば、前記累算器の出力は、図５Ａの三角形の出力特性の中心線２４７で最大となる。前記２つのコードの位相の間にずれがあると、前記累算器の出力は、三角形の片側もしくは別の片側へと下がるにつれ、前記頂点から減少することになり、それは、発生した局部定時コードが、受信信号のＰＲＮコードに関して遅延されたかもしくは先行されたかに依存するものである。局部コード発生器２３３の定時出力は、ＧＰＳ受信機において他の目的で通常使用されるが、図４のＤＬＬ相関器は、前記コードの早いものと遅いもの２２８と２３０で動作する。図５Ｂは、局部的に早いコードと比較した累算器２３９の特性出力を示しており、図５Ｃのグラフは、局部的に遅いコードと比較した累算器２４１の出力関数を示している。この典型的な例において、局部的に発生した早いおよび遅いＰＲＮコードは、１チップ分離れる。すなわち、遅いコード２３０は、早い信号２２８にＩＰＲＮチップ分遅延している。この固定した遅延をここで「ｄ」として、図５Ｂに示している。別の方法で説明するために、図５Ｂのｘ軸に沿って相対的な位相スケールで示されているように、早いコード関数は、定時のものよりも２分の１チップ進んでおり、遅いコードは、定時のものよりも２分の１チップ遅れている。図５Ｂと５Ｃに示されているように、中心にある同調線２４７に対する相関器の早い出力と遅い出力を参照すると便利である。図５Ｄは誤差信号２３５を示しており、前記信号は、図５Ｃの相関器関数を図５Ｂのものから減算した結果である。その結果は、同調点２４７で誤差信号が零になり、それは、局部コード発生器２３３が、受信信号２１７の一部であるＰＲＮコードに適切にロックされる時である。位相にずれがある場合、公知のように、誤差信号は図５Ｄのグラフに沿って正もしくは負になる。前記誤差信号は、誤差信号を最小にする方向に局部コード発生器２３３の位相を駆動することで、局部発生器２３３を入射信号にロックし続ける。しかしながら、一以上の多経路信号が、望ましい直視信号以外に受信されると、図４のＤＬＬ相関器は、両方の信号に影響を受ける。これは、図５Ｄに示されている。直視信号２１３のみが存在する場合、図４の回路は、中心が零相の参照線２４７と揃うはずである。しかし、多経路信号２１５が受信されているため、局部コード発振器２３３は、図５Ｄに示されているように、それらの付近に位相をもつ架空の信号に「ロック」することになる。すなわち、図４の回路は、直視と多経路信号のものとの間のどこかにある入射コード位相にロックしている。多経路信号が反射することで生じる減衰のせいで、多経路信号の大きさが直視信号のものと比べて小さいものであっても、図５Ｄの急勾配なグラフからも分かるように、その影響は大きいものである。それは、矢印２１５の点でのグラフの多経路信号の大きさと値との組み合わせであり、それがこのフェーズロック動作での多経路信号の影響レベルを決定するものである。直視信号ベクトル２１３は、多経路信号ベクトル２１５と比べて同調点２４７の周りで動作する。したがって、ＧＰＳ受信機で測定することは、衛星信号にあるＣ／Ａコードの受信機という点で、相対的な位相を正確に測定するということにかなり依存するので、この多経路信号の影響は、究極的な測定を正確にするには非常に重要なこととなる。多経路信号の影響を減少させるために、他者により提言されてきたものに、受信機に発生した早いものと遅い局部コードとの間の遅延をかなり減少するべきであるという提言がある。遅延ｄ＝０．１チップの影響が、図６Ａ〜図６Ｃに示されている。この場合の早い方の累算器２３９の出力が、図６Ａに示されている。同様に、図４の遅い方の累算器２４１の出力が、図６Ｂに示されている。加算−減算器２４３の誤差信号出力が、図６Ｃに示されている。誤差信号関数の振幅はかなり減少されているので、多経路信号２１５は大幅に減少された影響をもつことを留意されたい。図６Ｃから分かるように、多経路信号ベクトル２１５の相対的な位相で誤差信号のグラフに示された大きさは、図５Ｂの例よりもかなり小さいものである。その結果、図６Ｃに示されている安定した状態のフェーズロック状態において、直視信号ベクトル２１３は、直視信号よりも望ましいフェーズロック位置２４７にかなり近づいた位置にある。しかしながら、図６Ｃから分かるように、早い−遅い局部ＰＲＮコードが１０分の１チップ分の位相差で動作する図４のＤＬＬ相関器であり、ＤＬＬは、なお、直進信号にロックされていない。誤差εは、図５Ｄよりも図６Ｃで減少しているが、削除されてはいない。多経路信号はこの誤差を生じさせる影響があり、したがって、ＧＰＳ受信機が達成する精度を低下させる。本発明の一つの特徴によれば、多経路信号の影響は、図７に示されているタイプのＤＬＬ相関器を形成することで、ある状況下で削除されたり、さらに別の状況下で減少される場合があり、ここで前記ＤＬＬ相関器には、２つの早い−遅いという相関性が算数的に組み合わされているものである。図７を参照すると、搬送波ミキサ２１９の出力２２７は、並列接続された２つの相関器に加えられる。第１の相関器は、ミキサ２５１と２５３を含んでおり、それらの出力は、加算−減算器２５５に加えられる。その後、前記ミキサの出力は、累算器／積分器２５７に加えられる。同様に、第２の相関器は、ミキサ２５９と２６１を含んでおり、それらの出力は、加算−減算器２６３に加えられる。前記加算−減算器の出力は、累算器／積分器２６５に加えられる。第１の相関器のミキサ２５１は、局部コード発生器（図７には図示せず）から早い方のコードのレプリカ２６７を受ける。同様にミキサ２５３は、遅い方のコードのレプリカ２６９を受ける。その結果として、累算器の出力２７１は、図９Ａで示される形をもつ。早い方と遅い方のレプリカ２６７と２６９の間の遅延はｄとなる。これは、中心のリファレンス位相２７９（図９）よりもｄ／２分進んだ早い方の信号２６７を特定し、前記リファレンスｔよりもｄ／２分遅れた遅い方の局部コード２６９を特定することと同じである。図９Ａに示されている出力２７１は、図６Ｃと形状が似ているものであることが分かる。しかしながら、前記相関器の出力だけに依存するのではなく、第２の相関器は、早い方と遅い方の局部発生コード間の差が２ｄである局部発生コード２７３と２７５を受ける。累算器２６５の出力２７７が、図９Ｂに示されている。図９Ｂのグラフは、一般的に図６Ｃと同じ形状であるが、中心部分で長い傾斜をもつ点で図９Ａとは異なるものであることを留意されたい。これにより、図９Ａのグラフよりもグラフの平坦部分の大きさが大きくなる。図９Ｄに示されている形状の誤差信号２８５が得られるのは、別の加算−減算器２８３でこれらの２つの出力が組み合わされたときである。この特性は、非常に有利なものであり、それは、誤差信号が零である長く延びた部分２８７と２８９を含むからである。これは、ミキサ２８３で累算器の出力２７１と２７７を組み合わせる前に、累算器の出力２７７の大きさを要素２７８で２分の１だけ小さくして図９Ｃのグラフにすることで達成される。この減衰レベルは、数学的に言えば、２つの早い方−遅い方の相関器の幅の差に関するものである。要するに、図９Ｃのグラフは、加算−減算器２８３において図９Ａのグラフから減算され、それにより、図９Ｄの望ましい誤差信号の特性グラフが得られる。動作範囲２８１は、同調点２７９の周辺にあり、ここにおいて、図７の回路は局部コード発生器を調整して、図９Ｄの誤差信号を同調点２７９で零に駆動する。しかし、領域２８７もしくは２８９のいずれかで相対位相をもつ信号が、ループをロックすることに影響を及ぼすことは全くない。図９Ｄに示されているように、局部コード発生器は、多経路信号２１５に依存せず、直視信号２１３に完全にロックされている。これは、べクトル２１３と２１５間の位相遅延τが、チップの分数での表示で、動作範囲２８１よりも大きい限り生じることである。したがって、前記状況の下では、ＤＬＬ相関器での多経路信号の影響は、完全に削除されている。誤差信号が零の領域２８７と２８９が広範囲のため、最初に信号を獲得するのは困難とある。すなわち、始めに受信機の動力を増加させると、局部コード発生器の相対位相で直視信号２１３が領域２８７と２８９の一つに下がる場合、発生される局部コードの位相を調整するための誤差信号がなくなることになる。それ故に、スイッチ２９１（図７）が、最初の信号獲得中に第２の相関器を回路から切断するように設けられている。したがって、前記獲得中に、図９Ｂの相関器の特性出力は存在せずに、図９Ａの出力が存在することになる。このように、多経路信号は、この最初の信号獲得期間中に何らかの影響は及ぼすが、それは、動作範囲２８１内に直視信号２１３をもたらすための技術的な目的なのである。これが起こると、スイッチ２９１が閉じる。その後、これは多経路信号の影響を削除する。ＤＬＬ相関器は、直視信号２１３を同調位置２７９と完全に一致させる。量的には、ｄ＝０．１チップが充分なものである。これは、動作範囲２８１が、非常に狭い領域である０．１チップであることを示している。この例において、出力が図９Ｂに示されている第２の相関器の早い方−遅い方は、出力が図９Ａに示されている第１の相関器のものの２倍である。これにより、誤差信号が零である各領域２８７と２８９は０．８チップ持続することになり、相対位相差の８０％は、局部発生コードと受信された信号の一部であるＰＲＮコードとの間にある。図７と図９の相関器の動作用に選択される特定のパラメータには非常に様々なものがある。２つの相関器用に選択される特定の早い方−遅い方の位相差は広範囲であり、それらが特定の応用や達成目的に応じて異なるからである。しかしながら、図７の２つの相関器のうちの一つは、同調ロック位置ｔよりも１／２Ｋ早いものである早い方のＰＲＮコードをもち、遅い方のＰＲＮコードは、ｔより１／２Ｋ遅れている。同様に、第２の相関器は、ｔよりもＮ／２Ｋ進んだ早い方のＰＲＮコードをもち、遅い方のＰＲＮコードはｔよりＮ／２Ｋ遅れている。ＮとＫは整数であり、ＮはＫよりも小さい。記載した例において、Ｎ＝２およびＫ＝１０である。これらの制限の下では、図７の要素２７８の換算計数は１／２で維持される。２つの相関器との間に何らかの他の関係が維持される場合、前記換算計数は一般的に何か異なるものにする必要があり、それは、誤差信号が零の長く延びた領域２８７と２８９が、図９Ｃの累算器出力が図９Ａから減算されるときに生じるようにするためである。図８は、図７の変更例を示しており、ここでは、図７の２つの累算器２５７と２６５の替わりに、４つの累算器を使用している。図８は、各ミキサ２５１，２５３，２５９および２６１の出力が、それらの出力を組み合わせる前に累算される場合、同じ結果が得られることを示すことを目的としたものである。その後、加算−減算器２９３は、４つの累算器の出力を受け、図７の信号出力２７７よりもスケールされ切り換えられる必要がある。早い方−遅い方の相関器を使用するための代替例であるが、その結果が同じく有益なものであるものが、図１０に示されている。図４，７および図８に関して上述したように、受信信号３０１は、信号３０１に含まれている搬送波のレプリカ３０５も受けるミキサ３０３に加えられる。局部搬送波が除去された信号３０７は、局部ゲート信号発生器３４３からのゲートシーケンス３４１とミキサ３３９で混合される。ミキサ３３９の混合された出力は、累算器／積分器３４５に加えられ、その出力３４７は、局部ゲート信号発生器３４３の出力位相を調整するために使用され、誤差信号を最小限に抑える。図１０のＤＬＬ相関器の動作は、図１１のグラフを参照して説明される。図１１Ａは、受信信号３０１の一部として搬送波に変調されたＰＲＮコードを示している。前記コードは２進法であり、いずれかが正のレベルであるか負のレベルである。これらのレベルの一つは、２進ビットが１を表示するように選択され、もう一つは、２進ビットが０になるように選択される。これらのレベル間の移行は、１チップ間隔で起こる。しかしながら、前記コードは、チップ毎にレベル間を移行するものではなく、むしろその情報は疑似ランダム方式に含まれるものであり、前記方式では、前記コードは一つの値に一以上のチップの間留まり、その後一以上のチップの間別の値に切り換えられて、また元に戻るといったものである。図１１Ｂは、利用される一つのゲートシーケンス３４１を示しており、前記シーケンスは、図１１Ａの入射コードが正に進む移行で正に１の値をもち、入射コードが負に進む移行で負に１の値をもつものである。ゲートシーケンス３４１は、そのような移行が可能である移行がない場合、零（図１１Ｂ）となる。図１１Ｂのゲートシーケンスの移行は、入射コードの各チップの中央と一致する。図１１Ｂのゲートシーケンスを使用した結果が誤差信号３４７であり、前記信号は、図５Ｄに示されたものと同じ関数を実質的にもつものである。すなわち、図１０のＤＬＬ相関器は、そのゲートシーケンス３４１が図１１Ｂのものである場合、図４のＤＬＬ相関器と実質的に同じ結果であり、局部発生する早い方−遅い方のＰＲＮコードが１チップ分離れている。図１１Ｃは、誤差信号３４７を与えるゲートシーケンス３４１を示しており、ここで前記信号は、図６Ｃに示されたものと実質的に同じものである。入射コード１１Ａの各移行と一致するのは、持続が０．１チップのパルスである。パルスの極性は、入射コードが正の移行の間は正であり、入射コードが負の移行の間は負である。パルス幅は、０．１チップ以外のものであり、その後、図６Ｃに示されているものとは別のものである誤差信号関数を与える。図１１Ｄは、本発明の１つの特徴による局部ゲートシーケンスを示している。ゲートシーケンス３４１（図１０）の形状を使用することで、誤差信号３４７は、図９Ｄに示されているものと実質的に同じ関数をもつ。これを達成するために、ゲートシーケンスは、図１１Ａの入射コードの各移行が起こるときと一致したもので、正および負の両方の値をもつパルスを含む。ゲートシーケンス３４１は、これらのパルス関数間では値が零である。これらのパルス関数は、１チップの持続よりもかなり小さいものである。各パルス関数は、正と負の領域が等しいものである。フェーズロックが達成されると、図１１Ｄのパルス関数の中央部分は、図１１Ａの入射コードの移行に揃えられる。前記移行が正に進むと、図１１Ｄのパルス関数の中央部分の極性は、一つ極性であり、そして入射コードの移行が負に進むと、前記パルス関数の中央部分は反対の極性をもつ。図１１Ｄにおいて、図１１Ａの入射コードが正に進む縁と一致する時間３４９で中央部分は正であり、図１１Ａの入射コードが負に進む縁と一致する時間３５１でパルス関数の中央部分は負であるが、これらの逆もあり得る。図１２を参照すると、図１１Ｄのパルス関数の特性が、目盛りを拡大した図で説明されている。入射コードの移行３４９の周辺で生じる一つのパルス関数が、４つの異なる隣接した要素をもつことが分かる。パルス関数の中央部分は、領域３５３と３５５であり、それらは、図１０の相関器の誤差信号が最小限に抑えられるとき、移行線３４９の両側で領域が互いに等しいものである。領域３５７と３５９は、領域３５３と３５５とは反対の極性をもち、パルス関数領域３５３と３５５よりそれぞれ進んだものと遅れたものである。領域３５３と３５７は、互いに等しいものである。同様に、領域３５５と３５９は、互いに等しいものである。記載した特定の例において、領域３５３と３５５は、正に１の大きさをもつ０．１チップ幅をもち、また、領域３５７と３５９のそれぞれは、負に１の大きさをもつ前記幅の２分の１もしくは０．０５チップの幅をもつ。図１３を参照すると、グラフは、種々の多経路信号の相対的な追跡誤差の境界を示しており、ここで前記信号は、ロックするのに望ましい直視信号とは異なる遅延の値をもつものである。外側の曲線３６１と３６３は、図５のグラフに関して記載した方法で、図４のＤＬＬ相関器を動作した結果を示している。破線３６５と３６７は、前述したように、図６のグラフと同じように図４のＤＬＬ相関器の動作を示している。追跡誤差はかなり減少しているが、それでもなお著しいものであることが分かる。図１３の曲線３６９は、図９のグラフに関して説明したように、図７もしくは図８のＤＬＬ相関器のいずれかが利用されたときに、どのくらい誤差が減少されるかを示したものである。前述したように、図１０の相関器で図１１Ｄのゲートシーケンスを用いることで、曲線３６９で示されたような同様な結果が得られる。ある著しい量だけ直視信号から遅延した多経路信号は、追跡に全く影響を及ぼさないことが曲線３６９から留意される。さらに詳しく言えば、図１３は、３つのＤＬＬ相関器εの零追跡誤差の包絡線をナノ秒（ｎｓ）で示したものとｎｓ単位の遅延τからなるグラフを示しており、多経路信号の大きさと直視信号との比率αは、−Πと＋Π間で変化するθをもつ０．５となる。０と１０ｎｓ間のτでは、零追跡誤差は、３つの相関器と略同じものであり、約１００ｎｓのτでは、明らかに０．１チップ縁のＤＬＬの方が好ましい。１５０ｎｓ後は、零追跡誤差は、ｄ＝０．１チップ縁の相関器では無視できる程であるのに対して、狭い相関器では３０ｎｓであり、１チップ幅の相関器ではそれよりも増加する。概念的に、Ｃ／Ａコードで使用される縁ＤＬＬ相関器は、Ｐコードで使用されるＤＬＬ相関器と同等のものであり、またそれと同じように有益な多経路軽減特性をもつ。ＧＰＳ受信機の実施例以下の記載は、主に米国の汎世界測位システム（ＧＰＳ）に関するものであるが、ロシア共和国の汎世界航法衛星システム（ＧＬＯＮＡＳＳ）もしくはＰＲＮシーケンスを使用するあらゆる位置決定システムにも同様に適用可能である。この発明は１ビットの量子化で記載されており、簡潔に記載するために行った前記選択により、量子化に関する制限が排除されるものではない。図１４を参照すると、本発明を実行する疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）受信機１０の一般的なブロック図が示されている。受信機１０は、アンテナ１１，ダウンコンバータ１２，多数のチャンネル１３ａ〜１３ｎ，入力／出力インターフェイス１４，そしてディジタルプロセッサ１５を含む。アンテナ１１は、合成信号ＲＦを受信し、前記信号は、アンテナの直視にあるシステムでの全ての衛星からの信号からなるものである。合成信号ＲＦは、ダウンコンバータ１２に供給されて、その後、量子化およびサンプルされた中間周波数信号ＩＦＷ，システムサンプリングクロックＦｔおよびＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫが供給される。信号ＩＦＷは、４ビットワードであり、それぞれがＦｓサンプリングレートで４つのＩＦ連続サンプルの一つを表わす。処理クロックＦｔは、Ｆｓ信号を４で除算したものである。システムクロックは、Ｆｔ信号をさらに除算したものであり、約１回／ミリ秒の割合でプロセッサを中断してチャンネル処理を開始させる。図１５を参照すると、ダウンコンバータが示されている。ＲＦ信号は、初めＲＦフィルタ１２０で予めフィルタされ１２１で増幅されて、ミキサ１２２により局部発振器（ＬＯ）と混合され、再度１２３と１２４でＩＦにフィルタされて増幅され、最後に、ハードリミタ１２５で１ビットに量子化される。フィルタ１２３は、両側に２０．４６Ｍｈｚの帯域幅をもつ前もって相関するフィルタとして使用される。瞬間ハードリミタ出力は、Ｆｓの割合でサンプルされ、そして４段のシフトレジスタ１２６にシフトされる。サンプリングレートＦｓは、前もって相関するフィルタの帯域幅と関連するナイキスト率要求を満たすように選択される。Ｆｔクロック移行毎（すなわち、４Ｆｓクロック）に、シフトレジスタの全ての内容は並列レジスタ１２７に移される。４ビットワードＩＦＷは、その後、個々に追跡される衛星のＦｔの割合でチャンネル回路に移される。ダウンコンバータ（図１５）のクロックリファレンス回路構成は、フェーズロックループ（ＰＬＬ）を含んでおり、前記ＰＬＬは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３１，周波数除算器１３２，位相と安定リファレンス発振器１２８を比較する位相比較器１２９，そして最後に、低周波ループフィルタ１３０からなる。ＶＣＯ出力は、局部発振器としてＲＦ部に使用される。ＶＣＯ１３１の周波数は、数段階で除算され、第１回目はサンプリング周波数Ｆｓを得るために除算器１３３で，第２回目は処理クロックＦｔを得るために除算器１３４で，そして第３回目はＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫを得るために除算器１３５で除算される。図１４に示されているように、サンプルされ量子化された中間周波数信号ＩＦＷは、同時にいくつかの信号処理チャンネル１３ａ〜１３ｎに供給される。個々のチャンネル１３は、全ての可視衛星に対してあるもので、ＰＲＮＧＥＮＥＲＡＴＯＲＣＯＭＭＡＮＤＳを介して疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）発生器を形成することで、所定の衛星に割り当てられる。各チャンネル１３ａ〜１３ｎの典型的なチャンネル１３の構造が、図１６に示されている。全ての衛星信号は、搬送波フェーズロックループ（ＰＬＬ）により搬送波位相で同時に追跡され、そして遅延ロックループ（ＤＬＬ）によりコード位相で追跡される。チャンネル処理は全て、処理クロックＦｔで完全に同期させる方法で行われる。ＩＦＷサンプルは、４×４で処理され、全ての搬送波とコード発生が、Ｆｔの割合で４つのグループで同様になされる。ＰＬＬとＤＬＬの両方は、チャンネル１３の一部とプロセッサ１５の一部で実行される。リンクは、Ｉ／Ｏインターフェイス１４でなされる。ループ比較器とループ作動器が、各チャンネルに設けられ、またフィルタ実行とループ統制は、プロセッサ１５で処理される。ループは、プロセッサがＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫ信号で中断され、ＭＥＡＳＲＥＡＤＹ信号が前記チャンネルに設定されると更新され、測定サイクルが終了したことをプロセッサに知らせる。測定サイクルは全て、いかなる測定をも見逃さないように、ＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫよりも長い周期で選択される。サイクルの周期は、ＰＲＮＧＥＮＥＲＡＴＯＲＣＯＭＭＡＮＤを介して、全てのチャンネル初期値でプロセッサに設定される。搬送波ＰＬＬは、同調相関器１３０ａと直角位相相関器１３０ｂの測定ＩとＱを使用する。追跡モードにおいて、ＰＬＬは、Ｉにロッキングする信号が存在するかを確認しながら、情報Ｑを零に駆動する。両方の相関器は、相関器に同じ「定時」の疑似ランダムコード（ＰＲＮ）を使用しているが、異なる搬送波信号ＣＯＳ５とＳＩＮを使用する。処理された情報は、搬送波の数値制御発振器（ＮＣＯ）１３２のＣＡＲＲＩＥＲＦＲＥＱＵＥＮＣＹＣＯＭＭＡＮＤを制御するために使用される。搬送波ＮＣＯ１３２が、図１７に詳細に記載されている。瞬時の搬送波位相の像が、搬送波位相レジスタ１３２５に保持されており、また、その全範囲は、搬送波位相２Πである。現在のＣＡＲＲＩＥＲＦＲＥＱＵＥＮＣＹＣＯＭＭＡＮＤは、周波数コマンドレジスタ１３２３に保持されている。Ｆｔ移行毎に、この値は、加算器１３２１ｃにより現在の搬送波位相レジスタの内容に加えられる。したがって、搬送波位相は、搬送波位相レジスタ１３２５が零にサイクルする毎に、全サイクル増加される。瞬時搬送波位相は、ＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫ移行もしくはＦｔ毎に非常に簡単に得られる。例えば、搬送波位相レジスタ１３２５は、最初のＣＨＡＮＮＥＬＲＥＳＥＴコマンドでＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫと同期にリセットされ所定の初期位相を確保する。バッファ１３２４にロードされるプロセッサコマンドは全て、周波数コマンドレジスタ１３２３に移されて、次のＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫ移行で実行される。ＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫ周期がＦｔ周期と同数であり、ロードされたコマンドワードが分かっているので、搬送波位相レジスタにある正確な値は、直接計算することで、次のＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫ移行もしくはＦｔクロック移行の合間に得られる。１ビットリファレンス搬送波の余弦値Ｃ₀は、搬送波位相レジスタの内容の最上位のビット（ＭＳＢ）と第２番目の最上位のビットを「排他的に論理和する」ことで得られる。前記１ビットリファレンス搬送波の正弦値は、搬送波位相レジスタの内容のＭＳＢを使用することで得られ、これは、位相／直角信号発生器１３２０ｃにおいて実行されるものである。サンプルが４×４で処理されるので、搬送波リファレンスは、他の３つのサンプルに関しても同様にサンプリング時間で同期して発生される。任意に、そして実行を簡潔にするために、リファレンス信号は、４つのシケーンスの第３番目になるように選択される。搬送波位相１３２５が、Ｆｔ毎に周波数コマンド値１３２３に物理的に増加されることを留意されたい。それは、瞬時搬送波位相が、Ｆｓ毎にこの値の４分の１（すなわち、Ｆｔ周期の４倍）で、実際増加されることと同じである。その結果、第４のサンプル（最新のもの）と同期であるリファレンス搬送波位相は、４で除算（除算器１３２２ｃ）された周波数コマンドを、現在の搬送波位相１３２５に加えることで得られ、搬送波余弦（正弦）値Ｃ₊₁（Ｓ₊₁）は、１サンプリング周期遅れたもので、Ｃ₀とＳ₀に関して同じアルゴリズムを用いる位相直角信号発生器１３２０ｄで、そこから得られる。同様に、Ｃ_-2とＳ_-2は、１３２２ａを用いて２で除算した周波数コマンド値を現在の搬送波位相１３２５から減算することで得られる。この減算は、加算器１３２１ａを用いて実行される。余弦および正弦値は、最終的に１３２０ａを介して得られる。最終的に、Ｃ_-1とＳ_-1は、１３２２ｂを用いて４で除算した周波数コマンド値を現在の搬送波位相１３２５から減算することで得られる。この減算は、加算器１３２１ｂを用いて実行される。余弦および正弦値は、最終的に１３２０ｂを介して得られる。ＮＣＯ出力は全て、各４ビットの「余弦」のワードＣＯＳと「正弦」のワードＳＩＮであり、各ビットは、サンプルされた搬送波リファレンス値であり、１サンプル離れている。ＰＬＬ用の「定時」同調（１３０ａ）および直角位相（１３０ｂ）相関器が、図１９に示されている。非常に類似していることを考慮して、以下の相関器は、同調の場合のみに関して記載している。４サンプルからなる中間周波数ワードＩＦＷは、構造１３０１ａ〜１３０１ｄにおいて、４ビットの余弦搬送波リファレンスＣＯＳで「排他的に論理和」される。全てのサンプルは、加算器１３０２で加算され、その結果は、−４と＋４との間（「０」値は、加算器１３０２により「−１」として処理される）に含まれる。その後、その結果は、最新のサンプルと同期であるリファレンスＰＲＮシーケンスの値で乗算（乗算器１３０３）される。それから、その値が、累算器１３０５の現在の内容にＦｔの割合で代数的に加算される。ＣＹＣＬＥ移行毎に、累算器の値はバッファに移され、累算器はリセットされて、最終的に新しい測定周期が開始される。その後、プロセッサはループを閉じるために測定値を読み込むことが可能となる。図１６を再度簡単に参照すると、遅延ロックループがより詳細に示されている。ＤＬＬは２つの構造，獲得モードもしくは追跡モードをもっており、それは、チャンネルロッキング位相に依存しているものである。前述したように、追跡モードは、「縁ＤＬＬ」相関器を使用し、また獲得モードは０．１チップ遅延ＤＬＬを使用するのが好ましい。２つのモードとの間の選択は信号ＤＬＬＳＥＬＥＣＴを介して実行される。追跡および獲得モード相関器の他の特殊な組み合わせもまた用いられる。遅延ロックループ（ＤＬＬ）処理は、ＰＬＬと同様のＦｔの割合で時間が決定され、測定更新率はＣＹＣＬＥと同じものである。ＤＬＬは、ｄＩおよびｄＱ情報を使用し、ｄＩに関しては同調ＤＬＬ相関器１３１ａから発生し、ｄＱに関しては直角位相ＤＬＬ相関器１３１ｂから発生するものである。ＤＬＬは、追跡モードのとき、ｄＱ値を零に駆動する。ｄＱは、獲得モードのとき、ｄＩ組み合わせて用いられる。処理情報は、ＰＲＮコード発生器１３３のＰＲＮＧＥＮＥＲＡＴＯＲＣＯＭＭＡＮＤＳを制御するために用いられる。図１０，図１１Ｄおよび図１２に関して前述したように、「縁ＤＬＬ」の原理は、前述したＧＰＳ発振器の点からより詳細に記載される。「縁ＤＬＬ」を実行するために、等しい長さの４つの間隔をＰＲＮコード移行の周辺に規定する必要があり、それは、コード位相の前に２つ、そしてその後に２つといったものである。この実施例において、一回の間隔は、その長さが１／ＦｓもしくはＩＦサンプリング周期である。したがって、全ての間隔がそれぞれ、Ｆｓの割合で一つのみのＩＦサンプルを含むと推測される。前記間隔でのサンプルの相対位置は分からず、それは、コード発生器とサンプリングクロックとの間の相対位相に依存している。ＤＬＬの応答を示した式が全て以下に示されている。Ｓ_-2，Ｓ_-1，Ｓ₊₁，Ｓ₊₂は、Ｓ_-1とＳ₊₁間のコード移行で４つの連続したＩＦサンプルのシーケンスであり、それと関連してサンプルされたＰＲＮコードのシーケンスがＰＲＮ_-2，ＰＲＮ_-1，ＰＲＮ₊₁，ＰＲＮ₊₂（ＰＲＮ_-2＝ＰＲＮ_-1かつＰＲＮ₊₁＝ＰＲＮ₊₂）であると仮定する。ｄＰＲＮは以下のように規定される。したがって、ｄＰＲＮの結果は、＋１，移行が立ち上がり縁である場合 −１，移行が立ち下がり縁である場合０，２つの連続ＰＲＮチップが等しい場合となる。ｄＰＲＮは、ＰＲＮシーケンスの導関数である。ＰＲＮチップコードの移行毎に、基本ＤＬＬ寄与は、以下で与えられる。前記寄与は、ｄＰＲＮ≠０である場合（すなわち、ＰＲＮ_-1≠ＰＲＮ₊₁である場合）、零ではない。連続した２つのＣＹＣＬＥの移行間で規定された積分期間の後、全てのＤＬＬ応答は以下のようになる。この和は、測定ｄＩとｄＱの低域周波数フィルタ関数を実行する。物理的実行に戻ると、コード移行が４つのＩＦＷサンプルのグループ内に下がることで、コード移行が下がるグループのサンプルを見分ける必要があることが分かる。信号Ｐ０とＰ１は、コード移行が４つのＩＦＷサンプルに下がる場合を示している。４つの連続した値が加算される必要があり、またコード移行が４つの異なる連続した位置にあるので、４つのＩＦＷの前のシーケンスの前の３つのサンプルを保持する必要がある。総シーケンスは、最も古いサンプルから最も新しいものとなり、Ｓ_2A，Ｓ_3A，Ｓ_4A，Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄とＰＲＮ₄は、Ｓ₄と同期のＰＲＮコードとなる。図２０を参照すると、同調ＤＬＬ相関器１３１ａの実行が詳細に示されている。１３１０ａ〜１３１０ｄにより、ＩＦＷを搬送波ワードＣＯＳで乗算した後、現在のＩＦＷワードの３つの新しいサンプルが、１３１８にラッチされる。４つのマルチプレクサ１３１１ａ〜１３１１ｄの入力では、７つのサンプルが同時に利用可能であり、それらは、現在のＩＦＷからのＳ₁〜Ｓ₄および前のＩＦＷからのＳ_2A〜Ｓ_4Aである。Ｐ１とＰ０の現在の値に応じて、４つの全てのマルチプレクサに共通した選択がなされる。説明するために、Ｐ０＝Ｐ１＝０と仮定する。１３１１ａの出力では、Ｓ₁が出力され、１３１１ｂでは、Ｓ_4Aが出力され、その他同じように出力される。加算器１３１３は、選択された全てのサンプルを加算する（その過程では、「０」入力を「−１」値と解する）。その後、その結果は、ｄＰＲＮで乗算されて、基本値ＤＬＬ_iとなる。追跡モードにおいて、信号ＤＬＬＳＥＬＥＣＴは、第１および最後のマルチプレクサから出た値を逆にして、表１の第１行に示されている追跡ＤＬＬの式を全て実行する。＋４と−４との間の現在の値は、同じＦｔ移行中に、加算器１３１５により累算器１３１６に代数的に加算される。ＣＹＣＬＥでの全ての移行がバッファ１３１７に累算器の値を移し、累算器をリセットして、最終的に新たな測定周期を開始する。獲得モードを実行するときは、これとは僅かに異なる点がある。回路構成は、加算器１３１３まで同じものであるが、ただし、マルチプレキサ１３１１ａと１３１１ｄから出る早い方と遅い方のサンプルが逆転されない点が異なるものである。ｄＰＲＮ信号は前述したものと同じ方法で規定されるが、その大きさは拡大され、コード移行の中心にある０１コードチップの長さに達する。図１８を参照すると、ＰＲＮコード発生器が示されている。発生器は、実際、コード数値制御発振器（ＮＣＯ）からなり、前記ＮＣＯは、チップ周波数クロックＦｃを与えるもので、その周波数は、ＣＯＤＥＦＲＥＱＵＥＮＣＹＣＯＭＭＡＮＤを介してプロセッサの直接の制御下にあり、Ｆｃは、ＰＲＮコード発生器１３３４自体をクロックする。まず始めに、コードＮＣＯに関して記載する。搬送波ＮＣＯと同様に、それは、コード位相レジスタ１３３５により取り入れられ、その全範囲は、コード位相２IIを示す。Ｆｔ移行毎に、コード周波数コマンドレジスタ１３３６に入るワードは、加算器１３３１ｄによりコード位相レジスタの内容に加算（コード位相レジスタの範囲の法）される。加算器からのキャリー信号は、チップ周波数Ｆｃとして使用される。コード周波数コマンドレジスタにあるＣＯＤＥＦＲＥＱＵＥＮＣＹＣＯＭＭＡＮＤワードは、バッファ１３３７からＳＹＳＴＥＭＣＬＯＣＫ移行毎にロードされる。バッファ自体は、いつでもプロセッサからロードされる。コードＮＣＯの別の重要な機能は、信号Ｐ０とＰ１を分配することであり、その機能は、前述したものである。Ｐ０とＰ１信号は、以下のように発生する。それは、Ｒがコード位相レジスタ（ＣＰＲ）１３３５の全範囲であり、Δφが、Ｆｓサンプル毎の位相増加である（Δφ＝ＣＯＤＥＦＲＥＱＵＥＮＣＹＣＯＭＭＡＮＤ／４）場合である。Ｐ１は、２で除算（除算器１３３２ｂ）したコード周波数レジスタ（ＣＦＲ）１３３６を、加算器１３３１ｃを用いてコード位相レジスタ（ＣＰＲ）１３３５から減算して得られる。その結果であるＲＥＳ１が正であれば、Ｐ１＝１となる。Ｐ０の場合は、Ｐ１値に依存するので異なる。Ｐ１が０（ＣＰＲ＜２Δφ）である場合、４で除算（除算器１３３２ａ）したＣＦＲは、乗算器１３３１ｂで− １で乗算される。Ｐ１が１（ＣＰＲ≧２Δφ）である場合、ＣＦＲ／４は、＋１で乗算される。その後、１３３１ａは、ＲＥＳ１を乗算結果に加算し、加算器１３３１ａのキャリーは、Ｐ０としてとられる。最終結果は表２となる。ＰＲＮコード発生器１３３４は、チップ周波数Ｆｃでクロックされる。それは、コマンドＧＥＮＥＲＡＴＯＲＰＲＥＳＥＴで特定の衛星シーケンス用に配置されている。それはエポック信号を出力し、前記信号は、ＰＲＮ位置決定シーケンスでリファレンスとしてとられるものであるＰＲＮシーケンスでのある特定の瞬間に同期する。ＰＲＮシーケンスにスーパーインポーズされたデータビットは、このエポック信号と完全に同期の移行をもつ。エポック信号は、サイクルカウンタ１３３３をクロックし、前記カウンタは、ＳＹＮＣＲＥＳＥＴによりチャンネルが開始されるときにリセットされ、そしてエポックの整数の数（プリセットシーケンスにあるを計数して、その後にＣＹＣＬＥで移行を発生し、それは、全ての相関器における現在の測定サイクルを中止し、信号ＭＥＡＳＲＥＡＤＹによりプロセッサに知らせる。全てのチャンネルは、それ自体のデータ移行に同期されたそれ自体のサイクルカウンタをもつ。データ移行での同期位相後、測定期間を２０ｍｓまで縮めることが可能であり、この期間中はデータ移行は全く起こらない。Ｃ／Ａコードで使用される縁ＤＬＬ相関器は、予め相関する帯域幅のプリフィルタ（通常２０．４６Ｍｈｚの両波帯）をもち、多経路誤差を改善する。ＰＲＮコード移行検出器は、現在のコード出力とラッチ１３３９にラッチされた前の出力を排他的論理和して立ち上げられる。信号ｄＰＲＮは、ＤＬＬの原理を説明した際の記載に従って、１３３８により発生される。通常の多経路モデルによれば、直接に受信した信号は、以下のようになる。ここにおいて、Ａは、受信信号の振幅ＰＲＮ（ｔ）は、疑似ランダムシーケンス ω₀は、搬送波のパルス周波数 φは、搬送波位相のオフセット多経路信号は、以下のようになる。ここにおいて、 αは、直接および多経路信号間の振幅比 τは、直接および多経路信号間の伝播遅延 θは、直接および多経路信号間の追加の位相回転多経路信号が存在することで生じる主な影響は、３つの弁別器のそれぞれで異なる「零多経路」のリファレンスから、ＤＬＬ相関器の零クロスを移すことである。ＤＬＬは、平均してＤＬＬ相関器の出力を零に駆動するので、零クロス間の差が、測定したコード位相での誤差であることが分かる。チャンネルが、地形が異なるために同じ多経路を受けない異なる衛星の場合、位置計数には誤差がでる。図１１Ｄと図１２に関して、図１０の復調技術を使用する受信機の動作の上記記載に戻ると、代替的な局部ゲートシーケンスがいくつか記載されている。図２１Ｂ，図２１Ｃおよび図２１Ｄは、ゲート信号発生器３４３がライン３４１に供給するものの別の例を挙げている。図９Ｄの誤差信号の特性という点からみると、その結果は同じものであるが、図２１Ｂ〜Ｄのゲートシーケンスが異なるために、図９Ｄの曲線の零でない部分の高さおよび長さが若干変化する。しかしながら、基本的な利点は保持されており、誤差信号が零となる長い間隔を供給する。図２１Ｂ〜Ｄのそれぞれにおいて、慎重に制御されたゲート信号が、入射コード（図２１Ａ）の各移行３６５，３６７等で発生する。図２１Ｂにおいて、信号の負の部分３６９と３７１は、１よりも小さい大きさであり、また、それに対応する正の部分３７３と３７５は、１の大きさである。しかしながら、大きさが小さい信号の負の部分は、より長い持続時間をもつので、パルス部分３６９と３７３の領域は等しいものであり、同様に領域３７１と３７５も等しいものである。図２１Ｃのゲート信号において、正の領域３７７（１よりも小さい大きさ）は、負の領域３７９（１よりも大きい大きさ）よりもかなり小さいものであるが、正の領域３８１は、負に進む領域３８３よりもかなり小さいものである。このゲート信号は、ここに示されている他のものとは異なるものであり、それは、コード信号縁３６５を（最小の誤差状態が存在するときに）信号の負と正に進む部分との間の移行を揃えることでなされる。図１１Ｄ，１２，２１Ｂおよび２１Ｃの信号はそれぞれ、コード縁の周りで対称となる。信号は、コード縁と揃えられた中間に位置する。しかしながら、図２１Ｄにおいて、ゲート信号は、入射コード縁の周りで非対称である。しかし、正および負に進むパルス部分は、コード縁の両側に等しい領域をもつ。すなわち、コード縁３６５の片側にある領域３８５と３８７は、実質的に等しいものであり、また、コード縁３６５の別の片側にある領域３８９と３９１もまた、実質的に等しいものである。合成したゲートパルス形状のいくつかの特殊な例を挙げてきたが、種々の相対的な大きさをもち、その替わりに用いることが可能な形状は他にも多くある。そのような合成ゲートパルスの正および負に進む領域の合計は、実質的に等しいものとなるようにされる。この特性により、直視信号からの遅延が十分であれば、多経路信号は実質的に削除される。本発明の種々の特徴が、好適な実施例に関して記載されてきたが、本発明は、添付の請求の範囲の全てに保護されているものであることを理解されたい。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者シラノヴァティスキー、スタニスロフロシア連邦、111672、モスクワサルティコフスカヤストリート 29−３−44 (72)発明者アシュジャイー、ヤバドアメリカ合衆国、95070、カリフォルニア州サラトガ、ソベイロード 14403 (72)発明者ガリン、リオネルアメリカ合衆国、94303、カリフォルニア州パロアルト、グリーアロード 3475

Claims

【特許請求の範囲】１．搬送波を含む入射信号を解読する方法であり、前記搬送波は、疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）２進コードで暗号化されたものである入射信号を解読する方法において：入射信号のＰＲＮコードに対応するＰＲＮ信号を局部的に発生させ、局部発生したＰＲＮ信号を入射信号と混合させ、局部発生したＰＲＮ信号を入射信号と混合させた結果から、入射信号ＰＲＮコードおよび局部発生ＰＲＮ信号間の相対位相差の関数としての大きさをもつ誤差信号を展開することであり、ここで、前記局部発生したＰＲＮ信号は、（ａ）零の相対位相差に対して、およびプラスおよびマイナス１チップ間との広範囲の相対位相差に対して零であり、そして（ｂ）相対位相差が、前記範囲の中心部分内で零から別の値に変化するにつれて増加するものである誤差信号を展開し、そして前記誤差信号が、前記範囲の前記中心部分内に零でない大きさをもつとき、局部発生したＰＲＮ信号の位相を、誤差信号を零に駆動するように調整することで前記相対位相差を調整することであり、それにより、入射信号のＰＲＮコードと局部発生したＰＲＮ信号との間の相対位相差を零に駆動する前記相対位相差を調整することを含む入射信号を解読する方法。２．前記方法において、入射信号のＰＲＮコードに対応するＰＲＮ信号の局部発生は、ＰＲＮコードの縁を表す零でないゲート信号を循環させる動作セットを発生することを含み、前記信号は、個々に、（ａ）持続時間が１チップよりも短い，（ｂ）正と負の領域が等しい，および（ｃ）ＰＲＮコード縁が正もしくは負のどちらに進むかに対応してその中心で正もしくは負の極性をもつ請求項１記載の入射信号を解読する方法。３．前記方法において、ゲート信号の前記動作セットを局部的に発生させる前に、零でない循環ゲート信号の初期セットは、零でないゲート信号を循環させて発生され、ここで、前記信号は、個々に、（ｉ）持続時間が１チップより短い，および（ｉｉ）ＰＲＮコード縁がそれぞれ正もしくは負のどちらに進むかを示す単一の正もしくは負の極性をもち、それにより、ゲート信号の動作セットを局部発生する前に入射信号を最初に獲得する請求項２記載の入射信号を解読する方法。４．前記方法において、入射信号のＰＲＮコードに対応するＰＲＮ信号の局部発生は、ＰＲＮ信号の動作セットとして、リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相進んだ第１のレプリカと，前記リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相遅れた第２のレプリカと，前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相進んだ第３のレプリカと，および前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相遅れた第４のレプリカを発生することを含み、ここにおいて、ＮとＫは整数であり、ＮはＫよりも小さいものである請求項１記載の入射信号を解読する方法。５．前記方法において、入射信号と第１，第２，第３および第４の局部発生ＰＲＮコードのレプリカを混合することで、それに対応する第１，第２，第３および第４の混合信号が発生し、そして誤算信号を展開することは、第１および第４の混合信号が同じ極性をもち、また前記極性は、第２および第３の信号に共通した極性とは異なるものである請求項４記載の入射信号を解読する方法。６．前記方法において、Ｋは１０であり、Ｎは２である請求項４記載の入射信号を解読する方法。７．前記方法において、ＰＲＮ信号の動作セットを局部発生する前に、ＰＲＮ信号の初期セットは、前記第３および第４のレプリカではなく前記第１および第２のレプリカを含むものが発生され、それにより、ゲート信号の動作セットを局部発生させる前に入射信号を最初に獲得する請求項４記載の入射信号を解読する方法。８．前記方法において、入射信号は、送信機から直視で直接に受信される少なくとも第１の信号と、前記信号との間に位相の遅延をもって受信される前記第１の信号の多経路であり、その位相遅延は、誤差信号範囲の前記中心部分よりも大きいものである多経路とを含み、それにより、相対位相の差を調整することは、第１の信号に対して実行され、多経路信号に対して実行されるものではない請求項１〜７記載のいずれかの入射信号を解読する方法。９．搬送波を含む無線周波数信号の受信機であり、ここで前記搬送波は、疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）２進コードで暗号化されたものである受信機において、送信機から直視で受信される第１の信号のＰＲＮコードにロックする方法であり、前記ロックは、前記信号の多経路のものの時間遅延が１チップの分数で受信されるとき行われる第１の信号のＰＲＮコードにロックする方法において：受信信号のＰＲＮコードに対応するＰＲＮ信号を発生させ、第１の信号と遅延した前記信号の多経路のものとの両方を含むものである受信信号と発生したＰＲＮ信号を混合し、誤差信号に応答して発生したＰＲＮ信号の相対位相を調整し、そして発生したＰＲＮ信号の位相を第１および多経路信号の合成の位相と比較することで、誤差信号を最初に発生させ、その後、発生したＰＲＮ信号の位相を多経路信号ではなく第１の信号の位相と比較することで、誤差信号を実質的に発生させることを含む第１の信号のＰＲＮコードにロックする方法。１０．前記方法において、ＰＲＮ信号の発生は、ＰＲＮの縁を表す零でないゲート信号を循環させる動作セットを発生させることを含み、ここで、前記信号は、個々に、（ｉ）持続時間が１チップより短い，および（ｉｉ）ＰＲＮコード縁がそれぞれ正もしくは負のどちらに進むかを示す単一の正もしくは負の極性をもつものであり、そして実質的に、（ａ）持続時間が１チップよりも短い，ｂ）正と負の領域が等しい，および（ｃ）ＰＲＮコード縁が正もしくは負のどちらに進むかに対応してその中心で正もしくは負の極性をもつ請求項９記載の第１の信号のＰＲＮコードにロックする方法。１１．前記方法において、ＰＲＮ信号の発生は、リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相進んだ第１のレプリカと、前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相遅れた第２のレプリカとを最初に発生させ、その後、前記リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相進んだ第３のレプリカと、前記リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相遅れた第４のレプリカを加え、ここにおいて、ＮとＫは整数であり、ＮはＫよりも小さいものである請求項９記載の第１の信号のＰＲＮコードにロックする方法。１２．前記方法において、Ｋは１０であり、Ｎは２である請求項１１記載の第１の信号のＰＲＮコードにロックする方法。１３．搬送波を含む入射信号を解読する方法であり、前記搬送波は、疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）２進コードで暗号化されたものである入射信号を解読する方法において：ＰＲＮコードの縁を表す零でない動作ゲート信号の循環を発生させることを含み、前記信号は、個々に、（ａ）持続時間が１チップよりも短い，（ｂ）正と負の領域が等しい，および（ｃ）ＰＲＮコード縁が正もしくは負のどちらに進むかを示すその中心で正もしくは負の極性をもつ動作ゲート信号の循環を発生させ、入射信号を各局部発生したゲート信号と混合することで、第１および第２の混合信号を発生させ、前記第１および第２の混合信号を相関させて累算させることで、相関信号を得て、そして相関信号を用いて、相関性を最小限に抑えるために、入射信号のＰＲＮコードに対して局部発生したゲート信号の位相を調整することで、局部発生したゲート信号の位相を、入射信号にあるＰＲＮコードの位相にロックすることを含む入射信号を解読する方法。１４．前記方法において、前記動作ゲート信号を局部発生させる前に、零でないゲート信号を循環させることで最初のゲート信号を発生させ、前記零でないゲート信号は、個々に、（ｉ）持続時間が１チップより短い，および（ｉｉ）ＰＲＮコード縁が正もしくは負のどちらに進むかを示す単一の正もしくは負の極性をもつものである請求項１３記載の入射信号を解読する方法。１５．前記方法において、個々のゲート信号は、入射信号のＰＲＮコードのチップの分数に対して共通の持続時間をもつ請求項１３記載の入射信号を解読する方法。１６．搬送波を含む入射信号を解読する方法であり、前記搬送波は、疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）２進コードで暗号化されたものである入射信号を解読する方法において：入射信号ＰＲＮコードのレプリカを局部発生させ、ここで前記入射信号ＰＲＮコードは、リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相進んだ第１のレプリカと，前記リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相遅れた第２のレプリカと，前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相進んだ第３のレプリカと，および前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相遅れた第４のレプリカと含むものであり、ここにおいて、ＮとＫは整数であり、ＮはＫよりも小さいものである入射信号ＰＲＮコードのレプリカを局部発生させ、入射信号を局部発生したＰＲＮコードレプリカと混合させ、混合した入射およびＰＲＮコードレプリカを組み合わせて累算することで、相関信号を得て、そして相関信号を用いて、相関性を最小限に抑えるために、入射信号のＰＲＮコードに対して局部発生したＰＲＮコードのレプリカの位相を調整することで、局部発生したＰＲＮコードのレプリカを、入射信号にあるＰＲＮコードの位相にロックすることを含む入射信号を解読する方法。１７．前記方法において、Ｋは１０であり、Ｎは２である請求項１６記載の入射信号を解読する方法。１８．前記方法において、入射信号と第１，第２，第３および第４の局部発生ＰＲＮコードのレプリカを混合することで、それに対応する第１，第２，第３および第４の混合信号が発生し、そして前記混合信号を組み合わせ累算することは、第１および第４の混合信号が同じ極性をもち、また前記極性は、第２および第３の混合信号に共通した極性とは異なるものである請求項１６記載の入射信号を解読する方法。１９．前記方法において、前記混合信号の組み合わせおよび累算は、最初に累算を行い、その後に組み合わせを行うことで実行される請求項１８記載の入射信号を解読する方法。２０．前記方法において、前記混合信号の組み合わせおよび累算は、累算前に、少なくともいくつかの組み合わせを行うことで実行される請求項１８記載の入射信号を解読する方法。２１．複数の信号を含む合成無線周波数信号の受信機であり、前記複数の信号は、疑似ランダムノイズ（ＰＲＮ）２進コードで暗号化された搬送波信号を個々に含むものである受信機において：合成信号を中間周波数信号に変換するために合成無線周波数信号を受信する手段であり、それにより、中間周波数信号は複数の信号を含み、前記複数の信号は、ＰＲＮコードで暗号化された中間周波数搬送波信号を個々に含むものである受信手段と、中間周波数信号を受信する複数のチャンネル回路であり、前記複数のチャンネル回路のそれぞれは、複数の中間周波数信号の一つを解読するための方法を含むものであり、ここにおいて前記手段は：誤差信号の統括手段であり、誤差信号の大きさで制御された相対位相をもつ中間周波数信号のＰＲＮコードに対応するＰＲＮ信号を局部発生するための手段と、局部発生したＰＲＮ信号を中間周波数信号と混合するための手段と、混合信号を使用する手段であり、中間周波数信号の一つのＰＲＮコードと局部発生したＰＲＮ信号との間の相対位相差の関数としての大きさをもつ誤差信号を発生させるための手段であり、前記局部発生したＰＲＮ信号は、（ａ）零の相対位相差に対して、およびプラスおよびマイナス１チップ間との広範囲の相対位相差に対して零であり、そして（ｂ）相対位相差が、前記範囲の中心部分内で零から別の値に変化するにつれて増加するものである混合信号を使用する手段と、を含む複数のチャンネル回路を含む合成無線周波数の受信機。２２．前記受信機において、局部ＰＲＮ信号発生手段は、ＰＲＮコードの縁を表す零でないゲート信号を循環させる動作セットを発生させるための手段を含み、前記零でないゲート信号は、個々に、（ａ）持続時間が１チップよりも短い，（ｂ）正と負の領域が等しい，および（ｃ）ＰＲＮコード縁が正もしくは負のどちらに進むかに対応してその中心で正もしくは負の極性をもつものである請求項２１記載の合成周波数信号の受信機。２３．前記受信機において、局部ＰＲＮ信号発生手段は、零でない循環ゲート信号の初期セットを発生させるための手段を追加的に含み、前記零でない循環ゲート信号は、個々に、（ｉ）持続時間が１チップより短い，および（ｉｉ）ＰＲＮコード縁がそれぞれ正もしくは負のどちらに進むかを示す単一の正もしくは負の極性をもつものであり、ここにおいて、複数のチャンネル回路のそれぞれは、中間周波数信号との混合手段で混合するためのゲート信号の動作もしくは初期セットの一つを選択するための手段を含むものである請求項２２記載の合成無線周波数信号の受信機。２４．前記受信機において、局部ＰＲＮ信号発生手段は、ＰＲＮ信号の動作セットを発生させる手段を含み、前記ＰＲＮ信号の動作セットは、リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相進んだもので第１の極性をもつ第１のレプリカと，前記リファレンスに対して前記チップが１／２Ｋ位相遅れたもので第１の極性とは反対の第２の極性をもつ第２のレプリカと，前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相進んだもので前記第１の極性をもつ第３のレプリカと，および前記リファレンスに対して前記チップがＮ／２Ｋ位相遅れたもので前記第２の極性をもつ第４のレプリカと含むものであり、ここにおいて、ＮとＫは整数であり、ＮはＫよりも小さいものである請求項２１記載の合成無線周波数信号の受信機。２５．前記受信機において、Ｋは１０であり、Ｎは２である請求項２４記載の合成無線周波数信号の受信機。