DE60130102T2

DE60130102T2 - Empfänger für Funksignale mit Mitteln zur Korrektur der Mehrwegeffekte und Verfahren

Info

Publication number: DE60130102T2
Application number: DE60130102T
Authority: DE
Inventors: Yves Oesch; Anne Montheard; Pierre-Andre Farine
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 2001-06-08
Filing date: 2001-06-08
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2021-06-09
Also published as: EP1265371A1; EP1265371B1; ATE371302T1; DE60130102D1

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger für Hochfrequenzsignale, insbesondere des GPS-Typs, der Mittel zum Korrigieren der Wirkungen der Mehrweg-Signale umfasst. Die Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren zum Inbetriebsetzen des Empfängers.
Der Empfänger für Hochfrequenzsignale, die durch spezifische Codes von Sendequellen moduliert sind, umfasst Mittel zum Empfangen und zur Aufbereitung. Diese Mittel ermöglichen eine Frequenzumsetzung der Hochfrequenzsignale, um Zwischensignale zu liefern.
Der Empfänger umfasst ferner eine Korrelationsstufe, die aus mehreren Korrelationskanälen aufgebaut ist, die die Zwischensignale empfangen. Jeder Kanal ist mit einem Korrelator versehen, in dem die Zwischensignale korreliert werden. Diese Korrelation wird mittels wenigstens einer Regelungsschleife des Korrelators mit wenigstens zwei Kopien mit Phasenvoreilung und Phasennacheilung des spezifischen Codes einer zu suchenden und zu verfolgenden sichtbaren Sendequelle ausgeführt, wenn der Kanal verwendet wird. Der Korrelator umfasst Mittel zum Integrieren der korrelierten Signale, um nach Ablauf jeder Integrationsperiode einen ersten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion der Signale mit Phasenvoreilung und einen zweiten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion der Signale mit Phasennacheilung zu liefern. In einer Betriebsart des Verfolgens der Sendequelle werden der erste und der zweite Amplitudenwert merklich gleich gehalten.
Der Empfänger umfasst ebenfalls Mikroprozessormittel, die mit der Korrelationsstufe verbunden sind, um nach der Korrelation die aus den Hochfrequenzsignalen extrahierten Daten zu verarbeiten.
Wenn der Empfänger ein GPS-Empfänger ist, sind die aus den Hochfrequenzsignalen extrahierten Daten insbesondere die GPS-Meldung, die Pseudoentfernungen und die Dopplerfrequenz, wobei diese Daten zur Berechnung der Position, der Geschwindigkeit und der Zeit (Stunde) dienen.
Der Empfänger für Hochfrequenzsignale kann natürlich ebenfalls in einem Satellitennavigationssystem des GLONASS- oder GALILEO-Typs verwendet werden. Ebenso könnte der Empfänger in einem Mobilfernsprechnetz nützlich sein, das zum Beispiel vom CDMA-Typ (in englischer Terminologie: Code-division multiple access) ist. In diesem Fall sind die Sendequellen nicht mehr Satelliten sondern Basiszellen des Fernsprechnetzes, und die verarbeiteten Daten betreffen hörbare oder abzulesende Meldungen oder Navigationsmeldungen.
Gegenwärtig befinden sich 24 Satelliten in einer Distanz von etwa 20'000 km zur Erdoberfläche auf 6 Umlaufbahnebenen, die jeweils um 55° bezüglich des Äquators verschoben sind, in der Umlaufbahn. Die Zeit, die von einem Satelliten benötigt wird, um auf der Umlaufbahn einen vollständigen Rundlauf auszuführen, um sich wieder am gleichen Punkt oberhalb der Erde zu befinden, beträgt etwa 12 Stunden. Die Verteilung der erdumkreisenden Satelliten ermöglicht einem terrestrischen GPS-Empfänger, die GPS-Signale von wenigstens vier sichtbaren Satelliten zu empfangen, um zum Beispiel seine Position, seine Geschwindigkeit und eine Lokalzeit zu bestimmen.
In Zivilanwendungen sendet jeder der erdumkreisenden Satelliten Hochfrequenzsignale, die aus einer Trägerfrequenz L1 von 1,57542 GHz aufgebaut sind, auf der ein für jeden Satelliten charakteristischer pseudozufälliger PRN-Code von 1,023 MHz und eine GPS-Meldung von 50 Hz moduliert sind. Die GPS-Meldung enthält die Ephemeriden- und Almanach-Daten des Sendersatelliten, die insbesondere für die Berechnung der X-, Y- und Z-Position, der Geschwindigkeit und der zeitlichen Daten nützlich sind.
Der pseudozufällige PRN-Code (pseudo random noise), insbesondere des Gold-Code-Typs, ist für jeden Satelliten unterschiedlich. Dieser Gold-Code ist ein digitales Signal, das aus 1023 Chips aufgebaut ist, die sich alle Millisekunden wiederholen. Diese Wiederholungsperiode ist auch durch den Epoche-Term (in englischer Terminologie: epoch) des Gold-Codes definiert. Es ist festzuhalten, dass ein Chip Werte 1 oder 0, wie für ein Bit, annimmt. Ein Chip (in der GPS-Technik verwendeter Ausdruck) ist jedoch von einem Bit zu differenzieren, das verwendet wird, um eine Informationseinheit zu definieren.
Die Gold-Codes, die für 32 Satellitenidentifizierungsnummern definiert sind, haben das Merkmal, orthogonal zu sein. Wenn sie miteinander korreliert werden, gibt das Resultat der Korrelation einen Wert nahe bei 0. Dieses Merkmal ermöglicht, mehrere mit einer gleichen Frequenz ausgesendete Hochfrequenzsignale, die von mehreren Satelliten stammen, unabhängig und in mehreren Kanälen eines gleichen GPS-Empfängers gleichzeitig verarbeiten zu können.
Gegenwärtig werden in mehreren Alltagsaktivitäten GPS-Empfänger, die tragbar oder insbesondere in Fahrzeugen eingebaut sind, verwendet, damit zu Benutzern Navigationsdaten geliefert werden können. Diese Daten erleichtern insbesondere ihre Orientierung, das Aufsuchen eines Ziels und die Kenntnis ihres Standorts. Ferner sind die tragbaren Empfänger meistens klein, damit sie ebenfalls in von einer einzigen Person leicht transportierbaren Gegenständen, wie zum Beispiel Mobiltelefonen oder Armbanduhren, eingebaut werden können. Da sie von einer kleinen Batterie oder von einem kleinen Akkumulator gespeist werden, ist es jedoch oft nötig, dass die durch die Empfänger verbrauchte Energie minimiert wird.
Es ist festzuhalten, dass ein GPS-Empfänger die von wenigstens vier sichtbaren Satelliten stammenden Hochfrequenzsignale auffangen muss, um insbesondere seine Position und zeitliche Daten zu bestimmen. Der Empfänger kann ferner die für jeden Satelliten charakteristischen Ephemeriden-Daten und die Almanach-Daten abgreifen, indem er sich einzeln auf einen der sichtbaren Satelliten aufschaltet.
Auf 1 ist schematisch ein GPS-Empfänger 1 dargestellt, der mit einer Antenne 2 für den Empfang von Hochfrequenzsignalen ausgerüstet ist. Der GPS-Empfänger 1 muss die Signale SV1 bis SV4, die von wenigstens vier sichtbaren Satelliten S1 bis S4 stammen, empfangen, damit er seine Position, seine Geschwindigkeit und zeitliche Daten bestimmen kann. Wenn der Empfänger 1 jedoch an Orten verwendet wird, die von verschiedenen Hindernissen, wie Gebäuden B in Städten, umgeben sind, werden manchmal gewisse Hochfrequenzsignale SV1' und SV3', die vom Empfänger 1 aufgefangen werden, an diesen Hindernissen B reflektiert. Diese reflektierten und mit den von der gleichen Sendequelle stammenden direkten Signalen SV1 und SV3 kombinierten Signale SV1' und SV3' können Fehler in den aus der Gesamtheit der durch den Empfänger aufgefangenen Signale extrahierten Daten erzeugen. Diese Fehler beeinträchtigen insbesondere die Berechnung der Position des Empfängers.
Phasenfehler, die auf die Mehrweg-Signale zurückzuführen sind, können für terrestrische Navigations-Empfänger grösser oder gleich 150 ns sein, was einem Fehler von 45 m für die berechnete Position entspricht. Allgemein liegen die nominalen Fehler in einer Grenze von 30 ns, was einem Fehler von ungefähr 9 m für eine berechnete Position entspricht. Es ist gewöhnlich schwierig, diese Fehler völlig auszuschalten, auch wenn dieses Phänomen der Mehrweg-Signale gut bekannt ist. Mehrere Ausführungen sind bereits vorgeschlagen worden, um die Wirkung dieser Mehrweg-Signale zu minimieren.
Es kann insbesondere die Patentanmeldung WO 95/14937 der Novatel-Gesellschaft angeführt werden, die einen Empfänger für PRN- kodierte Hochfrequenzsignale beschreibt, der mit Mitteln versehen ist, um auf Mehrweg-Signale zurückzuführende Verzerrungen zu kompensieren. Dafür umfasst der Empfänger mehrere Korrelationskanäle, die jeweils dazu bestimmt sind, sich gleichzeitig auf einen spezifischen Satelliten aufzuschalten. Mittel zur Autokorrelation jedes Kanals umfassen mehrere Korrelatoren, die jeweils eine intern erzeugte und zu einer anderen mit Zwischensignalen zu korrelierenden Kopie phasenverschobene Kopie des pseudozufälligen Codes empfangen. Eine Schaltung zum Bewerten des Leistungspegels der Ausgangssignale jedes Korrelators eines Kanals wird vorgesehen, um die Wirkungen der Mehrweg-Signale zu beseitigen. Die jeweilige Abweichung zwischen jeder Kopie ist zum Beispiel kleiner als 0,2 Chips, was eine hohe Frequenz zum Aufbereiten jeder Kopie erfordert.
Ein Hauptnachteil dieses Empfängers ist, dass jeder Kanal mit einer Vielzahl von Korrelatoren für die Erfassungs- und die Verfolgungsphase eines sichtbaren spezifischen Satelliten versehen ist. Somit führt die sehr grosse Anzahl Elemente, die die Korrelationsstufe der Kanäle aufbauen müssen, zu einem grossen Energieverbrauch, was nicht ermöglicht, einen solchen Empfänger in einem tragbaren Gegenstand, der eine Energiequelle von geringer Kapazität aufweist, einzubauen.
In einem gleichen technischen Zusammenhang beschreibt das Patent US 5,966,403 von Trimble Navigation Limited einen Breitspektrum-Hochfrequenz-Empfänger, der ebenfalls Mittel umfasst, die ermöglichen, die Wirkungen der Mehrweg-Signale zu minimieren. Dieses Dokument schlägt zwei Ausführungsvarianten vor. In der ersten Variante verwendet man eine gleichförmige oder nicht gleichförmige Signal-Bewertungsfunktion für die Korrelation der Zwischensignale mit voreilenden und nacheilenden Kopien. Die Mikroprozessormittel empfangen mehrere korrelierte und bewertete Signale und schliessen die Schleifen zum Regeln der Trägerwelle und des Codes. Diese Mikroprozessormittel sind dazu bestimmt, die auf die Mehrweg-Signale zurückzuführende Verzerrung der Signale zu bewerten und diese Verzerrung zu minimieren.
In einer zweiten Variante werden zwei Korrelationskanäle des Empfängers parallel verwendet, um einen gleichen Satelliten zu verfolgen, dessen ausgesendete Signale von ihrer Bahn abgelenkt werden können. Der zweite Kanal wird verwendet, um den Mikroprozessormitteln zu ermöglichen, die auf die Mehrweg-Signale zurückzuführende Verzerrung zu minimieren. Für die Erzeugung der voreilenden und nacheilenden Kopien jedes Kanals ist eine Phasenverzögerung erforderlich, damit die Mikroprozessormittel die auf die Mehrweg-Signale zurückzuführende Verzerrung bewerten können.
Wie dies für das vorhergehende Dokument der Fall ist, liegt ein Nachteil dieser Ausführungen im Wesentlichen in der Komplexität der Struktur jedes Kanals, der ermöglicht, die Wirkungen der Mehrweg-Signale zu minimieren. Ferner werden für alle Synchronisationsaufgaben Mikroprozessormittel mit grossen Abmessungen verwendet. Diese Komplexität führt ebenfalls zu einem hohen Energieverbrauch, was nicht ermöglicht, einen solchen Empfänger in einem kleinen tragbaren Gegenstand, der mit einer Energiequelle von kleiner Kapazität versehen ist, einzubauen.
Ein weiteres Beispiel eines Empfängers mit Kompensation der auf die Mehrweg-Signale zurückzuführenden Verzerrung wird in der Patentanmeldung WO 97/40398 von SIRF Technology beschrieben. In diesem Dokument wird für die Korrektur dieser Verzerrung ein empirischer Kompensationsfaktor verwendet.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, einen Empfänger für Hochfrequenzsignale zu realisieren, der die Wirkungen der Mehrweg-Signale korrigieren kann, wobei er die Anzahl nötiger Elemente des Empfängers beschränkt und seinen Energieverbrauch vermindert, um die Nachteile der Empfänger des Standes der Technik zu beheben. Der Empfänger kann somit kleine tragbare Gegenstände ausrüsten.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist, nicht verwendete Kanäle des Empfängers, die die gleiche Struktur wie die verwendeten Kanäle haben, zu verwenden, um die Korrektur der Wirkungen der Mehrweg-Signale zu ermöglichen.
Dieses Ziel sowie noch andere werden dank des weiter oben genannten Empfängers erreicht, der dadurch gekennzeichnet ist, dass wenigstens ein zweiter nicht verwendeter Kanal über Mikroprozessormittel konfiguriert wird, um zu wenigstens einem ersten Kanal, der für die Suche und/oder die Verfolgung derselben sichtbaren Sendequelle verwendet wird, parallel angeordnet zu werden, wenn die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Hochfrequenzsignalen in dem ersten verwendeten Kanal erfasst haben, wobei die Mikroprozessormittel eine Regelung des zweiten Kanals für die Erzeugung einer mit den Zwischensignalen zu korrelierenden Kopie des spezifischen Codes sicherstellen, damit die Integrationsmittel des zweiten Kanals einen maximalen Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion zwischen dem ersten und dem zweiten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion des ersten Kanals liefern.
Ein Vorteil des Empfängers der vorliegenden Erfindung ist, dass er mit Hilfe von identischen Kanälen, die jeweils die gleiche Anzahl Elemente aufweisen, in Zusammenwirkung mit Mikroprozessormitteln ermöglicht, das Problem der auf die Wirkungen der Mehrweg-Hochfrequenzsignale zurückzuführenden Berechnungsfehler zu beheben. Bei Betrieb des Empfängers werden nicht alle Korrelationskanäle verwendet, denn die Anzahl sichtbarer Sendequellen, insbesondere sichtbarer Satelliten, ist kleiner als die Anzahl Korrelationskanäle des Empfängers. Dies hat zur Folge, dass eine gewisse Anzahl Kanäle ungenützt bleiben. Deshalb können diese Kanäle, die als nicht verwendet definiert sind, sehr gut parallel zu verwendeten Kanälen zugeschaltet werden, um Mikroprozessormitteln zu ermöglichen, die auf Mehrweg-Signale zurückzuführenden Fehler zu korrigieren.
Es ist festzuhalten, dass wenigstens vier Korrelationskanäle, die in einer Betriebsart des Verfolgens eines jeweiligen sichtbaren spezifischen Satelliten verwendet werden, nötig sind, damit die Mikroprozessormittel die Position, die Geschwindigkeit und die zeitlichen Daten berechnen können. Somit kann vorgesehen werden, dass ein einziger nicht verwendeter Kanal parallel zu einem verwendeten Kanal angeordnet wird, falls Mehrweg-Signale in einem der verwendeten Kanäle erfasst worden sind.
Der Empfänger muss in einem leicht transportierbaren Gegenstand, der eine Energiequelle von geringer Kapazität aufweist, eingebaut werden können, was eine Verminderung der Anzahl von Elementen jedes Korrelationskanals bedingt. Ferner muss die Steuerung aller Synchronisationsaufgaben in vereinfachter Weise, insbesondere in jedem Kanal, der unabhängig von den Mikroprozessormitteln verwendet wird, ausgeführt werden können. Normalerweise unterstützen die Mikroprozessormittel einen nicht verwendeten Kanal bei der Suche der maximalen Amplitude der Autokorrelationsfunkton erst dann, wenn sie das Vorhandensein von Mehrweg-Signalen in einem verwendeten Kanal erfasst haben. Somit findet nur wenig Datenübertragung zwischen den Mikroprozessormitteln und den verwendeten Kanälen statt, was den Energieverbrauch des Empfängers vermindert.
Ein weiterer Vorteil des Empfängers der vorliegenden Erfindung ist, dass Parameter des ersten normal verwendeten Kanals über die Mikroprozessormittel zu dem zweiten Kanal, der parallel zu dem ersten Kanal zuzuschalten ist, übertragen werden. So kann der zweite Kanal schneller wirken, um in Zusammenwirkung mit den Mikroprozessormitteln die maximale Amplitude der Autokorrelationsfunktion zu finden. Der erste Kanal bleibt stets verwendet, auch wenn der zweite Kanal aus Stabilitätsgründen zugeschaltet wird, denn es kann sein, dass die Mehrweg-Signale verschwinden. In diesem Fall wird der zweite Kanal zum Stillstand gebracht, und der erste Kanal liefert die Daten insbesondere für die Schritte zum Berechnen der Position, der Geschwindigkeit und der zeitlichen Daten eines GPS-Empfängers zu den Mikroprozessormitteln.
Die Phasenabweichung zwischen dem durch den zweiten Kanal gegebenen maximalen Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion und dem ersten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion der voreilenden Signale des ersten Kanals kann gespeichert werden. Diese Phasenabweichung kann somit als zusätzlicher Parameter eines zweiten nicht verwendeten Kanals für eine spätere parallele Zuschaltung zu einem ersten verwendeten Kanal eingegeben werden.
Normalerweise umfassen die Mikroprozessormittel Speichermittel, in denen die Informationen bezüglich der Position der Satelliten, ihres spezifischen Codes und der Satelliten, die für den terrestrischen Empfänger im Augenblick seiner Inbetriebsetzung sichtbar sein können, gespeichert sind. Der Empfänger kann somit wissen, welche Satelliten im Augenblick des Zuschaltens der gewählten Korrelationskanäle sichtbar sind.
Dieses Ziel sowie noch andere werden ebenfalls dank des Verfahrens zum Korrigieren der Wirkungen der Mehrweg-Signale eines Empfängers erreicht, das eine erste Reihe von Schritten umfasst, die darin bestehen:

– eine bestimmte Anzahl erster Kanäle zu konfigurieren und zuzuschalten, damit jeder Kanal eine Suche und eine Verfolgung einer spezifischen Sendequelle ausführt,
– die Kopien mit Phasenvoreilung und Phasennacheilung des spezifischen Codes jedes ersten verwendeten Kanals, die mit den Zwischensignalen zu korrelieren sind, einer Phasenverschiebung zu unterwerfen, bis der erste und der zweite Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion gleich sind,
– Korrelationsamplitudenwerte der voreilenden Signale und der nacheilenden Signale sowie entsprechende Phasenabweichungen während der Phase des Suchens und/oder der Phase der Verfolgung zu speichern, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es zudem eine zweite Reihe von Schritten umfasst, die darin bestehen:
– mit Hilfe der Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion und der entsprechenden Phasenabweichungen, die in der Phase des Suchens und/oder in der Phase der Verfolgung für jeden ersten verwendeten Kanal gespeichert werden, eine erste Steigung der Autokorrelationsfunktion am Punkt des ersten Amplitudenwertes der Signale mit Phasenvoreilung und eine zweite Steigung der Autokorrelationsfunktion am Punkt des zweiten Amplitudenwertes der Signale mit Phasennacheilung zu berechnen, wenn der Kanal in der Betriebsart des Verfolgens der Sendequelle ist,
– wenigstens einen zweiten nicht verwendeten Kanal, der parallel zu einem ersten verwendeten Kanal angeordnet werden soll, zu konfigurieren und zuzuschalten, wenn die beiden berechneten Steigungen dem Absolutwert nach merklich verschieden sind oder wenn eine Änderung des ersten Amplitudenwertes der Signale mit Phasenvoreilung oder des zweiten Amplitudenwertes der Signale mit Phasennacheilung in einer Verfolgungsbetriebsart festgestellt wird,
– eine der Code-Kopien des zweiten Kanals unter der Steuerung von den Mikroprozessormitteln einer Phasenverschiebung zu unterwerfen, bis die Integrationsmittel des zweiten Kanals einen maximalen Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion des ersten Kanals liefern, damit die Mikroprozessormittel die Daten aus den Hochfrequenzsignalen dieses zweiten Kanals extrahieren können, wobei sie die Wirkungen der Mehrweg-Signale korrigieren.

Die Ziele, Vorteile und Merkmale des Empfängers für Hochfrequenzsignale sowie des Verfahrens zum Inbetriebsetzen des Empfängers ergeben sich klarer aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsformen, die durch die Zeichnungen illustriert sind, in denen:
1, die bereits angeführt worden ist, einen Hochfrequenzsignal-Empfänger des GPS-Typs darstellt, der Signale von wenigstens vier Satelliten auffängt, wovon Signale von zwei Satelliten durch Hindernisse von ihrer Bahn abgelenkt werden;
2 schematisch die verschiedenen Teile des Empfängers für Hochfrequenzsignale gemäss der Erfindung darstellt;
3 schematisch die Elemente eines Korrelators eines Kanals einer Korrelationsstufe des Empfängers gemäss der Erfindung darstellt;
die 4a und 4b eine Graphik einer Autokorrelationsfunktion bzw. ein Zwischensignal darstellen, das mit phasenverschobenen Kopien zu korrelieren ist, um die Autokorrelationsfunktion zu definieren;
5a eine Graphik der Autokorrelationsfunktion darstellt, wobei die Amplitude der mit der voreilenden Kopie korrelierten Signale (Early) in einer Verfolgungsphase gleich der Amplitude der mit der nacheilenden Kopie korrelierten (Late) Signale ist;
5b eine Graphik der Korrelationsfunktion darstellt, die durch Subtraktion der voreilenden Komponente und der nacheilenden Komponente erhalten wird;
die 6a und 6b Graphiken der Autokorrelationsfunktion im Fall von Mehrweg-Signalen darstellen, wo die Amplitude der mit der voreilenden Kopie korrelierten Signale (Early) in einer Verfolgungsphase gleich der Amplitude der mit der nacheilenden Kopie korrelierten Signale (Late) ist, jedoch mit einer Phasenabweichung im Vergleich zu Signalen, die nicht mehrwegig sind;
6c eine Graphik der Korrelationsfunktion darstellt, die durch Subtraktion der voreilenden Komponente und der nacheilenden Komponente im Fall von Mehrweg-Signalen erhalten wird, und
7 ein Organigramm der Schritte des Verfahrens zum Inbetriebsetzen des Empfängers darstellt, sei es, dass Mehrweg-Signale erfasst werden oder nicht.
In der nachfolgenden Beschreibung werden mehrere Elemente des Hochfrequenzsignal-Empfängers des GPS-Typs, die dem Fachmann in diesem technischen Bereich gut bekannt sind, nur in vereinfachter Weise angeführt. Der weiter unten beschriebene Empfänger ist vorzugsweise ein GPS-Empfänger. Er könnte gleichwohl in einem GLONASS- oder GALILEO-Navigationssystem oder in einem anderen Navigationssystem oder auch in einem Mobilfernsprechnetz verwendet werden.
Wie auf 1 gezeigt, werden die Hochfrequenzsignale SV1 bis SV4, die durch eine Antenne 2 eines GPS-Empfängers aufgefangen werden, von vier sichtbaren Satelliten S1 bis S4 ausgesendet. Der GPS-Empfänger 1 benötigt die Signale SV1 bis SV4 dieser vier Satelliten, um alle Informationen extrahieren zu können, die für die Berechnung seiner Position, seiner Geschwindigkeit und/oder zeitlicher Daten nützlich sind. Gewisse Hochfrequenzsignale SV1' und SV3' können jedoch auf ihrer Bahn von verschiedenen Hindernissen, wie Gebäuden B, reflektiert werden. Diese abgelenkten Signale SV1' und SV3' stören dann die Erfassung der durch den Empfänger aufgefangenen direkten Signale SV1 und SV3. Die Korrelationskanäle sind also in der Phase des Suchens und Verfolgens der Satelliten S1 und S3 der Wirkung der Mehrweg-Signale unterworfen, was einen Berechnungsfehler der Position bewirkt. Wie dies in der Folge der Beschreibung erklärt wird, wird wenigstens ein Kanal, der als nicht verwendet definiert ist, parallel zu jedem die Satelliten S1 bzw. S3 verfolgenden verwendeten Kanal angeordnet, um die Wirkungen der Mehrweg-Signale zu korrigieren.
Der GPS-Empfänger kann vorzugsweise einen tragbaren Gegenstand, wie eine Armbanduhr, ausrüsten, um dem Träger der Uhr nötigenfalls Positions-, Geschwindigkeits- und Lokalzeitdaten zu liefern. Da die Uhr einen kleinen Akkumulator oder eine kleine Batterie besitzt, muss die beim Betrieb des GPS-Empfängers verbrauchte Energie möglichst gering sein.
Natürlich könnte der GPS-Empfänger andere kleine Gegenstände, die einen kleinen Akkumulator oder eine kleine Batterie besitzen, wie zum Beispiel Mobiltelefone, ausrüsten.
Der GPS-Empfänger 1 ist schematisch auf 2 dargestellt. Er umfasst Mittel 3 zum Empfangen und zur Aufbereitung mit Frequenzumsetzung der durch eine Antenne 2 gelieferten Hochfrequenzsignale, um Zwischensignale IF zu erzeugen, eine Korrelationsstufe 7, die insbesondere aus zwölf Korrelationskanälen 7' aufgebaut ist, um die Zwischensignale IF zu empfangen, einen Datenübertragungsbus 10, der jeden Kanal mit einem entsprechenden Pufferregister 11 verbindet, und schliesslich einen Datenübertragungsbus 13, der jedes Pufferregister mit Mikroprozessormitteln 12 verbindet.
Die Zwischensignale IF sind vorzugsweise in komplexer Form aus einer phasengleichen Signalkomponente I und aus einer um 90° phasenverschobenen Signalkomponente Q mit einer Frequenz in einer Grössenordnung von 400 kHz aufgebaut, die durch die Aufbereitungsmittel 3 geliefert werden. Die komplexen Zwischensignale IF sind auf 2 durch eine von einem 2 Bits definierenden Schrägstrich geschnittene Linie in Fettdruck dargestellt.
Die Anzahl Kanäle 7', die im Empfänger 1 verfügbar sind, muss an jeder Stelle der Erde grösser als die maximale Anzahl sichtbarer Satelliten sein, derart, dass eine gewisse Anzahl nicht verwendeter Kanäle vorhanden ist. Diese nicht verwendeten Kanäle sind dazu bestimmt, parallel zu den verwendeten Kanälen zugeschaltet zu werden, falls die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Hochfrequenzsignalen in den normal verwendeten Kanälen erfasst haben. Der Einfluss der Mehrweg-Signale sowie die Zuschaltung der nicht verwendeten Kanäle werden weiter unten, insbesondere unter Bezugnahme auf die 3 bis 6, erklärt.
Gewöhnlich setzt eine erste elektronische Schaltung 4' in den Empfangsmitteln 3 zuerst die Hochfrequenzsignale mit einer Frequenz von 1,57542 GHz in Signale mit einer Frequenz von beispielsweise 179 MHz um. Eine zweite elektronische Schaltung IF 4'' führt eine doppelte Umsetzung aus, um die GPS-Signale zuerst auf eine Frequenz von 4,76 MHz und schliesslich auf eine Frequenz von beispielsweise 400 kHz zu bringen, wobei sie mit 4,36 MHz abtastet. Somit werden abgetastete und quantisierte komplexe Zwischensignale IF mit einer Frequenz in einer Grössenordnung von 400 kHz zu den Kanälen 7' der Korrelationsstufe 7 geliefert.
Für die Frequenzumsetzungs-Vorgänge gehört ein Taktsignal-Generator 5 zu den Mitteln 3 zum Empfangen und zur Aufbereitung der Hochfrequenzsignale. Dieser Generator ist zum Beispiel mit einem nicht dargestellten Quarzoszillator versehen, der auf eine Frequenz in einer Grössenordnung von 17,6 MHz kalibriert ist. Zwei Taktsignale CLK und CLK 16 werden insbesondere zu der Korrelationsstufe 7 und zu den Mikroprozessormitteln 12 geliefert, um alle Vorgänge dieser Elemente taktmässig zu steuern. Die erste Taktfrequenz CLK kann 4,36 MHz betragen, während die zweite Taktfrequenz derart festgelegt sein kann, dass sie 16-mal kleiner ist, d.h. dass sie 272,5 kHz beträgt, wobei diese zweite Taktfrequenz für einen grossen Teil der Korrelationsstufe verwendet wird, um den Energieverbrauch zu vermindern.
Es ist festzuhalten, dass in Betracht gezogen werden kann, das Taktsignal CLK 16 mit Hilfe eines Teilers zu erhalten, der in der Korrelationsstufe angeordnet ist, anstatt mit dem Taktsignal-Generator 5 in den Empfangsmitteln 3 eingebaut zu sein.
Die durch die zweite Schaltung 4'' gelieferten Signale geben in der Hälfte aller Fälle Signale von unterschiedlicher Parität (+1 und –1). Diese Parität muss also für die Vorgänge zum Demodulieren der GPS-Signale im Empfänger berücksichtigt werden. In einer Ausführungsvariante kann die zweite Schaltung 4'' für die phasengleiche Komponente sowie für die um 90° phasenverschobene Komponente Signale (+3; +1; –1; –3) geben, die über 2 Ausgangs-Bits verteilt sind.
Im Fall des GPS-Empfängers der vorliegenden Erfindung werden Zwischensignale IF mit einer 1-Bit-Quantisierung für die Frequenz der Trägerwelle zur Korrelationsstufe geliefert, auch wenn diese Quantisierung einen zusätzlichen Verlust in einer Grössenordnung von 3 dB im Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) hervorruft.
Die Register 11 jedes Kanals können Daten oder Konfigurationsparameter, die von den Mikroprozessormitteln stammen, empfangen. Jeder Kanal kann nach der Korrelation und der Aufschaltung auf einen spezifischen Satelliten über die Register Daten betreffs der GPS-Meldungen, des Zustands des PRN-Codes, des Frequenzinkrements bezüglich des Doppler-Effekts, der Pseudoentfernungen und Korrelationsamplitudenwerten mit Phasenabweichungen sowie noch andere Daten übertragen.
Die Pufferregister 11 umfassen mehrere Sorten Register, wie zum Beispiel die Steuer- und Zustandsregister, die Register für die mit NCO (Numerically Controlled Oscillator) bezeichneten digital gesteuerten Oszillatoren der Kanäle, die Pseudoentfernungsregister, die Energieregister, die Abweichungs- und Inkrementregister der Trägerwelle und des Codes und Testregister. Es ist festzuhalten, dass diese Register während der Korrelationsphase Daten speichern können, die für die Verfahren zum Erfassen und Verfolgen der Satelliten verwendet werden können, ohne dass sie unbedingt automatisch zu dem Mikroprozessor übertragen werden.
In einer Ausführungsvariante kann für alle Kanäle 7' der Korrelationsstufe ein einziger Registerblock 11 in Betracht gezogen werden, da gewisse Daten, die im Registerblock gespeichert sind, jedem Kanal gemeinsam sind.
Jeder Kanal 7' der Korrelationsstufe 7 umfasst einen Korrelator 8 und eine Steuereinheit 9, die dazu bestimmt ist, mit Hilfe eines geeigneten Materials insbesondere den Algorithmus zum Verarbeiten der Signale für die Erfassung des Signals des Satelliten und die Verfolgung des durch den Kanal erfassten Satelliten zu aktivieren.
Die Steuereinheit 9 jedes Kanals umfasst unter anderem eine Speichereinheit, eine Recheneinheit, eine Einheit zum Synchronisieren der Datenbits, eine Einheit zum Steuern des Korrelators und eine Unterbrechungseinheit, wobei diese Einheiten auf 2 nicht dargestellt sind. Die Speichereinheit besteht insbesondere aus einem RAM-Speicher, um momentane Daten zu registrieren. Der RAM-Speicher ist in einer Struktur verteilt, die nicht regelmässig oder regelmässig sein kann. Die Recheneinheit führt insbesondere Additions-, Subtraktions-, Multiplikations- und Verschiebungsoperationen aus.
In einer normalen Betriebsart werden alle Aufgaben zum Erfassen und Verfolgen der erfassten Satelliten in jedem entsprechenden Kanal der Korrelationsstufe autonom ausgeführt. Diese Aufgaben werden in einer Parallel-Bit-Architektur ausgeführt, wo die Berechnung mehrerer Bits in einem Taktimpuls ausgeführt wird. Die digitalen Signale sind von 1 kHz, was ermöglicht, die Signale der Schleifen zum Regeln der Trägerfrequenz und des PRN-Codes autonom mit einem weniger grossen Frequenzwert zu verarbeiten. Wenn sich ein Kanal auf einen Satelliten aufgeschaltet hat, synchronisiert die Schaltung den GPS-Datenfluss, der für die nachfolgenden Berechnungen bestimmt ist.
Somit wird die Datenübertragung zu den Mikroprozessormitteln 12 nicht mehr während aller Korrelationsstufen ausgeführt. Nur das Resultat der Korrelation jedes Kanals 7' der Korrelationsstufe 7, insbesondere die GPS-Meldungen mit einer Frequenz von 50 Hz, wird zu dem Mikroprozessor übertragen. Dies bewirkt eine starke Verminderung des Stromverbrauchs. Wenn die Mikroprozessormittel einen nicht verwendeten Kanal parallel zu einem normal verwendeten Kanal zuschalten müssen, um die Wirkungen der Mehrweg-Signale zu korrigieren, werden die Verfahren zum Synchronisieren dieses nicht verwendeten Kanals jedoch über die Mikroprozessormittel ausgeführt. Es werden allerdings mehrere Parameter des verwendeten Kanals übertragen, um den nicht verwendeten Kanal schnell mittels der Mikroprozessormittel zu konfigurieren, ohne für den Energieverbrauch des Empfängers klar nachteilig zu sein.
Deshalb umfassen die Mikroprozessormittel 12 vorzugsweise einen CooIRISC-816-8-Bit-Mikroprozessor von EM Microelectronic-Marin SA in der Schweiz. Dieser Mikroprozessor wird mittels eines Taktsignals von 4,36 MHz taktmässig gesteuert. Die Mikroprozessormittel 12 umfassen ebenfalls nicht dargestellte Speichermittel, in denen alle Informationen betreffs der Position der Satelliten, ihres Gold-Codes und der für den terrestrischen GPS-Empfänger sichtbaren Satelliten gespeichert werden.
Während aller Verfahren zum Suchen und Verfolgen von Satelliten senden die verwendeten Kanäle 7' Unterbrechungssignale INT1 bis INT 12 zum Mikroprozessor, um ihn von Daten, die er abgreifen kann, in Kenntnis zu setzen. Sobald der Mikroprozessor Unterbrechungssignale empfängt, muss er gewöhnlich alle Kanäle durchlaufen, um zu wissen, von welchem Kanal die abzugreifenden Daten stammen. Diese Daten können zum Beispiel Konfigurationsparameter, GPS-Meldungen, den Zustand des pseudozufälligen PRN-Codes, das Frequenzinkrement bezüglich des Doppler-Effekts, Pseudoentfernungen, Betriebsarten zum Unterbrechen der Empfangsmittel, den Zustand von Integrator-Zählern und andere Informationen betreffen.
Da mehrere Unterbrechungssignale INT 1 bis INT 12 gleichzeitig auftreten können, können die Mikroprozessormittel 12 auch einen Prioritäts-Dekodierer für die verwendeten Kanäle 7' umfassen. Somit kann der Mikroprozessor direkt einen vorrangigen Sendekanal anwählen, der entsprechend einer bestimmten Prioritätsordnung ein Unterbrechungssignal aussendet.
In einer weiteren nicht dargestellten Ausführungsform könnte der Prioritäts-Dekodierer auch in der Korrelationsstufe eingebaut sein.
Ein einziges Halbleitersubstrat kann die Gesamtheit der Korrelationsstufe mit den Registern, den Prioritäts-Dekodierer, den Mikroprozessor sowie auch möglicherweise einen Teil des Taktsignal-Generators enthalten.
Bei der Inbetriebsetzung des Empfängers 1 werden mehrere Kanäle 7' der Korrelationsstufe 7 durch die Mikroprozessormittel 12 konfiguriert. Die Konfiguration jedes Kanals besteht darin, in diesen letzteren überdies verschiedene Parameter bezüglich der Trägerfrequenz und des PRN-Codes eines zu suchenden und zu verfolgenden spezifischen Satelliten einzuspeisen. In einer normalen Betriebsart ist jeder Kanal unterschiedlich konfiguriert, um seinen eigenen Satelliten zu suchen und zu verfolgen. Da sich die verwendeten Kanäle nur auf sichtbare Satelliten aufschalten können, bleiben mehrere Kanäle ungenützt.
Auf 3 ist der Korrelator 8 mit einem Teil für die PRN-Code-Regelungsschleife und mit einem anderen Teil für die Trägerfrequenz-Regelungsschleife dargestellt. Der Korrelator 8 ist in jedem Kanal 7' der Korrelationsstufe 7 identisch, aber er kann in jedem Kanal unterschiedlich konfiguriert sein. Wie dies unter Bezugnahme auf 2 erklärt worden ist, führt jeder Kanal bei normalem Betrieb alle Synchronisationsaufgaben für das Suchen und Verfolgen eines spezifischen sichtbaren Satelliten unabhängig von den Mikroprozessormitteln aus. Dies vereinfacht die Ausführung des Empfängers und ermöglicht, den Energieverbrauch dieses Empfängers zu vermindern.
Für mehr Details bezüglich der verschiedenen Elemente dieses Korrelators kann sich der Leser auf die dem Buch „Understanding GPS Principles and Applications" entnommene Lehre in Kapitel 5, verfasst von Phillip Ward und herausgegeben von Elliott D. Kaplan (Artech House Publishers, USA 1996) mit Herausgebernummer ISBN 0-89006-793-7, und insbesondere auf die 5.8 und 5.13, beziehen.
Unter Bezugnahme auf 3 sind die Zwischensignale IF, die auf der Figur durch eine von einem 2 Bits definierenden Schrägstrich geschnittene Linie in Fettdruck dargestellt sind, komplexe Signale (I + iQ), die aus einer phasengleichen 1-Bit-Signalkomponente I und aus einer um 90° phasenverschobenen 1-Bit-Signalkomponente Q aufgebaut sind. Diese Zwischensignale IF sind abgetastet und quantisiert worden, und werden zuerst durch erste Mischer 20 der Trägerwelle geführt. Ein Mischer oder Multiplizierer 21 multipliziert die Signale IF mit dem Cosinus minus i-mal den Sinus der intern erzeugten Trägerwellenkopie, um aus den komplexen Signalen die phasengleichen Signale I zu extrahieren, während ein Mischer oder Multiplizierer 22 die Signale IF mit dem minus Sinus minus i-mal den Cosinus der intern erzeugten Trägerwellenkopie multipliziert, um aus den komplexen Signalen die um 90° phasenverschobenen Signale Q zu extrahieren.
Diese Signale Sin und Cos stammen aus einem Block 45 einer COS/SIN-Tafel des Kopie-Signals. Das Ziel dieses ersten Schritts in den ersten Mischern 20 ist, die Trägerfrequenz aus den die GPS-Meldung tragenden Signalen zu extrahieren.
Nach diesem Vorgang handelt es sich darum, in einem zugeschalteten Kanal die Äquivalenz des PRN-Codes der Signale eines zu erfassenden Satelliten zu einem PRN-Code, der in dem Kanal, der dem gewünschten Satelliten entspricht, erzeugt wird, zu finden. Dafür durchlaufen die phasengleichen und die um 90° phasenverschobenen Signale zweite Mischer 23, um die Signale I und Q mit einer voreilenden Kopie und mit einer nacheilenden Kopie des PRN-Codes zu korrelieren, um vier korrelierte Signale zu erhalten. In jedem Kanal der Korrelationsstufe ist nur die voreilende und nacheilende Kopie aufgespeichert worden, ohne die pünktliche Kopie zu berücksichtigen. Dies ermöglicht, die Anzahl Korrelationselemente zu minimieren. Bei Beseitigung der pünktlichen Komponente in der Code-Regelungsschleife kann jedoch ein Verlust in einer Grössenordnung von 2,5 dB im Signal-Rausch-Verhältnis festgestellt werden.
Der Mischer oder Multiplizierer 24 empfängt die Signale I und von einem 2-Bit-Register 36 das voreilende Kopie-Signal E (vom englischen Ausdruck „early") und liefert korrelierte Signale mit Phasenvoreilung. Der Mischer oder Multiplizierer 25 empfängt die Signale I und vom Register 36 das nacheilende Kopie-Signal L (vom englischen Ausdruck „late") und liefert korrelierte Signale mit Phasennacheilung. Der Mischer oder Multiplizierer 26 empfängt die um 90° phasenverschobenen Signale Q und das voreilende Signal E und liefert korrelierte Signale mit einer um 90° phasenverschobenen Voreilung. Schliesslich empfängt der Mischer oder Multiplizierer 27 die Signale Q und das nacheilende Kopie-Signal L und liefert korrelierte Signale mit einer um 90° phasenverschobenen Nacheilung. Die Abweichung zwischen der voreilenden Kopie E und der nacheilenden Kopie L beträgt in der Ausführung der vorliegenden Erfindung einen halben Chip, was bedeutet, dass die Abweichung bezüglich einer pünktlichen mittigen Komponente P 1/4 Chip betragen würde. Die Multiplizierer können zum Zwecke der Vereinfachung beispielsweise mit Hilfe von logischen XOR-Torschaltungen ausgeführt sein.
Die vier korrelierten Signale treten jeweils in Integrationsmittel ein, die aus Integrator-Zählern 28, 29, 30, 31 aufgebaut sind, die Vorerfassungselemente sind. Diese Integrator-Zähler liefern nach Ablauf jeder Integrationsperiode binäre Ausgangs-Wörter I_ES, I_LS, Q_ES und Q_LS, die über 10 Bits dargestellt sind. Diese binären Wörter definieren Amplitudenwerte einer Autokorrelationsfunktion, die insbesondere auf 4a dargestellt ist. Die Amplitudenwerte sind gewöhnlich auf den Amplitudenwert der korrelierten Signale genormt. Mehrere die korrelierten Signale mit Phasenvoreilung und die korrelierten Signale mit Phasennacheilung betreffende Amplitudenwerte sowie die Phasenabweichungen werden in einer Betriebsart des Suchens des Satelliten in Speichermitteln gespeichert, um den Mikroprozessormitteln für die Berechnung der Steigungen am Punkt der Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion der voreilenden und nacheilenden korrelierten Signale dienen zu können. Auf der Basis der Berechnung der Steigungen können die Mikroprozessormittel erfassen, ob der verwendete Kanal den Wirkungen der Mehrweg-Signale unterworfen ist.
Die Integrator-Zähler sind derart definiert, dass sie bis auf eine Zahl 1023 zählen können, was der Anzahl Chips des PRN-Codes entspricht. Jeder Integrator-Zähler 28, 29, 30, 31 eines Kanals, der durch die Mikroprozessormittel zu Beginn eines Suchens gewählt wird, ist derart konfiguriert, dass er alle Millisekunden einen vollständigen Satz binärer Wörter I_ES, I_LS, Q_ES und Q_LS liefert.
Alle auf diese Integratoren folgenden Vorgänge in den Schleifen werden in einer Parallel-Bit-Architektur mit Signalen mit einer Frequenz von 1 kHz ausgeführt. Um einen Teil des Rauschens des zu demodulierenden nützlichen Signals zu beseitigen, werden einzig die 8 hochwertigen Bits für die Folge der Kette zum Verarbeiten der digitalen Signale verwendet.
Die binären Ausgangs-Wörter I_ES, I_LS, Q_ES und Q_LS, die auf der Figur durch eine von einem 8 Bits definierenden Schrägstrich geschnittene Linie in Fettdruck dargestellt sind, werden durch einen Code-Schleifendiskriminator 32 und durch ein Codeschleifen-Filter 33 geführt. Der Code-Schleifendiskriminator führt die Verfahren zum Berechnen der Energie der Signale I_ES, I_LS, Q_ES und Q_LS aus. Im Code-Diskriminator wird eine Wert-Speicherung während einer gewissen Anzahl N Integrationszyklen, zum Beispiel während 16 Zyklen, ausgeführt.
In der vorliegenden Erfindung ist der Diskriminator zum Beispiel ein nicht-kohärenter Diskriminator vom Typ der Verzögerungs-Schleifenblockierung (DLL). In diesem Diskriminator kann eine Subtraktion zwischen den ins Quadrat erhobenen Amplitudenwerten der Signale mit Phasenvoreilung und den ins Quadrat erhobenen Amplitudenwerte der Signale mit Phasennacheilung ausgeführt werden. Jeder Diskriminatortyp kann jedoch verwendet werden, soweit die Amplitudenwerte der Signale mit Phasenvoreilung merklich gleich den Amplitudenwerten der Signale mit Phasennacheilung gehalten werden. Der Leser kann sich ebenfalls auf das mit „GPS receivers" betitelte und von A. J. Van Dierendonck verfasste Kapitel 8 des durch American Institute of Aeronautics and Astronautics 1996 publizierten Buchs „Global Positioning System and Applications" beziehen.
Auf diesen Diskriminator wird durch die Trägerschleife eine Korrektur herbeigeführt, denn der Doppler-Effekt betrifft beim Aussenden des Signals durch den Satelliten nicht nur die Trägerfrequenz sondern auch den auf der Trägerfrequenz modulierten PRN-Code. Die Einbringung der Trägerwelle in den Code-Schleifendiskriminator entspricht einer Teilung des Träger-Abweichungsinkrements durch 1540.
Gemäss dem gefilterten Resultat des Diskriminators wird dem PRN-Code-Generator 35 durch den 28-Bit-NCO-Oszillator ein Phaseninkrement auferlegt, damit er die Bit-Reihe des PRN-Codes zum Register 36 überträgt, um eine neue Korrelation auszuführen. Die Frequenzauflösung dieses 28-Bit-NCO ist in einer Grössenordnung von 16 mHz (für eine Taktfrequenz von 4,36 MHz).
Die Steuereinheit verarbeitet die verschiedenen Resultate der Schleife für die Koordination der Erfassungs- und Verfolgungsvorgänge. Wenn einmal eine Synchronisation und eine Aufschaltung auf den gewünschten Satelliten vorhanden ist, werden die Werte I_ES und I_LS in ein Demodulationselement 50 eingespeist, das die Datenmeldung mit 50 Hz über 1 Bit über das Dateneingangs- und Datenausgangsregisters zu den Mikroprozessoren liefern kann. Zusätzlich zu der Meldung können die Mikroprozessormittel insbesondere die Informationen betreffs der in das Pufferregister eingegebenen Pseudoentfernungen abgreifen, um die X-, Y- und Z-Position, die Geschwindigkeit und die genaue Lokalzeit zu berechnen.
Alle weiter oben erklärten Elemente werden nicht ausführlicher beschrieben, da sie dem Fachmann in diesem technischen Bereich allgemein bekannt sind.
Die im Addierwerk 37 ausgeführte Summe der Signale I_ES und I_LS wird verwendet, um das Signal I_PS zu bilden, und die im Addierwerk 38 ausgeführte Summe der Signale Q_ES und Q_LS wird verwendet, um das Signal Q_PS zu bilden, wobei die Signale I_PS und Q_PS über 8 Bits dargestellt sind. Zum Berechnen der Energie der Signale werden diese binären Wörter mit einer Frequenz von 1 kHz in einen Träger-Schleifendiskriminator 42 (Hüllkurvenerfassung) eingespeist, auf den ein Träger-Schleifenfilter 43 folgt. Der Diskriminator ist insbesondere aus einem 8-Bit-Multiplizierer und einem 20-Bit-Akkumulator aufgebaut. Er ist vom Typ der Frequenz- und Phasen-Schleifenblockierung.
Im Frequenzdiskriminator wird eine Mittelwertoperation ausgeführt, um die Zuverlässigkeit und die Präzision der Träger-Verfolgungs-Schleifen zu vergrössern. Das im Diskriminator vorgesehene Akkumulieren dauert eine Anzahl N von Zyklen, zum Beispiel 16 Zyklen, was 16 ms entspricht. Die Mikroprozessormittel wenden für die nicht verwendeten Kanäle, die parallel zu gewählten Kanälen angeordnet sind, auch die Signale S_TC auf den Diskriminator 42 an.
Gemäss dem Resultat des Diskriminators und nach dem Durchgang durch das Filter empfängt der Träger-24-Bit-NCO-Oszillator 44 ein Frequenzinkrement (bin) für die Korrektur der Trägerfrequenz-Kopie. Dieser 24-Bit-NCO hat eine Frequenzauflösung in einer Grössenordnung von 260 mHz.
Die beiden Verfahren zum Regeln des Codes und der Trägerwelle werden während des Verfolgens synchronisiert, und dies obwohl die Träger-Verfolgungs-Schleifen erst nach einer Bestätigung des Vorhandenseins des Satellitensignals aktualisiert werden.
Man muss wissen, dass der Doppler-Effekt während des Sendens von Hochfrequenzsignalen durch einen Satelliten einen Einfluss auf die Signale hat, und dies sowohl bezüglich der Trägerfrequenz als auch bezüglich des PRN-Codes, was bedeutet, dass die Schleifen zum Regeln des Codes und der Trägerwelle miteinander verbunden werden, um eine bessere Präzision bezüglich der Anpassung der Phase des PRN-Codes und der auf dem Empfänger empfangenen Trägerfrequenz zu erhalten.
In jeder Korrelationsepoche in Suchphase wird die Phase der Kopie des PRN-Codes zeitlich verschoben, zum Beispiel um Schritte von 1 Chip, um die Phasenabweichung des Satelliten zu finden. Wenn sich der Satellit einmal in einer Verfolgungsphase befindet, wird die Anpassung des Codes beispielsweise mit Schritten von 0,05 bis 0,1 Chips ausgeführt. Ferner handelt es sich darum, die Trägerfrequenz, die die Doppler-Effekte umfasst, zu korrigieren, was in einer Träger-Regelungsschleife ausgeführt wird. Zusätzlich zu den Doppler-Effekten müssen die Ungenauigkeiten des internen Oszillators und die Wirkungen der Ionosphäre berücksichtigt werden. Diese in den Code- und Trägerschleifen korrigierten Fehler entsprechen einer Frequenzabweichung von ± 7,5 kHz.
Alle Synchronisationsaufgaben werden in jedem verwendeten Kanal ausgeführt, wenn kein Mehrweg-Signal erfasst worden ist. Wenn die Mikroprozessormittel die Wirkungen der Mehrweg-Signale in einem ersten verwendeten Kanal erfassen, wird ein zweiter nicht verwendeter Kanal parallel zu dem ersten Kanal zugeschaltet, um die maximale Amplitude der Autokorrelationsfunktion zu finden. In diesem Fall können die Code- und Träger-Regelungsschleifen des Kanals nicht mehr verwendet werden, denn es handelt sich mit diesem zweiten nicht verwendeten Kanal nicht mehr darum, die Amplitudenwert-Äquivalenz der Autokorrelationsfunktion der voreilenden und nacheilenden Signale in einer Betriebsart des Verfolgens zu erhalten.
Dieser nicht verwendete Kanal muss für die Phasenverschiebungsvorgänge bezüglich einer der voreilenden oder nacheilenden Kopien mit den Mikroprozessormitteln geschleift werden, um den maximalen Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion zwischen den beiden Amplitudenwerten des ersten Kanals zu finden. Dafür werden in jeder Regelungsschleife aller Kanäle zwei Unterbrechungselemente 45 und 47 angeordnet. Wenn die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Signalen im ersten Kanal erfassen, empfängt der zweite nicht verwendete Kanal von diesen Mitteln einen Steuerbefehl Sc, um die beiden Regelungsschleifen zu unterbrechen.
Auf den 4a und 4b sind einerseits eine Autokorrelationsfunktion und andererseits Zwischensignale mit spezifischem Code, die mit Kopien des Codes zu korrelieren sind, dargestellt.
Die Autokorrelationsfunktion der 4a zeigt das Resultat der Korrelation von zwei logischen Rechteckimpuls-Signalen, die identisch sind aber deren Phasen zueinander verschoben sind. Die korrelierten logischen Signale sind einerseits die Zwischensignale mit pseudozufälligem Code und andererseits eine in den Kanälen des Empfängers erzeugte Kopie des pseudozufälligen Codes. Die allgemeine Formel für die Autokorrelationsfunktion ist die folgende: R(t) = ∫f(τ)f(t + τ)dτwo f(τ) A, welches die Amplitude der zu korrelierenden Signale mit Rechteckform ist, gleichkommt, wenn τ dem Absolutwert nach kleiner oder gleich T_c/2 ist, und 0 andernfalls. T_c stellt 1 Chip dar, der 977,5 ns entspricht, da die Frequenz des pseudozufälligen Codes 1,023 MHz beträgt. Da die Signale Rechteck-Signale sind, ist die Funktion R(t) also einzig durch die folgende Formel definiert:
In einem Fall ohne Störung durch die Wirkungen von Mehrweg-Signalen ist die Form der Autokorrelationsfunktion dreieckig und weist eine Steigung auf, die dem Absolutwert nach auf jeder Seite des Scheitelpunkts der Funktion gleich ist. Die Amplitude A der Signale ist gleich 1, was bedeutet, dass der als genormt definierte Amplitudenwert am Scheitelpunkt der Funktion gleich 1 ist, wenn die zu korrelierenden Signale völlig phasengleich sind.
Auf 4b ist die Kopie (0), die eine Phasenabweichung von t = 0 aufweist, völlig phasengleich mit dem extrahierten Signal (Zwischensignale), was einen maximalen Amplitudenwert gibt, der gleich 1 ist. Die Kopie (1), die im Vergleich zum extrahierten Signal eine Phasenabweichung von t = 1/2 Chip aufweist, gibt einen Amplitudenwert, der gleich 1/2 ist. Schliesslich gibt die Kopie (2), die im Vergleich zum extrahierten Signal eine Phasenabweichung von t = 1 Chip aufweist, einen Amplitudenwert, der gleich 0 ist.
Der GPS-Empfänger der vorliegenden Erfindung erzeugt zwei Pseudozufallscode-Kopien mit Phasenvoreilung und mit Phasennacheilung, wovon jede mit den Zwischensignalen zu korrelieren ist. Die Phasenabweichung zwischen den beiden Kopien beträgt 1/2 Chip. 5a zeigt eine Autokorrelationsfunktion, wo die Amplitudenwerte der korrelierten Signale mit Phasenvoreilung (Early) und mit Phasennacheilung (Late) in einer Betriebsart des Verfolgens des sichtbaren Satelliten dargestellt sind. Der in der Verfolgungsbetriebsart eingestellte Early-Amplitudenwert ist um – 1/4 Chip bezüglich des Scheitelpunkts der Autokorrelationsfunktion verschoben, und der in der Verfolgungsbetriebsart eingestellte Late-Amplitudenwert ist um 1/4 Chip bezüglich des Scheitelpunkts dieser Funktion verschoben.
Bei normalem Betrieb sind die Amplitudenwerte der Signale mit Phasenvoreilung und mit Phasennacheilung des verwendeten Kanals in der Betriebsart des Verfolgens des sichtbaren Satelliten also gleich. Diese Amplitudenwerte sind also nie auf dem Höchstwert der Autokorrelationsfunktion. Der Code-Diskriminator führt in jeder Integrationsperiode eine Subtraktion der Amplitudenwerte der voreilenden Signale und der nacheilenden Signale aus. Durch diese Subtraktion kann der Code-Diskriminator somit ein genaueres Code-Korrekturinkrement liefern.
Wenn diese Amplitudenwerte gleich sind, liefert das Resultat der Subtraktion im Diskriminator einen Nullwert, was für eine Verfolgungsbetriebsart erhofft wird. Die Korrelationsfunktion der Differenz dieser Amplitudenwerte im Diskriminator ist auf 5b gezeigt.
Es ist festzuhalten, dass die auf 5a dargestellte Autokorrelationsfunktion keine ideale Dreieckform aufweist, denn in den Empfangs- und Aufbereitungsmitteln wird ein Bandpassfiltrieren mit 2 MHz ausgeführt, was mehrere Lappen des Leistungsspektrums aufhebt. Die Autokorrelationsfunktion weist also an ihrem Scheitelpunkt eine Rundung und nicht eine Spitze auf.
Wenn Hochfrequenzsignale auf ihrer Bahn durch Hindernisse abgelenkt werden, sind die vom Empfänger aufgefangenen Signale Mehrweg-Signale. Diese Signale summieren sich mit den Hochfrequenzsignalen, die direkt vom verfolgten Sendersatelliten stammen. Diese Wirkungen stören die Berechnung der Position des Empfängers, wenn einer der Kanäle in der Betriebsart des Verfolgens eines solchen Satelliten ist.
6a stellt zwei Autokorrelationsfunktionen für vom Empfänger aufgefangene direkte Signale und Mehrweg-Signale dar. Wie man dies allgemein feststellen kann, ist die Autokorrelationsfunktion der Mehrweg-Signale im Vergleich zur Autokorrelationsfunktion der direkten Signale nach rechts verschoben. Ferner ist der maximale Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion der Mehrweg-Signale kleiner als derjenige der Autokorrelationsfunktion der direkten Signale.
Auf 6a ist die Autokorrelationsfunktion der Mehrweg-Signale von konstruktiver Art, das heisst, dass der maximale Amplitudenwert positiv ist. Es ist ebenfalls möglich, dass die Mehrweg-Signale zu einer Autokorrelationsfunktion führen, deren maximaler Amplitudenwert negativ ist. Man spricht in diesem Fall von zerstörenden Mehrweg-Signalen.
6b zeigt eine resultierende Autokorrelationsfunktion, die am Ausgang der Integrationsmittel des Empfängers erhalten wird, wenn Mehrweg-Signale vorhanden sind. Diese resultierende Funktion ist die Summe der beiden Autokorrelationsfunktionen, die auf 6a gezeigt sind.
Ein Kanal, der für das Suchen und Verfolgen eines Satelliten, dessen Signale von ihrer Bahn abgelenkt werden, zugeschaltet wird, weist gleiche Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion der korrelierten Signale mit Phasenvoreilung E1 und mit Phasennacheilung L1 auf, wobei diese Amplitudenwerte jedoch eine Phasenverschiebung Δ bezüglich des Scheitelpunkts der Funktion aufweisen. Im Fall von konstruktiven Mehrweg-Signalen sind die beiden gleichen Amplitudenwerte in einer Verfolgungsbetriebsart grösser als die Amplitudenwerte eines verwendeten Kanals, der nicht von solchen Mehrweg-Signalen beeinflusst wird. Da sich der Scheitelpunkt P1 der Autokorrelationsfunktion im Allgemeinen mit einer gleichen Phasenabweichung zwischen den beiden voreilenden und nacheilenden Kopien befindet, erzeugen die Mehrweg-Signale einen Phasenfehler, der durch die Verschiebung Δ dargestellt ist.
Auf 6b beträgt diese Verschiebung Δ etwa 1/8 Chip, was einem Fehler von 35 m für die durch die Mikroprozessormittel berechnete Position entspricht.
6c zeigt die Autokorrelationsfunktion der im Code-Diskriminator mit dem Einfluss von den Mehrweg-Signalen erhaltenen Subtraktion E1-L1 der Amplitudenwerte der voreilenden und nacheilenden Signale.
Um zu verstehen, wie der Empfänger für das Korrigieren des Einflusses der Mehrweg-Signale wirkt, bezieht man sich auf 7, die ein Organigramm der Schritte des Verfahrens zum Inbetriebsetzen des Empfängers zeigt. Es ist festzuhalten, dass die Mikroprozessormittel normalerweise wenigstens vier Kanäle für die Verfolgung von vier sichtbaren Satelliten konfigurieren müssen, um die Position des Empfängers zu berechnen. Zum Zwecke der Vereinfachung werden die Schritte des Verfahrens mit Hilfe der 7 nur für einen gewählten Kanal beschrieben.
Im Schritt 100 wird ein erster Kanal durch die Mikroprozessormittel gewählt, um einen sichtbaren Satelliten zu suchen und zu verfolgen. Der erste Kanal sucht den sichtbaren Satelliten, wobei er die mit den Zwischensignalen zu korrelierenden Kopien der Trägerwelle und des Codes in den Träger- und Code-Regelungsschleifen korrigiert.
Während dieser Suchphase wird im Schritt 101 eine Prüfung der Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion der Signale mit Phasenvoreilung und mit Phasennacheilung am Ausgang der Integrationsmittel ausgeführt. Wenn die Amplitudenwerte nicht gleich sind, wird im Schritt 102 der pseudozufällige PRN-Code einer Phasenverschiebung unterworfen. In der Suchphase wird die Code-Kopie im Prinzip um einen Chip verschoben.
Während aller Suchphasen des Satelliten werden die Amplitudenwerte am Ausgang der Integrationsmittel sowie die entsprechenden Phasenabweichungen gespeichert.
Sobald die Amplitudenwerte E1 und L1 des ersten Kanals gleich sind, wird im Verlauf eines Schrittes 103 die Berechnung der Steigungen an den Punkten E1 und L1 durch die Mikroprozessormittel ausgeführt. Ein Vergleich der berechneten Steigungen wird im Schritt 104 ausgeführt. Wenn die Steigungen P_E1 und P_L1 dem Absolutwert nach merklich gleich sind, ist der erste Kanal nicht von Mehrweg-Signalen beeinflusst. Dieser erste Kanal, der im Schritt 105 abgeglichen wird, kann somit präzise Daten zu den Mikroprozessormitteln liefern, damit diese letzteren insbesondere die X-, Y- und Z-Position berechnen können.
Auch wenn die Mikroprozessormittel kein Vorhandensein von Mehrweg-Signalen im ersten Kanal erfasst haben, kann es doch vorkommen, dass bei der Verlagerung des Empfängers Mehrweg-Signale auftreten. Um zu gewährleisten, dass der erste Kanal in der Verfolgungsbetriebsart nicht von diesen Mehrweg-Signalen beeinflusst wird, wird auch eine Prüfung des Amplitudenwerts der Autokorrelationsfunktion der voreilenden und/oder nacheilenden Signale ausgeführt.
Solange keine Änderung der Amplitude E1 im Schritt 106 festgestellt wird, liefert der erste Kanal stets präzise Daten, ohne Mehrweg-Signal-Wirkungen, zu den Mikroprozessormitteln. Wenn hingegen eine Änderung der Amplitude E1 auftritt, konfigurieren und aktivieren die Mikroprozessormittel im Schritt 107 einen zweiten nicht verwendeten Kanal derart, dass er parallel zum ersten Kanal zugeschaltet ist. Der zweite Kanal wird auch zugeschaltet, wenn im Schritt 104 die für den ersten Kanal dem Absolutwert nach berechneten Steigungen merklich unterschiedlich sind.
Der zweite Kanal wird mit Hilfe von über die Mikroprozessormittel gespeicherten Parametern des ersten Kanals konfiguriert. Dies ermöglicht eine phasengleiche Führung der Code-Kopie des zweiten Kanals mit dem Ziel, im Schritt 108 schnell den maximalen Amplitudenwert E2 zu finden. Dieser maximale Amplitudenwert E2 liegt zwischen den beiden Amplitudenwerten E1 und L1 in der Verfolgungsbetriebsart des ersten Kanals. Da der zweite Kanal entweder mit der voreilenden Code-Kopie oder mit der nacheilenden Code-Kopie diesen maximalen Amplitudenwert finden muss, können die Regelungsschleifen des zweiten Kanals nicht direkt verwendet werden. Deshalb gewährleisten die Mikroprozessormittel eine Regelung des zweiten Kanals, um mittels einer Linearregressions-Methode oder mittels eines Optimieralgorithmus vom Newton-Raphson-Typ den Scheitelpunkt der Autokorrelationsfunktion zu finden. Auf die beiden Unterbrechungselemente des zweiten Kanals wird also ein Steuerbefehl angewendet, um seine Regelungsschleifen auszuschalten.
Solange der Amplitudenwert E2 nicht maximal ist, wird im Schritt 109 eine Phasenverschiebung des Codes einer der Code-Kopien des zweiten Kanals ausgeführt. Während aller dieser Vorgänge zum Suchen des maximalen Amplitudenwerts werden alle Amplitudenwerte E2 des zweiten Kanals zwischen den beiden Amplitudenwerten E1 und L1 sowie die entsprechenden Phasenabweichungen gespeichert.
Wenn der maximale Amplitudenwert E2 im Schritt 108 gefunden worden ist, wird im Schritt 110 mit Hilfe der gespeicherten Amplitudenwerte eine Berechnung der Steigungen auf jeder Seite des Scheitelpunkts der Autokorrelationsfunktion ausgeführt. Wenn die Steigungen P_2AV und P_AP dem Absolutwert nach merklich verschieden sind, liefert nur der im Schritt 113 auf den maximalen Amplitudenwert abgeglichene zweite Kanal die präzisen Daten zu den Mikroprozessormitteln, damit sie insbesondere die Position berechnen können. Eine fortlaufende Prüfung des Amplitudenwerts des zweiten Kanals wird ausgeführt.
Wenn die Steigungen P_2AV und P_AP dem Absolutwert nach merklich gleich sind, bedeutet dies, dass keine Mehrweg-Signale mehr vorhanden sind. In diesem Fall kann der zweite Kanal im Schritt 112 zum Stillstand gebracht werden. Somit können die Mikroprozessormittel wieder die genauen Daten des ersten Kanals aufgreifen, da dieser letztere beim Zuschalten des zweiten Kanals nicht zum Stillstand gebracht worden ist.
Da der soeben beschriebene Empfänger dazu bestimmt ist, einen kleinen tragbaren Gegenstand, wie eine Armbanduhr oder ein Mobiltelefon, auszurüsten, wird vorzugsweise ein einziger nicht verwendeter Kanal parallel zu einem der verwendeten Kanäle zugeschaltet, wenn die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Signalen in diesem verwendeten Kanal erfasst haben. Wie dies zuvor angegeben worden ist, genügt es, wenn anfänglich wenigstens vier Kanäle für das Verfolgen eines jeweiligen spezifischen sichtbaren Satelliten gewählt werden.
Normalerweise wird der zweite Kanal nur zugeschaltet, wenn der erste Kanal in einer Betriebsart zum Verfolgen eines sichtbaren Satelliten ist. Da die Parameter jedes Kanals sowie Phasenabweichungen in Speichermitteln gespeichert sind, kann jedoch der zweite Kanal parallel zum ersten Kanal zugeschaltet werden, auch wenn dieser letztere in einer Suchphase ist. Die Mikroprozessormittel wissen, ob die verwendeten Kanäle von Mehrweg-Signalen beeinflusst werden können.
Ausgehend von der soeben gegebenen Beschreibung können zahlreiche Ausführungsvarianten des Empfängers, insbesondere vom GPS-Typ, durch den Fachmann konzipiert werden, ohne über den Rahmen der durch die Ansprüche definierten Erfindung hinauszugehen.

Claims

Empfänger für durch spezifische Codes von Sendequellen modulierte Hochfrequenzsignale, insbesondere des GPS-Typs, wobei der Empfänger umfasst: – Mittel (3) zum Empfangen und zur Aufbereitung mit Frequenzumsetzung der Hochfrequenzsignale, um Zwischensignale (IF) zu erzeugen, – eine Korrelationsstufe (7), die aus mehreren Korrelationskanälen (7') aufgebaut ist, um die Zwischensignale zu empfangen, wobei jeder Kanal mit einem Korrelator (8) versehen ist, in dem die Zwischensignale in wenigstens einer Regelungsschleife des Korrelators mit wenigstens zwei Kopien mit Phasenvoreilung und Phasennacheilung des spezifischen Codes einer zu suchenden und zu verfolgenden sichtbaren Sendequelle korreliert werden, wenn der Kanal verwendet wird, wobei der Korrelator Mittel (28, 29, 30, 31) zum Integrieren von korrelierten Signalen enthält, um nach Ablauf jeder Integrationsperiode einen ersten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion der Signale mit Phasenvoreilung und einen zweiten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion der Signale mit Phasennacheilung zu liefern, wobei in einer Betriebsart des Verfolgens der Sendequelle der erste und der zweite Amplitudenwert merklich gleich gehalten werden, – Mikroprozessormittel (12), die mit der Korrelationsstufe verbunden sind, um nach der Korrelation die aus den Hochfrequenzsignalen extrahierten Daten zu verarbeiten, wobei der Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass wenigstens ein zweiter nicht verwendeter Kanal über die Mikroprozessormittel konfiguriert wird, um zu wenigstens einem ersten Kanal, der für die Suche und/oder die Verfolgung derselben sichtbaren Sendequelle verwendet wird, parallel angeordnet zu werden, wenn die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Hochfrequenzsignalen in dem ersten verwendeten Kanal erfasst haben, wobei die Mikroprozessormittel eine Regelung des zweiten Kanals für die Erzeugung einer Kopie des spezifischen Codes, die mit den Zwischensignalen korreliert werden soll, sicherstellen, damit die Integrationsmittel des zweiten Kanals einen maximalen Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion zwischen dem ersten und dem zweiten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion des ersten Kanals liefern.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion, die von den Integrationsmitteln, die wenigstens den ersten verwendeten Kanal betreffen, geliefert werden, sowie entsprechende Phasenabweichungen in Speichermitteln in der Such- und/oder Verfolgungsphase einer sichtbaren Sendequelle aufgezeichnet werden, um den Mikroprozessormitteln zu ermöglichen, eine erste Steigung der Autokorrelationsfunktion am Punkt des ersten Amplitudenwertes der Signale mit Phasenvoreilung und eine zweite Steigung der Autokorrelationsfunktion am Punkt des zweiten Amplitudenwertes der Signale mit Phasennacheilung zu berechnen, wenn der erste und der zweite Amplitudenwert gleich sind, wobei die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Hochfrequenzsignalen in dem ersten Kanal erfassen, wenn die erste und die zweite Steigung in einer Verfolgungsbetriebsart merklich unterschiedlich sind.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite nicht verwendete Kanal parallel zum ersten verwendeten Kanal konfiguriert und angeordnet wird, wenn die Mikroprozessormittel (12) eine Amplitudenänderung der Autokorrelationsfunktion der korrelierten Signale mit Voreilung und/oder Nacheilung in einer Betriebsart des Verfolgens der sichtbaren Sendequelle erfasst haben.
Empfänger nach Anspruch 1 für den Empfang von von Satelliten ausgesendeten Hochfrequenzsignalen, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsstufe (7) eine Anzahl von Korrelationskanälen (7') enthält, die größer als die Anzahl sichtbarer Satelliten ist, derart, dass für die Suche und/oder die Verfolgung derselben sichtbaren Sendequelle wenigstens ein nicht verwendeter zweiter Kanal parallel zu einem ersten verwendeten Kanal zugeschaltet werden kann.
Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl von Kanälen (7') größer oder gleich 12 ist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1, 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere nicht verwendete zweite Kanäle konfiguriert sind, um jeweils parallel zu einem der verwendeten ersten Kanäle zugeschaltet zu werden, wenn die Mikroprozessormittel das Vorhandensein von Mehrweg-Signalen in jedem der ersten Kanäle erfasst haben.
Empfänger nach Anspruch 1 zum Empfangen von Hochfrequenzsignalen, die von Satelliten ausgesendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Integrationsperiode der Integrationsmittel von ersten Kanälen, die in der Such- und/oder Verfolgungsphase eines jeweiligen spezifischen sichtbaren Satelliten verwendet werden, zu der Wiederholungsperiode des spezifischen Codes der Sendersatelliten äquivalent ist.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Gesamtheit von Eingangs- und Ausgangs-Datenregistern (11) als Schnittstelle zwischen der Korrelationsstufe (7) und den Mikroprozessormitteln (12) angeordnet ist, um von dem Mikroprozessor zu der Korrelationsstufe gesendete Daten und von der Korrelationsstufe für den Mikroprozessor gelieferte Daten zu empfangen.
Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Kanal Mittel zum Speichern der Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion und der entsprechenden Phasenabweichungen umfasst.
Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Speichermittel einen Teil der Mikroprozessormittel (12) bilden.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in jedem Kanal dem Korrelator (8) eine Steuereinheit (9), die einen Algorithmus zum Verarbeiten digitaler Signale enthält, zugeordnet ist, um zu ermöglichen, alle Synchronisationsaufgaben für die Suche und die Verfolgung einer Sendequelle unabhängig von den Mikroprozessormitteln (12) selbstständig auszuführen, wenn der Kanal (7') in Normalbetrieb versetzt ist.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Empfangen von Hochfrequenzsignalen mit Trägerfrequenz, die von Satelliten ausgesendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Kanal komplexe Zwischensignale empfängt, die aus einer phasengleichen Signalkomponente (I) und aus einer um 90° phasenverschobenen Signalkomponente (Q) aufgebaut sind, dass jeder Korrelator der Kanäle umfasst: – erste Mischer (20) für die Korrelation der phasengleichen Signalkomponente mit einer ersten Trägerfrequenz-Kopie und für die Korrelation der um 90° verschobenen Signalkomponente mit einer zweiten Trägerfrequenz-Kopie, die zu der ersten Kopie der Trägerfrequenz um 90° phasenverschoben ist, – zweite Mischer (23) zum Korrelieren der phasengleichen Ausgangssignale der ersten Mischer mit einer ersten, voreilenden Kopie des spezifischen Codes und mit einer zweiten, nacheilenden Kopie des spezifischen Codes und für die Korrelation der um 90° phasenverschobenen Ausgangssignale der ersten Mischer mit der ersten, voreilenden Kopie und mit der zweiten, nacheilenden Kopie, und dass vier Integrator-Zähler (28, 29, 30, 31) der Integrationsmittel pro verwendeten Kanal die korrelierten Ausgangssignale der zweiten Mischer empfangen, um vier Amplitudenwerte (I_ES, I_LS, Q_ES und Q_LS) der Autokorrelationsfunktion zu liefern.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 und 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale mit Phasenvoreilung eine Phasenabweichung eines halben Chips in Bezug auf die Signale mit Phasennacheilung haben.
Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Korrelator (8) der Kanäle (7') im Anschluss an die Integrator-Zähler in der Code-Regelungsschleife einen Code-Schleifendiskriminator (32), der eine Subtraktion jedes Amplitudenwerts der Autokorrelationsfunktion der voreilenden Signale und der nacheilenden Signale ausführt, derart, dass ein Code-Korrekturinkrement für die Kopien des Codes über eine Diskriminatorperiode geliefert wird, die N-mal größer als die Integrationsperiode ist, wobei N eine ganze Zahl ist, ein Code-Schleifenfilter (33), einen ersten Oszillator (34) mit digitaler Steuerung und einen Code-Generator, der mit einem 2-Bit-Register verbunden ist, das die Kopien mit Phasenvoreilung und Phasennacheilung des spezifischen Codes einer Sendequelle zur zweiten Multiplizierstufe (23) liefert, und in einer Träger-Regelungsschleife einen Träger-Schleifendiskriminator (42), ein Träger-Schleifenfilter (43), einen zweiten digitalen Oszillator (44) und einen Block (45) zum Liefern der ersten und der zweiten Kopie der Trägerfrequenz zu der ersten Multiplizierstufe (20) umfasst, wobei Schleifen-Unterbrechungselemente (46, 47), die durch die Mikroprozessormittel (12) gesteuert werden, in jeder Regelungsschleife in der Weise angeordnet sind, dass die Mikroprozessormittel eine Regelung eines zweiten nicht verwendeten Kanals, der parallel zu einem ersten verwendeten Kanal angeordnet ist, sicherstellen können, wenn ein Unterbrechungsbefehl auf die Elemente des zweiten Kanals angewendet wird.
Verfahren zum Korrigieren der Wirkungen von Mehrweg-Signalen in einem Empfänger für Hochfrequenzsignale, die durch spezifische Codes von Sendequellen moduliert sind, wobei das Verfahren eine erste Reihe von Schritten umfasst, die darin bestehen: – eine bestimmte Anzahl erster Kanäle zu konfigurieren und zuzuschalten, damit jeder Kanal eine Suche und eine Verfolgung einer spezifischen Sendequelle ausführt, – die Kopien mit Phasenvoreilung und Phasennacheilung des spezifischen Codes jedes ersten verwendeten Kanals, die mit den Zwischensignalen zu korrelieren sind, einer Phasenverschiebung zu unterwerfen, bis der erste und der zweite Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion gleich sind, – Korrelationsamplitudenwerte der voreilenden Signale und der nacheilenden Signale sowie entsprechende Phasenabweichungen während der Phase des Suchens und/oder der Phase der Verfolgung zu speichern, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es eine zweite Reihe von Schritten umfasst, die darin bestehen: – mit Hilfe der Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion und der entsprechenden Phasenabweichungen, die in der Phase des Suchens und/oder in der Phase der Verfolgung für jeden ersten verwendeten Kanal gespeichert werden, eine erste Steigung der Autokorrelationsfunktion am Punkt des ersten Amplitudenwertes der Signale mit Phasenvoreilung und eine zweite Steigung der Autokorrelationsfunktion am Punkt des zweiten Amplitudenwertes der Signale mit Phasennacheilung zu berechnen, wenn der Kanal in der Betriebsart des Verfolgens der Sendequelle ist, – wenigstens einen zweiten nicht verwendeten Kanal, der parallel zu einem ersten verwendeten Kanal anzuordnen ist, zu konfigurieren und zuzuschalten, wenn die beiden berechneten Steigungen dem Absolutwert nach merklich verschieden sind oder wenn eine Änderung des ersten Amplitudenwertes der Signale mit Phasenvoreilung oder des zweiten Amplitudenwertes der Signale mit Phasennacheilung in einer Verfolgungsbetriebsart festgestellt wird, und – eine der Code-Kopien des zweiten Kanals unter der Steuerung von Mikroprozessormitteln einer Phasenverschiebung zu unterwerfen, bis die Integrationsmittel des zweiten Kanals einen maximalen Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion zwischen dem ersten und dem zweiten Amplitudenwert der Autokorrelationsfunktion des ersten Kanals liefern, damit die Mikroprozessormittel die Daten aus den Hochfrequenzsignalen dieses zweiten Kanals extrahieren können, wobei sie die Wirkungen der Mehrweg-Signale korrigieren.
Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass Amplitudenwerte der Autokorrelationsfunktion des zweiten Kanals sowie entsprechende Phasenabweichungen gespeichert werden, bis der maximale Amplitudenwert durch die Integrationsmittel des zweiten Kanals geliefert wird.
Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Mikroprozessormittel die Steigungen der Amplitudenänderung der Autokorrelationsfunktion vor und nach dem maximalen Amplitudenwert des zweiten Kanals berechnen und dass der zweite Kanal zum Stillstand gebracht wird, wenn die Steigungen dem Absolutwert nach merklich gleich sind, wobei die Mikroprozessormittel die Daten aus den Hochfrequenzsignalen des ersten Kanals extrahieren können.