DE69904957T2 - Positionsbestimmung mit geringem speicherplatz - Google Patents

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG I. Gebiet der Erfindung
  • Die Erfindung bezieht sich auf die Orts- bzw. Positionsbestimmung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zur Ausführung einer Orts- oder Positionsbestimmung bei drahtlosen Nachrichten- bzw. Kommunikationssystemen.
  • II. Beschreibung verwandter Technik
  • Sowohl Regierungsvorschriften als auch Verbrauchernachfrage haben bei Mobil- und zellularen Telefonen die Funktion der Positionsbestimmung erforderlich gemacht. Derzeit ist das globale Positioniersystem (GPS) verfügbar, und zwar zur Positionsbestimmung unter Verwendung eines GPS-Empfängers in Verbindung mit einem Satz von die Erde umkreisenden Satelliten. Es ist daher zweckmäßig bei einem Zellentelefon eine GPS-Funktionaliät einzuführen.
  • Zellentelefone sind jedoch extrem kostenempfindlich und auch empfindlich hinsichtlich Gewicht und Leistungsverbrauch. Somit ist die einfache Hinzufügung einer zusätzlichen Schaltung zur Durchführung der GPS-Ortsbestimmung eine nicht befriedigende Lösung für das Vorsehen einer Positionsbestimmungsfunktionalität in einem Zellentelefon. Die vorliegende Erfindung richtet sich auf das Vorsehen einer GPS-Funktionalität in einem Zellentelefonsystem mit einem Minimum an zusätzlicher Hardware, Kosten und Leistungsverbrauch. US-Patent Nr. 5,495,499 zeigt eine GPS-Funktionalität gemäss dem Stand der Technik.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung sieht ein neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung vor zur Ausführung einer Positionsbestimmung in einem drahtlosen Nachrichtensystem. Ein Ausführungsbeispiel umfasst ein Verfahren zur Durchführung einer Positionsbestimmung in einem drahtlosen Nachrichtensystem unter Verwendung eines Satzes von Signalen übertragen von einem Satz von Satelliten einschließlich der Schritte des Empfangs von Signaltastungen (Signal-Samples), Rotieren eines Akquisitionscodes durch eine erste Drehgröße, was einen gedrehten oder rotierten Akquisitionscode ergibt, entspreizen der Signal-Samples unter Verwendung des rotierten Akquisitionscodes, was entspreizte Daten ergibt, Akkumulieren der entspreizten Daten über eine erste Zeitdauer hinweg, was partiell akkumulierte Daten ergibt, Rotation der partiell akkumulierten Daten durch eine zweite Rotationsgröße, was rotierte Daten ergibt, und Akkumulieren dieser rotierten Daten.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Merkmale, Ziele und Vorteile der Erfindung ergeben sich deutlicher aus der unten stehenden detaillierten Beschreibung, und zwar in Verbindung mit den Zeichnungen, wobei die gleichen Bezugszeichen entsprechende Teile durchgehend bezeichnen; in der Zeichnung zeigt:
  • 1 ein Blockdiagramm des Wellenformgenerators des globalen Positionierungssystems (GPS);
  • 2 ein stark vereinfachtes Blockdiagramm eines Zellentelefonsystems konfiguriert gemäss der Verwendung der Erfindung;
  • 3 ein Blockdiagramm eines Empfängers konfiguriert gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
  • 4 ein weiteres Blockdiagramm des Empfängers gemäss 3; 5 einen Empfänger konfiguriert gemäss einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung;
  • 6 ein Flussdiagramm der Schritte, die während eines Positionsbestimmungsvorgangs ausgeführt werden;
  • 7 ein Blockdiagramm eines DSP konfiguriert gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
  • 8 ein Flussdiagramm welches die Schritte veranschaulicht, die während einer Suche (search) gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ausgeführt werden;
  • 9 eine Zeitlinie, welche die Phasen illustriert, über die hinweg feine und grobe Suchen in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ausgeführt werden;
  • 10 eine Zeitlinie des Suchprozesses ausgeführt gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
  • 11 ein Diagramm des Suchraumes;
  • 12 ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäss einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
  • Ein neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zur Ausführung einer Positionsbestimmung in drahtlosen Kommunikations- oder Nachrichtensystemen wird beschrieben. Das beispielhafte Ausführungsbeispiel wird in Zusammenhang mit einem digitalen Mobil- bzw. Zellentelefonsystem beschrieben. Obwohl die Verwendung in diesem Zusammengang vorteilhaft ist, können unterschiedliche Ausführungsbeispiele der Erfindung in unterschiedlichen Umgebungen oder Konfigurationen verwendet werden. Allgemein kann gesagt werden, dass die verschiedenen hier beschriebenen Systeme unter Verwendung von Software gesteuerten Prozessoren, integrierten Schaltungen oder diskreten logischen Schaltungen ausgeführt werden können, wobei aber die lmplementierung in der Form einer integrierten Schaltung bevorzugt wird. Die Dateninstruktionen, Befehle, Informationen, Signale, Symbole und Chips, auf die in der Anmeldung bezug genommen wird, werden vorteilhafterweise durch Spannungen, Ströme, elektromagnetische Wellen, magnetische Felder oder Partikel, optischer Felder oder Partikel, oder eine Kombination davon repräsentiert. Zusätzlich können die in jedem Blockdiagramm gezeigten Blöcke Hardware oder Verfahrensschritte repräsentieren.
  • 1 ist ein Blockdiagramm des Wellenformgenerators des globalen Positioniersystems (GPS) (im folgenden kurz GPS-Wellenformgenerator). Der Kreis mit einem Pluszeichen bezeichnet die Modulo-2-Addition. Im allgemeinen besteht die GPS-Konstellation aus 24 Satelliten; 21 Reuamfahrzeuge (Space Vehicles = SV's) verwendet für die Navigation und 3 Ersatzsatelliten. Jedes SV enthält ein Uhr (Clock), die auf die GPS-Zeit synchronisiert ist, und zwar durch Überwachung von Erdstationen. Um eine Position und Zeit zu bestimmen, bearbeitet ein GPS-Empfänger die von mehreren Satelliten empfangenen Signale. Mindestens 4 Satelliten müssen verwendet werden, um die 4 unbekannten (x, y, z, Zeit) zu berechnen.
  • Jedes SV überträgt zwei Mikrowellenträger bzw. -trägersignal: den 1575,42 MHz L1-Träger, der die Signale trägt, die verwendet werden für den Standard-Positioning-Service (SPS), und den 1227,60 MHz L2-Träger, der die Signale trägt, die für den Precise-Positioning-Service (PPS) erforderlich sind. PPS wird von Regierungsstellen oder -behörden verwendet und gestattet ein höheres Maß an Genauigkeit bei der Positionierung.
  • Der L1-Träger wird durch den Coarse Acquisition (C/A) Code bzw. Grobakquirierungscode moduliert, der ein 1023-Chip Pseudorandom Code ist übertragen bei 1,023 Mcps und für zivile Positionsbestimmungsdienste (civil position location services) verwendet wird. (Der Coarse Acqusition Code sollte nicht mit den hier beschriebnen grob/coarse und fein/fine Akquisitionen verwechselt werden, wie hier beschrieben, die beide die Verwendung der C/A Codes umfassen). Jeder Satellit hat seinen eigenen C/A-Code der sich alle 1 ms wiederholt. Der P-Code, der für PPS verwendet wird, ist ein 10,23 MHz Code, der eine Länge von 267 Tagen besitzt. Der P-Code erscheint auf beiden Trägern, aber 90° außer Phase mit dem C/A-Code auf dem L1-Träger. Die 50Hz Navigationsnachricht, die einer Exklusiv-ODER-Operation mit sowohl dem C/A-Code und P-Code vor der Trägermodulation ausgesetzt wird, sieht Systeminformation vor, wie beispielsweise Satellitenumlaufbahnen und Clock- oder Uhrkorrekturen.
  • Jeder Satellit hat einen unterschiedlichen C/A-Code der zu einer Code-Familie gehört, die sich "Gold Codes" nennt. Gold Codes werden verwendet, weil die Kreuz- oder Grosskorrelation zwischen ihnen klein ist. Der C/A-Code wird unter Verwendung von zwei 10-stufigen Schieberegistern erzeugt. Der G1-Generator verwendet das Polynom 1 + X3 + X10 , während der G2-Generator das Polynom 1 + X2 + x3 + x6 + x8 + x9 + x10 verwendet. Der C/A-Code wird erzeugt durch eine exklusive „ODER-Operation" der Ausgangsgröße des G1-Schieberegisters mit 2 Bit des G2-Schieberegisters.
  • 2 ist ein stark vereinfachtes Blockdiagramm eines zellulären Telefonsystems konfiguriert gemäss der Erfindung. Mobiltelefone 10 sind unter den Basisstationen 12 angeordnet, die mit der Basisstationssteuervorrichtung (base station controller = BSC) 14 gekoppelt sind. Ein Mobilschaltzentrum (mobile switching center = MSG) 16 verbindet den BSC 14 mit dem öffentlichen Telefonschaltnetzwerk (public switch telephone network = PSTN). Während des Betriebs führen einige der Mobiltelefone Telefonanrufe aus durch Interface-Beziehung, d. h. Verbindung mit der Basisstation 12, wohingegen andere sich in einem Standby-Betriebsmodus befinden.
  • Wie in der US-Patentanmeldung Seriennummer 09/040,051, eingereicht am 17. März 1998, nunmehr US Patent 6,081,229, erteilt am 27. Juni 2000 mit dem Titel „SYSTEM AND METHOD FOR DETERMINING THE POSITION OF WIRELESS CDMA TRANSCEIVER", übertragen auf den Anmelder der vorliegenden Erfindung, beschrieben ist, wird die Positionsbestimmung erleichtert durch die Übertragung einer Positionsanforderungsnachricht (position request message) die „Hilfsinformation" (aiding information) enthält, die dem Mobiltelefon gestattet schnell das GPS-Signal zu erfassen. Diese Information umfasst die ID-Nummer oder Zahl des SV (SV ID), die geschätzte Codephase, die Such- oder Searchfenstergröße um die Schätzcodephase herum, und den geschätzten Frequenzdoppler bzw. -dopplerverschiebung. Unter Verwendung dieser Information kann die Mobileinheit die GPS-Signale erfassen und seine Position schneller bestimmen.
  • Ansprechend auf die Hilfsnachricht (aiding message) stimmt die Mobileinheit auf die GPS-Frequenz ab und beginnt die Korrelation des empfangenen Signals mit örtlich erzeugten C/A-Sequenzen für die durch die Basisstation angezeigten SV's. Es verwendet die Hilfsinformation um den Suchraum zu verengen und kompensiert Dopplereffekte und erhält Pseudobereiche (pseudoranges) für jeden Satelliten unter Verwendung der Zeitkorrelation. Es sei bemerkte, dass diese Pseudobereiche auf der Zeit der Mobileinheit basieren (in Beziehung stehend mit dem Kombinieren oder combiner System Zeitzähler des CDMA-Empfängers), die eine verzögerte Version der GPS-Zeit ist.
  • Sobald diese Information berechnet ist, sendet die Mobileinheit die Pseudobereich für jeden Satelliten (vorzugsweise mit 1/8 Chip Auflösung) und die Zeit, während welcher die Messungen vorgenommen wurden, zur Basisstation. Die Mobileinheit kehrt dann zu CDMA zurück, um den Anruf fortzusetzen.
  • Bei Empfang der Information verwendet der BSC die Einwegverzögerungsschätzung, um die Pseudobereiche von der Zeit der Mobileinheit in Basisstationszeitumzuwandeln, und berechnet die geschätzte Position der Mobileinheit durch Lösen für den Schnitt von mehreren Sphären.
  • Ein weiterer durch die Hilfsnachricht vorgesehener Parameter ist der Frequenzdoppler oder die Dopplerverschiebung (Doppler offset). Der Doppler-Effekt manifestiert sich als eine scheinbare Änderung der Frequenz eines empfangenen Signals infolge einer Relativgeschwindigkeit zwischen dem Sender und Empfänger. Der Effekt des Dopplers auf den Träger wird als Frequenzdoppler bezeichnet, während der Effekt auf das Basisbandsignal als ein Codedoppler bezeichnet wird.
  • Im GPS-Fall ändert der Frequenzdoppler die empfangene Trägerfrequenz, so dass der Effekt der gleiche ist wie die Demodulation mit einem Träger-Offset. Da der GPS-Empfänger der Basisstation aktiv den gewünschten Satelliten verfolgt, erkennt er den Frequenzdoppler infolge Satellitenbewegung. Darüber hinaus ist der Satellit soweit weg von der Basisstation und der Mobileinheit, dass der von der Mobileinheit gesehene Dopplereffekt effektiv der gleiche ist wie der von der Basisstation gesehene Dopplereffekt. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet die Mobileinheit zur Korrektur des Frequenzdopplerwertes eine Rotiereinheit (Rotator) im Empfänger. Der Frequenzdoppler liegt im Bereich von –4500 Hz bis +4500 Hz und die Änderungsrate ist in der Größenordnung von 1 Hz/s.
  • Der Effekt des Codedopplers besteht darin, die 1,023 Mhz Chiprate zu ändern, was in effektiver Weise die Breite der empfangenen C/A Codechips komprimiert oder expandiert. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung korrigierte die Mobileinheit hinsichtlich des Codedopplers durch Multiplizieren des Frequenzdopplers mit dem Verhältnis 1,023/1575,42. Die Mobileinheit kann dann über die Zeit hinweg für den Codedoppler korrigieren, und zwar durch "Sewing" (Einführen einer Verzögerung) der Phase der empfangenen IQ-Samples in 1/16 Chipinkremente, wie notwendig.
  • 3 ist ein Blockdiagramm des Empfängerteils eines Zellulartelefons (drahtlose Teilnehmereinheit) konfiguriert entsprechend einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die empfangene Wellenform 100 ist als das C/A-Signal c(n) moduliert mit einem Träger bei einer Frequenz wc + wd moduliert, wobei wc die nominale Trägerfrequenz 1575,42 MHz ist, und wd die Dopplerfrequenz ist erzeugt durch Satellitenbewegung. Die Dopplerfrequenz liegt in einem Bereich von 0, wenn der Satellit direkt oberhalb steht, bis ungefähr 4,5 kHz im schlechtesten Fall. Der Empfängeranalogabschnitt kann modelliert werden als Demodulation mit einem Träger bei der Frequenz wr und Random- oder Zufallsphase θ gefolgt von einer Tiefpassfilterung.
  • Das sich ergebende Basisbandsignal wird durch einen A/D-Wandler (nicht gezeigt) geleitet, um digitale I- und Q-Samples oder Tastwerte zu erzeugen, die gespeichert werden, so dass sie wiederholt durchsucht werden können. Die Samples oder Tastwerte werden zu zwei Zeiten der C/A-Codechiprate (chipx2) erzeugt, die eine niedrigere Auflösung als notwendig besitzt, um den Feinsuchalgorithmus (fine search algorithm) auszuführen, was aber gestattet, dass 18 ms Sampledaten in einer vernünftigen Speichermenge gespeichert werden. Im allgemeinen ist es erwünscht, die Suche oder das Searchen über mehr als 10 ms auszuführen, um bei den meisten Umgebungsbedingungen die Akquisition oder Erfassung zu gestatten, wobei 18ms eine bevorzugte Integrationsperiode sind. Diese Umgebungsbedingungen umfassen ein sich in einem Innenraum oder nicht in direktem Sichtkontakt zum Satelliten befinden.
  • Während des Betriebs werden die Samples als erstes durch den Rotator 102 gedreht oder rotiert, um die Dopplerfrequenzversetzung oder Offset zu korrigieren. Die rotierten 1 und Q-Tastwerte oder Samples werden mit verschiedenen Versetzungen der C/A-Sequenz des Satelliten korrelierten und die sich ergebenden Produkte werden in kohärenter Weise durch Integratoren 104 über Nc-Chips integriert. Die kohärenten Integrationssummen werden quadriert und zusammenaddiert, um den Effekt der unbekannten Phasenverschiebung oder des Phasenoffsets θ zu entfernen. Zur Verbesserung des Hypothesetests für eine bestimmte Versetzung oder für einen bestimmten Offset werden mehrere kohärente Intervalle nicht kohärent kombiniert. Dieses Entspreizen (despreading) wird wiederholt bei verschiedenen Time-Offsets ausgeführt, um den Time-Offset des Satellitensignals zu finden. Der Rotator 102 entfernt den Frequenzdoppler erzeugt durch die Satellitenbewegung. Er verwendet die durch die Basisstation (vorzugsweise quantisiert auf 10 Hz Intervalle) Dopplerfrequenz und rotiert die 1- und die Q-Tastwerte oder Samples, um das Frequenzoffset zu entfernen.
  • In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Rotation nur über das kohärente Integrationsfenster kontinuierlich. Das heißt, der Rotator stoppt zwischen kohärenten Integrationsperioden von beispielsweise 1 ms. Jegliche sich ergebene Phasendifferenz wird durch Quadrat und Summe eliminiert.
  • 4 ist ein weiteres Blockdiagramm eines Empfängers konfiguriert gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung, wo der Rotatorteil des Empfängers im Einzelnen dargestellt ist.
  • 5 ist ein Empfänger konfiguriert gemäss einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Dieses interne Ausführungsbeispiel der Erfindung nützt den Vorteil der Fähigkeit des Stoppens des Rotators aus, und zwar zwischen kohärenten Integrationsperioden durch Rotieren der örtlich erzeugten C/A-Sequenz anstelle von Eingangssamples.
  • Wie gezeigt, wird bzw. werden die C/A-Sequenz(en) c(n) rotiert, und zwar durch Anwendung der Sinuskurven sin(WdnTc) und cos(WdnTc), und dann gespeichert. Die Rotation der C/A-Sequenz muss nur einmal für jeden Satelliten ausgeführt werden. Die Rotierung der C/A-Sequenz reduziert somit die erforderliche Rechenmenge. Sie spart auch Speicher in dem DSP, der zur Durchführung dieser Berechnung in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet wird.
  • Ein weiterer signifikanter Nachteil, der die Performance oder Leistungsfähigkeit des Positionsbestimmungsalgorithmus verschlechtert, ist der Frequenzfehler in der internen Uhr der Mobileinheiten. Es ist dieser Frequenzfehler, der die Verwendung von kurzen kohärenten Integrationszeiten in der Größenordnung von 1 ms gründet. Es ist vorzuzuziehen, die kohärente Integration über längere Zeitperioden hinweg vorzunehmen.
  • In beispielhaften Konfigurationen ist die freilaufende (interne) örtliche Oszillatoruhr oder Taktgeber ein 19,68 MHz Kristall, der eine Frequenztoleranz von +/-5 ppm besitzt. Dies kann große Fehler in der Größenordnung von +/-7500 Hz hervorrufen. Diese Uhr wird dazu verwendet, um die Träger zu erzeugen, die für die Demodulation der GPS-Signale verwendet werden, wobei der Uhrfehler sich zu der Signalerfassungszeit hinzuaddiert. Da die für die Search oder Suche verfügbare Zeit sehr klein ist, ist ein Fehler in dieser Größenordnung infolge der Frequenztoleranz nicht tolerierbar und muss stark reduziert werden.
  • Umlängere kohärente Integrationszeiten zu gestatten, korrigiert in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung der CDMA-Empfänger den örtlichen Oszillator fehler durch Verwendung einer Zeitsteuerung erfasst aus dem CDMA-Pilot bzw. Pilotsignal oder irgend einer anderen verfügbaren Zeitsteuerinformationsquelle. Dies erzeugt ein Steuersignal, das verwendet wird, um den örtlichen Oszillatortakt auf 19,68 MHz so eng wie möglich abzustimmen. Das an den örtlichen Oszillatortakt angelegte Steuersignal wird dann eingefroren, wenn die RF- oder bzw. HF-Einheit von CDMA auf GPS schaltet.
  • Selbst nachdem die Korrektur unter Verwendung der Zeitsteuerinformation von den Basisstationen (oder einer anderen Quelle) ausgeführt wurde, sind jedoch zusätzliche Clock- oder Taktfehler übrig. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die sich ergebende Frequenzunsicherheit nach der Korrektur +/-100 Hz. Dieser verbleibende Fehler reduziert noch immer die Performanceoder Leistungsfähigkeit des Empfängers und verhindert allgemein längere kohärente Integrationszeiten. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der verbleibende Fehler einfach vermieden durch Ausführen der nicht kohärenten Integration für eine Zeitdauer von nicht mehr als 1 ms, was die Performance reduziert.
  • Wie auch in 1 gezeigt ist, werden die 50 Hz NAV/Systemdaten auch auf den L1-Träger moduliert. Wenn ein Datenübergang (0 auf 1 oder 1 auf 0) auftritt zwischen zwei Hälften eines kohärenten Integrationsfensters, wird die resultierende kohärente Integrationssumme 0, da die zwei Hälften einander auslöschen. Dies reduziert in effektiv im schlimmsten Fall die Anzahl der nicht kohärenten Akkumulationen um Eins. Obwohl die Datengrenzen aller Satelliten synchronisiert sind, kommen sie an der Mobileinheit nicht gleichzeitig an, und zwar wegen der Differenzen in der Pfad- oder Wegverzögerung. Diese Wegverzögerung macht die empfangene Datenphase effektiv zufällig „randomizes".
  • In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht das Problem der unterschiedlichen Datenphasen auf unterschiedlichen Signalen darin, die Datenphase in der Hilfsinformation einzuschließen, die von der Basisstation zur Mobileinheit geschickt wird. Da die Basisstation die 50 Hz Daten demoduliert, weiß sie wann die Datenübergänge für jeden Satelliten auftreten. Durch Verwendung der Kenntnis der Einwegverzögerung kann die Basisstation die Datenphase in beispielsweise 5 Bits (pro Satellit) codieren, und zwar durch Anzeige, in welchem Millisekundenintervall (aus 20) der Datenübergang auftritt.
  • Wenn das kohärente Integrationsfenster die 50 Hz Datengrenze umfasst wird die kohärente Integration in zwei (2) Abschnitte unterteilt. Ein Abschnitt, der der Datengrenze vorausgeht, und ein Abschnitt, der der Datengrenze folgt. Wenn beispielsweise En1 die kohärente Integrationssumme über das der Datengrenze vorausgehende Fenster ist, d. h. die erste Hälfte dieses Fenster, und En2 die kohärente Integrationssumme über das Fenster welches der Datengrenze folgt ist, dann wählt die Mobileinheit das Maximum (in Größe) von (En1 + En2) (für den Fall, dass die Daten gleich geblieben sind), und (En1-En2) (für den Fall dass sich die Daten geändert haben) aus, um die Phasenänderung zu berücksichtigen. Die Mobileinheit hat auch die Option des Ausführens des nicht kohärenten Kombinierens der zwei Hälften über dieses Datenfenster hinweg oder das vollständige Umgehen bzw. Vermeiden dieses Datenfensters.
  • In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung versucht die Mobileinheit die Datenübergänge zu finden, und zwar ohne die Hilfsinformation von der Basisstation, durch Vergleichen der Größe der quadrierten Summe und Differenz in der 1 ms kohärenten Integration.
  • In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein auf „Firmware"basierender DSP (Digital Signal Processor)-Ansatz verwendet, um die GPS-Verarbeitung auszuführen. Der DSP empfängt 1- und Q-Tastwerte oder Samples mit einer Chipx2 (2,046 MHz) oder Chipx8 (8,184 MHz) Rate und speichert einen Schnappschuss (snapshot) von 4-Bit 1- und Q-Samples in seinem internen RAM.
  • In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel erzeugt der DSP die C/A-Sequenz, führt die Rotation aus, um den Frequenzdoppler zu eliminieren und führt die Korrelation aus über das Search- oder Suchfenster hinweg vorgesehen durch die Basisstation, und zwar für jeden der Satelliten. Der DSP führt die kohärente Integration und die nicht kohärente Kombination aus und „slewes" bzw. verzögert einen IQ-Sample-Dezimator, nach Notwendigkeit, um für den Codedoppler Kompensation vorzusehen.
  • Zur Einsparung der Rechnerkapazität und des Speichers wird die Anfangssuche durchgeführt unter Nutzung einer Chip-Auflösung, und eine feinere Suche zum Erhalt einer Auflösung mit 1/8-Chip (höhere Auflösung) wird durchgeführt um den besten Index (oder die Indices) herum. Die Systemzeit wird beibehalten durch Abzählen von durch die Hardeware erzeugten 1-ms-Interrupts (abgeleitet vom lokalen Oszillator).
  • Zusätzlich wird bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung die feine Suche durchgeführt durch Akkumulieren von den Chipx8-Samples (höhere Auflösung) über die Dauer von einem Chip bei verschiedenen Chipx8-Offsets. Die Korrelationscodes werden angewandt auf die akkumulierten Werte, was Korrelationswerte ergibt, die mit dem besonderen Chipx8-Offset variieren. Dies gestattet, dass der Code-Offset mit einer Chipx8-Auflösung bestimmt wird.
  • 6 ist ein Flussdiagramm, das die Schritte darstellt, die zum Korrigieren für den Fehler des lokalen Oszillators während der Positionsbestimmungsprozedur durchgeführt wird, und zwar durchgeführt gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Bei Schritt 500 wird bestimmt, ob der lokale Oszillator kürzlich korrigiert wurde. Wenn nicht, dann wird das Vorsteuersignal bzw. der Pilot von der Baisstation geholt und ein Fehler des lokalen Oszillators wird durch Vergleich der Pilottaktung bzw. des Pilottiming bei Schritt 502 bestimmt, und ein Korrektursignal basierend auf diesen Fehler wird erzeugt.
  • Der Fluss führt dann zu Schritt 504, wo das Korrektursignal eingefroren bzw. beim aktuellen Wert gehalten wird. Bei Schritt 506 wird in den GPS-Modus eingetreten und die Positionsbestimmung unter Verwendung der korrigierten Uhr durchgeführt. Sobald die Positionsbestimmung durchgeführt wurde, verläßt die mobile Einheit den GPS-Modus bei Schritt 508.
  • 7 ist eine Darstellung eines DSP-Empfängersystems, das gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist. Der DSP (Digitalsignalprozessor) führt die gesamte Suchoperation mit minimaler zusätzlicher Hardware durch. Ein DSP-Core oder Kern 308, ein Modem 306, eine Interface- bzw. Schnittstelleneinheit 300, ein ROM 302 und ein Speicher (RAM) 304 sind über einen Bus 306 gekoppelt. Die Interfaceeinheit 300 empfängt HF-Proben (radio frequency-samples) von einer HF-Einheit (nicht gezeigt) und liefert die Proben an den RAM 304. Die HF-Samples können mit grober Auflösung oder feiner Auflösung gespeichert werden. Der DSP-Coer 308 verarbeitet die im Speicher gespeicherten Samples unter Nutzung von Anweisungen, die im ROM 302 sowie im Speicher 304 gespeichert sind. Der Speicher 304 kann mehrere Bänke oder "banks" haben, von denen einige die Samples speichern und einige die Anweisungen oder Instruktionen speichern. Das Modem 700 führt eine CDMA-Verarbeitung während des normalen Modus durch.
  • 8 ist ein Flussdiagramm der Schritte, die während eines Positionsbestimmungsbetriebs durchgeführt werden. Ein Positionsbestimmungsbetrieb beginnt, wenn die unterstützende bzw. Hiflsnachricht empfangen wird und die HF-Systeme werden umgeschaltet auf GPS-Frequenzen bei Schritt 600. Wenn die HF-Frequenz umgeschaltet wird zum Empfang von GPS, ist die Frequenzverfolgungsschleife festgelegt. Der DSP empfängt unterstützende bzw. Hilfsinformation vom Telefonmikroprozessor und ordnet die Satelliten nach Doppler-Größe.
  • Bei Schritt 602 werden die Grobsuchdaten innerhalb des RAM des DSP gespeichert. Der DSP empfängt einige hundert Mikrosekunden an Eingabedaten zum Setzen eines Rx AGC. Der DSP zeichnet die Systemzeit auf und beginnt das Speichern eines 18ms Fensters (DSP-Speichergrenze) von Chipx2 IQ-Daten in seinem internen RAM. Ein anschließendes Fenster von Daten wird zum Mildern der Auswirkungen des Codedopplers genutzt.
  • Sobald die Daten gespeichert sind, wird eine Grobsuche bei Schritt 604 durchgeführt. Der DSP beginnt mit der Grobsuche (Chipx2-Auflösung). Für jeden Satelliten erzeugt der DSP den C/A-Code, dreht den Code basierend auf dem Frequenzdoppler und korreliert über das durch die Basisstation spezifizierte Suchfenster hinweg durch wiederholte Anwendung des C/A-Codes mit den gespeicherten Grobsuchdaten. Die Satelliten werden über das gleiche 18-ms-Datenfenster verarbeitet, und die beste Chipx2-Hypothese, die einen Schwellenwert übersteigt, wird für jeden Satelliten erhalten. Obwohl eine 2 mskohärente Integrationszeit (mit 9 nicht kohärenten Integrationen) in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung genutzt wird, können längere kohärente Integrationszeiten (beispielsweise 18ms) genutzt werden, bevorzugt dann, wenn zusätzliche Einstellungen gemacht werden, wie in der Folge beschrieben wird.
  • Sobald die Grobsuche durchgeführt wurde, wird eine Feinsuche bei Schritt 606 ausgeführt. Vor dem Beginn der Feinsuche berechnet der DSP den gedrehten C/A-Code für jeden der Satelliten. Dies gestattet, dass der DSP die Feinsuche in Echtzeit durchführt. Beim Durchführen der Feinsuche (Chipx8-Auflösung) werden die Satelliten jeweils einzeln über unterschiedliche Daten verarbeitet.
  • Der DSP verzögert zuerst den Dezimator zum Kompensieren des Codedopplers für den gegebenen Satelliten (die Satelliten). Er setzt auch den Rx AGC-Wert zurück, während er auf die nächste 1 ms-Grenze wartet, und zwar vor dem Speichern eines 1 ms-kohärenten Integrationsfensters von Chipx8-Samples.
  • Der DSP verarbeitet fünf zusammenhängende Chipx8-Aufösungshypothesen auf diesem 1 ms-kohärenten Integrationsfenster, und zwar dort, wo die mittige bzw. zentrale Hypothese die bei der Grobsuche erhaltene beste Hypothese ist. Nach dem Verarbeiten des nächsten 1 ms-Fensters werden die Ergebnisse kohärent kombiniert und diese 2 ms-Summe wird nicht kohärent für alle Nn Iterationen kombiniert.
  • Dieser Schritt (beginnend vom Verzögern bzw. "slewing" des Dezimators) wird wiederholt bezüglich der selben Daten für den nächsten Satelliten, bis alle Satelliten verarbeitet wurden. Wenn der Codedoppler für zwei Satelliten hinsichtlich der Größe ähnlich ist, ist es möglich, beide Satelliten über die gleichen Daten zur Reduktion der erforderlichen Anzahl von Datensätzen zu verarbeiten. Im schlimmsten Fall werden 8 Sätze von 2*Nn-Datenfenstern von 1 ms für die Feinsuche verwendet.
  • Schließlich werden bei Schritt 608 die Ergebnisse an den Mikroprozessor berichtet und der Vokoderprozess wird im DSP neu gestartet, so dass der Anruf fortfahren kann. Der DSP berichtet Pseudobereiche bzw. Pseudoranges an den Mikroprozessor, der diese weiterleitet an die Basisstation. Nachdem der Mikroprozessor wiederum den Vokoderprogrammcode in den DSP-Speicher hineinlädt, löscht der DSP seinen Datenspeicher und startet von Neuem den Vokoder.
  • 9 ist ein Diagramm, das die Feinsuche darstellt, die nach der Grobsuche durchgeführt wird. Nach dem Isolieren der besten Chipx2-Phase bei der Grobsuche führt der DSP eine Feinsuche um diese Phase herum durch, um die Chipx8-Auflösung zu erreichen.
  • Die 5 Phasen, die während der Feinsuche verglichen werden, sind durch ein Rechteck eingeschlossen dargestellt. Die beste Chipx2-Phase wird nochmals ausgewertet, so dass die Vergleiche über den gleichen Satz von Daten ausgeführt werden können. Dies gestattet auch, dass die Grobsuche und die Feinsuche unterschiedliche Integrationszeiten nutzen. Die Feinsuche wird getrennt für jeden Satelliten durchgeführt, weil jeder Satellit einen unterschiedlichen Wert für den Codedoppler haben kann.
  • 10 liefert eine Zeitlinie für den Suchprozeß, wenn dieser gemäss einem Ausführungsbeispiel der Erfindung durchgeführt wird. Die Gesamtverarbeitungszeit (Grob- + Feinsuche) wird in ungefähr 1,324 Sekunden in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung durchgeführt, was den Anruf unterbricht, jedoch immer noch ein Fortsetzen des Anrufes gestattet, sobald die Suche durchgeführt ist. Die Gesamtsuchzeit von 1,324 Sekunden ist eine Obergrenze, weil angenommen wird, dass der DSP alle 8 Satelliten suchen muss und jeder Satellit ein Suchfenster von 68 Chips hat. Die Wahrscheinlichkeit, dass die insgesamt 1,324 Sekunden nötig sind, ist jedoch infolge der Geometrie der Satellitenumlaufbahnen gering.
  • Während der ersten 18ms, 80, werden IQ-Sampledaten bei der GPS-Frequenz gesammelt. Während der Dauer 82 wird eine Grobsuche intern durchgeführt, die bis zu 1,13 Sekunden dauern könnte, die jedoch wahrscheinlich frühzeitig beendet wird, wenn die Satellitensignale identifiziert sind. Sobald die Grobsuche durchgeführt ist, werden die C/A-Codes während der Zeitdauer 84 berechnet, was 24ms dauert. Während der Zeitdauern 86 wird der Verzögerungswert hinsichtlich des Codedopplers eingestellt und der Rx AGC wird weiter eingestellt. Während der Zeitdauern 88 werden Feinsuchen mit den IQ-Datensamples durchgeführt, und zwar mit kontinuierlicher Einstellung, die während der Zeitdauern 86 durchgeführt wird. Die Nutzung von 18 ms-Integrationszeiten gestattet ein Vernachlässigen des Codedopplers, weil die empfangene C/A-Codephase um weniger als 1/16 eines Chips verschoben sein wird. Bis zu 8 Sequenzen von Einstellungen und Feinsuchen werden für die bis zu 8 Satelliten durchgeführt, wobei zu diesem Zeitpunkt die Positionsbestimmungsprozedur abgeschlossen ist.
  • Zusätzlich fährt bei einigen Ausführungsbeispielen der Erfindung das Telefon mit der Übertragung der Rahmen für die rückwärtige Verbindung an die Basisstation fort, während die Positionsbestimmungsprozedur durchgeführt wird. Diese Rahmen können Null-Information enthalten einfach nur deshalb, um zu gestattet, dass die Basisstation mit der Teilnehmereinheit synchronisiert bleibt, oder die Frames bzw. Rahmen können zusätzliche Information enthal ten, wie beispielsweise Leistungssteuerbefehle oder Informationsanfragen. Die Übertragung dieser Rahmen wird vorzugsweise durchgeführt, wenn die GPS-Samples nicht gesammelt werden, wenn die HF-Schaltung verfügbar ist, oder während die GPS-Samples gesammelt werden, wenn ausreichend HF-Schaltung verfügbar ist.
  • Obwohl die Nutzung der 18 ms-Integrationszeit die Auswirkungen des Codedopplers vermeidet, kann die Übertragung von Daten über die GPS-Signale bei einer 50-Hz-Rate Probleme verursachen, wenn eine Datenänderung innerhalb der 18ms-Verarbeitungsspanne auftritt (wie zuvor beschrieben). Die Datenänderung bewirkt, dass die Phase des Signals sich verschiebt. Die 50-Hz-Datengrenzen treten bei unterschiedlichen Stellen bzw. Orten für jeden Satellit auf. Diese Phase der 50-Hz-Übergänge für jeden Satelliten wurden effektiv zufällig gemacht durch die Variierenden Weglängen von jedem Satelliten zum Telefon.
  • Im schlimmsten Fall, wenn die Datenbits mitten während eines kohärenten Integrationsintervalls invertiert wurden, könnte die kohärente Integration vollständig ausgelöscht werden. Aus diesem Grund muss bei einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung die Basisstation die Datenübergangsgrenzen für jeden Satelliten an das Telefon kommunizieren (auch oben beschrieben). Vorzugsweise ist die Datenübertragungsgrenze ebenso in der Hilfsnachricht enthalten, die von der Basisstation übertragen wird (wie beispielsweise in einem Satz von 5-Bit-Nachrichten, die das Millisekundenintervall anzeigen, während dessen der Übergang für jeden Satelliten auftritt). Das Telefon nutzt diese Grenze zum Aufspalten des kohärenten Integrationsintervalls für jeden Satelliten in zwei Teile entscheidet, ob die kohärenten Integrationssummen in diesen zwei Intervallen addiert oder subtrahiert werden. Somit wird durch ebenfalls Aufnehmen der Datengrenzen von jedem GPS-Signal die Verläßlichkeit der Ortungs- bzw. Bestimmungsvorgang erhöht.
  • Im beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt jegliche Fequenzunsicherheit einen Verlust im Ec/Nt, der mit der kohärenten Integrationszeit anwächst. Beispielsweise mit einer Unsicherheit von +/- 100 Hz wächst der Verlust im Ec/Nt schnell mit dem Anstieg der kohärenten Integrationszeit an, wie in Tabelle 1 gezeigt.
    Nc Verlust im Ec/Nt
    1023 (1ms) 0,14 dB
    2046 (2ms) 0,58 dB
    4092 (4ms) 2,42 dB
    6138 (6ms) 5,94 dB
    8184 (8ms) 12,6 dB
    Tabelle 1
  • Wie ebenso zuvor bemerkt, gibt es immer irgendwelchen unbekannten Frequenzoffset des lokalen Oszillators in der mobilen Einheit. Es ist dieser unbekannte Frequenzoffset, der ein längeres kohärentes Entspreizen und ein Durchführen der Integration verhindert. Eine längere Kohärenz würde das Verarbeiten verbessern, wenn die Auswirkungen des unbekannten Frequenzoffsets reduziert werden könnten.
  • In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird diesem unbekannten Frequenzoffset Rechnung getragen durch Expandieren des Suchraumes auf 2 Dimensionen zum Einschließen der Frequenzsuchen. Für jede Hypothese werden mehrere Frequenzsuchen durchgeführt, wobei jede Frequenzsuche annimmt, dass der Frequenzoffset ein bekannter Wert ist. Durch Beabstanden der Frequenzoffsets kann man die Frequenzunsicherheit auf einen beliebig kleinen Wert reduzieren, und zwar auf Kosten von zusätzlicher Berechnungskapazität und Speicher. Für ein Beispiel, bei dem 5 Frequenzhypothesen genutzt werden, ist der resultierende Suchraum in 11 gezeigt.
  • Für eine +/-100 Hz-Frequenzunsicherheit, welche die typische Betriebsspezifikation einer Mobileinheit ist, reduziert diese Konfiguration den maximalen Frequenzoffset auf 20Hz (wobei eine Hypothese innerhalb von 20Hz des tat sächlichen Frequenzoffset sein muss). Mit einer 20ms-kohärenten Integrationszeit ist der Verlust im Ec/Nt mit einem 20 Hz-Frequenzoffset 2,42 dB. Durch Verdoppeln der Anzahl von Frequenzhypothesen auf 10 kann die Frequenzunsicherheit reduziert werden auf 10 Hz, was einen Ec/Nt-Verlust von 0,58 dB bewirkt. Jedoch erweitert das Zufügen von zusätzlichen Hypothesen den Suchraum, was sowohl die Berechnungs- als auch die Speicheranforderungen erhöht.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung berechnet die Frequenzhypothese durch Anhängen des Frequenzoffset an den Frequenzdoppler, und durch Berechnen eines neuen gedrehten PN-Codes für jede Frequenzhypothese. Jedoch macht dies die Anzahl der Frequenzhypothesen zu einem multiplizierenden Faktor bei der Gesamtberechnung: 5 Frequenzhypothesen würden eine 5 Mal so große Berechnung bedeuten.
  • Alternativ, da die Frequenzunsicherheit im Vergleich zum Frequenzdoppler klein ist, kann die Rotationsphase als konstant über einen 1 ms-Intervall betrachtet werden (8% einer Dauer für eine 80 Hz-Hypothese), und zwar gemäss einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Daher werden durch Aufteilen des kohärenten Integrationsintervalls in bis zu 1 ms-Subintervalle die Integrationssummen der Subintervalle gedreht zum Reduzieren der zusätzlichen Berechnungen, die zum Berechnen der Frequenzsuchen erforderlich sind, und zwar auf bis zu 3 Größenordnungen. Das Ergebnis ist, dass längeres kohärentes Entspreizen durchgeführt werden kann und die Leistungsfähigkeit verbessert wird.
  • 12 ist ein Blockdiagramm eines Receivers bzw. Empfängers, der unter Nutzung des Ansatzes mit einem längeren kohärenten Entspreizen konfiguriert ist. Der erste Satz von Multiplizierern 50 kompensiert den Frequenzdoppler durch Korrelieren der IQ-Samples mit einem rotierten C/A-Code. Dies ist äquivalent zum Rotieren der IQ-Samples vor dem Korrelieren mit dem nicht modifizierten C/A-Code. Da der Frequenzdoppler so groß sein kann wie 4500 Hz, wird die Drehung auf jeden Chip angewandt. Nach einem kohärenten Integrieren über ein 1 ms-Intervall (1023 Chips) unter Nutzung von Akkumulatoren 52 dreht der zweite Satz von Multiplizierern 54 die 1 ms-Integrationssummen (ΣI und ΣQ) zum Implementieren der Frequenzhypothese.
  • Die gedrehten Summen werden dann über das gesamte kohärente Integrationsintervall addiert.
  • Es sei daran erinnert, dass die Frequenzdopplerdrehung nur auf 1023 Chips berechnet wurde zum Einsparen von Speicher und Berechnungskapazität. Für kohärente Integrationszeiten länger als 1ms wird jede kohärente Integrationssumme mit einem Phasenoffset multipliziert, um die Phase der Drehung kontinuierlich über die Zeit zu machen. Um dies mathematisch zu zeigen, kann die 1 ms-kohärente Integrationssumme mit einer Frequenzdopplerdrehung ausgedrückt werden als
    SI =
    Figure 00200001
    [I(n) + jQ(n)]c(n)e–jwdnTc mit ΣI = Re{S1} und ΣQ = Im{S1}{n}
    wobei I(n) und Q(n) die Eingabesamples sind, die auf den 1- und Q-Kanälen jeweils empfangen werden, c(n) der nicht gedrehte C/A-Code ist, wd der Frequenzdoppler ist und Tc das Chipintervall (0,9775 μs) ist. Eine 2 ms-kohärente Integrationssumme kann ausgedrückt werden als:
    S(2ms) =
    Figure 00200002
    [I(n) + jQ(n)]c(n)e–jwdnTr =
    Figure 00200003
    [I(n)+ jQ(n)]c(n)e–jwdnTr + e–jwd(1023)Tg
    Figure 00200004
    [l(n + 1023) + jQ(n + 1023)]c(n)e–jwnTr = S1 + e–jwd(1023)Tc S2
    S1 ist hier die erste 1 ms-Integrationssumme und S2 ist die zweite 1 ms-Integrationssumme, und zwar berechnet unter Nutzung der gleichen gedrehten C/A-Werte, die zum Berechnen von S1 genutzt wurden. Der Term e–jwd(1023)Tc ist der Phasenoffset, der hinsichtlich für die Verwendung der gleichen gedrehten Werte kompensiert. Gleichfalls kann eine 3 ms-kohärente Integrationssumme ausgedrückt werden als
    S(3ms) = S1 + e–jwd(1023)TcS2 + e–jwd(2046)TcS3 Um die Integrationszeit zu auszudehnen, während die selben 1023 Elemente aufweisende, gedrehte C/A-Sequenz verwendet wird, sollten die (n + 1) 1 ms-Integrationssummen multipliziert werden mit e–jwdn(1ms), und zwar vor dem Addieren zu der Gesamtsumme. Da dies eine Drehung der 1 ms-Integrationssumen ist, können wir diese Operationen mit der Frequenzsuche kombinieren, um so zu vermeiden, dass zwei Drehungen durchgeführt werden müssen. D. h., da
    e-jwdn(1ms)e–jwhn(1ms)– = e-j(wd + wh)n(1ms)
    können wir die (n + 1)-te 1 ms-Integrationssumme mit e–j(wd + wn)n(1ms) multiplizieren zum Suchen einer Frequenzhypothese und um den Frequenzdopplerphasenoffset zu berücksichtigen. Es sei bemerkt, dass die Frequenzsuche reduziert werden kann nach Erfassen eines Satelliten, weil die Frequenzunsicherheit nicht vom Satelliten abhängig ist. Eine viel feinere Frequenzsuche kann durchgeführt werden, wenn eine längere kohärente Integration erwünscht ist.
  • In der beispielhaften Ausführung der Erfindung wird die Feinsuche auf eine ähnliche Weise durchgeführt wie die Grobsuche,. und zwar mit zwei Unterschieden. Erstens werden die Integrationsintervalle immer kohärent addiert anstelle eines Quadrierens und eines nicht kohärenten Addierens. Zweitens wird die Drehung zum Entfernen der Frequenzunsicherheit (die nach der Grobsuche bekannt sein sollte) mit dem Frequenzdopplerphasenoffset kombiniert und zum Drehen der 1 ms-kohärenten Integrationsintervalle genutzt vor deren Zusammenaddieren.
  • Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das kohärente Integrationsfenster der Chipx2-Daten für Integrationszeiten, die länger als 18ms sind, integriert. Dieses Ausführungsbeispiel ist nützlich, wenn zusätzlicher Speicher verfügbar ist. Für kohärente Integrationen länger als 18ms werden 50Hz-Datengrenzen gleich behandelt zu kürzeren Integrationsdauern. Die Basisstation zeigt an, wo die Grenzen für jeden Satelliten sind, und der DSP entscheidet, ob er die Summe von 20 1 ms-kohärenten Integrationsintervallen addiert oder subtrahiert zum Bilden ihrer laufenden Summe.
  • Da jedoch das Produkt der Frequenzunsicherheit und der Integrationszeitkonstanten sich auf den Verlust im Ec/Nt auswirkt, muss die Frequenzunsicherheit auf sehr kleine Pegel für längere kohärente Integrationsintervalle reduziert werden. Da eine 20 ms-Integration mit einer 20 Hz-Frequenzunsicherheit in einem Verlust im Ec/Nt von 2,42 dB resultiert, erfordert das Beibehalten des gleichen Verlusts mit einer Integrationszeit von 400 ms, dass die Frequenzunsicherheit reduziert wird auf 1 Hz. Zum Korrigieren dieses Problems wird die Frequenzunsicherheit auf eine hierarchische Art und Weise auf bis zu 1 Hz reduziert. Beispielsweise reduziert eine erste Frequenzsuche die Unsicherheit von 100 Hz auf 20 Hz, eine zweite Suche reduziert die Unsicherheit auf 4 Hz und eine dritte Suche reduziert die Unsicherheit auf 1 Hz. Die Frequenzsuche wird ebenso Fehler im Frequenzdoppler kompensieren, die von der Basisstation erhalten werden.
  • Zusätzlich werden zum Durchführen längerer Integrationen nur Satelliten mit ähnlichen Doppler für die gleichen Daten für lange Integrationszeiten gesucht, da der Codedoppler unterschiedlich für jeden Satelliten ist. Der DSP berechnet, wie lange es braucht zum Schieben bzw. "slippen" eines 1/16 eines Chip und verzögert den Dezimator, während er ein kohärentes Integrationsdatenfenster sammelt. Zusätzlich werden mehrere Datenfenster in diesem Ausführungsbeispiel genommen.
  • Somit wurde ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Durchführen von Positionsortung bzw. Positionsbestimmung in einem drahtlosen Kommunikationssystem beschrieben. Die vorangegangene Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen, um jeglichen Fachmann in die Lage zu versetzten die vorliegende Erfindung zu nutzen. Die verschiedenen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele sind dem Fachmann leicht ersichtlich und die hier definierten generischen Prinzipien können auf andere Ausführungsbeispiel ohne Verwendung erfinderischer Tätigkeit angewandt werden. Demgemäss ist die vorliegende Erfindung als nicht eingegrenzt auf die hier gezeigten Ausführungsbeispiel gedacht, sondern ihr wird der weiteste Umfang zugedacht, der konsistent mit den Prinzipien und den neuen dacht, der konsistent mit den Prinzipien und den neuen Merkmalen ist, die hier offenbart wurden.

Claims (12)

  1. Ein Verfahren zum Durchführen einer Orts- bzw. Positionsbestimmung in einem drahtlosen Kommunikationssystem mittels eines Satzes von Signalen, die von einem Satz von Satelliten gesendet werden, das folgende Schritte aufweist: (a) Empfangen von Signalabtastungen bzw. -samplen; (b) Rotieren eines Akquisitionscodes um einen ersten Rotationsbetrag, um einen ersten rotierten Akqusitionscode zu ergeben; Entspreizen der Signalabtastungen mittels des rotierten Akquisitionscodes, um entspreizte Daten zu erzeugen; (c) Akkumulieren der entspreizten Daten über eine erste Zeitdauer, um teilweise akkumulierte Daten zu erzeugen; (d) Rotieren der teilweise akkumulierten Daten um einen zweiten Rotationsbetrag zur Erzeugung von rotierten Daten; und (e) Akkumulieren der rotierten Daten über eine zweite Zeitdauer hinweg;
  2. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der erste Rotationsbetrag einem größeren Offset entspricht und der zweite Rotationsbetrag einem kleineren Offset entspricht.
  3. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Schritte (b) bis (e) fürjeden Satelliten ausgeführt werden.
  4. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die erste Zeitdauer geringer ist als 2 ms.
  5. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die zweite Zeitdauer größer ist als 10 ms.
  6. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei die Akkumulierungen bzw. Ansammlungen kohärent ausgeführt werden.
  7. Vorrichtung zum Durchführen einer Positionsbestimmung in einem drahtlosen Kommunikationssystem mittels eines Satzes von Signalen, die von einem Satz von Satelliten übertragen werden, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: (f) Mittel zum Empfangen von Signalabtastungen bzw. -sampeln; (g) Mittel zum Rotieren eines Akquisitionscodes um einen ersten Rotationsbetrag zur Erzeugung eines rotierten Akquisitionscodes; (h) Mittel zum Entspreizen der Signalabtastungen mittels des rotierten Akquisitionscodes zur Erzeugung von entspreizten Daten; (i) Mittel zum Akkumulieren der entspreizten Daten über einen ersten Zeitraum hinweg zum Erzeugen von teilweise akkumulierten Daten; (j) Mittel zum Rotieren der teilweise akkumulierten Daten um einen zweiten Rotationsbetrag zur Erzeugung von rotierten Daten; und (k) Mittel zum Akkumulieren der rotierten Daten über eine zweite Zeitdauer hinweg.
  8. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei der erste Rotationsbetrag einem größeren Offset entspricht und der zweite Rotationsbetrag einem kleineren Offset entspricht.
  9. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei die Mittel (g) bis (k) strukturiert sind für die Durchführung für jeden Satelliten.
  10. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei die erste Zeitdauer kleiner ist als 2 ms.
  11. Die Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die zweite Zeitdauer größer ist als 10 ms.
  12. Die Vorrichtung gemäß Anspruch 7, wobei die Akkumulierungsmittel strukturiert sind für die kohärente Durchführung solcher Akkumulierungen.
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