DE69829349T2

DE69829349T2 - Doppelfrequenz-GPS-Empfänger zum Betrieb bei Verschlüsselung

Info

Publication number: DE69829349T2
Application number: DE1998629349
Authority: DE
Inventors: Daniel Bourasseau
Original assignee: Ashtech SAS
Current assignee: Mitac International Corp
Priority date: 1997-12-03
Filing date: 1998-11-16
Publication date: 2006-04-06
Anticipated expiration: 2018-11-17
Also published as: DE69829349D1; CN1219050A; EP0921409B1; EP0921409A1; FR2771867B1; FR2771867A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Navigationssysteme von der Art GPS oder GLONASS.
Bei diesen Systemen senden Satelliten Trägerwellen aus, die durch pseudozufällige Codes zeitlich markiert wurden. Die Trägerfrequenzen und die Codes werden von ein und demselben Referenztakt festgelegt.
Beim Empfang manifestiert sich die Fortpflanzungszeit der Welle gleichzeitig durch einen zeitlichen Versatz des pseudozufälligen Codes (Codes PRN) und einen Phasenversatz der Trägerwelle. Angesichts einer relativen Bewegung auf der Sender-/Empfängerachse (Ziellinie), kommt aufgrund des Doppler-Effekts noch ein Frequenzversatz der Trägerwelle hinzu.
Triangulierungen, die auf den Fortpflanzungszeiten (Code und Trägerwelle) beruhen, lassen die Bestimmung der Position des Empfängers zu. Dies setzt voraus, dass der Referenzsendetakt und die Position der Satelliten auf ihren Umlaufbahnen bekannt sind. Zu diesem Zweck geeignete Informationen, sogenannte „Navigationsnachrichten", werden ebenfalls von den Satelliten übertragen. Da die Trägerwellen und die Codes eine Periodizität besitzen, ergibt sich daraus im Allgemeinen eine Zweideutigkeit hinsichtlich der Positionsbestimmung, welche Zweideutigkeit sich durch verschiedene bekannte Mittel aufheben lässt.
Es bestehen Fehlerquellen: manche, die mit der Durchquerung der Troposhäre oder der Ionosphäre verbunden sind, wirken sich allgemein auf die Fortpflanzungsgeschwindigkeit der Wellen aus; andere Fehlerquellen sind darauf zurückzuführen, dass die Bahn, die von der radioelektrischen Welle bis zum Empfänger zurückgelegt wird, nicht geradlinig ist, wieder andere, dass der Empfänger eine Kombination verschiedener Bahnen erfasst, die von diversen, im Allgemeinen von benachbarten Flächen der Empfangsantenne herrüh renden Reflexionen stammen. Eben dies wird Mehrfachbahnfehler genannt: der direkten (kürzesten) Bahn überlagern sich andere, unerwünschte Bahnen.
Im GPS-System ist vorgesehen, dass jeder Satellit synchron mit der Emission denselben Code (Code P) über zwei unterschiedliche Trägerfrequenzen sendet. Bei einem Zweifrequenzempfänger, der die Signale dieser beiden Trägerfrequenzen nutzt, lassen sich somit manche Fehler reduzieren oder ausschalten, insbesondere diejenigen, die mit der Ionosphäre zusammenhängen. Die Genauigkeit der Positionsbestimmung ist dann im Prinzip deutlich besser. Außerdem ist deren „Aufhebung der Zweideutigkeit" begünstigt.
Der Zugriff auf diesen Code P wird aber durch Störungseinstreuung, mit der er belegt werden kann, vorbehalten, und dies geschieht oftmals auf Initiative der US-amerikanischen Regierung.
In diesem Fall kann man auf „Monofrequenz"-Empfänger zurückgreifen, die einen anderen, im Prinzip weniger genauen und nicht gestörten Code (Code C/A) verwenden. Nachdem manche Eigenschaften der Störung des Codes P bekannt geworden sind, ist es auch möglich, wie später noch zu sehen sein wird, Zweifrequenz- oder „Bifrequenz"-Empfänger zu konzipieren, die teilweise den gestörten Code P nutzen, der in diesem Fall als P(Y) bezeichnet wird.
Indessen haben die „Monofrequenz"-Empfänger in jüngster Zeit sehr große Fortschritte gemacht. Ein Bifrequenzempfänger ist also nur dann von Vorteil, wenn er den gestörten Code P(Y) nutzen kann, indem er im Verhältnis mit den damit einhergehenden höheren Kosten deutlich höhere Leistungen erbringt als der Monofrequenzempfänger.
Genau das ist der Ansatzpunkt der vorliegenden Erfindung.
Allgemein umfasst ein Bifrequenzempfänger Hochfrequenzempfangseinrichtungen, um Funknavigationssignale mit zwei Trägerwellen zu empfangen, die durch Phasenumkehr mit einem pseudozufälligen Code (wie dem Code P(Y) des GPS) moduliert wurden, und um für diese beiden Trägerwellen jeweils einen digitalen Ausgang (L1, L2) bereitzustellen. Er umfasst auch einen Generator für eine ersten und eine zweite Replik eines Codes (P), der zumindest teilweise dem Code (P(Y)) entspricht, sowie einen Generator für lokale Abbildungen der beiden Trägerwellen. Korrelationseinrichtungen stellen Punkt- und Differentialkorrelationen einerseits zwischen dem ersten digitalen Ausgang (L1) und den ersten Coderepliken und andererseits zwischen dem zweiten digitalen Ausgang (L2) und den zweiten Coderepliken her. Andere Einrichtungen stellen die Quadrattransformierten der Punkt- und Differentialausgänge der Korrelationseinrichtungen her. Schließlich sind noch Aufbereitungseinrichtungen vorgesehen, um die ersten und zweiten Coderepliken jeweils den Differentialquadratausgängen entsprechend zu steuern, um auch die Abbildungen der beiden Trägerwellen jeweils den Punktquadratausgängen entsprechend zu steuern, sowie um die Zeitdaten zu verarbeiten, die sich aus diesen Steuervorgängen ergeben, um die Position des Empfängers zu bestimmen.
Nach einem Aspekt der Erfindung umfasst der Empfänger zwischen jeder der Korrelationen und den Quadrattransformationseinrichtungen eine digitale Tiefpassfilterung, gefolgt von einer Wiederabtastung. Vorzugsweise stellt diese Wiederabtastung eine Überabtastung des Unterschieds (W) zwischen dem realen Code (P(Y)) und dem Basiscode (P) der ersten und zweiten Repliken dar, während die ersten und zweiten Repliken von ein und demselben lokalen Oszillator erzeugt werden.
Beim GPS-System wird die erste der Trägerwellen darüber hinaus durch Phasenumkehr mit einem anderen, kürzeren pseudozufälligen Code (C/A) moduliert. Der Empfänger umfasst dann im Prinzip einen Generator für Repliken dieses anderen Codes, einen Generator für eine lokale Abbildung der ersten Trägerwelle, sowie weitere Korrelationseinrichtungen, die so eingerichtet sind, dass sie Punkt- und Differentialkorrelationen des ersten digitalen Ausgangs (L1) mit Repliken dieses anderen Codes (C/A) herstellen. Und die Aufbereitungseinrichtungen sind so eingerichtet, dass sie zuerst die Repliken dieses anderen Codes je nach der Differentialkorrelation, sowie die Abbildung der ersten Trägerwelle je nach der Punktkorrelation steuern, um die Steuervorgänge für erste und zweite Coderepliken bereitzuhalten.
Nach einem weiteren Aspekt der Erfindung sind die beiden Abbildungsgeneratoren für die erste Trägerwelle vollständig getrennt.
Darüber hinaus können die Aufbereitungseinrichtungen dazu eingerichtet sein, ständig alle Messwerterfassungen zu verwenden, die an allen Codes und Trägerwellen der bearbeiteten Satelliten zu beobachten sind.
In einer vorteilhaften Ausführungsform werden alle oder wird ein Teil der nachstehenden Merkmale vorgesehen: die Quadrattransformationseinrichtungen umfassen am Ausgang eine digitale Integration: die Tiefpassfilterung erfolgt durch ein rekursives digitales Filter, das mit ca. 25 MHz getaktet ist, gefolgt von der Wiederabtastung mit einem 10 Mal geringeren Takt; die Tiefpassfilterung erfolgt durch ein rekursives, lineares, digitales Filter mit Scheitelwertbegrenzung, vorzugsweise mit einer rekurrenten Gleichung: yn = yn-1 + k(xn – yn-1),worin x_n, y_n-1 und y_n die laufende Eingangsabtastung, die vorhergehende Ausgangsabtastung bzw. die aktualisierte Abtastung sind; bei der Approximation des Codes, welcher der Code P ist, und des realen Codes, welcher der Code P(Y) ist, die Grenzfrequenz der Tiefpassfilterung ca. 250 kHz beträgt; die Differenz zwischen der Approximation (P) des Codes und dem realen Code P(Y) ein Interferenzcode (W) mit zumindest annähernd bekanntem Takt ist, wobei der Takt der Wiederabtastung mindestens zweimal höher ist als der Takt dieses Interferenzcodes (W).
Nach noch einem weiteren Aspekt der Erfindung sind die Quadrattransformationseinrichtungen dazu eingerichtet, selektiv jeden der Punkt- und Differentialausgänge der Korrelationseinrichtungen mit einem der beiden Punktausgänge zu multiplizieren, vorzugsweise mit dem Punktausgang, der sich auf die erste Trägerwelle bezieht.
Aus den verschiedenen Merkmalen der Erfindung ergibt sich ein Empfänger mit ausgefeilter Beschaffenheit, der durch einen modularen Aufbau mit mehreren Ebenen, auf den die Sprache noch kommen wird, wirtschaftlich erschwinglich ausgelegt ist.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden bei der Durchsicht der nachstehenden ausführlichen Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen klar:
1 veranschaulicht das teilweise detaillierte (Hochfrequenzempfangs-) Schema eines Bifrequenzempfängers, auf den die vorliegende Erfindung angewandt ist;
2 ist das Schema eines Teils des Empfängers von 1, das den Block 30 von 1 detailliert darstellt;
3 u. 4 veranschaulichen zwei Details des Empfängers von 2;
5 veranschaulicht dasselbe Schema wie 1, aber teilweise anders detailliert dargestellt (Block 230);
6 ist ein detaillierteres Schema des Blocks 230 von 5;
7 bis 10 sind die noch detaillierter dargestellten Teile P7 bis P10 von 6;
11 veranschaulicht einen fertiggestellten Empfänger zur Bearbeitung mehrerer Satelliten; und
12A u. 12B sind zwei zum Verständnis der Erfindung nützliche Diagramme.
Die beigefügten Zeichnungen haben im Wesentlichen ein bestimmtes Charakteristikum. Folglich können sie nicht nur dazu dienen, die Beschreibung verständlicher zu machen, sondern können gegebenenfalls auch zur Definition der Erfindung beitragen.
Die nachfolgende, ausführliche Beschreibung zielt unbeschadet der Anwendung der Erfindung auf andere zukünftige oder gegenwärtige Systeme, darunter auch das System GLONASS, auf das GPS-System ab.
Wie beispielsweise im Patent US-A-5 576 715 angegeben ist, sendet ein GPS-Satellit:

– eine als „L1" bezeichnete Trägerwelle mit einer Frequenz von 1575,42 MHz aus, die wie folgt moduliert wird:
– ihre gleichphasige Komponente („in-phase component") wird durch Phasenumkehr (Zweiphasenmodulation oder BPSK) durch einen öffentlichen Code PRN, der als „C/A" bezeichnet wird (was für „Coarse Acquisition" oder „Clear Acquisition", also Grob- oder Feinerfassung, steht) mit einer Periode oder Länge von 1023 Bits und mit 1,023 MHz getaktet, moduliert; und
– ihre phasenverschobene Komponente wird durch einen öffentlichen Code PRN, der als „P" („Precise") bezeichnet wird, der schneller ist (10,23 MHz) und eine sehr große Länge hat (ungefähr 7 Tage) zweiphasenmoduliert,
– eine als „L2" bezeichnete Trägerwelle mit einer Frequenz von 1227,60 MHz, die durch denselben Code P wie vorstehend zweiphasenmoduliert (BPSK) wird,
– darüber hinaus werden die beiden Trägerwellen auch noch durch einen binären Datenstrom mit 50 Hz, der die „Navigationsnachricht" trägt, mit einer langsamen Modulation versehen.

Alle Frequenzen und Takte haben untereinander das Verhältnis zweier ganzer Zahlen. Beispielsweise beträgt bei f₀ = 10,23 der Takt des Codes C/A f₀/10, L1 hat also den Wert f₀·154 und L2 hat den Wert f₀·120. Alle Frequenzen und Takte können somit vom selben Zeitbezug hergeleitet werden (f₀ oder einem anderen). Kurz ausgedrückt bleibt beim Senden alles synchron.
Auf Initiative der Regierung der Vereinigten Staaten hin kann der Code P geschützt werden („anti-spoofing"), indem er durch einen Geheimcode moduliert wird, der Code W genannt wird. Der sich daraus ergebende verschlüsselte Code wird Code P(Y)) genannt, oft abgekürzt als Code Y. Dieses Schützen wird de facto oft angewandt. Zunächst ging man davon aus, dass es den Code Y unbrauchbar macht.
Deshalb wurden sogenannte „zivile" GPS-Monofrequenzempfänger gebaut, d.h. die nur den Code C/A der Trägerwelle L1 nutzen.
Die am 2. Oktober 1997 eingereichte französische Patentanmeldung Nr. 97 12283 mit dem Titel „Récepteur de radionavigation perfectionné, en particulier du type GPS" (weiterentwickelter Funknavigationsempfänger, insbesondere von der Bauart GPS) bezieht sich auf Messungen, die darauf hinauslaufen, die Positionen mehrerer Bahnen zwischen jedem Satelliten und dem Empfänger zu erfassen, welche Positionen so beschaffen sind, dass sie die im Empfänger durchgeführte Positionsbestimmung stören. Der GPS-Empfänger, der darin beschrieben wird, ist ein Monofrequenzempfänger.
Man weiß natürlich, wie Bifrequenzempfänger, die mit dem Code P(Y) arbeiten, für die Personen hergestellt werden können, die Zugriff auf den Geheimcode W haben. Nun stellte sich aber die Frage des Gebrauchs des Codes P(Y) in Bifrequenzempfängern durch Personen, die keinen Zugriff auf diesen Geheimcode W haben.
Die ersten Vorschläge bestanden aus Bifrequenzempfängern, die die Trägerwelle L2 nutzen, ohne irgendetwas vom Code P(Y) zu wissen („codeless" oder „codelose" Empfänger). Man stellte nämlich fest, dass die Modulation durch Phasenumkehr bei einer Erhebung des Signals ins Quadrat („squaring") verschwindet. Eine Synchronisation über die Trägerwelle L2, so wie sie eingeht, wird nach dieser Erhebung ins Quadrat wieder möglich. Man weiß nämlich, dass die Erhebung ins Quadrat, welche die Frequenzen im Durchlauf verdoppelt, mehrere lästige Konsequenzen nach sich zieht:

– Das Auftauchen von Quadratverlusten im Vergleich zum normalen Empfang eines bekannten Codes. Diese Verluste sind direkt proportional zum Eingangsband, wie später noch zu sehen sein wird.
– Die Phasenauflösungszweideutigkeit sinkt auf die Hälfte und nicht ganz, was die Aufgabe verdoppelt, die Zweideutigkeit aufzuheben.
– Schließlich können noch Interferenzen zwischen den Signalen entstehen, die von verschiedenen Satelliten kommen. Die Erhebung ins Quadrat stellt nämlich die reinen Trägerwellen (mit der doppelten Frequenz) wieder her; diese können untereinander synchron sein, doch der Code, um sie zu unterscheiden, ist nicht mehr vorhanden.

Die Quadratverluste steigen jedes Mal um 1 dB, wenn das Verhältnis C/N₀ vor der Erhebung ins Quadrat um 1 dB abnimmt. Dieses Verhältnis C/N₀ definiert sich als Verhältnis der Leistung der Trägerwelle (beim Empfang) zur spektralen Rauschdichte und wird in dB·Hz gemessen. Betrachtet man beispielsweise den Fall eines Eingangsbands von 20 MHz mit einem Verhältnis C/N₀ am Eingang von 40 dB·Hz; so ergeben sich daraus Quadratverluste von 30 dB und am Ende ein Ausgangsverhältnis C/N₀ von ungefähr 10 dB·Hz. Gleichermaßen betragen für ein Eingangsband von 20 MHz mit einem Eingangs verhältnis C/N₀ von 50 dB·Hz die Quadratverluste 20 dB mit einem Ausgangsverhältnis C/N₀ am Ende von ungefähr 30 dB·Hz. Diese Beispiele zeigen, dass eine Schwankung von 10 dB am Eingang eine Schwankung von 20 dB am Ausgang nach sich zieht.
Kürzlich wurde entdeckt, dass der Schutzcode W einen Takt von ca. 500 kHz besitzt, der deutlich niedriger ist als derjenige des Codes P, was sich folgendermaßen darstellen lässt: CodeY (10,23 MHz) = CodeP (10,23 MHz) + CodeW (500 kHz),ein Verhältnis, bei dem das Zeichen „=" die Modulogleichwertigkeit 2 bezeichnet. Diese Information eröffnet neue Möglichkeiten.
Zunächst wird es möglich, den Code P zu nutzen, auch wenn die empfangenen Signale vom Typ P(Y) sind (es ist anzumerken, dass dieser Signaltyp oft als Y abgekürzt wird). Ein so konzipierter Bifrequenzempfänger arbeitet herkömmlicher Weise im Beisein des nicht gestörten Codes P. Wenn die Störungseinstreuung stattfindet, kann er in den Modus „squaring" übergehen.
Anstelle der Erhebung ins Quadrat kann man, um die Verdoppelung der vorstehenden Zweideutigkeit zu umgehen, eine Kreuzkorrelation zwischen den Kanälen L1 und L2 durchführen, die um eine variable Verzögerung versetzt ist, die gesteuert wird.
Alle diese Lösungen müssen einen großen Durchlassbereich aufrechterhalten (um die 20 MHz für den Code Y, der unbekannt ist), und zwar bis zur Multiplikation, die die Erhebung ins Quadrat oder die Kreuzkorrelation bildet, um die Modulation nutzbar zu halten. Daraus ergibt sich im Verhältnis zum Band ein stark verschlechtertes Signal-/Rauschverhältnis, wie bereits ausgeführt wurde.
Es wurde aber beobachtet, dass nach der Korrelation durch den Code P die empfangenen Signale eine im Verhältnis von ca. 20 reduzierte Bandbreite haben (10,23/0,5). Daraus ergibt sich eine Betriebsmitteleinsparung, und vor allem eine Verstärkung um die 13 dB (nach der Erhebung ins Quadrat oder der Kreuzkorrelation), ganz zu schweigen davon, dass die Störungseinstreuung allgemein sowie die Trägerwelleninterferenz zwischen den Satelliten vermieden wird.
Die vorstehenden Konzepte sind viel heikler umzusetzen als zu planen. Man findet mehr oder weniger vollständige Anwendungen davon in US-A-4 972 431 (KEEGAN – MAGNAVOX), US-A-5 535 278 (CAHN et al. – MAGNAVOX), US-A-5 541 606 (LENNEN- TRIMBLE) oder EP-A-0 508 621 (LORENZ et al. – ASHTECH).
Daneben bewirken die ionosphärischen Fehler noch, dass, ausgehend vom selben Satelliten, der Code P(Y), der die Trägerwelle L2 moduliert, gegenüber dem Code P(Y), der die Trägerwelle L1 moduliert, versetzt beim Empfänger ankommt. Die Verarbeitung dieses zeitlichen Versatzes wirft angesichts der Steuervorgänge, die außerdem noch an der Gesamtheit der empfangenen Codes und Trägerwellen, und zwar für jeden bearbeiteten Satelliten vorgenommen werden müssen, ernsthafte Probleme auf. Die genaue Darlegung dieser Probleme würde den Rahmen der vorliegenden Beschreibung bei weitem sprengen.
Nun wird eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben.
In 1 ist die Antenne A mit zwei Empfangsbauteilen 10-1 und 10-2 verbunden, die speziell für die beiden Trägerfrequenzen L1 bzw. L2 vorgesehen sind.
Bei der Trägerfrequenz L1 beginnt das Bauteil 10-1 (allgemeine Bezugszahl) mit einem Antennenverstärker 101, gefolgt von einem Filter 102, das auf 1575,42 MHz abgestimmt ist. Der Rest, mit Ausnahme der Frequenzelemente, besteht aus einem integrierten Schaltungsbauteil. Dieses Bauteil beginnt mit einem Verstärker 103, gefolgt von einem externen Filter 104, das auf dieselbe Frequenz abgestimmt ist wie das Filter 102. Dann folgt ein Mischer 105, dessen lokaler Signaleingang den Ausgang eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 107 empfängt, der mit 1400 MHz arbeitet und von einem Phasenregelkreis (PLL) 108 geregelt wird.
Dieser Phasenregelkreis (PLL) 108 empfängt ein Referenzsignal mit 20 MHz von einem externen Sendequarz 20. Nebenbei bemerkt liefert der Phasenregelkreis (PLL) 108 auch noch einen externen Ausgang mit 40 MHz (oder 50 MHz), um den Signalverarbeitungsprozessor (DSP) zu steuern, der dann folgt. Der Phasenregelkreis (PLL) 108 umfasst auch noch einen internen/externen Ausgang, der einen Abtasttakt mit 100 MHz liefert (oder 20 MHz, wenn das der stromabwärts vorherrschende Abtasttakt ist).
Der Ausgang des Mischers 105 geht zu einem externen Filter 109, das auf 175,42 MHz abgestimmt ist. Dessen Ausgang geht zu einem Verstärker 110 mit variabler Verstärkung, gefolgt von einem weiteren externen Filter 111 mit 175,42 MHz, und schließlich folgt ein A/D-Wandler (ADC) 112, der hier zwei Ausgangsbits besitzt, die gemäß der gewöhnlichen Bezeichnung mit LSB bzw. MSB bezeichnet sind. Diese Signale MSB und LSB, sowie der Ausgang des Verstärkers 103 gehen zu einem Bauteil 30, das für die Verwertung der Signale der ersten Trägerfrequenz L1 verantwortlich ist.
Der Ausgang mit 100 MHz des Blocks PLL 108 dient dem Wandler 112 als Takt CLK und steuert in der beschriebenen Ausführungsform einen Verstärker 113, welcher der Einheit 30 dasselbe Taktsignal CLK liefert.
Der Ausgang des Bauteils 30 wie auch die Taktfrequenz von 40 MHz, die von der Einheit 108 abgegeben wird, laufen über eine Mehrkanalschnittstelle 97 zu einem Prozessor DSP 99A, der Teil eines Hauptrechners 99 ist, der auf bekannte Weise damit befasst ist, die Positionsberechnungen des Empfängers durchzuführen. Darüber hinaus enthält der Rechner 99 den Großteil der Steuerungen für die Trägerwelle und den Code, wie später noch zu sehen sein wird.
Die bisher erwähnten Elemente, die sich alle über der dicken unterbrochenen Linie von 1 befinden, bilden einen Monofrequenzempänger, der nur mit der Trägerfrequenz L1 und dem Code C/A arbeitet.
Eine ausführliche Ausführungsform eines solchen Empfängers ist in der am 2. Oktober 1997 eingereichten französischen Patentanmeldung Nr. 97 12 283 beschrieben, die den Titel trägt „Récepteur de navigation perfectionné, en particulier du type GPS".
Die 2, 3 und 4 sind der vorgenannten Patentanmeldung entnommen. 2 ist jedoch ein Prinzipschaltbild, aus dem die hier relevanten Elemente des Hauptrechners 99 hervorgehen. 2 wurde ein Rahmen in einer strichgepunkteten Linie hinzugefügt, der das Bauteil 30 von 1 eingrenzt. In der hier beschriebenen Ausführungsform wird das, was sich rechts in diesem Rahmen befindet, insbesondere das Element 40 des Regel kreises PLL, die Elemente 50 und 59 des Regelkreises DLL, und das Glied 84 (eine in FR 97 12 283 beschriebene Codeeinstellungstabelle) durch den Prozessor 99A in Form von Software ausgeführt. Um die Übereinstimmung mit der früheren französischen Patentanmeldung aufrechtzuerhalten, wurde die Einheit Verwaltung/Entscheidung 90 beibehalten, zu der hier noch das hinzugefügt werden muss, was sich rechts vom Rahmen 30 befindet. Somit umfasst die Einheit 90 hier eine Kanalschnittstelle (in den Block 30 integriert), dann die Mehrkanalschnittstelle 97 für den Code C/A (um 2 nicht zu verändern, sind die Schnittstellen darin nicht dargestellt) sowie den Prozessor DSP 99A.
Die Einrichtung 120 von 2 ist in 3 detailliert mit dem Wandler 112 dargestellt. Das Detail jeder der Schaltungen 32A, 32B, 32C ist in 4 mit der Bezugszahl 32 wiedergegeben.
Man weiß, dass die mit dem GPS-Empfänger zusammenhängenden Verfahren besonders komplex sind. Um die vorliegende Beschreibung folglich zu entlasten, wird zum Aufbau und Funktionsablauf der Elemente 10, 20 und vor allem 30 von 1 einfach auf die frühere Patentanmeldung verwiesen. Der Beschreibungsinhalt der französischen Patentanmeldung Nr. 97 12 283 wird somit durch Bezug in die vorliegende Beschreibung mit aufgenommen, in die er nötigenfalls ganz oder teilweise wieder eingebunden werden kann.
Nun wird der untere Teil des Empfängers von 1 behandelt, der ihn „bifrequent" macht, weil der untere Teil die zweite Trägerfrequenz L2 ins Spiel bringt.
Das Bauteil 10-2 verwendet ein integriertes Schaltungsbauteil, das identisch mit demjenigen des Bauteils 10-1 ist, dem es auch, was das Übrige anbelangt, ähnlich ist. Die Unterschiede beziehen sich einerseits auf die Mittelfrequenzen der Filter 102-2, 104-2, 109-2 und 111-2, wobei die Trägerfrequenz L2 1227,6 MHz und 1575,42 MHz für L1 beträgt. Andererseits beziehen sie sich auf die Dienstsignale: es gibt keine unabhängige Erzeugung eines lokalen Signals, und der Mischer 105.2 empfängt genau das gleiche lokale Signal mit 1400 MHz wie in der Schaltung 10.1; die Elemente 107.2 und 108.2 sind inaktiv; schließlich wird die Frequenz von 100 MHZ, die am Ausgang der Stufe PLL 108-1 des oberen Teils bereitsteht, hier einfach als Takt des Wandlers 112-2 wiederaufgenommen, und um über den Verstärker 113-2 den Ausgang CLK mit 100 MHz der Schaltung 113-2 zur Einheit 230 zu schicken.
Diese Einheit 230 empfängt nicht nur die beiden Bits MSB und LSB am Ausgang des A/D-Wandlers 112-2, sondern auch die beiden Bits MSB und LSB am Ausgang des A/D-Wandlers 112-1 des Bauteils 10-1.
5 stellt ein anderes allgemeines Schaltbild des erfindungsgemäßen Bifrequenzempfängers dar. Während 1 die Bauteile 10-1 und 10-2 detailliert gezeigt hat, stellt 5 vor allem den Abschnitt 230 detailliert dar, welcher die Bifrequenzfunktion liefert, indem er den Code P verarbeitet, während der vorher erwähnte Abschnitt 30 den Code C/A verarbeitet.
Wie die 1, 5, 6 und 7 zeigen, lässt sich das Bauteil 230 in zwei gemeinsame Kopfstufen 2120 und in Kanäle aufteilen, die speziell für einen Satelliten 2300 vorgesehen sind. Es empfängt einerseits den digitalen Ausgang L1 des Bauteils 10-1 und andererseits den digitalen Ausgang L2 des Bauteils 10-2. Um die suggestiven Bezeichnungen ohne zuviel Komplexität beizubehalten, werden diese digitalen Ausgänge mit demselben Symbol wie die Trägerfrequenz, die sie betreffen, belegt; mit derselben Bedeutung sind im Inneren des Bauteils 230 die Einheiten durch ein Suffix L1 oder L2 unterschiedlich gekennzeichnet, die gleiche oder ähnliche Funktionen an den von L1 bzw. L2 abgegebenen Signalen erfüllen. Selbstverständlich wird der Code P(Y) auf Grundlage der Repliken des Codes P, der erzeugt wird, verarbeitet.
Diese digitalen Ausgänge sind für alle Satelliten, die von der Antenne wahrgenommen werden können, in Amplitude und Phase repräsentativ für die empfangenen Signale. Das Bauteil 230 empfängt auch direkt und/oder über das Bauteil 10-1 verschiedene Takte, die vom Taktgeber 20 kommen. Diese Takte sind dahingehend synchron, als sie alle auf denselben Basiszeitbezug abgestimmt sind.
Wie die 5, 6 und 7 zeigen, wird der digitale Ausgang L1 des Bauteils 10-1 an den Block 2120L1 angelegt, der einen digitalen Mischer mit Einseitenband 2121L1 umfasst, der mit +420 KHz arbeitet, gefolgt von einer Durchgangsschaltung im Basisband 2123L1.
Diese Schaltungen sind identisch mit denjenigen, die in 3 bei 121 und 123 (aufgeteilt in 123I und 123Q) für den Eingang des Bauteils 30 dargestellt sind; abgesehen von der Zahl der Tausender und des Suffixes sind die zahlenmäßigen Bezüge dieselben. Ihr Funktionsablauf ist in der früheren Anmeldung 97 12 283 beschrieben.
Der Ausgang im Basisband (25 MHz) der Schaltung 2123L1 ist in eine Gleichphasenkomponente (I), mit I_BB_L1 bezeichnet, und in zwei Phasenverschiebungskomponenten (Q, mit Q_BB_L1 und QT_BB_L1 bezeichnet, aufgeteilt. Die Gleichphasenkomponente einerseits und die Phasenverschiebungskomponenten andererseits werden zu unterschiedlichen Momenten des Taktsignals mit 25 MHz erhalten (wie in 3). Das Signal Q_BB_L1 ist Gegenstand einer zusätzlichen Filterverarbeitung, nach der es dieselbe Verzögerung aufweist wie das Signal I_BB_L1 (eine notwendige Angelegenheit für den Codediskriminator). Hingegen bleibt die zweite Phasenverschiebungskomponente QT_BB_L1 so wie sie ist, ohne Gegenstand dieser Wiederverarbeitung zu werden, weil für die Quadratmultiplikation, die später noch beschrieben wird, identische Gleichphasen- und Phasenverschiebungskomponenten im Durchlassbereich vorgesehen werden müssen, d.h., die dieselbe Übertragungsfunktion auf das Rauschen aufweisen, mangels dessen eine durchgehende Komponente erscheinen würde.
Nun ist mit Bezug auf die 5, 6 und 8 das Schaltbild des Eingangsblocks 2120L2 dasselbe, mit Ausnahme dessen, dass:

– die Mischung mit dem Einseitenband 2121L2 mit einer Frequenz von –2,6 MHz so erfolgt, dass nach dem Durchgang im Basisband, wieder dieselbe Arbeitsfrequenz von 25 MHz wie zuvor angetroffen wird; und
– es keinen zweiten phasenverschobenen Kanal QT gibt.

Es ist festzustellen, dass nach den Blöcken 2120L1 und 2120L2 die erhaltenen digitalen Signale in dem einen und dem anderen Fall direkt vergleichbar sind (falls das möglich wäre, was nicht zutrifft, weil die Nutzsignale im Rauschen untergegangen sind und die Unterscheidung von Satellit zu Satellit noch nicht gemacht wurde).
Die Unterscheidung der Satelliten beginnt im Bereich der Korrelationen, was nun beschrieben wird. Sie setzt zunächst voraus, dass man über einen Schätzwert des zeitlichen Versatzes gegenüber dem lokalen Takt des vom betreffenden Satelliten empfangenen Codes PRN verfügt, oder, was auf das Gleiche hinausläuft, dass man über eine lokale Replik des Codes PRN dieses Satelliten, so wie er eingegangen ist, verfügt, wobei diese Replik Punktreplik oder Pünktlichkeitsreplik (P) genannt wird. Sie setzt auch voraus, dass eine Differentialreplik (D), auch E–L genannt („Early minus Late"), abgezogen wird, weil sie sich als der Unterschied (bei drei Zuständen –1, 0, +1) zwischen einer vorzeitigen Replik („Early") und einer verzögerten Replik („Late") im Verhältnis zur Punkt- oder Pünktlichkeitsreplik bestimmen lässt.
Die Punktkorrelation erfolgt mit der Punkt- oder Pünktlichkeitsreplik; die Differentialkorrelation kann mit der Differentialreplik erfolgen, oder aber auch über die Differenz zwischen zwei Korrelationen, die jeweils an den vorzeitigen bzw. verzögerten Repliken durchgeführt wurden. Diese Differentialkorrelation dient dazu, ein gesteuertes zeitliches Nachverfolgen am Code vorzunehmen. Die Punktkorrelation dient einerseits insbesondere dazu, die Navigationsnachricht wiederzugewinnen. Sie dient andererseits dazu, ein gesteuertes zeitliches Nachverfolgen an der Trägerwelle vorzunehmen, wodurch eine „lokale Trägerwellenabbildung" geschaffen wird, deren Phase genauer ist als die „Codephase". Aufgrund der eingesetzten Phasenumkehrmodulation ermöglicht es die Trägerwellenphase, eine bessere Genauigkeit beim Schätzwert der Codephase zu erhalten: kurz ausgedrückt unterstützt die „Trägerwellenphase" die „Codephase". Darüber hinaus ermöglicht es die Trägerwellenabbildung, die Trägerwellendemodulation unter besseren Bedingungen durchführen zu können.
Diese Tatsachen sind dem Fachmann heute bekannt. Bei Bedarf lassen sich ergänzende Angaben über die Erzeugung von Repliken in der vorgenannten Anmeldung 97 12 283 finden. Dort sind auch Angaben über die Art und Weise zu finden, um passende Schätzwerte (Erfassungsphase) ausfindig zu machen, bevor die Phase des Nachverfolgens des empfangenen Codes und der betreffenden Trägerwelle stattfindet.
Nun wird das Bauteil 230 weiter beschrieben, indem mit der Trägerwelle L1 und den diese betreffenden Korrelationen begonnen wird.
Im oberen Teil der 7 läuft der Block 2310L1P zunächst parallel in 2311L1PI, 2311L1PQ und 2311L1PQT mit drei Punktkorrelationen der Signale I_BB_L1, Q_BB_L1 bzw. QT_BBL1 mit der Punktcodereplik REP_L1P für die Trägerwelle L1 ab. Die beiden ersten Korrelatoren 2311L1PI und 2311L1PQ des Bauteils 230 entsprechen den Korrelatoren 311A und 312A von 2 für das Bauteil 30.
Im unteren Teil von 7 macht das der Block 2310L1D genauso für die Differentialkorrelationen, die mit der Differentialcodereplik REP_L1D für die Trägerwelle L1 erfolgen. Außerdem gibt es keinen Kanal QT.
Erfindungsgemäß folgt auf jede der Korrelationen 2311 (hier für L1) eine digitale Tiefpassfilterung 2312, die mit 25 MHz getaktet ist, mit einer Grenzfrequenz, die an das Spektrum des Codes W angepasst ist. Dann folgt eine digitale Abtastung 2314, die mit 2,5 MHz getaktet ist. Dies stellt eine Überabtastung dar, denn es ergibt fünf Abtastwerte pro Chip für den Code W (dessen Chip-Takt 0,5 MHz beträgt).
Nun bezeichnet man die jeweiligen Ausgänge der drei Kanäle der Einheit 2310L1P mit IA1, QA1 und QTA1, sowie die beiden Kanäle der Einheit 2310L1D mit IB1 und QB1.
Die Einheit 2315L1P führt eine Quadratoperation durch, der eine Integration folgt. Die Quadratoperation wird gewählt, um die Wirkung der Phasenumkehrmodulation sowohl beim Code W als auch bei den Daten (Navigationsnachricht) zu unterdrücken. Für den Punktkanal ist die Quadratoperation eine Erhebung ins Quadrat in der Weise von komplexen Zahlen, wovon der Fachmann weiß, dass sie eine gleichwertige Darstellung der Gleichphasen- und Phasenverschiebungskomponenten sind. Genauer ausgedrückt:

– liefert der algebraische Addierer 2318L1PI („Gleichphasen"-Einzelkanal) die Differenz zwischen IA1·IA1 (Multiplizierer 2316L1PI) und QTA1·QTA1 (Multiplikator 2316L1PQT), und
– der algebraische Addierer 2318L1PQ („Phasenverschiebungs"-Einzelkanal) liefert das Doppelte von IA1·QA1 (Multiplizierer 2316L1PQ.

Der Multiplikator 2316L1PQT verwendet QTA1, weil das Signal QA1 aufgrund seiner zusätzlichen Filterung kleine Fehler (durchgehende Komponente) in der Berechnung der Differenz IA1²–QA1² erzeugen würde.
Bei 2319L1PI und 2319L1PQ sind die beiden Ausgänge der Addierer jeweils Gegenstand einer Summenbildung über 25 Abtastwerte, die mit 2,5 MHz getaktet ist. Es wird also eine Integration über 10 Mikrosekunden vorgenommen, was einen mit 100 kHz getakteten Ausgang ergibt.
Die Einheit 2315L1D führt auch eine Quadratoperation, gefolgt von einer Integration durch. Da es sich jedoch um einen Differentialkanal handelt, besteht die Quadratoperation jetzt aus einer komplexen Multiplikation mit dem Punktkanal. Genauer ausgedrückt:

– liefert der algebraische Addierer 2318L1DI („Gleichphasen"-Einzelkanal) die Differenz zwischen IB1·IA1 (Multiplizierer 2316L1DI) und QB1·QA1 (Multiplizierer 2317L1DQ, und
– der algebraische Addierer 2318L1DQ („Phasenverschiebungs"-Einzelkanal) liefert die Summe von IB1·QA1 (Multiplizierer 2317L1DI) und von QB1·IA1 (Multiplizierer 2316L1DQ.

Bei 2319L1DI und 2319L1DQ sind die beiden Ausgänge der Addierer jeweils Gegenstand einer Summenbildung über 25 Abtastwerte, die mit 100 kHz getaktet ist.
In 8 haben die Blöcke 2310L2P und 21310L2D beide denselben Aufbau wie der Block 2310L1D (ohne Einzelkanal QT); sie arbeiten aber an unterschiedlichen Repliken, und zwar:

– für den Block 2310L2P an einer Punktcodereplik REP_L2P für die Trägerwelle L2, und
– für den Block 2310L2D an einer Differentialcodereplik REP_L2D für die Trägerwelle L2.

Dann führen noch die Blöcke 2315L2P und 2315L2D eine Quadratoperation wie zuvor durch, gefolgt von einer Integration. Aber die Quadratoperation ist nun von der Art einer Kreuzkorrelation mit den Signalen IA1 und QA1 („Punktsignale"), die am Ausgang des Blocks 2310L1 erhalten wurden. Genauer ausgedrückt liefert im „Punkt"-Block 2315L2P:

– der algebraische Addierer 2318L2PI („Gleichphasen"-Einzelkanal) die Differenz zwischen IA2·IA1 (Multiplizierer 2316L2PI) und QA2·QA1 (Multiplizierer 2317L2PQ, und
– der algebraische Addierer 2318L2PQ („Phasenverschiebungs"-Einzelkanal) liefert die Summe von IA2·QA1 (Multiplizierer 2317L2PI) und QA2·IA1 (Multiplizierer 2316L2PQ.

Bei 2319L2PI und 2319L2PQ sind die beiden Ausgänge der Addierer jeweils Gegenstand einer Summenbildung über 25 Abtastwerte, die mit 100 kHz getaktet ist.
Genauso liefert im „Differential"-Block 2315L2D:

– der algebraische Addierer 2318L2DI („Gleichphasen"-Einzelkanal) die Differenz zwischen IB2·IA1 (Multiplizierer 2316L2DI) und QB2·QA1 (Multiplizierer 2317L2DQ), und
– der algebraische Addierer 2318L2DQ („Phasenverschiebungs"-Einzelkanal) liefert die Summe von QB2·IA1 (Multiplizierer 2316L2DQ) und IB2·QA1 (Multiplizierer 2317L2DI).

Bei 2319L2DI und 2319L2DQ sind die beiden Ausgänge der Addierer jeweils Gegenstand einer Summenbildung über 25 Abtastwerte, die mit 100 kHz getaktet ist.
Die vier Ausgänge von 7 rechts L1PI, L1PQ, L1DI und L1DQ werden an die Eingänge von 9 links angelegt; ebenso werden die vier Ausgänge von 8 an die Eingänge der linken Seite von 10 bei L2PI, L2PQ, L2DI und L2DQ angelegt.
Um die Bezeichnungen zu entlasten, könnte man L1PI/Q schreiben, um die Signale L1PI und L1PQ zusammen zu bezeichnen. Das Verfahren lässt sich verallgemeinern: beispielsweise würden die Repliken REP_L1P und REP-L1D, die sich voneinander unterscheiden aber aus ein und demselben Basiscode hervorgehen, zusammen als REP_L1P/D bezeichnet.
Dann kommen die Trägerwellenabbildungen ins Spiel. Für die Trägerwelle L1 liefert eine Schaltung ähnlich den Elementen 71 und 75 von 2 die Komponenten L1_SIN und L1_COS der Abbildung der Trägerwelle L1, die auf bekannte Weise in das Basisband gebracht wird. Für die Trägerwelle L2 liefert eine andere Schaltung ähnlich den Elementen 71 und 75 von 2 ebenso die Komponenten L2_SIN und L2_COS der Abbildung der Trägerwelle L2.
Die Demodulierung durch die Trägerwelle ist eine Operation von der Art Skalarprodukt zwischen den Gleichphasenkomponenten (I) und Phasenverschiebungskomponenten (Q) des betreffenden Signals, und den Gleichphasenkomponenten (COS) und Phasenverschiebungskomponenten (SIN) der betreffenden Trägerwelle. Wie in 2 erfolgt dann eine Integration über 100 oder 200 Abtastwerte (die Wahl kann zur selben Zeit umgeschaltet werden wie der anliegende Takt).
Zunächst wird im oberen Teil von 9 der Block 2310L1P behandelt. Sein Aufbau ist derselbe wie derjenige des Blocks 32 von 4, mit Ausnahme jedoch seiner Integratoren 321 und 331, deren Rolle hier von der Gruppe der Integratoren 2319 übernommen wird. Um die Beschreibung der 9 und 10 zu entlasten, ist es nun möglich, die Bezeichnungen von 4 für die den Blöcken der Gruppe 2320 innewohnenden Elemente so wie sie sind wieder aufzunehmen. Implizit sind diese Elemente mit demselben Suffix versehen wie der Block, der sie enthält. Wenn es sich beispielsweise darum handelt, den Block 322 des Blocks 2320L1P einzeln darzustellen, könnte man ihn 322L1P nennen.
Nun zurück zum Block 2320L1P. In seinem „Gleichphasen"-Einzelkanal wird das Signal L1PI (11 Bits) an zwei digitale Multiplizierer 322 und 323 angelegt, die im übrigen die Informationen L1_COS bzw. L1_SIN empfangen, die jeweils in 5 Bits ausgedrückt werden. Die jeweiligen Ergebnisse, mit Icos und Isin bezeichnet, sind in 11 Bits ausgedrückt. Das Schema ist dasselbe für das Signal L1PQ ("Phasenverschiebungs"-Einzelkanal) mit den beiden digitalen Multiplizierern 332 und 333, deren jeweiligen Ergebnisse, mit Qcos und Qsin bezeichnet, in 11 Bits ausgedrückt werden.
Davon ausgehend umfassen die Hauptausgänge des Blocks 2320L1P einen phasengleichen Ausgang I_A_L1, der von einem digitalen Addierer 325 geliefert wird, der Icos + Qsin auf 15 Bits aufbaut, was ein Summierer 327 in 16 Bits akkumuliert, und einen phasenverschobenen Ausgang Q_A_L1, der von einem digitalen Subtrahierer 335 geliefert wird, der Qcos – Isin auf 15 Bits aufbaut, was ein Summierer 337 in 16 Bits akkumuliert.
Zusammenfassend erhält man nach der Demodulation durch die Trägerwelle und der Integration am Ausgang das digitale Signalpaar (I_A_L1, Q_A_L1) für den Block 2320L1P (Trägerwelle L1, Punktkanal).
Die Blöcke 2320L1D (Trägerwelle L1, Differentialkanal; 9), 2320L2P (Trägerwelle L2, Punktkanal; 10) und 2320L2D (Trägerwelle L2, Differentialkanal; 10) gehen auf genau dieselbe Weise vor, um jeweils die digitalen Signalpaare (I_B_L1, Q_B_L1), (I_A_L2, Q_A_L2) und (I_B_L2, Q_B_L2) zu liefern.
Alle diese Signalpaare, nämlich (I_A_L1, Q_A_L1), (I_B_L1, Q_B_L1), (I_A_L2, Q_A_L2) und (I_B_L2, Q_B_L2) werden über die Kanalschnittstellenschaltung 2400 und die Mehrkanalschnittstelle 98, auf die man später noch zu sprechen kommen wird, an den Hauptrechner 99 (5) übertragen.
Das Paar (I_A_L1, Q_A_L1) dient dazu, einen Regelkreis für die Trägerwelle L1 einzustellen. Der Oszillator für die Trägerwelle L1 ist mit 271L1 bezeichnet (6). Der Rest der Regelung umfasst einen Phasenregelkreis PLL, der dieses Paar empfängt. Die PLL-Stufe ist in die Verwaltungseinheit 99 integriert. Der Vorlauf der Daten umfasst Teildurchlaufdaten und die Anzahl von Durchläufen, die über die Leitungen 279 zur Schnittstelle 2400 gehen. Der Rücklauf der Daten schließt den Kreis, wobei der Oszillator durch den Datenbus (DATA_IN) unter der Steuerung des Signals CS_CARR gesteuert wird, welches den Trägerwellenblock 2700 aktiviert und den betreffenden Oszillator auswählt.
Diese Steuerung/Regelung baut sich auf die im Prinzipschaltbild von 2 dargestellte Weise auf.
Das Paar (I_A_L2, Q_A_L2) dient ebenfalls dazu, einen Regelkreis für die Trägerwelle L2 einzustellen. 6 zeigt den Oszillator für die Trägerwelle L2, der mit 271L2 bezeichnet ist. Sie zeigt auch, dass der Sinus/Cosinus-Generator durch Multiplexierung zwi schen den beiden Trägerwellenoszillatoren 271 (L1 und L2) aufgeteilt ist, was ein signifikanter Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist. Auch hier ist der Rest (PLL-Stufe) in die Verwaltungseinheit 99 integriert. Der Rücklauf der Daten findet wie vorstehend statt.
Das Paar (I_B_L1, Q_B_L1) dient dazu, einen Regelkreis für den Code P einzustellen. Das Bauteil 230 umfasst (6) einen Block 2080 mit einem Codeoszillator 2081, einem Codegenerator 2085 und einer Formatierungsschaltung 2089 für die vier vorgenannten Codes. Die Stufe des Verzögerungsregelkreises DLL ist im Hauptrechner 99 integriert (5). Die Verbindung erfolgt über die Kanalschnittstellenschaltung 2400, die durch den Datenbus (DATA_IN) mit dem Bauteil 2080 verbunden ist, unter der Steuerung des Signal CS_CODE, welches den Codeblock 2080 aktiviert.
Die Coderegelung funktioniert allgemein auf dieselbe wie in 2 dargestellte Weise (wobei ein Codeoszillator 81 und die Stufe des Verzögerungsregelkreises DLL 50 das Paar I_B, Q_B empfängt), aber für den Code P anstelle des Codes C/A. Die Coderegelung dient dazu, die Repliken REP_L1P und REP_L1D gemeinsam einzustellen.
Das Paar (I_B_L2, Q_B_L2) geht genauso vor, aber nur, um in der Formatierung 2089 die Verzögerung der Repliken REP_L2P und REP_L2D bezüglich REP_L1P bzw. REP_L1D einzustellen.
Die Ablaufsteuerung 220 erzeugt lokal alle Takte.
Die Schaltungen PLL und DLL der Regelungen/Steuerungen sind im Rechner 99 als Software ausgeführt Sie setzen Verfahren ein, die dem Fachmann bekannt und insbesondere beschrieben sind in:

– SPILKER, J. J., Jr, Carrier-phase tracking and oscillator-phase noise, Digital Communications by Satellite, Prentice-Hall, 1977, Kapitel 12, S. 336–397,
– SPILKER, J. J., Jr, Delay-lock tracking of pseudonoise signals, Digital Communications by Satellite, Prentice-Hall, 1977, Kapitel 18, S. 528–608,
– SPILKER, J. J., Jr, GPS Signal Structure and Performance Characteristics, Global Positioning System, Band 1, The Institute of Navigation, 1980, S. 29–54.

Der Ausgang der Schaltung PLL für die Signale L1 wird durch den Ausdruck Arc-Tan (Q_A_L1/I_A_L1) mit einer adäquaten Approximation der Funktion Arcustangens definiert. Der Ausgang der Schaltung DLL für die Signale L1 wird durch den folgenden Ausdruck definiert: (I_A_L1·I_B_L1 + Q_A_L1·Q_B_L1)/(I_A_L12 + Q_A_L12)
Nun wird der Funktionsablauf des Empfängers beschrieben.
Die Anmelderin bringt die Kanäle L1 und L2 für den Code P einander näher. Im Gegensatz zu früheren Lösungswegen, strebt sie nicht danach, die zeitliche Fortpflanzungsabweichung für die Erzeugung der Trägerwellenabbildung zu berücksichtigen. Es gibt nämlich zwei Abbildungen der Trägerwelle L1, eine für den Code C/A im Bauteil 30, und die andere für den Code P im Bauteil 230. Diese beiden Abbildungen werden in dasselbe Basisband gebracht, wie auch die Abbildung der Trägerwelle L2 für den Code P. Außerdem stehen die Abbildungen der Trägerwelle L1 und L2 für den Code P ständig zur Verfügung; und es werden ständig zwei Coderegelungen durchgeführt (auch wenn es nur einen Codegenerator gibt, wobei sich die andere Regelung auf eine variable Verzögerung bezieht).
Man befindet sich nun am Ausgang der Punktkorrelationen 2311 (L1P, I und Q; L2P, I und Q. In der Weiterverfolgung entspricht mit einem gut ausgerichteten Code P der Ausgang der Korrelationen dem Geheimcode W (der nicht erfassbar ist, weil er im Rauschen untergegangen ist).
Nach der Patentschrift EP-A-0 508 621 (ASHTECH) scheint vorgeschlagen worden zu sein, diesen Code W zu „verfolgen", zumindest, indem sein Takt wiedergewonnen wird, um danach über 2 Mikrosekunden eine Akkumulierung (Integrate and Dump) (die Dauer des Codes W) durchzuführen.
Anders ausgedrückt verwendet das Verfahren aus dem Stand der Technik nach der Korrelation des Codes P(Y), der mit der lokalen Replik des Codes P eingegangen ist, eine Filterung mit Integration/Summierung („Integrate and Dump" oder I & D) mit einer Dauer von 2 μs im Hinblick darauf, das Bit im Verlauf des Codes W zu schätzen. Ein solches I & D-Filter definiert sich als FIR-Filter (FIR – Finite Impulse Response, also Filter mit endlichem Impulsansprechen) mit Rechteckfenster, welches Filter am Ausgang mit einem Takt teilabgetastet wird, der gleich der Dauer des Fensters ist. Daraus ergibt sich insbesondere, dass die weitere digitale Verarbeitung mit dem Takt des Codes W, sprich 500 kHz erfolgt. Aber um die Integration/Summierung zu synchronisieren, muss pro Kanal ein zusätzlicher Empfangspfad vorgesehen werden, um die Frequenz und Phase der Übergänge des Codes W zu erfassen. Man nutzt auch die Tatsache, dass der Takt des Codes W mit jeder „Epoche" X1A des Codes P (0,4 ms) auf Null zurückgestellt wird.
Die Anmelderin hat ein anderes Verfahren auf den Weg gebracht, das zumindest dieselben Ergebnisse hervorbringen kann und außerdem die folgenden Vorteile hat:

– alle notwendigen Mittel einzusetzen, um ständig alle Messungen an allen Codes und allen Trägerwellen durchzuführen,
– das zu tun, ohne die digitale Verarbeitung übermäßig zu verkomplizieren, indem eine gute Empfindlichkeit des Empfängers mit einem geringen Rauschfaktor aufrechterhalten wird, und indem eine A/D-Codierung auf 2 Bits eingesetzt wird.

Die Anmelderin hat versucht, sich von jeder unsicheren Hypothese über die Phase des Codes W freizumachen. Sie hat Folgendes beobachtet:

– die Verwendung eines einzigen Lokal- oder Empfängeroszillators optimiert den Betriebsmitteleinsatz und stellt die Aufrechterhaltung der Phase beider Trägerwellen L1 und L2 in allen übrigen nachfolgenden Schaltungen sicher,
– indem die Trägerwellendemodulierung nachgeordnet nach der Korrelation durch den Code erfolgt, ist es möglich, zur Erzeugung der Trägerwellenabbildung einen genauen, digital gesteuerten Oszillator (NCO) zu verwenden, der mit 100 kHz mit einem Takt arbeitet, der an den Doppler-Versatz des Signals angepasst ist (und nicht mit 25 MHz wie bei den bekannten Lösungen).

Die Anmelderin hat nun die Möglichkeit erkannt, einen betriebsfähigen Empfänger für den Code P(Y) zu bauen, mit der Tatsache als einzige Annahme über den Code W, dass seine Mittelfrequenz ungefähr 500 kHz beträgt.
Nach der Korrelation durch den Code P bei 2311, führt die Einheit 2312 eine digitale Tiefpassfilterung mit einem Takt von 25 MHz durch, die besser dem Spektrum des Codes W angepasst ist. Dieser Filterung folgt eine Abtastung mit 2,5 MHz, die eine Unterabtastung gegenüber dem Takt des Filters darstellt, aber eine Überabtastung des Codes W, weil 5 Abtastwerte pro Chip von diesem erhalten werden.
Gegenwärtig bevorzugt die Anmelderin eine rekursive IIR-Filterung (IIR – infinite impulse response, also eine Filterung mit unendlichem Impulsansprechen), genauer gesagt, ein einfaches Filter, dessen rekurrente Gleichung lautet: yn = yn-1 + k(xn – yn-1)worin x_n, y_n-1 und y_n die laufende Eingangsabtastung, die vorhergehende Abtastung bzw. die aktualisierte Abtastung sind. Diese rekursive Filterung entspricht einer analogen Tiefpassfilterung erster Ordnung mit einer Zeitkonstante τ, wobei k = 1 – eT/τ,worin T die Rekurrenzperiode der Filterung (Abtastperiode) ist, wobei T hier gleich 40 Nanosekunden beträgt. Die Grenzfrequenz bei 3 db beträgt F_3dB = 1/2πτ und das äquivalente Rauschband B_n = 1/4τ.
Vorzugsweise ist k der Reziprokwert eine Quadratzahl, was die Ausführung des Filters noch mehr vereinfacht. Mit k = 1/16, ergibt sich τ = 640 ns, F_3dB = 250 kHz und B_n = 400 kHz.
In der Praxis hat die Anmelderin, um die Gefahr von Schwingungen (Grenzzyklen) zu vermeiden, die der rekursiven Filterung eigen sind, darüber hinaus noch die Dynamik des Eingangssignals erhöht, indem sie es mit 64 multipliziert hat, was es von 4 auf 10 Bits übergehen lässt. Dann wird das Filter mit der vorstehenden Gleichung mit k = 1/16 angelegt. Am Ausgang wird durch 16 dividiert (was 4 Bits beseitigt), damit das Quantisierungsrauschen am Ausgang vor dem Signalrauschen vernachlässigbar bleibt.
Die Anmelderin bemerkte, dass das Verhältnis C/N₀ in der Praxis höchstens 60 dB·Hz am Ausgang beträgt. Somit lässt sich eine Scheitelwertbegrenzung durchführen (die 2 hö hergewichtigen Bits werden nicht berücksichtigt), wodurch der binäre Bereich am Ausgang auf 4 Bits beschränkt wird.
Die Anmelderin stellte fest, dass es von Vorteil ist, eine solche Filterung des Ausgangs der Korrelatoren über eine Periode (Grenzfrequenz von ca. 250 kHz) durchzuführen, die länger ist als die Periode des Codes W (Frequenz ca. 500 kHz). Indem dann wieder mit 2,5 MHz abgetastet wird, erhält man 5 Abtastwerte pro Chip für den Code W. Es hat sich herausgestellt, dass das ausreicht, um die weiteren Verarbeitungen vorzunehmen, ohne irgendeine Hypothese über die Phase des Codes W anzustellen, und ohne zu versuchen, seinen Takt wieder herzustellen.
Am Eingang der Filterung 2312 beträgt das Nutzband 12,5 MHz (die Hälfte der Abtastfrequenz). Die Blöcke 2312 und 2313 reduzieren das Band auf 1,25 MHz. Es ist das Arbeitsband der Multiplizierer von Block 2315. Am Ausgang der Integratoren 2319 ist das Band auf 50 kHz abgefallen, und man braucht sich keine Gedanken mehr über den Code W zu machen.
Die bei 2313 durchgeführte Wiederabtastung mit 2,5 MHz berücksichtigt einen Kompromiss zwischen der gewünschten Zahl an Abtastwerten pro Chip für den Code W und der erforderlichen Geschwindigkeit der Multiplizierer für die Quadrattransformationen. Man braucht mindestens ein Bit pro Chip für den Code W, vorzugsweise mindestens 2 Bits.
Es ist festzuhalten, dass das so aufgebaute Filter einfach herzustellen und in seinem Funktionsablauf schnell ist.
12A stellt bei 12A1 die Funktion spektrale Rauschleistungsdichte eines erfindungsgemäßen Filters nach der Wiederabtastung mit 2,5 MHz im Vergleich zur Funktion spektrale Rauschleistungsdichte eines Filters vom Typ I & D aus dem Stand der Technik mit Einstellung auf den Takt des Codes W und nach einer Abtastung mit 500 kHz dar (Rechteckkurve 12A2). Es wird davon ausgegangen, dass ein Weißrauschen am Eingang der Filter anliegt.
12B stellt die Übertragungsfunktionen dar. Die gekrümmte Kurve 12B2 in Form von sin X/X entspricht einem Filter vom Typ I & D aus dem Stand der Technik, das mit 25 MHz arbeitet, für welches das äquivalente Rauschband ca. 250 kHz beträgt. Die andere Kurve 12B1 entspricht dem Fall der vorliegenden Erfindung mit einem äquivalenten Rauschband von ca. 400 kHz.
In 7 dient der Block 2315L1P der Regelung der Trägerwelle L1. In diesem Block lässt die Erhebung ins Quadrat die Zweiphasenmodulation durch den Code W (und jeden anderen Begleitcode) verschwinden.
Im Block 2315L1D erfolgt eine Interkorrelation zwischen einerseits dem Code W, der in der Differentialkorrelation vorhanden ist, die an der Trägerwelle L1 mit der lokalen Replik des Codes P vorgenommen wurde, und andererseits dem Code W, der nach der Punktkorrelation in der Trägerwelle L1 mit derselben Replik des Codes P verbleibt. Diese Operation lässt auch die Zweiphasenmodulation durch den Code W verschwinden. Und der Ausgang kann dann dazu dienen, diese lokale Replik des Codes P für die Trägerwelle L1 zu regeln.
In 8 stellt der Block 2315L2P eine Interkorrelation zwischen einerseits dem Code W, der in der Punktkorrelation vorhanden ist, die an der Trägerwelle L1 mit der lokalen Replik des Codes P (erster Operand) durchgeführt wurde, und andererseits dem Code W her, der nach der Punktkorrelation in der Trägerwelle L2 mit einer anderen Replik des Codes P, derjenigen für die Trägerwelle L2 (zweiter Operand), verbleibt. Selbst wenn der Code W bei den beiden Operanden nicht dieselbe Phase hat, lässt auch hier die Quadratoperation die Modulation durch diesen Code W verschwinden.
Die Situation für den Block 2315L2D ist die gleiche, mit der Ausnahme, dass er die Interkorrelation zwischen einerseits dem Code W, der in der Punktkorrelation vorhanden ist, die an der Trägerwelle L1 mit der lokalen Replik des Codes P vorgenommen wurde, und andererseits dem Code W durchführt, der nach der Differentialkorrelation in der Trägerwelle L2 mit dieser anderen Replik des Codes P verbleibt, die der Trägerwelle L2 entspricht.
Die Vorteile, die Erhebung ins Quadrat im Punktkanal für L1 vorzunehmen, sind folgende: die Phase von L1 ist bereits mittels des Codes C/A mit einer guten Genauigkeit bekannt, was es ermöglicht, den Oszillator für Trägerwelle L1 (271L1) bereitzuhalten; außerdem ist die durch die Erhebung ins Quadrat verdoppelte Zweideutigkeit nicht störend, weil sie durch die aus dem Kanal C/A stammende Information aufgehoben werden kann. Darüber hinaus sind die anderen Quadratoperationen von der Art einer Interkorrelation mit diesem Kanal L1P, wodurch im Gegensatz zur Erhebung ins Quadrat, die Zweideutigkeit nicht verdoppelt wird.
Nun werden die Aspekte mehrerer Satelliten und das Baukastenprinzip des erfindungsgemäßen Empfängers beschrieben.
1 zeigt, dass der beschriebene Empfänger einen Aufbau mit einer großen Modularität besitzt, weil dieselben integrierten Schaltungen dazu dienen, die beiden Hochfrequenzempfangsstufen 10-1 und 10-2 zu bilden, während ein paralleler Aufbau mit zwei Verarbeitungsbauteilen 30 und 230 anzutreffen ist, die den Schnittstellen vorgeschaltet sind, die in den Hauptrechner 99 führen. Vorzugsweise ist dieser in zwei zusammengeschaltete Prozessoren DSP unterteilt, und zwar 99A für den Code C/A und 99B für den Code P(Y).
Insgesamt umfasst der Empfänger (11) für den Code P dem Eingangsstufenpaar 2120L1 und 2120L2 vorgeordnet mehrere übereinander angeordnete Schaltungsebenen 2300-0 bis 2300-11, welche die Bauteile zur koinzidenten Verarbeitung des Codes P(Y) für jeweils 12 Satelliten bilden. Ihre interne Schnittstelle 2400 kommuniziert über einen Bus DATA_IN mit einer Mehrkanalschnittstelle 98 für den Code P. Ein weiterer Bus DATA_OUT ist in Prioritätsverkettung („daisy chain") zwischen den verschiedenen Schnittstellen 2400 eingerichtet (siehe 6 für den Kanal mit der Priorität „X"), wobei die letztere mit der Mehrkanalschnittstelle 98 verbunden ist. Die Mehrkanalschnittstelle kommuniziert mit dem Prozessor 99B, der vom Typ DSP ist, über herkömmliche Verbindungen, insbesondere einem Adressen- und einem Datenbus. Das Ganze wird von der Hauptablaufsteuerung 220 getaktet.
Gleichermaßen sind für den Code C/A der Trägerwelle L1 (11) bis zu 16 Ebenen 30-0 bis 30-15 der Schaltung 30 vorgesehen (also 16 Bauteile zur koinzidenten Verarbeitung für den Code C/A). Die Eingänge können diejenigen von 2 (Schaltung 120) oder aber auch GLONASS-Eingänge sein, die auf bekannte Weise bei 120B erhalten werden. Die Eingänge zumindest eines Teils der Ebenen 30 werden von einem Multiplexer 120C gesteuert. Jede Schaltung 30 umfasst eine interne Schnittstelle (die nicht dargestellt ist, aber der Schnittstelle 2400 gleicht), die über die Busse DATA_IN und DATA_OUT mit einer Mehrkanalschnittstelle 97 für den Code C/A kommuniziert. Die Mehrkanalschnittstelle kommuniziert über herkömmliche Verbindungen, insbesondere einem Adressen- und einem Datenbus mit dem Rechner 99A. Das Ganze wird von der Ablaufsteuerung getaktet.
Somit läuft alles über die Schnittstellen am Rechner 99 auf.
Es wurde bereits angegeben, dass die Bauteile 10-1 und 10-2, bis auf die Filter, identisch sind. Dem Fachmann wird klar sein, dass die Bauteile 30 und 230, wenngleich auch unterschiedlich aufgebaut, über zahlreiche ähnliche Funktionalitäten verfügen. Sie können somit in Form integrierter Schaltungen ausgeführt sein, die beide auf wirtschaftliche Weise entworfen sind. Hinzu kommt die Anordnung verschiedener Ebenen übereinander, die von den jeweiligen Bussen gesteuert werden, und wovon jede die vorgenannten Elemente umfasst. Diese Homogenität des Aufbaus ist ein weiteres sehr signifikantes Merkmal des vorgeschlagenen Empfängers, das für sich schon einen Vorteil aufweist.
Außerdem ist durch die beschriebene Modularität die Verarbeitung des Codes P vollkommen von derjenigen des Codes C/A bis in und einschließlich des Bereichs der DSP-Prozessoren 99A und 99B getrennt.
Somit konnte die Anmelderin die folgenden Ziele erreichen:

– einen wettbewerbsfähigen Bifrequenzempfänger vorschlagen, d.h., dessen höhere Kosten gegenüber besseren Monofrequenzempfängern mit einer spürbaren Erhöhung der Leistungen einhergeht,
– einen Bifrequenzempfänger zu bauen, der beständig den Code C/A der Trägerwelle L1, den Code P(Y) der Trägerwelle L1 und den Code P(Y) der Trägerwelle L2 nicht nur in seinem Hochfrequenzteil auswertet, was unverzichtbar ist, sondern auch in seinem digitalen Teil, zunächst im Bereich der Korrelationen, besser im Bereich der Coderegelung, und noch besser im Bereich der Trägerwellenregelungen, was einen permanenten Zugriff auf alle (beobachtbaren) Messwerte über alle Codes und alle Frequenzen bietet,
– das, was vom Code Y bekannt ist, ohne Vorarbeit zu nutzen, das heißt, ohne zu versuchen, Kenntnis über seine Phase zu erlangen,
– einen modular aufgebauten Empfänger auszuarbeiten, insbesondere, indem fast alle Komponenten eines Monofrequenzempfänges übernommen und gleichzeitig die Leistungsvorteile, die in jüngster Zeit von diesen erzielt wurden, beibehalten werden,
– diese Modularität so umzusetzen, dass durch einfaches Hinzufügen von Betriebsmitteln zu einem Monofrequenzempfänger ein Bifrequenzempfänger erhalten wird.

Anstelle der rekursiven digitalen Filterung wäre denkbar, andere Tiefpassfilterungen durchzuführen, insbesondere von der Art gleitendes Mittel, vorausgesetzt, die wesentlichen Merkmale der Anpassung an das Spektrum des Codes mit einem äquivalenten Rauschband in der Größenordnung von 400 bis 500 kHz werden in diesem Beispiel beibehalten. Diese Verfahren würden jedoch zu einer größeren Komplexität der Ausführung führen.
Die hier dargelegten Verfahren bleiben auch ohne vorläufige Verarbeitung eines Kurzcodes (Code C/A) für Systeme (andere als das GPS-System im momentanen Stand der Dinge) gültig, die kürzere Verschlüsselungscodes als der Code P(Y) besitzen könnten.
Andere Varianten sind vorstellbar, beispielsweise die beiden Prozessoren 99A und 99B zu einem einzigen zusammenzufügen, wobei aber dann etwas von der Modularität verloren gehen würde.
Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung mit allen Einrichtungen vollkommen kompatibel, die in der vorgenannten französischen Patentanmeldung Nr. 9712283 beschrieben sind, sowie auch mit dem Gegenstand der französischen Patentanmeldung Nr. 9707488 vom 17. Juni 1997 mit dem Titel „Perfectionnements aux procédés et systémes de locali sation radiosatellitaire en temps réel, notamment du type GPS" (Weiterentwicklungen an den Verfahren und Systemen der Funksatellitenlokalisierung in Echtzeit, insbesondere vom Typ GPS), und auch mit FR-A-2715230, FR-A-2734643 und FR-A-2735240.

Claims

Funknavigationsempfängervorrichtung von dem Typ, der Folgendes umfasst: – Hochfrequenzempfängereinrichtungen (10), um Funknavigationssignale mit zwei Trägerwellen (L1, L2) zu empfangen, die durch Phasenumkehr mit einem pseudozufälligen Code (P(Y)) moduliert wurden, und um für diese zwei Trägerwellen zwei digitale Ausgänge (L1, L2) bereitzustellen, – einen Generator (2080) für erste und zweite Repliken (REP_L1P/D; REP_L2P/D) eines Codes (P), der zumindest teilweise dem Code (P(Y)) entspricht, – einen Generator (2700) für lokale Abbildungen der beiden Trägerwellen, – Korrelationseinrichtungen (2311), um Punkt- und Differentialkorrelationen einerseits (IA1, –QA1, QTA1; IB1, QB1) zwischen dem ersten digitalen Ausgang (L1) und den ersten Coderepliken (REP_L1P/D) und andererseits (IA2, QA2; IB2, QB2) zwischen dem zweiten digitalen Ausgang (L2) und den zweiten Coderepliken (REP_L2P/D) herzustellen, – Einrichtungen (2315), um aus den Punktausgängen (IA1, QA1, QTA1; IA2, QA2) und Differentialausgängen (IB1, QB1; IB2, QB2) der Korrelationseinrichtungen Quadraturtransformierte (L1PI/Q; L2PI/Q; L1DI/Q; L2DI/Q herzustellen, und – Aufbereitungseinrichtungen (99), um die ersten und zweiten Coderepliken (REP_L1P/D; REP_L2P/D) jeweils den Differentialquadratausgängen (L1DI/Q; L2DI/Q entsprechend zu triggern bzw. zu steuern, um auch die Abbildungen der beiden Trägerwellen (271L1, 271L2) jeweils den Punktquadraturausgängen (L1PI/Q; L2PI/Q entsprechend zu steuern, sowie um die Zeitdaten zu verarbeiten, die sich aus diesen Steuervorgängen ergeben, um die Position des Empfängers zu bestimmen, dadurch gekennzeichnet, dass sie zwischen jeder der Korrelationen (2311) und den Quadraturtransformationseinrichtungen (2315) eine digitale Tiefpassfilterung (2312) umfasst, gefolgt von einer Wiederabtastung (2313), die eine Überabtastung des Unterschieds (W) zwischen dem realen Code (P(Y)) und dem Basiscode der ersten und zweiten Repliken darstellt, während die ersten und zweiten Repliken von einem lokalen Oszillator erzeugt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste der Trägerwellen darüber hinaus durch Phasenumkehr mit einem anderen, kürzeren pseudozufälligen Code (C/A) moduliert wird, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Generator (81, 85, 89) für Repliken dieses anderen Codes (CODE A, B, C), einen Generator (71) für eine lokale Abbildung der ersten Trägerwelle, sowie weitere Korrelationseinrichtungen (311, 312) umfasst, die so eingerichtet sind, dass sie Punkt- und Differentialkorrelationen des ersten digitalen Ausgangs (L1) mit Repliken dieses anderen Codes (C/A) bewirken bzw. herstellen, und dass die Aufbereitungseinrichtungen (99) so eingerichtet sind, dass sie zuerst die Repliken dieses anderen Codes nach der Differentialkorrelation, sowie die Abbildung der ersten Trägerwelle nach der Punktkorrelation steuern, um die Steuervorgänge für erste und zweite Coderepliken bereitzuhalten.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Abbildungsgeneratoren für die erste Trägerwelle vollständig getrennt sind (71; 2700).
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassfilterung (2312) durch ein digitales Filter erfolgt, das auf ca. 25 MHz getaktet ist, gefolgt von der Wiederabtastung (2313) mit einem ca. zehnmal niedrigeren Takt.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Quadraturtransformationseinrichtungen (2315) am Ausgang eine digitale Integration umfassen (2319).
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassfilterung (2312) durch ein rekursives digitales Filter erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter folgende rekurrente Gleichung umfasst: yn = yn-1 + k(xn – yn-1)worin x_n, y_n-1 und y_n die laufende Eingangsabtastung, die vorhergehende Abtastung bzw. die aktualisierte Abtastung sind.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassfilterung (2312) mit einer Scheitelwertbegrenzung einhergeht.
Vorrichtung der GPS-Art, nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Approximation des Codes, welcher der Code P ist, und des realen Codes, welcher der Code P(Y) ist, die Grenzfrequenz der Tiefpassfilterung (2312) ca. 250 kHz beträgt.
Vorrichtung der GPS-Art, nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz zwischen der Approximation (P) des Codes und dem realen Code P(Y) ein Interferenzcode (W) mit zumindest annähernd bekanntem Takt ist, wobei der Takt der Wiederabtastung (2313) mindestens zweimal höher ist als der Takt dieses Interferenzcodes (W).
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Quadraturtransformationseinrichtungen (2315) dazu eingerichtet sind, selektiv jeden der Punkt- und Differentialausgänge der Korrelationseinrichtungen (IA1, QA1; IB1, QB1; IA2, QA2; IB2, QB2) mit einem der beiden Punktausgänge zu multiplizieren.
Vorrichtung nach Anspruch 11 in Kombination mit Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Quadraturtransformationseinrichtungen (2315) dazu eingerichtet sind, selektiv jeden der Punkt- und Differentialausgänge der Korrelationseinrichtungen (IA1, QA1; IB1, QB1; IA2, QA2; IB2, QB2) mit dem Punktausgang zu multiplizieren, der sich auf die erste Trägerwelle (IA1, QA1) bezieht.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochfrequenzempfangseinrichtungen als zwei ähnliche Bauteile (10-1, 10-2) eingerichtet sind, die für die erste bzw. zweite Trägerwelle arbeiten.
Vorrichtung nach Anspruch 13 in Kombination mit Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Vielzahl koinzidenter Verarbeitungsbauteile (230) umfasst, die mit den beiden Hochfrequenzverarbeitungsbauteilen verbunden und für den Code (P(Y)) gleichzeitig bei der ersten und der zweiten Trägerwelle, aber für unterschiedliche Satelliten verwendet werden, wobei jedes Bauteil seine eigenen Generatoren für Repliken und Trägerwellenabbildungen, seine eigenen Korrelationseinrichtungen und seine eigenen Quadraturtransformationseinrichtungen umfasst, und dass eine Vielzahl weiterer koinzidenter Verarbeitungsbauteile (30) vorgesehen ist, die mit einem der beiden Hochfrequenzverarbeitungsbautei le verbunden sind und für die erste Trägerwelle und den anderen Code (C/A) für unterschiedliche Satelliten verwendet werden.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Aufbereitungseinrichtungen (99) dazu eingerichtet sind, ständig alle Messwerte zu verwenden, die an der Gesamtheit der Codes und der Trägerwellen der bearbeiteten Satelliten zu beobachten sind.