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Hintergrund der Erfindung
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I. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Positionsortung. Insbesondere
bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein neuartiges und verbessertes
Verfahren sowie eine neuartige und verbesserte Vorrichtung zum Durchführen einer
Positionsortung in einem drahtlosen Kommunikationssystem.
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II. Beschreibung des Standes
der Technik
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Sowohl
die behördliche
Regulierung als auch Kundenanforderungen haben einen Bedarf an Funktionen
für die
Positionsortung zellularer Telefone hervorgerufen. Derzeit ist das
Global Positioning System (GPS) verfügbar, um eine Positionsortung
unter Verwendung eines GPS Empfängers
in Verbindung mit einer Anzahl erdumkreisender Satelliten durchzuführen. Es
ist daher wünschenswert,
die GPS Funktionalität
in ein zellulares Telefon einzubringen.
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Zellulare
Telefone sind allerdings heikel bezüglich Kosten-, Gewichts- und
Energieverbrauchsüberlegungen.
Daher ist das simple Hinzufügen
zusätzlicher
Schaltungselemente zum Durchführen
einer GPS Ortung eine unbefriedigende Lösung für das Vorsehen einer Positionsortungs-Funktionalität in einem
zellularen Telefon. Daher zielt die vorliegende Erfindung darauf
ab, eine GPS Funktionaltät
für ein
zellulares Telefonsystem vorzusehen, welches ein Minimum an Zusatzhardware,
Zusatzkosten und zusätzlichem
Energieverbrauch aufweist.
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US-Patent
5,495,499 beschreibt einen Empfänger
für mittels
Pseudo-Zufallsrauschen (PRN = pseudorandom noise) kodierte Signale.
Eine Abtastschaltung liefert digitale Abtastwerte eines empfangenen
zusammengesetzten Signals an mehrere Empfangskanal-Schaltungen.
Synchronisier-Schaltungen, vorzugsweise nicht-kohärente, liefern
ein Tracking jedweder Phasenverschiebungen im empfan genen Signal
und justieren entsprechend die Frequenz und die Phase eines lokal
erzeugten Träger-Referenzsignals,
auch für
den Fall des Auftretens von Doppler-Störungen
oder von durch die Ionosphäre
hervorgerufenen Störungen.
Autokorrelatoren in jedem der Kanäle bilden eine Verzögerungs-Regelschleife
(delay lock loop), welche die digitalen Abtastwerte des zusammengesetzten
Signals mit lokal erzeugten PRN Codewerten korrelieren, um eine
Vielzahl von (früh,
spät) oder
(pünktlich,
früh-minus-spät) Korrelations-Signalen
zu erzeugen.
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US
Patent 5,117,232 beschreibt eine Vorrichtung und ein Verfahren für die Code-Korrelation von Pseudo-Zufallsrauschen-Codes
(PN = pseudorandom noise) in einem GPS Empfänger, wobei Vorzeichen und
Betragseingabegewichtung für
die Abtastwerte für
In-Phase (I) und Quadratur-Phase (Q) eines empfangenen, mittels
PN-Code modulierten Trägers
genutzt werden. In-Phase Referenzsignale (IREF) und Quadratur-Phase Referenzsignale
(QREF), die durch eine intern erzeugte PN Codereferenz geliefert
werden, werden an eine Vielzahl von I und Q multi-Y-Abgriffs-Korrelatoren/Integratoren
zum Korrelieren mit den I und Q Abtastwerten geleitet. Die Vorrichtung
korreliert die Iund Q Abtastwerte, die durch IF Abtasten oder Basisband-Abtasten
des empfangenen, mittels PN-Code modulierten Trägers gewonnen werden.
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US
Patent 5,781,156 beschreibt einen GPS Empfänger, der eine Antenne aufweist,
welche GPS Signale mit einer RF Frequenz von sichtbaren Satelliten
empfängt.
Ein Herunterkonvertierer ist mit der Antenne gekoppelt, um die RF
Frequenz der empfangenen GPS Signale auf eine Zwischenfrequenz (IF
= intermediate frequency) zu reduzieren, und ein Digitalisierer
tastet die IF GPS Signale mit einer vorherbestimmten Frequenz ab,
um abgetastete IF GPS Signale zu erzeugen. Ein digitaler Signalprozessor
führt die
Berechnung einer Schnellen Fouriertransformation (FFT = Fast Fourier
Transform) der abgetasteten IF GPS Signale durch, um Pseudo-Entfernungs-Informationen
oder Pseudorange-Informationen vorzusehen. Der GPS Empfänger in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
beihnaltet außerdem
die Fähigkeit,
Fehler in seinem lokalen Oszillator, welcher zum Abtasten der GPS
Signale verwendet wird, zu korrigieren. Die Berechnungsgeschwindigkeit
der Pseudo-Entfernungen und die Empfindlichkeit der Berechnung werden
verbessert durch die Übertragung
einer Dopplerfrequenz-Verschiebung der sichtbaren Satelliten von
einer externen Quelle, etwa einer Basisstation, an den Empfänger.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein neuartiges und verbessertes Verfahren
und eine neuartige und verbesserte Vorrichtung für das Durchführen der
Positionsortung in drahtlosen Kommunikationssystemen. Ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung umfaßt
ein Verfahren für
das Durchführen
der Positionsortung, das folgendes aufweist: Empfang von Signalabtastwerten
bzw. Signalabtastungen, Erzeugung einer groben Akquisitionssequenz,
Rotation der erwähnten
groben Akquisitionssequenz was eine rotierte grobe Akquisitionssequenz
ergibt, und Anwenden der rotierten groben Akquisitionssequenz auf
die Signalabtastwerte mit einem Satz von Zeit-Offsets bzw. Zeitversetzungen,
was korrelierte Ausgangsdaten ergibt.
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Somit
wird entsprechend eines ersten Aspekts der vorliegenden Erfindung
ein Verfahren zum Durchführen
der Positionsortung entsprechend Anspruch 1 vorgesehen.
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Entsprechend
eines zweiten Aspekts der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Durchführen der
Positionsortung entsprechend Anspruch 9 vorgesehen.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Die
Merkmale, Ziele und Vorteile von Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung
in Verbindung mit den Zeichnungen deutlicher hervorgehen, in welchen
gleiche Bezugszeichen durchweg entsprechend kennzeichnen und worin:
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1 ein
Blockdiagramm des Global Positioning System (GPS) Wellenform-Generators ist;
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2 ein
stark vereinfachtes Blockdiagramm eines zellularen Telefonsystems
ist, welches in Übereinstimmung
mit der Anwendung von Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist;
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3 ein
Blockdiagramm eines Empfängers
ist;
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4 ein
weiteres Blockdiagramm des in 3 dargestellten
Empfängers
ist;
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5 ein
Empfänger
ist, der in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist;
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6 ein
Flußdiagramm
der Schritte ist, die während
einer Positionsortungs-Operation
durchgeführt werden;
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7 ein
Blockdiagramm eines DSP ist, der in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist;
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8 ein
Flußdiagramm
ist, welches die Schritte darstellt, die während einer Suche durchgeführt werden,
welche in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung durchgeführt
werden;
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9 eine
Zeitlinie ist, welche die Phasen darstellt, über welche Feinsuchen und Grobsuchen
in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung durchgeführt
werden;
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10 eine
Zeitlinie des Suchprozesses ist, wenn dieser in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung durchgeführt
wird;
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11 ein
Diagramm eines Suchraums ist; und
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12 ein
Empfänger
in Übereinstimmung
mit einem weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Ausführungsbeispiele
eines neuartigen und verbesserten Verfahrens und einer neuartigen
und verbesserten Vorrichtung zum Durchführen einer Positionsortung
in drahtlosen Kommunikationssystemen werden beschrieben. Das exemplarische
Ausführungsbeispiel
wird im Kontext des digitalen zellularen Telefonsystems beschrieben.
Während
die Anwendung in diesem Kontext von Vorteil ist, können verschiedene
Ausführungsbeispiele
der Erfindung in verschiedene Umgebungen oder Konfigurationen eingebracht
werden. Im Allgemeinen können
die verschiedenen hierin beschriebenen Systeme durch Software-gesteuerte
Prozessoren, integrierte Schaltungen oder diskrete Logik gebildet
werden, wobei allerdings die Implementierung als integrierte Schaltung
bevorzugt ist. Die Daten, Instruktionen, Befehle, Informationen,
Signale, Symbole und Chips, auf die in der gesamten Anmeidung verwiesen
werden kann, werden vorzugsweise durch Spannungen, Ströme, elektromagnetische
Wellen, magnetische Felder oder Partikel, optische Felder oder Partikel
oder eine Kombination der genannten repräsentiert. Ferner können die
in jedem Blockdiagramm dargestellten Blöcke Hardware oder Verfahrensschritte
repräsentieren.
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1 ist
ein Blockdiagramm des Global Positioning System (GPS) Wellenform-Generators. Der Kreis mit
einem Plus-Zeichen bezeichnet eine modulo-2 Addition. Im Allgemeinen
umfaßt
die GPS Konstellation 24 Satelliten: 21 für die Navigation genutzte Raumfahrzeuge
(SV = space vehicle) und 3 Ersatzeinheiten. Jedes SV weist einen
Takt auf, der mit der GPS Zeit durch das Überwachen von Bodenstationen
synchronisiert wird. Zum Bestimmen einer Position und einer Zeit
verarbeitet ein GPS Empfänger
die von verschiedenen Satelliten empfangenen Signale. Wenigstens
4 Satelliten müssen
genutzt werden, um nach den 4 Unbekannten (x, y, z, Zeit) aufzulösen.
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Jedes
SV überträgt 2 Mikrowellenträger: den
L1 Träger
bei 1575,42 MHz, welcher die für
den Standard-Positionsbestimmungsdienst (SPS = Standard Positioning
Service) genutzten Signale transportiert, und den L2 Träger bei
1227,60 MHz, welcher die für
den Präzisions-Positionsbestimmungsdienst
(PPS = Precision Positioning Service) benötigten Signale transportiert.
PPS wird durch Regierungsbehörden
genutzt und erlaubt eine verbesserte Genauigkeit bei der Positionsbestimmung.
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Der
L1 Träger
wird durch den Groben Akquisitionscode (Coarse Acquisition Code,
C/A Code) moduliert, ein 1023-chip Pseudo-Zufalls-Code, der mit
1,023 MHz übertragen
wird und der für
zivile Positionsortungs-Geräte
genutzt wird. (Der Grobe Akquisitionscode ist nicht zu verwechseln
mit den hier beschriebenen groben und feinen Akquisitionen, welche
beide die Nutzung der C/A Codes erfordern). Jeder Satellit hat seinen eigenen
C/A Code, der sich aller 1 ms wiederholt. Der P Code, welcher für PPS genutzt
wird, ist ein 10,23 MHz Code, welcher eine Länge von 267 Tagen aufweist.
Der P Code erscheint auf beiden Trägern, ist jedoch um 90 Grad
zum C/A Code auf dem L1 Träger
phasenverschoben. Die 50 Hz Navigationsnachricht, welche mittels Exclusiv-ODER
sowohl mit dem C/A Code als auch mit dem P Code vor der Trägermodulation
verknüpft
wird, liefert Systeminformationen wie beispielsweise Satellitenorbits
und Taktkorrekturen.
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Jeder
Satellit besitzt einen verschiedenen C/A Code, der zu einer Codefamilie
gehört,
die Goldene Codes genannt werden. Goldene Codes werden verwendet,
da die Kreuzkorrelation zwischen ihnen klein ist. Der C/A Code wird
durch zwei 10-stufige
Schieberegister erzeugt. Der erste Generator nutzt das Polynom 1+X3+X10, während der
zweite Generator das Polynom 1+X2+X3+X6+X8+X9+X10 nutzt. Der
C/A Code wird erzeugt, indem die Ausgabe des ersten Schieberegisters
mit 2 Bits des zweiten Schieberegisters mittels Exclusiv-ODER verknüpft wird.
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2 ist
ein stark vereinfachtes Blockdiagramm eines zellularen Telefonsystems,
welches in Übereinstimmung
mit der Anwendung von Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist. Mobile Telefone 10 befinden
sich zwischen Basisstationen 12, welche mit einem Basisstations-Controller
(BSC) 14 gekoppelt sind. Eine Mobilvermittlungsstelle (MSC
= Mobile Switching Center), nicht dargestellt, verbindet BSC 14 mit
dem öffentlichen
Telefonnetz (PSTN = Public Switched Telephone Network) 16.
Im Betrieb führen
einige mobile Telefone Telefonverbindungen durch, indem sie mit
Basisstationen 12 in Verbindung stehen, während andere
mobile Telefone im Standby-Modus sind.
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Wie
in US Patent 6,081,229, welches den Titel "System and Method for Determining the
Position of a Wireless CDMA Transceiver" trägt
und welches dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen
ist, beschrieben ist, wird die Positionsortung erleichtert, indem
eine Positions-Anforderungsnachricht übertragen wird, welche "Hilfsinformationen" bzw. "aiding information" enthält, welche es
dem mobilen Telefon erlaubt, das GPS Signal rasch zu akquirieren.
Diese Information beinhaltet die ID Nummer des SV (SV ID), die geschätzte Code-Phase,
die Suchfenstergröße um die
geschätzte
Code-Phase herum und den geschätzten Frequenz-Doppler.
Unter Verwendung dieser Information kann die mobile Einheit die
GPS Signale akquirieren und ihre Ortung rascher bestimmen.
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Ansprechend
auf die Hilfsnachricht stellt die mobile Einheit die GPS Frequenz
ein und beginnt mit dem Korrelieren des empfangenen Signals mit
ihren lokal erzeugten C/A Sequenzen für jene SVs, die durch die Basisstation
mitgeteilt wurden. Die mobile Einheit nutzt die Hilfsinformation,
um den Suchraum einzugrenzen und Doppler-Effekte zu kompensieren,
und erhält
Pseudo-Entfernungen bzw. Pseudo-Ranges
für jeden
Satelliten durch Anwendung einer Zeitkorrelation. Es sei darauf
hingewiesen, daß die
Pseudo-Ranges auf der Zeit der mobilen Einheit basieren (abgeleitet
vom Zeitzähler
des Kombinierersystems des CDMA Empfängers), welche eine verzögerte Version
der GPS Zeit ist.
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Nachdem
diese Information berechnet wurde, sendet die mobile Einheit die
Pseudo-Ranges für
jeden Satelliten (vorzugsweise mit 1/8 Chip Auflösung) und die Zeit, zu welcher
die Messungen vorgenommen wurden, an die Basisstation. Die mobile
Einheit stellt anschließend
wieder CDMA ein, um die Verbindung bzw. Anruf fortzusetzen.
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Nach
Empfang der Informationen nutzt die BSC die Einweg-Verzögerungsschätzung, um
die Pseudo-Ranges aus der Zeit der mobilen Einheit in die Zeit der
Basisstation zu konvertieren und berechnet die geschätzte Position
der mobilen Einheit durch Auflösen
nach dem Schnittpunkt von mehreren Kugeln.
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Ein
weiterer, durch die Hilfsnachricht gelieferter Parameter ist der
Frequenz-Doppler
oder Doppler-Offset. Der Doppler-Effekt wird sichtbar als eine scheinbare Änderung
der Frequenz des empfangenen Signals aufgrund der relativen Geschwindigkeit
zwischen Übertrager
und Empfänger.
Die Auswirkungen des Dopplers auf den Träger werden als Frequenz-Doppler
bezeichnet, während
die Auswirkungen auf das Basisband-Signal als Code-Doppler bezeichnet
werden.
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Im
Fall von GPS ändert
der Frequenz-Doppler die empfangene Trägerfrequenz, so daß die Wirkung die
gleiche ist als würde
mit einem Träger-Offset
demoduliert. Da der GPS Empfänger
der Basisstation für
den gewünschten
Satelliten ein aktives Tracking ausführt, kennt sie den Frequenz-Doppler
aufgrund der Satellitenbewegung. Ferner ist der Satellit so weit
von der Basisstation und der mobilen Einheit entfernt, daß der durch die
mobile Einheit wahrgenommene Doppler effektiv der gleiche ist wie
der durch die Basisstation wahrgenommene Doppler. In einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung nutzt die mobile Einheit einen Rotator im Empfänger, um
den Wert des Frequenz-Dopplers zu korrigieren. Der Frequenz-Doppler weist einen
Bereich von -4500 Hz bis +4500 Hz auf, und die Änderungsrate liegt in der Größenordnung
von 1 Hz/s.
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Die
Auswirkungen des Code-Dopplers bestehen darin, daß sich die
1,023 MHz Chip-Rate ändert,
was effektiv die Breite der empfangenen C/A Code-Chips komprimiert
oder expandiert. In einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung korrigiert die mobile Einheit den Code-Doppler durch
Multiplizieren des Frequenz-Dopplers mit dem Verhältnis 1,023/1575,42.
Die mobile Einheit kann den Code-Doppler anschließend über der
Zeit korrigieren, indem die Phase der empfangenen IQ Abtastwerte
in 1/16 Chip Schritten verdreht wird (d.h. in die Phase eine Verzögerung eingebracht
wird), falls erforderlich.
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3 ist
ein Blockdiagramm des Empfängerteils
eines zellularen Telefons (drahtlose Teilnehmereinheit). Die empfangene
Wellenform 100 wird modelliert während das C/A Signal c(n) mit
einem Träger
mit der Frequenz wc + wd moduliert
wird, wobei wc die Nenn-Trägerfrequenz
1575,42 MHz ist und wd die Doppler-Frequenz
ist, die durch die Satellitenbewegung hervorgerufen wird. Die Doppler-Frequenz
reicht von 0, wenn der Satellit unmittelbar oberhalb ist, bis etwa
4,5 kHz in ungünstigsten
Fall. Der analoge Teil des Empfängers
kann modelliert werden als eine Demodulation mit einem Träger mit
der Frequenz wr und einer zufälligen Phase θ, gefolgt
von einer Tiefpaß-Filterung.
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Das
resultierende Basisband-Signal wird durch einen A/D-Konverter (nicht
dargestellt) geleitet, um die digitalen Abtastwerte für I und
Q zu erzeugen, welche gespeichert werden, so daß sie wiederholt abgesucht werden
können.
Die Abtastwerte werden mit dem Doppelten der C/A Code Chip-Rate
(chip x 2) erzeugt, welches eine niedrigere Auflösung ist, als für die Durchführung des
Feinsuch-Algorithmus' notwendig ist, wodurch jedoch
das Speichern von 18 ms Abtastdaten in einem Speicher vernünftiger
Größe ermöglicht wird.
Im Allgemeinen ist es erstrebenswert, die Suche über einen Bereich von mehr
als 10 ms durchzuführen,
um die Akquise unter den meisten Umweltbedingungen zu ermöglichen,
wobei 18 ms eine bevorzugte Integrationsdauer ist. Diese Umweltbedingungen
beinhalten den Betrieb drinnen oder den Betrieb, bei dem kein direkter
Sichtkontakt zum Satelliten besteht.
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Im
Betrieb werden die Abtastwerte bzw. Abtastungen zuerst durch einen
Rotator 102 rotiert, um den Doppler-Frequenz-Offset bzw.
die Doppler-Frequenz-Verschiebung zu korrigieren. Die rotierten
Abtastwerte für
I und Q werden mit den verschiedenen Offsets für die C/A Sequenz des Satelliten
korreliert, und die resultierenden Produkte werden über Nc Chips
durch Integratoren 104 kohärent integriert. Die kohärenten Integrationssummen
werden quadriert und zusammenaddiert, um den Effekt des unbekannten
Phasen-Offset θ zu entfernen.
Um den Hypothesen-Test
für einen
speziellen Offset zu verbessern, werden mehrere kohärente Intervalle
nicht-kohärent
kombiniert. Diese Entspreizung wird wiederholt mit verschiedenen
Zeit-Offsets wiederholt, um den Zeit-Offset des Satellitensignals
aufzufinden. Der Rotator 102 entfernt den Frequenz-Doppler,
der durch die Bewegung des Satelliten hervorgerufen wird. Er nutzt
die Doppler-Frequenz, die durch die Basisstation (vorzugsweise quantisiert
in 10 Hz Intervalle) spezifiziert wurde und rotiert die Abtastwerte
für I und
Q, um den Frequenz-Offset zu entfernen.
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Die
Rotation kann nur über
das kohärente
Integrationsfenster kontinuierlich sein. Das bedeutet, daß der Rotator
zwischen kohärenten
Integrationsperioden von beispielsweise 1 ms stoppt. Jede resultierende Phasendifferenz
wird durch das Quadrieren und Summieren eliminiert.
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4 ist
ein weiteres Blockdiagramm eines Empfängers, wobei der Rotator-Teil
des Empfängers
mit weiteren Details dargestellt ist.
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5 ist
ein Empfänger,
der in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist. Dieses Ausführungsbeispiel der Erfindung
nutzt die Fähigkeit
aus, den Rotator zwischen kohärenten Integrationsperioden
stoppen zu können,
indem die lokal erzeugte C/A Sequenz anstelle der Eingabe-Abtastwerte
rotiert wird.
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Wie
dargestellt wird die C/A Sequenz c(n) durch Anwendung der sinusförmigen Funktionen
sin(WdnTC) und cos(WdnTC) rotiert und
anschließend
gespeichert. Die Rotation der C/A Sequenz muß für jeden Satelliten nur einmal
vorgenommen werden. Daher verringert das Rotieren der C/A Sequenz
die Menge notwendiger Berechnungen. Außerdem wird Speicher in dem
in einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung für
diese Berechnung verwendeten DSP gespart.
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Eine
weitere bedeutsame Beeinträchtigung,
welche die Leistungsfähigkeit
des Algorithmus zur Positionsortung verschlechtert, ist der Frequenzfehler
des internen Taktsignals bzw. des Signals der internen Taktuhren
der mobilen Einheiten. Es ist dieser Frequenzfehler, welcher die
Verwendung kurzer kohärenter
Integrationszeiten, in der Größenordnung
von 1 ms, bedingt. Es ist jedoch wünschenswert, die kohärente Integration über längere Zeitperioden
durchzuführen.
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In
exemplarischen Konfigurationen ist die frei laufende (interne) Taktuhr
eines lokalen Oszillators einer Mobilstation ein 19,68 MHz Kristall,
der eine Frequenzabweichung von +/-5ppm aufweist. Dies kann große Fehler
in der Größenordnung
von +/- 7500 Hz verursachen. Dieser Takt bzw. diese Taktuhr wird
verwendet, um die Träger
zu erzeugen, die für
die Demodulation der GPS Signale verwendet werden, und der Taktfehler wird
somit die Signalakquisitionszeit vergrößern. Da die für die Suche
zur Verfügung
stehende Zeit sehr kurz ist, sind Fehler dieser Größenordnung
aufgrund der Frequenzabweichung nicht hinnehmbar und müssen erheblich
reduziert werden.
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Um
längere
kohärente
Integrationszeiten zu ermöglichen,
korrigiert der CDMA Empfänger
in einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung den lokalen Oszillatorfehler, in dem er das vom CDMA
Piloten akquirierte Timing oder eine beliebige andere verfügbare Quelle
mit Timing-Informationen verwendet. Dies liefert ein Steuersignal,
weiches verwendet wird, um den lokalen Oszillator-Takt so genau
wie möglich
auf 19,68 MHz einzustellen. Das Steuersignal, welches an den lokalen
Oszillator-Takt angelegt wird, wird eingefroren, wenn die RF bzw.
HF Einheit von CDMA auf GPS umschaltet.
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Selbst
nachdem die Korrektur unter Verwendung der Timing-Information von
der Basisstation (oder einer anderen Quelle) durchgeführt wurde,
verbleibt ein zusätzlicher
Taktfehler. In einem Ausführungsbeispiel der
Erfindung beträgt
die resultierende Frequenz-Unschärfe
nach der Korrektur +/- 100 Hz. Dieser verbleibende Fehler reduziert
weiterhin die Leistungsfähigkeit
des Empfängers
und verhindert im A1lgemeinen längere kohärente Integrationszeiten.
In einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird der verbleibende Fehler einfach dadurch vermieden,
daß die
nicht-kohärente
Integration für
eine Dauer von mehr als 1 ms durchgeführt wird, was die Leistungsfähigkeit
reduziert.
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Wie
ebenfalls in 1 gezeigt werden die 50 Hz NAV/Systemdaten
ebenfalls auf den L1 Träger
aufmoduliert. Wenn ein Datenübergang
(0 zu 1 oder 1 zu 0) zwischen den zwei Hälften eines kohärenten Integrationsfensters
stattfindet, wird die resultierende kohärente Integrationssumme Null
sein, da die beiden Hälften einander
auslöschen
werden. Dies reduziert letztlich die Anzahl nicht-kohärenter Akkumulationen
im ungünstigsten
Fall um Eins. Obgleich die Datenbegrenzungen aller Satelliten synchronisiert
sind, erreichen sie die mobile Einheit aufgrund der Differenzen
in der Wegeverzögerung
nicht gleichzeitig. Diese Wegeverzögerung führt letztlich zu einer Zufallsverteilung
der empfangenen Datenphase.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung besteht das Problem der verschiedenen Datenphasen
der verschiedenen Signale darin, die Datenphase in die Hilfsinformation
aufzunehmen, die von der Basisstation an die mobile Einheit gesendet
wird. Da die Basisstation die 50 Hz Daten demoduliert, ist bei der
Basisstation be kannt, wann die Datenübergänge für jeden Satelliten auftreten.
Unter Verwendung der bekannten Einweg-Verzögerung kann die Basisstation
die Datenphase beispielsweise in 5 Bits (pro Satellit) kodieren,
welche anzeigen, in welchem Millisekunden-Intervall (von insgesamt
20) der Datenübergang
stattfindet.
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Falls
das kohärente
Integrationsfenster die 50 Hz Datenbegrenzung überspannt, wird die kohärente Integration
in zwei (2) Teilabschnitte aufgeteilt. Ein Teilabschnitt geht der
Datenbegrenzung voraus und ein Teilabschnitt folgt der Datenbegrenzung
nach. Falls beispielsweise En1 die kohärente Integrationssumme über das
Fenster ist, welches der Datenbegrenzung der ersten Hälfte dieses
Fensters vorangeht, und En2 die kohärente Integrationssumme über das
Fenster ist, welches der Datenbegrenzung folgt, dann wählt die
mobile Einheit das Maximum (des Betrags) von (En1 + En2) (falls
die Daten gleich geblieben sind) und (En1 – En2) (falls sich die Daten
geändert
haben), um die Phasenänderung
zu berücksichtigen.
Die mobile Einheit hat die Option, ein nicht-kohärentes Kombinieren der beiden
Hälften über dieses
Datenfenster durchzuführen
oder dieses Datenfenster vollständig
zu vermeiden.
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In
einem alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung versucht die mobile Einheit, die Datenübergänge ohne
die Hilfsinformation von der Basisstation aufzufinden, indem sie
das Betragsquadrat der Summe und der Differenz einer 1 ms kohärenten Integration
vergleicht.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird ein Firmware-basierter Ansatz mit einem DSP (Digitaler
Signalprozessor) genutzt, um die GPS Verarbeitung durchzuführen. Der
DSP empfängt
die Abtastwerte für
Iund Q mit einer Rate von chip x 2 (2,046 MHz) oder chip x 8 (8,184
MHz) und speichert eine Momentaufnahme der 4-bit Abtastwerte für Iund Q
in seinem internen RAM.
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In
dem exemplarischen Ausführungsbeispiel
erzeugt der DSP die C/A Sequenz, führt die Rotation zum Eliminieren
des Frequenz-Dopplers durch und korreliert über das von der Basisstation
für jeden
der Satelliten gelieferte Suchfenster. Der DSP führt die kohärente Integration und das nicht-kohärente Kombinieren
durch und dreht einen IQ Abtastwert-Dezimator nach Bedarf, um den
Code-Doppler zu kompensieren.
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Um
Berechnungsaufwand und Speicher zu sparen, wird die anfängliche
Suche mit einer Auflösung von ½ Chip
durchgeführt
und eine feinere Suche, die eine 1/8 Chip (höhere) Auflösung liefert, wird um den besten
Index (oder die besten Indizes) herum durchgeführt. Die Systemzeit wird erhalten,
indem Hardware-generierte 1 ms Interrupts (abgeleitet vom lokalen
Oszillator) gezählt
werden.
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Zusätzlich wird
in einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung die Feinsuche durchgeführt, indem die chip x 8 Abtastwerte
(höhere
Auflösung) über die
Dauer eines Chips mit verschiedenen chip x 8 Offsets akkumuliert
werden. Die Korrelationscodes werden auf die akkumulierten Werte
angewandt, was Korrelationswerte ergibt, die mit dem jeweiligen
chip x 8 Offset variieren. Dies ermöglicht die Bestimmung des Code-Offset
mit einer Auflösung
von chip x 8.
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6 ist
ein Flußdiagramm,
welches die Schritte darstellt, die in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung durchgeführt
werden, um während
einer Positionsortungs-Prozedur den lokalen Oszillatorfehler zu
korrigieren. Im Schritt 500 wird bestimmt, ob der lokale
Oszillator kürzlich
korrigiert wurde. Falls nicht, wird der Pilot von der Basisstation
akquiriert und der Fehler des lokalen Oszillators wird in Schritt 502 durch
Vergleich mit dem Timing des Piloten bestimmt, und ein Korrektursignal
wird basierend auf diesem Fehler erzeugt.
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Der
Ablauf führt
dann zu Schritt 504, in welchem das Korrektursignal auf
seinem aktuellen Wert eingefroren bzw. festgehalten wird. Im Schritt 506 wird
in den GPS Modus eingetreten, und die Positionsortung wird unter
Verwendung des korrigierten Taktsignals durchgeführt. Sobald die Positionsortung
durchgeführt wurde,
verläßt die mobile
Einheit den GPS Modus.
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7 ist
eine Darstellung eines DSP Empfängersystems,
welches in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist. Der DSP führt die gesamte Suchoperation
mit minimaler Zusatz-Hardware durch. Ein DSP Kern 308,
ein Modem 306, eine Schnittstelleneinheit 300,
ein ROM 302 und ein Speicher (RAM) 304 sind mittels
eines Bus 310 gekoppelt. Schnittstelleneinheit 300 empfängt RF Abtastwerte von
einer RF Einheit (nicht dargestellt) und liefert die Abtastwerte
an das RAM 304. Die RF Abtastwerte können in einer groben oder in
einer feinen Auflösung
gespeichert werden. Der DSP Kern 308 verarbeitet die im
Speicher gespeicherten Abtastwerte unter Verwendung von Anweisungen
bzw. Instruktionen, die sowohl in ROM 302 als auch im Speicher 304 gespeichert
sind. Speicher 304 kann mehrere "Bänke" aufweisen, wobei
einige dieser Bänke
Abtastwerte und einige dieser Bänke
Anweisungen speichern. Das Modem 306 führt in einem Normalmodus die
CDMA Verarbeitung durch.
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8 ist
ein Flußdiagramm
der während
der Positionsortungs-Operation durchgeführten Schritte. Eine Positionsortungs-Operation
beginnt, wenn die Hilfsnachricht empfangen wurde, und das RF System
wird im Schritt 600 auf die GPS Frequenzen umgeschaltet.
Wenn die RF auf das Empfangen von GPS umgeschaltet ist, wird die
Schleife zum Frequenz-Tracking fest eingestellt. Der DSP empfängt Hilfsinformationen
vom Mikroprozessor des Telefons und sortiert die Satelliten nach
Doppler-Betrag.
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Im
Schritt 602 werden die groben Suchdaten innerhalb des DSP
RAM gespeichert. Der DSP empfängt über einige
hundert Mikrosekunden Eingabedaten, um einen Rx AGC einzustellen.
Der DSP stellt die Zeit fest und beginnt mit dem Speichern eines
18 ms Fensters (DSP Speicherbegrenzung) von chip x 2 IQ Daten in seinem
internen RAM. Ein zusammenhängendes
Fenster von Daten wird genutzt, um den Einfluß von Code-Doppler zu verringern.
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Sobald
die Daten gespeichert sind, wird im Schritt 604 eine grobe
Suche durchgeführt.
Der DSP beginnt die grobe Suche (mit Auflösung chip x 2). Für jeden
Satelliten erzeugt der DSP den C/A Code, rotiert den Code basierend
auf dem Frequenz-Doppler und korreliert über das durch die Basisstation
festgelegte Suchfenster durch wiederholte Anwendung des C/A Codes
auf die gespeicherten groben Suchdaten. Satelliten werden über das
gleiche 18 ms Datenfenster verarbeitet, und die beste chip x 2 Hypothese,
die einen Schwellwert übersteigt,
wird für jeden
Satelliten gewonnen. Obgleich eine kohärente Integrationszeit von
2 ms (mit 9 nicht-kohärenten
Integrationen) in einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung genutzt wird, können
auch längere
kohärente
Integrationszeiten genutzt werden (beispielsweise 18 ms), obgleich
vorzugsweise nur dann, wenn zusätzliche
Einstellungen, wie weiter unten beschrieben, vorgenommen werden.
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Sobald
die grobe Suche durchgeführt
wurde, wird in Schritt 606 eine feine Suche durchgeführt. Vor dem
Beginn der Feinsuche berechnet der DSP den rotierten C/A Code für jeden
der Satelliten. Dies ermöglicht es
dem DSP, die Feinsuche in Echtzeit durchzuführen. Beim Durchführen der
Feinsuche (mit einer Auflösung von
chip x 8) werden die Satelliten nacheinander über verschiedene Daten bearbeitet.
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Der
DSP dreht zunächst
den Dezimator, um den Code-Doppler des (der) gegebenen Satelliten
zu kompensieren. Der DSP setzt außerdem den Rx AGC Wert zurück, während auf
die nächste
1 ms Begrenzung gewartet wird, bevor ein kohärentes Fenster von chip x 8
Abtastwerten mit einer Dauer von 1 ms gespeichert wird.
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Der
DSP verarbeitet 5 zusammenhängende
Hypothesen mit einer chip x 8 Auflösung über das kohärente Integrationsfenster mit
einer Dauer von 1 ms, wobei die mittlere Hypothese die beste aus
der groben Suche erhaltene Hypothese ist. Nach dem Verarbeiten des
nächsten
1 ms Fensters werden die Ergebnisse kohärent kombiniert und diese 2
ms Summe wird für
alle Nn Iterationen nicht-kohärent
kombiniert.
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Dieser
Schritt (beginnend mit dem Drehen des Dezimators) wird für die gleichen
Daten für
den nächsten
Satelliten wiederholt, bis alle Satelliten verarbeitet wurden. Falls
der Code-Doppler für
2 Satelliten im Betrag ähnlich
ist, kann es möglich
sein, beide Satelliten über
die gleichen Daten zu verarbeiten, um die Anzahl der erforderlichen
Datensätze
zu reduzieren. In ungünstigsten
Fall werden 8 Sätze
von 2*Nn Datenfenstern mit je 1 ms Dauer für die Feinsuche verwendet.
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In
Schritt 608 werden schließlich die Ergebnisse an den
Mikroprozessor gemeldet und der Vocoder-Prozeß wird innerhalb des DSP neu
gestartet, damit die Verbin dung fortgesetzt werden kann. Der DSP meldet
Pseudo-Ranges bzw. Pseudo-Entfernungen
an den Mikroprozessor, welcher diese an die Basisstation weiterleitet.
Nachdem der Mikroprozessor den Vocoder-Programmcode in den DSP Speicher
erneut geladen hat, löscht
der DSP seinen Datenspeicher und startet den Vocoder neu.
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9 ist
ein Diagramm, welches die Feinsuche darstellt, welche nach der groben
Suche durchgeführt wird.
Nach dem Isolieren der besten chip x 2 Phase in der groben Suche
führt der
DSP eine Feinsuche um diese Phase herum durch, um eine Auflösung von
chip x 8 zu erhalten.
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Die
5 in der Feinsuche zu vergleichenden Phasen sind innerhalb eines
Rechtecks dargestellt. Die beste chip x 2 Phase wird erneut evaluiert,
so daß Vergleiche über den
gleichen Datensatz vorgenommen werden können. Dies ermöglicht außerdem die
Verwendung von verschiedenen Integrationszeiten für die grobe
Suche und die Feinsuche. Die Feinsuche wird gesondert für jeden
Satelliten durchgeführt,
da jeder Satellit einen anderen Wert für den Code-Doppler aufweisen
kann.
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10 liefert
eine Zeitlinie des Suchprozesses, wenn dieser in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung durchgeführt
wird. Die gesamte Verarbeitungszeit (grobe + feine Suche) wird in einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung in ungefähr
1,324 Sekunden durchgeführt,
wodurch die Verbindung unterbrochen wird, was aber dennoch die Fortsetzung
der Verbindung erlaubt, sobald die Suche durchgeführt wurde.
Die Gesamt-Suchzeit von 1,324 Sekunden ist eine obere Grenze, da
hierfür
angenommen wird, daß der
DSP alle 8 Satelliten absuchen muß und daß jeder Satellit ein Suchfenster
von 68 Chips aufweist. Die Wahrscheinlichkeit, daß die vollständigen 1,324
Sekunden erforderlich werden, ist hingegen aufgrund der Geometrie
der Satellitenorbits sehr klein.
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Während der
ersten 18 ms 80 werden IQ Abtastwertdaten mit der GPS Frequenz gesammelt.
Während
der Zeitspanne 82 wird eine grobe Suche intern durchgeführt, welche
bis zu 1,13 Sekunden dauern kann, die jedoch wahrscheinlich früher beendet
wird, wenn die Satellitensignale identifiziert sind. Sobald die
grobe Suche durchgeführt
wurde, werden die C/A Codes während
der Zeitspanne 84 berechnet, was 24 ms beansprucht. Während der
Zeitspannen 86 wird der Drehwert für den Code-Doppler eingestellt,
und der Rx AGC wird weiter justiert. Während der Zeitspannen 88 werden
Feinsuchen mit den IQ Datenabtastwerten durchgeführt, wobei während der
Zeitspannen 86 eine kontinuierliche Justierung durchgeführt wird.
Die Verwendung von 18 ms Integrationszeiten erlaubt die Vernachlässigung
des Code-Dopplers, da die empfangene C/A Code-Phase um weniger als
ein 1/16 eines Chips verschoben sein wird. Bis zu acht Sequenzen
von Justierungen und Feinsuchen werden für bis zu acht Satelliten durchgeführt, wonach
die Prozedur zur Positionsortung vollständig ist.
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In
einigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung kann das Telefon zusätzlich damit fortfahren, auf
der Rückwärtsverbindung
Rahmen zur Basisstation zu übertragen,
während
die Prozedur zur Positionsortung durchgeführt wird. Diese Rahmen können Null-Informationen
aufweisen, einfach um es der Basisstation zu ermöglichen, die Synchronisation
mit der Teilnehmereinheit aufrecht zu erhalten, oder die Rahmen
können
Informationen enthalten, wie beispielsweise Leistungssteuerungs-Kommandos oder Informationsanforderung. Die Übertragung
dieser Rahmen wird vorzugsweise durchgeführt, wenn die GPS Abtastwerte
nicht gesammelt werden und die RF Schaltung verfügbar ist, oder, falls eine
ausreichende RF Schaltung vorhanden ist, auch während GPS Abtastwerte gesammelt
werden.
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Obgleich
die Verwendung einer Integrationszeit von 18 ms die Auswirkungen
des Code-Dopplers vermeidet, kann die Übertragung von Daten über GPS
Signale mit einer Rate von 50 Hz Probleme verursachen, falls ein
Datenwechsel innerhalb der Verarbeitungsspanne von 18 ms auftritt
(wie weiter oben beschrieben). Der Datenwechsel führt zu einer
Verschiebung der Phase des Signals. Die 50 Hz Datenbegrenzungen
treten für
jeden Satelliten an verschiedenen Orten auf. Die Phasen der 50 Hz Übergänge sind
effektiv zufällig
durch die variierenden Pfadlängen
von jedem der Satelliten zu dem Telefon.
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Im
ungünstigsten
Fall, nämlich
falls das Datenbit in der Mitte eines kohärenten Integrationsintervalls invertiert
wurde, kann die kohärente
Integration völlig
ver nichtet werden. Aus diesem Grund muß in einem alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung die Basisstation die Datenübergangs-Begrenzungen für jeden Satelliten
an das Telefon kommunizieren (ebenfalls weiter oben beschrieben).
Vorzugsweise ist die Datenübergangs-Begrenzung
ebenfalls in der von der Basisstation übertragenen Hilfsnachricht
enthalten (beispielsweise in einem Satz von Nachrichten mit je fünf Bit,
welche ein Millisekunden-Intervall anzeigen, in welchem der Übergang
für jeden
Satelliten stattfindet). Das Telefon nutzt diese Begrenzung zum
Aufteilen des kohärenten
Integrationsintervalls für
jeden der Satelliten in 2 Teilstücke
und zum Entscheiden, ob die kohärenten
Integrationssummen in diesen 2 Intervallen zu addieren oder zu subtrahieren
sind. Somit wird durch das Einfügen der
Datenbegrenzung eines jeden GPS Signals die Zuverlässigkeit
der Ortungsprozedur erhöht.
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Im
exemplarischen Ausführungsbeispiel
der Erfindung erzeugt jede Frequenzunschärfe einen Verlust in Ec/Nt,
welcher sich mit der kohärenten
Integrationszeit vergrößert. Für das Beispiel
einer Unschärfe
von +/- 100 Hz vergrößert sich
der Verlust von Ec/Nt rasch mit einer Vergrößerung der kohärenten Integrationszeit, wie
in Tabelle Idargestellt.
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Wie
ebenfalls bereits festgestellt existiert stets ein unbekannter Frequenz-Offset
des lokalen Oszillators der mobilen Einheit. Es ist dieser unbekannte
Frequenz-Offset,
der die Durchführung
einer längeren
kohärenten
Entspreizung und Integration verhindert. Eine längere Kohärente würde die Verarbeitung verbessern, falls
die Auswirkungen des unbekannten Frequenz-Offsets verringert werden
könnten.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird dieser unbekannte Frequenz-Offset berücksichtigt, indem der Suchraum
auf 2 Dimensionen ausgedehnt wird und Frequenzsuchen einschließt. Für jede Hypothese
werden mehrere Frequenzsuchen durchgeführt, wobei für jede Frequenzsuche
angenommen wird, daß der Frequenz-Offset
ein bekannter Wert ist. Durch räumliches
Beabstanden der Frequenz-Offsets kann die Frequenz-Unschärfe auf
einen beliebig kleinen Wert reduziert werden, allerdings auf Kosten
zusätzlichen
Berechnungs- und Speicheraufwands. Für das Beispiel von 5 verwendeten
Frequenzhypothesen ist der resultierende Suchraum in 11 dargestellt.
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Für eine +/-
100 Hz Frequenzunschärfe,
was der typischen Betriebsspezifikation einer mobilen Einheit entspricht,
reduziert diese Konfiguration den maximalen Frequenz-Offset auf
20 Hz (eine der Hypothesen muß innerhalb
von 20 Hz Abweichung vom tatsächlichen
Frequenz-Offset liegen). Mit einer kohärenten Integrationszeit von
20 ms beträgt
der Verlust bezüglich
Ec/Nt 2,42 dB bei einem Frequenz-Offset von 20 Hz. Durch eine Verdopplung
der Anzahl der Frequenz-Hypothesen
auf 10 kann die Frequenzunschärfe
auf 10 Hz verringert werden, was einen Ec/Nt Verlust von 0,58 dB
bewirkt. Allerdings erweitern die zusätzlichen Hypothesen den Suchraum,
was sowohl den Berechnungsaufwand als auch die Speicheranforderungen
erhöht.
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Ein
Ausführungsbeispiel
der Erfindung berechnet die Frequenz-Hypothese, indem der Frequenz-Offset
mit dem Frequenz-Doppler zusammengelegt und anschließend ein
neuer rotierter PN Code für
jede Frequenz-Hypothese berechnet wird. Allerdings macht dies die
Anzahl der Frequenz-Hypothesen zu einem multiplikativen Faktor bei
der gesamten Berechnung: 5 Frequenz-Hypothesen würden den 5-fache Berechnungsaufwand bedeuten.
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Da
die Frequenzunschärfe
klein gegenüber
dem Frequenz-Doppler ist, kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel
die Rotationsphase alternativ als konstant über ein Intervall von 1 ms
(8% einer Periode für eine
80 Hz Hypothese) betrachtet werden. Durch Aufteilen des kohärenten Integrationsintervalls
in Subintervalle von 1 ms werden deshalb die Integrationssummen
der Subintervalle rotiert, um den zusätzlichen Berechnungsaufwand
zu reduzieren, der erforderlich ist, um die Frequenzsuchen auf drei
Größenordnungen
zu berechnen. Im Ergebnis kann eine längere kohärente Entspreizung durchgeführt werden,
und die Leistungsfähigkeit
kann verbessert werden.
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12 ist
ein Blockdiagramm eines Empfängers,
der in Übereinstimmung
mit der Verwendung des Ansatzes mit längerer kohärenter Entspreizung konfiguriert
ist. Der erste Satz von Multiplizierern 50 kompensiert
den Frequenz-Doppler durch Korrelieren der IQ Abtastwerte mit einem
rotierten C/A Code. Dies ist äquivalent
zum Rotieren der IQ Abtastwerte vor deren Korrelation mit dem unmodifizierten
C/A Code. Da der Frequenz-Doppler 4500 Hz erreichen kann, wird die
Rotation für
jeden Chip angewendet. Nach einer kohärenten Integration über ein
1 ms Intervall (1023 Chips) unter Verwendung von Akkumulatoren 52 rotiert
der zweite Satz von Multiplizierern 54 die 1 ms Integrationssummen
(ΣI und ΣQ), um die Frequenz-Hypothese zu implementieren. Die rotierten
Summen werden dann über
das gesamte kohärente
Integrationsintervall addiert.
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Es
sei daran erinnert, daß die
Rotation betreffend den Frequenz-Doppler nur mit 1023 Chips berechnet wurde,
um Speicher und Berechnungsaufwand zu sparen. Für kohärente Integrationszeiten von
mehr als i ms wird jede kohärente
Integrationssumme mit einem Phasen-Offset multipliziert, um die
Phase der Rotation bezüglich
der Zeit kontinuierlich zu gestalten. Mathematisch dargestellt kann
die kohärente
Integrationssumme über
1 ms mit Rotation betreffend den Frequenz-Doppler wie folgt ausgedrückt werden:
wobei
I(n) und Q(n) die Eingabe-Abtastwerte sind, die entsprechend über die
Kanäle
I und Q empfangen wurden, c(n) ist der nicht-rotierte C/A Code,
w
d ist der Frequenz-Doppler und T
c ist das Chip-Intervall (0,9775 μs). Eine
2 ms kohärente
Integrationssumme kann ausgedrückt
werden als:
-
Hier
bezeichnet S
1 die erste 1 ms Integrationssumme
und S
2 die zweite 1 ms Integrationssumme,
die unter Verwendung der gleichen rotierten C/A Werte berechnet
wird, die auch für
S
1 genutzt werden. Der Term e
–jwd(1023)Tc ist
der Phasen-Offset,
der die Verwendung der gleichen rotierten Werte kompensiert. Gleichermaßen kann
eine 3 ms kohärente
Integrationssumme ausgedrückt
werden als:
-
Somit
sollte die (n + 1) 1 ms Integrationssumme mit e
–jwdn(1
ms) multipliziert werden, bevor sie zur Gesamtsumme addiert
wird, um die Integrationszeit zu erweitern, wenn die gleiche rotierte
C/A Sequenz mit 1023 Elementen genutzt wird. Da dies eine Rotation
der 1 ms Integrationssummen ist, kann diese Operation mit der Frequenzsuche
kombiniert werden, um zu vermeiden, daß 2 Rotationen durchzuführen sind.
Das bedeutet, da gilt
daß die (n + 1)-te 1 ms Integrationssumme
mit e
–j(wd+wh)n(1
ms) multipliziert werden kann, um eine Frequenz-Hypothese
abzusuchen und den Phasen-Offset des Frequenz-Dopplers zu berücksichtigen.
-
Es
sei darauf hingewiesen, daß die
Frequenzsuche reduziert werden kann, nachdem ein Satellit akquiriert
wurde, da die Frequenz-Unschärfe
nicht vom Satelliten abhängt.
Eine viel feinere Frequenzsuche kann durchgeführt werden, wenn eine längere kohärente Integration
erwünscht
ist.
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Im
exemplarischen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird die Feinsuche ähnlich der groben Suche durchgeführt, jedoch
mit 2 Abweichungen. Erstens, die Integrationsintervalle werden stets
kohärent
addiert anstelle des Quadrierens und nichtkohärenten Addierens. Zweitens,
die Rotation zum Entfernen der Frequenz-Unschärfe (welche nach der groben
Suche bekannt sein sollte) wird mit dem Phasen-Offset des Frequenz-Doppler
kombiniert und verwendet, um die 1 ms kohärenten Integrationsintervalle
vor dem Zusammenaddieren zu rotieren.
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In
einem alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird das kohärente
Integrationsfenster mit chip x 2 Daten über Integrationszeiten integriert,
die größer sind
als 18 ms. Dieses Ausführungsbeispiel
ist nützlich,
wenn zusätzlicher
Speicher zur Verfügung
steht. Für
kohärente
Integrationen, die länger
als 18 ms dauern, werden die 50 Hz Datenbegrenzungen genauso behandelt
wie bei kürzeren
Integrationsperioden. Die Basisstation zeigt an, wo sich die Begrenzungen
für jeden
der Satelliten befinden, und der DSP entscheidet, ob die Summe von
20 1 ms kohärenten
Integrationsintervallen zu seiner fortlaufenden Summe zu addieren oder
von dieser zu subtrahieren ist.
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Da
allerdings das Produkt aus der Frequenz-Unschärfe und der Integrationszeitkonstante
den Verlust bezüglich
Ec/Nt beeinflußt,
muß die
Frequenz-Unschärfe
im Fall langer kohärenter
Integrationsintervalle auf sehr kleine Werte reduziert werden. Da
eine Integration über
20 ms bei einer Frequenz-Unschärfe
von 20 Hz in einem Verlust bezüglich
Ec/Nt von 2,42 dB resultiert, erfordert eine Integrationszeit von
400 ms die Reduzierung der Frequenz-Unschärfe auf 1 Hz, um den gleichen
Verlust zu wahren. Um dieses Problem zu korrigieren, wird die Frequenz-Unschärfe in einer
hierarchischen Weise auf 1 Hz reduziert. Beispielsweise reduziert eine
erste Frequenzsuche die Unschärfe
von 100 Hz auf 20 Hz, eine zweite Suche reduziert die Unschärfe auf 4
Hz, und eine dritte Suche reduziert die Unschärfe auf 1 Hz. Die Frequenzsuche
kompensiert außerdem
die Fehler im Frequenz-Doppler, der von der Basisstation geliefert
wird.
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Zum
Durchführen
längerer
Integrationen werden zusätzlich
nur Satelliten mit ähnlichem
Doppler über die
gleichen Daten für
lange Integrationszeiten abgesucht, da der Code-Doppler für jeden
Satelliten unterschiedlich ist. Der DSP berechnet, wie lange es
dauert, 1/16 eines Chips zu verrutschen und dreht den Dezimator,
während
er ein kohärentes
Integrationsdaten-Fenster sammelt. Zusätzlich werden für dieses
Ausführungsbeispiel
mehrere Datenfenster genutzt.
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Damit
wurden ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Durchführen einer
Positionsortung in einem drahtlosen Kommunikationssystem beschrieben.
Die vorstehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
ist dafür
vorgesehen, jeden Fachmann in die Lage zu versetzen, die Erfindung
herzustellen oder zu verwenden. Die verschiedenen Modifikationen
dieser Ausführungsbeispiele
werden dem Fachmann leicht ersichtlich sein, und die hierin definierten
allgemeinen Prinzipien können
auf andere Ausführungsbeispiele
ohne die Anwendung erfinderischen Handelns angewendet werden. Folglich
ist es nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf die Ausführungsbeispiele
zu beschränken,
sondern die vorliegende Erfindung soll im Einklang mit dem breitesten
in den Ansprüchen
definierten Rahmen stehen.