ES2230888T3 - Receptor perfeccionado para realizar la localizacion de la posicion con rotor eficiente. - Google Patents
Receptor perfeccionado para realizar la localizacion de la posicion con rotor eficiente.Info
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Abstract
Un método para realizar localización de posición que comprende: recibir muestras de señal; y generar una secuencia de adquisición basta; caracterizado por: rotar dicha secuencia de adquisición basta produciendo una secuencia de adquisición basta rotada; y aplicar dicha secuencia de adquisición basta rotada a dichas muestras de señal en un conjunto de desplazamientos de tiempo produciendo datos de salida correlacionados.
Description
Receptor perfeccionado para realizar la
localización de la posición con rotor eficiente.
La invención presente se refiere a la
localización de la posición. Más particularmente, la presente
invención se refiere a un método y aparato novedosos y
perfeccionados para realizar la localización de la posición en
sistemas de comunicaciones inalámbricas.
La regulación gubernamental y la demanda de los
consumidores han actuado la demanda de la funcionalidad de
localización de posición en los teléfonos celulares. El sistema
del posicionamiento global (GPS) está disponible actualmente para
realizar la localización de situación usando un receptor de GPS
junto con un conjunto de satélites orbitando alrededor de la tierra.
Es por consiguiente deseable introducir la funcionalidad GPS en un
teléfono celular.
Los teléfonos celulares, sin embargo, son
sumamente sensibles a consideraciones de coste, peso y consumo
máximo. Por tanto, simplemente agregar la circuitería adicional
para realizar la localización GPS es una solución poco satisfactoria
por proporcionar la funcionalidad de localización de la situación
en un teléfono celular. Por tanto, la presente invención va
dirigida a proporcionar la funcionalidad GPS en un sistema
telefónico celular con un mínimo adicional de hardware, coste y
consumo.
La Patente U.S. No. 5 495 499 describe un
receptor para señales codificadas con ruido seudoaleatorio (PRN). Un
circuito de muestreo proporciona muestras digitales de una señal
compuesta recibida a cada unos de los varios circuitos de canal
receptor. Circuitos sincronizadores, preferiblemente no coherentes,
rastrean cualquier desplazamiento de fase de la señal recibida y
ajustan en consecuencia la frecuencia y la fase de una señal de
referencia portadora generada localmente, incluso en presencia de
distorsión Doppler o ionosférica. Unos autocorreladores en cada
canal forman un bucle de bloqueo de retardo que correlacionan las
muestras digitales de la señal compuesta con los valores de código
PRN generados localmente para producir una pluralidad de señales de
correlación (avance, retardo) o (puntual,
avance-menos-retardo).
La Patente U.S. No. 5 117 232 describe un aparato
y un método para correlación de código de ruido seudoaleatorio (PN)
en un receptor GPS empleando ponderación de entrada de señal y
magnitud para cada una de las muestras en fase (I) y en cuadratura
de fase (Q) de una portadora modulada con código PN. Se proveen
señales de referencia en fase (IREF) y señales de referencia en
cuadratura de fase (QREF), producidas por una referencia de código
PN generada internamente, a una pluralidad de correladores /
integradores I y Q multietapas Y para su correlación con las
muestras I y Q. El aparato correlaciona las muestras I y Q
obtenidas de muestreo en FI o muestreo en bandabase de la portadora
recibida modulada en código PN.
La Patente U.S. No. 5 781 156 describe un
receptor GPS que incluye una antena que recibe señales GPS a una
frecuencia RF desde satélites a la vista. Se acopla a la antena un
convertidor reductor para reducir las señales RF de las señales GPS
recibidas hasta una frecuencia intermedia (FI) y un digitalizador
muestrea las señales GPS FI a un ritmo determinado para producir
señales GPS FI muestreadas. Un procesador digital de señal realiza
operaciones de Transformada Rápida de Fourier (FFT) sobre las
señales GPS FI muestreadas para proporcionar información de
seudorango. En una realización, el receptor GPS incluye además la
capacidad de corregir errores de su oscilador local que se emplea
para muestrear las señales GPS. La velocidad de cálculo de
seudorangos y la sensibilidad de operación se mejora mediante la
transmisión de los desplazamientos de frecuencia Doppler de los
satélites a la vista con el receptor desde una fuente externa, como
una estación base.
La presente invención es un método y aparato
novedoso y perfeccionado para realizar la localización de la
posición en sistemas de comunicaciones inalámbricas. Una
realización de la invención comprende un método para realizar la
localización de la posición incluyendo recibir muestras de seña,
generar una secuencia basta de adquisición, girando dicha secuencia
basta de adquisición que produce una secuencia basta de adquisición
girada, y aplicar dicha secuencia basta de adquisición girada a
dichas muestras de señal a un conjunto de desplazamientos de tiempo
que producen datos de salida correlación.
Por tanto, de acuerdo con un primer aspecto de la
presente invención, se provee un método para realizar localización
de posición según la reivindicación 1.
De acuerdo con un segundo aspecto de la
invención, se provee un aparato para realizar localización de la
posición según la reivindicación 9.
Las características, objetos y ventajas de las
realizaciones de la presente invención se pondrán más claros a
partir de la descripción detallada expuesta debajo tomada en
conjunción con los dibujos en los que los mismos caracteres de
referencia identifican correspondientemente en todo y donde:
la Fig. 1 es un diagrama de bloques del
generador de forma de onda del Sistema de Posicionamiento Global
(GPS);
la Fig. 2 es un diagrama de bloques muy
simplificado de un sistema telefónico celular configurado de acuerdo
con el uso de las realizaciones de la presente invención;
la Fig. 3 es un diagrama de bloques de un
receptor;
la Fig. 4 es otro diagrama de bloques del
receptor representado en la Fig. 3;
la Fig. 5 es un receptor configurado de acuerdo
con una realización alternativa de la invención;
la Fig. 6 es un diagrama de flujo de los pasos
realizados durante una operación de localización de posición;
la Fig. 7 es un diagrama de bloques de un PDS
configurado de acuerdo con una realización de la invención;
la Fig. 8 es un gráfico de flujo que ilustra los
pasos realizados durante una búsqueda realizada de acuerdo con una
de las realizaciones de la invención;
la Fig. 9 es una línea temporal que ilustra las
fases sobre las que se realizan las búsquedas bastas finas en una
realización de la invención;
la Fig. 10 es una línea temporal del proceso de
búsqueda cuando realiza de acuerdo con una realización de la
invención;
la Fig. 11 es un diagrama del espacio de
búsqueda; y
la Fig. 12 es un receptor de acuerdo con otra
realización de la invención.
Se describe un método y un aparato novedosos y
perfeccionados para realizar la localización de la posición en
sistemas de comunicaciones inalámbricas. La realización ejemplar se
describe en el contexto del sistema telefónico celular digital.
Aunque el uso dentro de este contexto es ventajoso, diferentes
realizaciones de la invención pueden incorporarse en entornos o
configuraciones diferentes. En general, pueden formarse los varios
sistemas aquí descritos usando procesadores controlados por
software, circuitos integrados o lógica discreta, sin embargo, la
implementación se prefiere en un circuito integrado. Los datos,
instrucciones, comandos, información, señales, símbolos y chips que
pueden ser referenciados a lo largo de la aplicación son
representados convenientemente por voltajes, corrientes, ondas
electromagnéticas, campos o partículas magnéticos, campos o
partículas ópticos, o una combinación de los mismos.
Adicionalmente, los bloques mostrados en cada diagrama de bloques
pueden representar hardware o pasos del método.
La Fig. 1 es un diagrama de bloques del generador
de forma de onda del Sistema de Posicionamiento Global (GPS). El
círculo con un señal más designa una suma del modulo 2. En general,
la constelación GPS consta de 24 satélites: 21 vehículos espaciales
(SVs) empleados para navegación y 3 suplentes. Cada SV contiene un
reloj que se sincroniza a tiempo GPS monitorizando estaciones
terrestres. Para determinar una posición y tiempo, un receptor de
GPS procesa las señales recibidas de varios satélites. Por lo menos
deben usarse 4 satélites para resolver para las 4 incógnitas (x, y,
z, tiempo).
Cada SV transmite a 2 portadoras de microondas:
la portadora L1 a 1575.42 MHz que lleva las señales usados para el
Servicio Posicionamiento Estándar (SPS), y la portadora L2 a
1227.60 MHz, que lleva las señales necesarias para el Servicio del
Posicionamiento Exacto (PPS). El PPS es usado por las agencias
gubernamentales y permiten un grado de precisión superior en la
localización.
La portadora L1 se modula con el código de
Adquisición Basta (C/A), un código de seudoaleatorio de 1023 chip
transmitido a 1.023 MHz que se usa para los servicios civiles de
localización de posición. (El código de Adquisición Basta no debe
confundirse con las adquisiciones bastas y finas descritas aquí, las
cuales involucran el uso de los códigos C/A). Cada satélite tiene
su propio código C/A que repite cada 1 ms. El código del P que se
usa para PPS es un código a 10.23 del MHz que tiene una longitud de
267 días. El código del P aparece en ambas portadoras pero está a
90 grados de fase con el código de C/A en la portadora L1. El
mensaje de navegación de 50 Hz, que sufre la operación O exclusivo
con ambos códigos C/A y P antes de la modulación de la portadora,
proporciona información del sistema como orbitas del satélite y
correcciones de reloj.
Cada satélite tiene un código de C/A diferente
que pertenece a una familia de códigos llamada códigos de Oro. Los
códigos de Oro se usan porque la correlación cruzada entre ellos es
pequeña. El código de C/A se genera usando dos registros de
desplazamiento de 10 etapas. El primer generador usa el polinomio
1+X^{3} +X^{10}, mientras el segundo generador usa el polinomio
1+X^{2}+X^{3}+X^{6}+X^{8}+X^{9}+X^{10}. El código C/A se
genera mediante el O exclusivo de la salida del primer registro de
desplazamiento con 2 bits del segundo registro de
desplazamiento.
La Fig. 2 es un diagrama de bloques muy
simplificado de un sistema telefónico celular configurado de acuerdo
con el uso de las realizaciones de la presente invención. Unos
teléfonos móviles 10 se localizan entre estaciones de base 12, que
se conectan a un controlador de estación base (BSC) 14. Un centro de
conmutación de móviles (MSC), no mostrado, conecta la BSC 14 a la
red pública telefónica conmutada 16 (PSTN). Durante el
funcionamiento, algunos teléfonos móviles están dirigiendo las
llamadas telefónicas por interfaz con estaciones base 12 mientras
otros están en el modo de espera.
Como se describe en la Patente U.S. No. 6 081 229
titulada "Sistema y Método para Determinar la Posición de un
Transceptor Inalámbrico CDMA" asignada al cesionario de la
presente invención, la localización de la posición se facilita por
la transmisión de un mensaje de petición de posición conteniendo
"información de ayuda" que permite el teléfono móvil adquirir
rápidamente la señal GPS. Esta información incluye el número ID del
SV (SV ID), la fase de código estimada, el tamaño de ventana de
búsqueda alrededor de la fase de código estimada, y la frecuencia
Doppler estimada. Usando esta información, la unidad móvil puede
adquirir las señales GPS y determinar su situación más
rápidamente.
En la contestación al mensaje de ayuda, la unidad
móvil se sintoniza a la frecuencia GPS y empieza poniendo en
correlación la señal recibida con sus secuencias C/A generadas
localmente para los SVs indicados por la estación base. Usa la
información de ayuda para estrechar el espacio de búsqueda y
compensar los efectos Doppler, y obtiene seudorangos para cada
satélite empleando correlación temporal. Nótese que estos
seudorangos están basados en el tiempo de la unidad móvil
(referenciado a partir del contador de tiempo del sistema
combinador del receptor CDMA) que es una versión retardada de tiempo
GPS.
Una vez que se calcula esta información, la
unidad móvil envía los seudorangos para cada satélite
(preferentemente a resolución de 1/8 de chip) y las mediciones de
tiempo están adaptadas a la estación base. La unidad móvil entonces
se resintoniza a CDMA para continuar la llamada.
Tras recibir la información, la BSC usa la
estimación de retraso sentido único para convertir los seudorangos
de tiempo de la unidad móvil a tiempo de la estación base y computa
la posición estimada de la unidad móvil resolviendo la intersección
de varias esferas.
Otro parámetro proporcionado por el mensaje ayuda
es la frecuencia Doppler o desplazamiento Doppler. El efecto Doppler
se manifiesta como un cambio aparente en la frecuencia de una señal
recibida a una velocidad relativa entre el transmisor y el
receptor. El efecto del Doppler en la portadora se denomina Doppler
de frecuencia, mientras el efecto en la señal bandabase se denomina
Doppler de código.
En el caso GPS, el Doppler de frecuencia cambia
la frecuencia de onda portadora recibida de modo que el efecto es
igual que demodular con un desplazamiento de portadora. Como el
receptor de GPS de la estación base está rastreando activamente al
satélite deseado, sabe el Doppler de frecuencia debido al
movimiento del satélite. Además, el satélite está tan lejos de la
estación base y de la unidad móvil que el Doppler visto por la
unidad móvil es efectivamente igual que el Doppler visto por la
estación base. En una realización de la invención, para corregir el
valor de Doppler de frecuencia, la unidad móvil usa un girador en el
receptor. El Doppler de frecuencia va de -4500 Hz a +4500 Hz, y la
velocidad de cambio está en el orden de 1 Hz/s.
El efecto del Doppler de código es cambiar la
velocidad de chip de 1.023 MHz, que comprime o expande
efectivamente la anchura de los chips de código C/A recibidos. En
una realización de la invención, la unidad móvil corrige el código
Doppler multiplicando el Doppler de frecuencia por la proporción
1.023/1575.42. La unidad móvil puede corregir entonces el Doppler
de código con el tiempo por la rotación (introduciendo el retraso
en) de la fase de las muestras IQ recibidas en incrementos de 1/16
de chip según sea necesario.
La Fig. 3 es un diagrama de bloques de la porción
del receptor de un teléfono celular (la unidad inalámbrica de
abonado). La forma de onda recibida 100 se modela como señal C/A
c(n) modulada con una portadora a frecuencia w_{c}
+w_{d}, donde w_{c} es la frecuencia nominal de portadora
1575.42 MHz, y w_{d} es la frecuencia de Doppler creada por el
movimiento del satélite. Las bandas de frecuencias del Doppler van
desde 0 cuando el satélite está directamente en la vertical, hasta
aproximadamente 4.5 kHz en el peor caso. La sección analógica del
receptor se puede modelar como una demodulación con una portadora a
frecuencia w_{r} y fase aleatoria \theta, seguida por la
filtración de pasobajo.
La señal de bandabase resultante se pasa a través
de un conversor de A/D (no mostrado) para producir muestras
digitales I y Q, que se guardan para que puedan buscarse
repetidamente. Las muestras se generan a dos veces la velocidad de
chip de código C/A (chipx2) qué es una resolución más baja que la
necesaria para realizar el algoritmo de búsqueda fina, pero que
permite guardar 18 ms de datos de la muestra en una cantidad
razonable de memoria. En general, es deseable realizar la búsqueda
sobre algo más de 10 ms para permitir la adquisición en la mayoría
de las condiciones ambientales, siendo 18 ms un periodo preferido de
integración. Estas condiciones ambientales incluyen estar dentro o
no teniendo una vista directa al satélite.
Durante el funcionamiento, las muestras se giran
primero por girador 102 para corregir para el desplazamiento de
frecuencia Doppler. Las muestras giradas I y Q se correlacionan con
varios desplazamientos de la secuencia C/A del satélite y los
productos resultantes se integran coherentemente sobre Nc chips
mediante integradores 104. Las sumas de la integración coherentes
se elevan al cuadrado y se suman para eliminar el efecto de la fase
incógnita \theta. Para aumentar la prueba de la hipótesis para un
desplazamiento particular, varios intervalos coherentes son
combinados no coherentemente. Esta desexpansión se realiza
repetidamente a varios desplazamientos de tiempo para encontrar el
tiempo desplazado de la señal del satélite. El girador 102 elimina
la frecuencia Doppler creada por el movimiento del satélite. Usa la
frecuencia de Doppler especificada por la estación base
(preferentemente cuantificada a intervalos de 10 Hz) y gira las
muestras I y Q para eliminar el desplazamiento de frecuencia.
La rotación puede ser continua sólo en la ventana
de integración coherente. Es decir, el girador se detiene entre
periodos de integración coherente de, por ejemplo, 1 ms. Cualquier
diferencia de fase resultante se elimina mediante el cuadrado y
suma.
La Fig. 4 es otro diagrama de bloques de un
receptor donde la porción del girador del receptor se representa
con mayor detalle.
La Fig. 5 es un receptor configurado de acuerdo
con una realización de la invención. Esta realización de la
invención se aprovecha la de la capacidad de detener el girador
entre periodos de integración coherente girando la secuencia C/A
generada localmente en lugar de las muestras de entrada.
Como se muestra, la secuencia C/A c(n) se
gira mediante la aplicación de las sinusoides
sin(W_{d}nT_{c}) y cos(W_{d}nT_{c}) y luego se
guarda. La rotación de la secuencia C/A sólo necesita hacerse una
vez para cada satélite. Por tanto, el giro de la secuencia C/A
reduce la cantidad de cómputo requerida. También ahorra la memoria
en el PDS usado para este cómputo en una realización de la
invención.
Otro perjuicio significativo que degrada el
funcionamiento del algoritmo de localización de posición es el error
de frecuencia en el reloj interno de las unidades móviles. Es este
error de frecuencia el que conduce al uso de tiempos cortos de
integración coherente del orden de 1 ms. Es preferible realizar la
integración coherente en lapsos de tiempo más largos.
En configuraciones ejemplares, el reloj oscilador
local (interno) de funcionamiento del libre móvil es un cristal de
19.68 MHz que tiene una tolerancia de frecuencia de +/-5 ppm. Esto
puede causar grandes errores en el orden de +/-7500 Hz. Este reloj
se usa para generar las portadoras usadas para demodulación de la
señales GPS, de modo que el error del reloj se sumará al tiempo de
adquisición de señal. Como el tiempo disponible para la búsqueda es
muy pequeño, los errores de esta magnitud debido a la tolerancia de
frecuencia no son tolerables y deben reducirse mucho.
Para permitir tiempos de integración coherente
más largos, en una realización de la invención, el receptor de CDMA
corrige el error del oscilador local usando el tiempo adquirido del
piloto CDMA, o cualquier otra fuente disponible de información de
tiempo. Esto produce una señal de control que se usa para
sintonizar el reloj del oscilador local tan estrechamente como sea
posible a 19.68 MHz. La señal de control aplicada al reloj del
oscilador local se congela cuando la unidad RF cambia de CDMA a
GPS.
No obstante, incluso después de que la corrección
se ha realizado usando información de tiempo de la estación base (o
de otra fuente), queda algún resto adicional de error de reloj. En
una realización de la invención, la incertidumbre de frecuencia
resultante después de la corrección es +/-100 Hz. Este error
restante todavía reduce el rendimiento del receptor, y en general
previene tiempos más largos de integración coherente. En una
realización de la invención, el error residual evitado simplemente
realizando integración no coherente para una duración de más de 1
ms reduce el rendimiento.
Como también se muestra en La Fig. 1, los datos
del NAV/sistema 50 Hz también se modulan sobre la portadora L1. Si
ocurre una transición de datos (0 a 1 ó 1 a 0) entre dos mitades de
una ventana de integración coherente, la suma resultante de la
integración coherente será cero porque las dos mitades se cancelarán
mutuamente. Esto reduce eficazmente el número de acumulaciones no
coherentes en uno en el peor caso. Aunque los límites de datos de
todos los satélites están sincronizados, no llegan simultáneamente
a la unidad móvil debido a las diferencias en el retardo de
trayectoria. Este retardo de trayectoria hace aleatoria eficazmente
la fase de datos recibidos.
En una realización de la invención, el problema
de diferentes fases de datos en señales diferentes es incluir las
fases de datos en la información ayuda enviada desde la estación
base a la unidad móvil. Como la estación base está demodulando los
datos de 50 Hz, sabe cuándo ocurren las transiciones de datos para
cada satélite. Usando conocimiento del retardo en sentido único, la
estación base puede codificar la fase de datos en, por ejemplo, 5
bits (por satélite) indicando en qué intervalo de un milisegundo
(de cada 20) ocurre la transición de datos.
Si la ventana de la integración coherente monta
sobre el límite de datos de 50 Hz la integración coherente es
dividida en dos (2) secciones. Una sección que precede al límite de
datos y una sección que sigue al límite de datos. Por ejemplo, si
En1 es la suma de integración coherente en la ventana que precede al
límite de datos la primera mitad de esta ventana y En2 es la suma
de integración coherente en la ventana que sigue al límite de
datos, entonces la unidad móvil selecciona el máximo (en magnitud)
de (En1+En2) (en caso de que los datos permanezcan lo mismo) y de
(En1-En2) (en caso de que los datos cambien) para
cuantificar el cambio de fase. La unidad móvil también tiene la
opción de realizar una combinación no coherente de las dos mitades
en esta ventana de datos o evitar completamente esta ventana de
datos.
En una realización alternativa de la invención,
la unidad móvil intenta encontrar las transiciones de datos sin la
información de ayuda de la estación base comparando la magnitud al
cuadrado de la suma y la diferencia en integración coherente de 1
ms.
En una realización de la invención, se usa una
aproximación basada en un PDS (Procesador Señal Digital) con
microprogramación para realizar el proceso GPS. El PDS recibe las
muestras I y Q a una velocidad de chipx2 (2.046 MHz) o chipx8
(8.184 MHz), y guarda una instantánea de 4 bits de las muestras I y
Q en su RAM interna.
En la realización ejemplar, el PDS genera la
secuencia C/A, realiza la rotación para eliminar el Doppler de
frecuencia y pone en correlación en la ventana de búsqueda
proporcionada por la estación base para cada uno de los satélites.
El PDS realiza integración coherente y no coherente combinando y
dividiendo un decimador de muestras IQ como sea necesario para
compensar el Doppler de código.
Para ahorrar computación y memoria, la búsqueda
inicial se realiza usando una resolución 1/2 chip y se realiza una
búsqueda más fina para obtener una resolución (superior) de 1/8
chip alrededor del mejor índice (o índices). Se mantiene el tiempo
de sistema contando interrupciones de 1 ms generadas por hardware
(derivadas del oscilador
local).
local).
Adicionalmente, en una realización de la
invención, la búsqueda fina se realiza acumulando las muestras
chipx8 (resolución superior) en la duración de un chip a varios
desplazamientos de chipx8. Los códigos de correlación se aplican a
los valor acumulados produciendo valores de correlación que varían
con el desplazamiento chipx8 particular. Esto permite que el
desplazamiento de código se determine con resolución chipx8.
La Fig. 6 es una gráfica de flujo que ilustra los
pasos realizados para corregir el error del oscilador local durante
un procedimiento de localización de posición cuando realiza de
acuerdo con una realización de la invención. En paso 500, se
determinado si el oscilador local se ha corregido recientemente. En
caso negativo, entonces se adquiere el piloto de la estación base,
y el error del oscilador local es determinado comparando la
temporización del piloto en el paso 502 y una señal de corrección
generada basada en ese error.
El flujo conduce al paso 504 entonces, donde la
señal de corrección se congela en el valor actual. En el paso 506,
se entra en modo GPS y se realiza la localización de la posición
usando el reloj corregido. Una vez la localización de la posición
se ha realizado, la unidad móvil abandona el modo de GPS.
La Fig. 7 es que una ilustración de un sistema
receptor PDS configurado de acuerdo con una realización de la
invención. El PDS realiza la operación completa de búsqueda con
hardware adicional mínimo. El núcleo PDS 308, el módem 306, la
unidad de interfaz 300, la ROM 302 y la memoria (RAM) 304 están
conectados a través del bus 310. La unidad de interfaz 300 recibe
muestras del RF de una unidad del RF (no mostrada) y proporciona
las muestras a la RAM 304. Las muestras RF pueden guardarse con
resolución basta o con resolución fina. El núcleo PDS 308 procesa
las muestras guardadas en memoria usando instrucciones almacenadas
en la ROM 302 así como en la memoria 304. La memoria 304 puede tener
múltiple "bancos" algunos de los cuales almacenan muestras y
algunos de los cuales almacenan instrucciones. El módem 306 realiza
procesamiento CDMA durante el modo normal.
La Fig. 8 es una gráfica de flujo de los pasos
realizados durante una operación de localización de posición. Una
operación de localización de posición empieza cuando se recibe la
mensajería de ayuda y se cambia el sistema RF a las frecuencias GPS
en el paso 600. Cuando el RF se conmuta para recibir GPS, el bucle
de rastreo de frecuencia está fijo. El PDS recibe información de
ayuda del microprocesador telefónico y clasifica los satélites por
la magnitud del Doppler.
En el paso 602, los datos de la búsqueda basta se
guardan dentro de la RAM del PDS. El PDS recibe unos pocos cientos
microsegundos de datos de entrada para fijar un CAG de Rx. El PDS
graba el tiempo de sistema y empieza a guardar una ventana de 18 ms
(limitación de memoria PDS) de datos IQ chipx2 en su RAM interna.
Una ventana de datos contigua se usa para mitigar los efectos del
Doppler de código.
Una vez el datos se guardan, se realiza una
búsqueda basta en el paso 604. El PDS empieza la búsqueda basta
(resolución chipx2). Para cada satélite, el PDS genera el código
C/A, gira el código basándose en el Doppler de frecuencia y
correlaciona en la ventana de búsqueda especificada por la estación
base, por la aplicación repetida del código C/A a los datos
guardados de búsqueda basta. Se procesan los satélites en la misma
ventana de datos de 18 ms y se obtiene para cada satélite la mejor
hipótesis chipx2 que supera un umbral. Aunque en una realización de
la invención se usa un tiempo de integración coherente de 2 ms (con
9 integraciones no coherentes), pueden usarse tiempos más largos de
integración coherente (por ejemplo 18 ms), aunque preferentemente
donde se hagan ajustes adicionales como se describe debajo.
Una vez se realiza la búsqueda basta, se lleva a
cabo una búsqueda fina, en el paso 606. Antes de empezar la
búsqueda fina, el PDS computa que el código girado C/A para cada
uno de los satélites. Esto permite al PDS procesar la búsqueda fina
en el tiempo real. En la realización de la búsqueda fina (resolución
chipx8, los satélites se procesan uno de cada vez en diferentes
datos.
El PDS primero divide el decimador para compensar
el Doppler de código para el(los) satélite(s)
dado(s). También restablece el valor CAG Rx mientras espera
el próximo límite de 1 ms antes de guardar una ventana de
integración coherente de 1 ms de muestras chipx8.
El PDS procesa 5 hipótesis contiguas de
resolución chipx8 en esta ventana de integración coherente de 1 ms,
donde la hipótesis central es mejor hipótesis obtenida en la
búsqueda basta. Después de procesar la próxima 1 ventana de 1 ms,
los resultados se combinan coherentemente y esta suma de 2 ms se
combina no coherentemente para todas las Nn iteraciones.
Este paso (empezando a partir de la división del
decimador) es repetido sobre los mismos datos para el siguiente
satélite hasta que todos los satélites se hayan procesado. Si el
Doppler de código es similar en magnitud para 2 satélites, puede
ser posible procesar ambos satélites sobre los mismos datos para
reducir el número de conjuntos de dato requeridos. En el peor caso,
se usan 8 conjuntos de 2*Nn ventanas de datos de 1 ms para la
búsqueda fina.
Finalmente, en el paso 608, los resultados se
informan al microprocesador y el proceso del codificador de voz se
reinicia en el PDS para que la llamada pueda continuar. El PDS
informa de los seudorangos al microprocesador, que los remite a la
estación base. Después de que el microprocesador redescarga el
código de programa de codificador de voz en la memoria de PDS, el
PDS limpia su memoria de datos y reinicia el codificador de
voz.
La Fig. 9 es que un diagrama que ilustra la
búsqueda fina realizada tras la búsqueda basta. Después de aislar
la mejor fase chipx2 en la búsqueda basta, el PDS realiza una
búsqueda fina alrededor de esta fase para conseguir la resolución
chipx8.
Se muestran las 5 fases a comparar en la búsqueda
fina incluidas en un rectángulo. La mejor fase chipx2 se evalúa de
nuevo para que puedan hacerse comparaciones sobre del mismo
conjunto de datos. Esto también permite a la búsqueda basta y a la
búsqueda fina usar diferentes tiempos de integración. La búsqueda
fina se realiza separadamente para cada satélite porque cada
satélite puede tener un valor diferente para el Doppler de
código.
La Fig. 10 proporciona una secuencia temporal del
proceso de búsqueda cuando realiza de acuerdo con una realización de
la invención. El tiempo total de proceso (búsqueda basta + fina) se
cumple en aproximadamente 1.324 segundos en una realización de la
invención que interrumpe la llamada, pero incluso permite continuar
la llamada una vez se realiza la búsqueda. El tiempo de búsqueda
total de 1.324 segundos es un límite superior, porque asume que el
PDS necesita buscar en todos los 8 satélites y cada satélite tiene
una ventana de búsqueda de 68 chips. Sin embargo, la probabilidad
que los 1.324 segundos completos sean necesarios es pequeña,
debido a la geometría de las órbitas de los satélites.
Durante los primeros 18 ms 80, los datos de
muestreo IQ está se recogen a la frecuencia GPS. Durante el periodo
82, se realiza internamente una búsqueda basta qué podría durar
hasta 1.13 segundos, pero que probablemente terminará más pronto
cuando se identifican las señales de satélite. Una vez que se
realiza la búsqueda basta, los códigos C/A se computan durante
lapso de tiempo 84, que dura 24 ms. Durante los lapsos de tiempo
86, se ajusta el valor de división para el Doppler de código y se
ajusta además el CAG Rx. Durante lapsos de tiempo 88, se realizan
búsquedas finas en las muestra de datos IQ, con ajuste continuo
realizado durante los lapsos de tiempo 86. El uso de tiempos de
integración de 18 ms permite despreciar el Doppler de código que
porque la fase de código C/A recibido se desplazará en menos de
1/16 de chip. Se realizan hasta ocho secuencias de ajustes y
búsquedas finas para hasta los ocho satélites, en cuyo momento el
procedimiento de localización de posición está completo.
Adicionalmente, en algunas realizaciones de la
invención, el teléfono continúa transmitiendo tramas de enlace
ascendente a la estación base mientras se realiza el procedimiento
de localización de posición. Estas tramas pueden contener
información nula simplemente para permitir que la estación base
permanezca sincronizada con la unidad de abonado, o las tramas
pueden contener información adicional como comandos de control de
potencia o petición de información. La transmisión de estas tramas
se realiza preferentemente cuando no están recogiéndose las
muestras GPS cuando la circuitería del RF está disponible, o
mientras se recogen las muestras GPS si está disponible suficiente
circuitería del RF.
Aunque el uso de tiempo de integración de 18 ms
evita los efectos de Doppler de código, la transmisión de datos
sobre la señal GPS a velocidad de 50 Hz puede causar problemas si
ocurre un cambio de datos dentro del espacio de proceso de 18 ms
(como se describió anteriormente). El cambio de datos produce el
desplazamiento de la fase de la señal. Los límites datos de 50 Hz
ocurren en diferentes sitios para cada satélite. La fase de las
transiciones de 50 Hz para cada satélite se ha aleatorizado
eficazmente por las longitudes de trayectoria variables desde cada
satélite al teléfono.
En el peor caso, si el bit de datos fuera
invertido en el medio de un intervalo de integración coherente, la
integración coherente podría ser borrada completamente. Por esta
razón, en una realización alternativa de la invención, la estación
base debe comunicar al teléfono los límites de transición de datos
para cada satélite (también descrito anteriormente).
Preferentemente, el límite de transmisión de datos también es
incluido en el mensaje de ayuda transmitido desde la estación base
(como en un conjunto de mensajes de cinco bits que indican el
intervalo del milisegundo durante el que ocurre la transición para
cada satélite). El teléfono usa este límite para dividir el
intervalo de integración coherente para cada satélite en 2 partes y
decidir si sumar o restar las sumas de integración coherente en
estos 2 intervalos. Por tanto, también mediante la inclusión del
límite de datos de cada señal GPS, se aumenta la fiabilidad del
procedimiento de localización.
En la realización ejemplar de la invención,
cualquier incertidumbre de frecuencia crea una pérdida en Ec/Nt que
aumenta con el tiempo de la integración coherente. Por ejemplo,
para una incertidumbre de +/-100 Hz, la pérdida en Ec/Nt aumenta
rápidamente según se aumenta el tiempo de integración coherente,
como se muestra en la Tabla I.
| Nc | Pérdida en Ec/Nt |
| 1023 (1 ms) | 0.14 dB |
| 2046 (2 ms) | 0.58 dB |
| 4092 (4 ms) | 2.42 dB |
| 6138 (6 ms) | 5.94 dB |
| 8184 (8 ms) | 12.6 dB |
Como también se hizo notar anteriormente, hay
siempre algún desplazamiento de frecuencia desconocido del oscilador
local en la unidad móvil. Es este desplazamiento de frecuencia
desconocido el que previene que se realice la desexpansión y la
integración coherentes más largas. Un coherente más largo mejoraría
el proceso si pudieran reducirse los efectos del desplazamiento de
frecuencia desconocido.
En una realización de la invención, este
desplazamiento de frecuencia desconocido es cuantificado
extendiendo el espacio de búsqueda a 2 dimensiones para incluir
búsquedas de frecuencia. Para cada hipótesis, se realizan varias
búsquedas de frecuencia, donde cada búsqueda de frecuencia asume que
el desplazamiento de frecuencia es un valor conocido. Espaciando
los desplazamientos de frecuencia, uno puede reducir la
incertidumbre de frecuencia hasta un valor arbitrariamente pequeño a
costa de computación y memoria añadidas. Por ejemplo, si se usan 5
hipótesis de frecuencia, el espacio de búsqueda resultante se
muestra en la Fig. 11.
Para una incertidumbre de frecuencia de +/-100
Hz, que es la especificación operativa típica de una unidad móvil,
esta configuración reduce el máximo desplazamiento de frecuencia a
20 Hz (una hipótesis debe estar dentro de los 20 Hz del
desplazamiento real de frecuencia). Con un tiempo de integración
coherente de 20 ms, la pérdida en Ec/Nt con un desplazamiento de
frecuencia de 20 Hz es de 2.42 dB. Doblando el número de hipótesis
de frecuencia hasta 10, la incertidumbre de frecuencia puede
reducirse a 10 Hz, que causa una pérdida de Ec/Nt de 0.58 dB. Sin
embargo, la adición de hipótesis adicionales ensancha el espacio de
búsqueda, lo que aumenta los requisitos de computación y de
memoria.
Una realización de la invención computa la
hipótesis de frecuencia juntando el desplazamiento de frecuencia con
el Doppler de frecuencia, y computando un nuevo código PN girado
para cada hipótesis de frecuencia. Sin embargo, esto hace al número
de hipótesis de frecuencia un factor multiplicativo en el cómputo
total: 5 hipótesis de frecuencia significarían tanto como 5 veces
de cómputo.
Alternativamente, ya que la incertidumbre de
frecuencia es pequeña comparada al Doppler de frecuencia, puede
considerarse que la fase de rotación es constante en un intervalo
de 1 ms (8% de un periodo para una hipótesis de 80 Hz) en otra
realización de la invención. Por consiguiente, dividiendo el
intervalo de la integración coherente hasta en subintervalos de 1
ms, las sumas de integración de los subintervalos se giran para
reducir los cómputos agregados necesarios para computar las
búsquedas de frecuencia en tres órdenes de magnitud. El resultado
es que puede realizarse esa desexpansión coherente más larga y
mejora el rendimiento.
La Fig. 12 es un diagrama de bloques de un
receptor configurado de acuerdo con el uso del enfoque de
desexpansión coherente más larga. El primer conjunto de
multiplicadores 50 compensa el Doppler de frecuencia poniendo en
correlación las muestras IQ con un código C/A girado. Esto es
equivalente a girar las muestras IQ antes de la correlación con el
código C/A no modificado. Como el Doppler de frecuencia puede ser
tan grande como 4500 Hz, la rotación se aplica a cada chip. Tras
integrar coherentemente en un intervalo de 1 ms (1023 chips) usando
los acumuladores 52, el segundo conjunto de multiplicadores 54 gira
las sumas de integración de 1 ms (\Sigma_{I} y
\Sigma_{Q}) para implementar la hipótesis de frecuencia. Las
sumas giradas se suman luego en el intervalo de integración
coherente entero.
Recuérdese que la rotación del Doppler de
frecuencia sólo se computó en 1023 chips para ahorrar memoria y
cómputo. Para tiempos de integración coherente más largos de 1 ms,
cada suma de integración coherente se multiplica por un
desplazamiento de fase para hacer la fase de la rotación continua en
el tiempo. Para demostrar matemáticamente esto, la suma de la
integración coherente de 1 ms con la rotación de Doppler de
frecuencia puede expresarse como:
S_{1} =
\sum\limits^{1023}_{n=1} [I(n) +
jQ(n)]c(n)e^{-jw_{d}nT_{c}}
con\
\Sigma_{I} = Re\{S_{1}\}\ y\ \Sigma_{Q} =
Im\{S_{1}\}
donde I(n) y Q(n) son
las muestras de entrada recibidas en los canales I y Q
respectivamente, c(n) es el código C/A sin girar, w_{d} es
el Doppler de frecuencia, y T_{c} es el intervalo de chip (0.9775
\mus). Una suma de integración coherente de 2 ms puede expresarse
como:
S(2\
ms) = \sum\limits^{2046}_{n=1}
[I(n)+jQ(n)]c(n)e^{-jw_{d}nT_{c}} =
\sum\limits^{1023}_{n=1}[I(n)+jQ(n)]c(n)e^{-jw_{d}nT_{c}}
+ e^{-jw_{d} (1023)T_{c}}
\sum\limits^{1023}_{n=1} [I(n + 1023) + jQ(n +
1023)]c(n)e^{-jw_{d}nT_{c}} = S_{1} + e^{-jw_{d}
(1023)T_{c}}
S_{2}
Aquí, S1 es la primera suma de integración de 1
ms y S2 es la segunda suma de integración de 1 ms calculadas usando
los mismos valores C/A girados que fueron usados para calcular S1.
El término e^{-jwd(1023)Tc} es el desplazamiento de
fase que compensa por usar los mismos valor girados. Igualmente, una
la suma de la integración coherente de 3 ms puede expresarse
como:
S(3\
ms) = S_{1} +\ e^{-jw_{d} (1023)T_{c}}\ S_{2} + e^{-jw_{d}
(2046)T_{c}}S_{3}
Así para ampliar el tiempo de integración usando
la misma secuencia C/A girada de 1023 elementos, la suma de
integración (n+l) de 1 ms debe multiplicarse por los del
e^{-jwdn(1\ ms)} antes de agregarse a la suma total. Como
esto es una rotación de sumas de integración de 1 ms, podemos
combinar esta operación con la búsqueda de frecuencia para evitar
tener que realizar 2 rotaciones. Es decir, puesto que
e^{-jwdn(1\ ms)}
e^{-jwkn(1\ ms)} = e^{-j(wd\ +\ wk)\ n(1\
ms)}
podemos multiplicar la suma de
integración de 1 ms n+1 por ^{-j(wd+wh)n(1\
ms)} para buscar una hipótesis de frecuencia y cuantificar el
desplazamiento de fase del Doppler de
frecuencia.
Nótese que la búsqueda de frecuencia puede
reducirse después de adquirir un satélite, porque la incertidumbre
de frecuencia no es dependiente del satélite. Puede realizarse una
búsqueda de frecuencia mucho más fina si se desea una integración
coherente más larga.
En la realización ejemplar de la invención, la
búsqueda fina se realiza de manera similar a la búsqueda basta con
2 diferencias. Primero, los intervalos de integración siempre se
suman coherentemente en lugar de elevar al cuadrado y sumar no
coherentemente. Segundo, la rotación para eliminar la incertidumbre
de frecuencia (que debe conocerse después la búsqueda basta) se
combina con el desplazamiento de fase del Doppler de frecuencia y
se emplea para rotar los intervalos de la integración coherente de
1 ms antes de sumarlos.
En una realización alternativa de la invención,
la ventana de integración coherente de datos chipx2 se integra
durante tiempos de integración más grandes de 18 ms. Esta
realización es útil cuando hay disponible memoria adicional. Para
las integraciones coherentes más grandes de 18 ms, los límites de
datos de 50 Hz se tratan igual que con los periodos de integración
más cortos. La estación base indica donde están los límites para
cada satélite y el PDS decide si sumar o restar la suma de 20
intervalos de integración coherente de 1 ms a o de su suma
corriente.
Sin embargo, como el producto de la incertidumbre
de frecuencia y la constante de tiempo de integración afecta a la
pérdida en Ec/Nt, la incertidumbre de frecuencia debe reducirse a
niveles muy pequeños para intervalos largos de integración
coherente. Ya que una integración de 20 ms con una incertidumbre de
frecuencia de 20 Hz producía una pérdida en Ec/Nt de 2.42 dB, el
mantenimiento de la misma pérdida con un tiempo de integración de
400 ms requiere que la incertidumbre de frecuencia se reduzca a 1
Hz. Para corregir este problema, la incertidumbre de frecuencia se
reduce a 1 Hz de una manera jerárquica. Por ejemplo, una primera
búsqueda de frecuencia reduce la incertidumbre de 100 Hz a 20 Hz,
una segunda búsqueda reduce la incertidumbre a 4 Hz, y una tercera
búsqueda reduce la incertidumbre a 1 Hz. La búsqueda de frecuencia
también compensará los errores en el Doppler de frecuencia obtenido
de la estación base.
Adicionalmente, para realizar integraciones más
largas sólo se buscan satélites con similar Doppler sobre los
mismos datos para grades tiempos integración, ya que el Doppler de
código es diferente para cada satélite. El PDS calcula cuánto
tiempo toma deslizar 1/16 de chip y dividir el decimador según
recoge una ventana de datos de integración coherente.
Adicionalmente, en esta realización se toman múltiples ventanas de
datos.
Por tanto, se ha descrito un método y un aparato
para realizar localización de la posición en sistemas inalámbricos
de comunicaciones. La descripción anterior de las realizaciones
preferidas se proporciona para permitir a cualquier persona
experimentado en el arte hacer o usar la presente invención. Las
distintas modificaciones a estas realizaciones serán fácilmente
evidentes a aquellos experimentado en el arte, y los principios
genéricos definidos aquí pueden aplicarse a otras realizaciones sin
uso de la facultad inventiva. Por tanto, no se piensa que la
invención presente esté limitada por las realizaciones mostradas
aquí sino que estará de acuerdo con el alcance más amplio tal como
se define en las reivindicaciones.
Claims (16)
1. Un método para realizar localización de
posición que comprende:
recibir muestras de señal; y
generar una secuencia de adquisición basta;
caracterizado por:
rotar dicha secuencia de adquisición basta
produciendo una secuencia de adquisición basta rotada; y
aplicar dicha secuencia de adquisición basta
rotada a dichas muestras de señal en un conjunto de desplazamientos
de tiempo produciendo datos de salida correlacionados.
2. El método como el expuesto en la
reivindicación 1, que comprende además acumular dichos datos de
salida correlacionados.
3. El método como el expuesto en la
reivindicación 2, donde dicha aplicación a dicha secuencia de
adquisición basta rotada comprende:
realizar una integración coherente; y
realizar una integración no coherente.
4. El método de la reivindicación 1, donde se
realiza una búsqueda basta, seguida por una búsqueda fina.
5. El método como el expuesto en la
reivindicación 3, donde dicha integración coherente se realiza sobre
una primera duración y dicha integración no coherente se realiza
sobre una segunda duración.
6. El método como el expuesto en la
reivindicación 5, donde dicha primera duración es de aproximadamente
un ms.
7. El método como el expuesto en la
reivindicación 3, donde dicha integración no coherente se realiza
sobre resultados generados a partir de dicha integración
coherente.
8. El método como el expuesto en la
reivindicación 1, que comprende además almacenar dicha secuencia de
adquisición basta rotada.
9. Un aparato para realizar localización de
posición que comprende:
medios (300) para recibir muestras de señal;
y
medios (308) para generar una secuencia de
adquisición basta;
caracterizado por:
medios (102, 308) para rotar dicha secuencia de
adquisición basta produciendo una secuencia de adquisición basta
girada; y
medios (308) para aplicar dicha secuencia de
adquisición basta girada a dichas muestras de señal en un conjunto
de desplazamientos de tiempo que producen datos de salida
correlacionados.
10. El aparato como el expuesto en la
reivindicación 9, que comprende además medios (308, 52) para
acumular dichos datos de salida correlacionados.
11. El aparato como el expuesto en la
reivindicación 10, donde dichos medios (308) para aplicar dicha
secuencia de adquisición basta rotada comprenden:
medios (104, 308) para realizar integración
coherente; y
medios (308) para realizar integración no
coherente.
12. El aparato de la reivindicación 9, donde se
realiza una búsqueda basta seguida por una búsqueda fina.
13. El aparato como el expuesto en la
reivindicación 11, donde dichos medios (104, 308) para realizar la
integración coherente están adaptados para realizar la integración
coherente sobre una primera duración y dichos medios (308) para
realizar la integración no coherente están adaptados para realizar
la integración no coherente sobre una segunda duración.
14. El aparato como el expuesto en la
reivindicación 13, donde dicha primera duración es de
aproximadamente un ms.
15. El aparato como el expuesto en la
reivindicación 11, donde dichos medios (308) para realizar la
integración no coherente están conectados a dichos medios (104,
308) para realizar la integración coherente y dicha integración no
coherente se realiza sobre resultados generados a partir de dicha
integración coherente.
16. El aparato como el expuesto en la
reivindicación 9, que comprende además medios (304) para almacenar
dicha secuencia de adquisición basta rotada.
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