DE102005019177B4

DE102005019177B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Frequenzschätzung bei der Akquistition eines Spreizcode-Signals

Info

Publication number: DE102005019177B4
Application number: DE102005019177A
Authority: DE
Inventors: Andreas Schmid; André Neubauer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2005-04-25
Filing date: 2005-04-25
Publication date: 2010-02-11
Anticipated expiration: 2025-04-26
Also published as: US20060262835A1; DE102005019177A1; US7839918B2

Abstract

Verfahren zur Schätzung einer Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen Spreizcode-Signal und einem lokalen Frequenzsignal bei der Akquisition des empfangenen Spreizcode-Signals in einem CDMA-Empfänger, mit den Schritten:
– Erzeugen eines frequenzverschobenen Spreizcode-Signals aus dem empfangenen Spreizcode-Signal durch Heruntermischen (4) des empfangenen Spreizcode-Signals um das lokale Frequenzsignal;
– Entspreizen (5) des Spreizcode-Signals mit einem lokalen Spreizcode;
– wiederholtes kohärentes Integrieren (7) des entspreizten Spreizcode-Signals über eine Integrationszeitdauer zur Bildung einer Folge von komplexen Integrationswerten, wobei die Integrationszeitdauer einem Vielfachen der Spreizcode-Dauer entspricht; und
– Auswerten (8) von mindestens zwei komplexen Integrationswerten zur Berechnung der Frequenzabweichung.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zur Schätzung einer Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen Spreizcode-Signal und einem lokalen Frequenzsignal bei der Akquisition des empfangenen Spreizcode-Signals in einem Empfänger, insbesondere einem Empfänger eines Satelliten-Positionsbestimmungssystems.
Die Akquisition eines Spreizcode-Signals, auch als CDMA-Signal (Code Division Multiple Access) bezeichnet, erfordert das Auffinden der Frequenzabweichung (zwischen dem empfangenen CDMA-Signal und dem im Empfänger zum Heruntermischen verwendete lokalen Frequenzsignal), des Codephasen-Offsets (zwischen dem empfangenen CDMA-Signal und dem zum Entspreizen des empfangenen CDMA-Signals verwendeten lokalen CDMA-Signal) und des übertragenen CDMA-Codes. Eine Signal-Akquisition ist bei Satelliten-Positionsbestimmungssystemen, wie beispielsweise Galileo und GPS (Global Positioning System), bei satellitengestützten CDMA-Kommunikationssystemen als auch bei terrestrischen zellularen Kommunikationssystemen, wie beispielsweise UMTS (Universal Mobile Telecommunications System), CDMA-2000, TD-SCDMA (Time Division Synchronous CDMA) und IS-95 (Interim Standard 95) erforderlich.
Ein CDMA-Sender moduliert das auszusendende CDMA-Signal auf einen sinusförmigen Träger im Hochfrequenzbereich (HF) und strahlt es über eine Antenne ab. Der CDMA-Empfänger verschiebt das über eine Antenne empfangene HF-CDMA-Signal in das Basisband. Für dieses sogenannte Heruntermischen des empfangenen CDMA-Signals werden ein oder mehrere lokale Referenzoszillatoren eingesetzt, die im Empfänger implementiert sind. Um das empfangene CDMA-Signal exakt in das Basisband heruntermischen zu können, benötigt der CDMA-Empfänger Kennt nis über die Frequenz des empfangenen CDMA-Signals und Kenntnis über die Frequenz des oder der verwendeten lokalen Referenzoszillatoren. Aufgrund mehrerer Fehlerquellen ist weder die Empfangsfrequenz noch die Frequenz des oder der lokalen Referenzoszillatoren genau bekannt. Die Empfangsfrequenz des einlaufenden CDMA-Signals wird durch die Doppler-Frequenzverschiebung verändert, welche durch eine Bewegung des CDMA-Senders (z. B. Satellit) wie auch durch eine Bewegung des CDMA-Empfängers beeinflusst wird. Die Frequenz des oder der Referenzoszillatoren ist lediglich innerhalb eines bestimmten Toleranzbereichs bekannt und verschiebt sich infolge von Temperatureinflüssen, Spannungsänderungen, Strahlungseinflüssen, Erschütterungen und anderen physikalischen Einwirkungen.
Insbesondere bei Satelliten-Positionsbestimmungssystemen treten aufgrund der Satellitenbewegung große Doppler-Verschiebungen auf. Es wurde bereits vorgeschlagen, dem Empfänger durch eine Signalisierung der zu erwartenden Doppler-Verschiebung die Akquisition zu erleichtern. Nachteilig ist jedoch der für die Signalisierung erforderliche Aufwand sowie eine zu hohe Ungenauigkeit der übermittelten Doppler-Frequenzverschiebungsdaten.
Zur Bestimmung der Frequenzabweichung im Rahmen der Signal-Akquisition sind verschiedene Vorgehensweisen bekannt. Typischerweise wird der mögliche Frequenzbereich in Frequenz-Subbereiche (sogenannte Frequenz-Bins) unterteilt. Die Suche im Frequenzraum wird dann durch Testen der einzelnen Frequenz-Bins durchgeführt. Hierfür mischt der CDMA-Empfänger das Empfangssignal mit der Mittenfrequenz eines ersten Frequenz-Bins herunter und nutzt das heruntergemischte Signal als Testsignal für die Synchronisation. Sofern mit dem Testsignal keine Synchronisation zwischen dem CDMA-Sender und dem CDMA-Empfänger erreichbar ist, wird die Mittenfrequenz des nächsten Frequenz-Bins ausgewählt und der Vorgang wiederholt. Dieses Verfahren wird solange durchgeführt, bis der richtige Frequenz-Bin, bei welchem die Synchronisierung gelingt, ge funden wird. Die Mittenfrequenz dieses richtigen Frequenz-Bins ist das Ergebnis der Frequenzsuche bei diesem bekannten Akquisitionsverfahren.
Nachteilig an diesem Verfahren ist, dass der Restfehler des Verfahrens allein durch die Breite der Frequenz-Bins bestimmt wird. Ferner wird die Empfindlichkeit des Verfahrens durch die Breite des Frequenz-Bins beeinflusst. Um einen geringen Restfehler und eine hohe Empfindlichkeit zu erreichen, muss typischerweise die Frequenzbreite der Frequenz-Bins klein gewählt werden. Dies bewirkt eine verhältnismäßig lange Akquisitions-Zeitdauer, wobei sich die für den Akquisitionsprozess benötigte Zeitdauer linear mit der benötigten Restfehlergenauigkeit erhöht.
Die Druckschrift „Synchronization Techniques for Digital Receivers” (New York: Plenum Press, 1997, S. 79–99) der Autoren U. Mengali und A. N. D'Andrea beschreibt ein Verfahren zur Abschätzung einer Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen Signal und einem lokalen Frequenzsignal mittels der Maximum-Likelihood (ML)-Methode, welches unter anderem auf CDMA-Systeme angewendet werden kann. Bei diesem Verfahren werden aufeinanderfolgende komplexe Verarbeitungswerte, die durch eine signalangepasste Filterung mit nachfolgender Datenwert-Multiplikation gewonnen werden, hinsichtlich ihrer Phasenbeziehung ausgewertet. Ein weiteres Verfahren zur Abschätzung der Frequenzabweichung mittels der ML-Methode ist in der Druckschrift „A Coherent Spread-Spectrum Diversity-Receiver with AFC for Multipath Fading Channels” (IEEE Transactions an Communications, vol. 42, no. 2/3/4, February, March, April 1994, S. 1300–1311) des Autors U. Fawer dargelegt. In diesem Verfahren wird ein von einem RAKE-Empfänger ausgegebenes Signal durch Integration weiterverarbeitet und ein einziger komplexer Integrationswert zur Abschätzung der Frequenzabweichung ausgewertet.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren anzugeben, mit welchem eine schnelle und genaue Schätzung der Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen CDMA-Signal und einem lokalen Referenzoszillator bei einem Akquisitionsvorgang in einem CDMA-Empfänger möglich ist. Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung zur Schätzung einer solchen Frequenzabweichung mit den genannten Eigenschaften zu schaffen.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Gemäß Anspruch 1 wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zunächst ein frequenzverschobenes Spreizcode-Signal (CDMA-Signal) aus dem empfangenen Signal durch Heruntermischen des empfangenen Spreizcode-Signals um das lokale Frequenzsignal erzeugt. Hierbei können sowohl einstufige (direct down conversion) als auch mehrstufige Frequenz-Mischverfahren (Heterodyn-Verfahren) eingesetzt werden, bei welchen das empfangene HF-Signal zunächst in einen Zwischenfrequenzbereich (IF-Signal) gemischt und dann ins Basisband übertragen wird. Das heruntergemischte (d. h. frequenzverschobene) Spreizcode-Signal wird dann mit einem lokalen Spreizcode entspreizt. Das entspreizte Spreizcode-Signal wird wiederholt über eine Integrationszeitdauer integriert, wobei bei jedem Integrationsvorgang ein komplexer Integrationswert gebildet wird. Die Integrationszeitdauer entspricht hierbei der Spreizcode-Dauer oder einem Vielfachen der Spreizcode-Dauer. Mindestens zwei (vorzugsweise benachbarte) komplexe Integrationswerte dieser Sequenz werden zur Bestimmung der Frequenzabweichung ausgewertet.
Das erfindungsgemäße Verfahren weist den Vorteil auf, dass sehr kurze Messzeiten zur Ermittlung der Frequenzabweichung benötigt werden. Bereits nach einer minimalen Zeitdauer von zwei Integrationswerten steht ein erster Schätzwert für die Frequenzabweichung zur Verfügung. Dieser Schätzwert weist bereits eine hohe Genauigkeit auf. Für GPS- oder Galileo-Signale eines Positionsbestimmungssystems liegt die Standardabweichung bei der Ermittlung der Frequenzabweichung für ein um 20 Dezibel gedämpftes Signal bei einer Beobachtungszeit von 100 Millisekunden bei etwa 5%. Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass das Restfehlerintervall (d. h. die Genauigkeit der Messung) nicht vorab (wie im Stand der Technik durch die Festlegung der Breite der einzelnen Frequenz-Bins) vorgegeben ist, sondern innerhalb der Messung durch die Beobachtungszeitdauer beeinflusst werden kann.
Durch eine Verlängerung der Integrationsdauer auf ein Vielfaches der Spreizcode-Dauer wird eine hohe Genauigkeit der Frequenzabweichungsbestimmung auch bei ausgesprochen schlechten Signalleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnissen erreicht. Allerdings wird durch die Erhöhung der Integrationszeitdauer der Fangbereich der Frequenzakquisition verkleinert.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird vorzugsweise zur Signalakquisition eines Empfängers eines Satelliten-Positionsbestimmungssystems eingesetzt. Bei Satelliten-Positionsbestimmungssystemen tritt aufgrund der Satellitenbewegung eine vergleichsweise hohe Doppler-Frequenzverschiebung auf. Darüber hinaus arbeiten viele derartige Empfänger im Einzelmessungsmodus (single shot measurement), bei welcher der Empfänger aus Gründen der Energieersparnis nach jeder Einzelmessung wieder ausgeschaltet wird. Da für jede neue Positionsmessung eine Neuakquisition der Satellitensignale erforderlich ist, wird die Performance eines solchen Systems maßgeblich durch sein Akquisitionsverhalten bestimmt. Gerade bei solchen Systemen treten die Vorzüge der vorliegenden Erfindung – kurze Akquisitionszeit, hohe Genauigkeit bei der Frequenzabweichungs-Ermittlung, hohe Empfindlichkeit (d. h. die Akquisition kann auch noch bei einem geringen Signal-zu-Rausch-Verhältnis erfolgreich durchgeführt werden) – besonders deutlich zutage.
Vorzugsweise erfolgt der Auswerteschritt in der Weise, dass eine für eine Phasenänderung zwischen den beiden komplexen Integrationswerten charakteristische Phasenänderungsgröße berechnet wird. Die Frequenzabweichung zwischen dem empfangenen Spreizcode-Signal und dem lokalen Frequenzsignal wird dann in Abhängigkeit mindestens einer auf diese Weise ermittelten Phasenänderungsgröße berechnet.
Vorzugsweise wird zur Berechnung der Phasenänderungsgröße der eine Integrationswert mit dem konjugiert Komplexen des anderen Integrationswertes multipliziert. Da bei der Multiplikation einer ersten komplexen Größe mit dem konjugiert Komplexen einer zweiten komplexen Größe ein komplexes Produkt gebildet wird, dessen Phasenwinkel in der komplexen Zahlendarstellung die Differenz der Phasenwinkel der beiden komplexen Größen ist, kann durch Multiplizieren auf einfache Weise die für die Phasenänderung zwischen den beiden komplexen Integrationswerten charakteristische Phasenänderungsgröße berechnet werden.
Zur Berechnung der Frequenzabweichung aus der Phasenänderungsgröße wird vorzugsweise die Argumentfunktion auf ein von der Phasenänderungsgröße abhängiges Argument angewandt. Die Anwendung der Argumentfunktion auf die komplexe Phasenänderungsgröße bietet eine einfache Möglichkeit, den Wertebereich des Phasenwinkels der Phasenänderungsgröße von 2π voll auszuschöpfen. Alternativ kann auch die Arkustangensfunktion direkt angewandt werden, was den Wertebereich auf π reduziert.
Vorzugsweise wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zu jeder Phasenänderungsgröße eine zugeordnete Einzelfrequenzabweichung berechnet und es wird die Frequenzabweichung durch eine Mittelung der Einzelfrequenzabweichungen berechnet. Werden für die Mittelung eine Beobachtungsperiode von einer Se kunde ausgewertet (d. h. 1000 Frequenzabweichungen ermittelt), ergibt sich für ein um 20 Dezibel gedämpftes Signal in einem Galileo- oder GPS-Positionsbestimmungssystem ein Fehler von nur etwa 1% für die Frequenzabweichungs-Ermittlung.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Bestimmung der Frequenzabweichung kann zeitlich nach der Ermittlung der Empfangszeitlage der Spreizcode-Sequenz (sogenannte Codephasen-Synchronisation) durchgeführt werden. Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens kennzeichnet sich jedoch dadurch, dass die Codephasen-Synchronisation während der Bestimmung der Frequenzabweichung durchgeführt wird. In diesem Fall werden also die erfindungsgemäße Frequenzsynchronisation und die Codephasen-Synchronisation im Wesentlichen gleichzeitig ausgeführt. Dadurch wird der Akquisitionsvorgang beschleunigt.
Gemäß Anspruch 10 weist die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Schätzung einer Frequenzabweichung Mittel zum Heruntermischen des empfangenen Spreizcode-Signals um das lokale Frequenzsignal, Mittel zum Entspreizen des frequenzverschobenen Spreizcode-Signals mit einem lokalen Spreizcode, Integrationsmittel zum wiederholten kohärenten Integrieren des entspreizten Spreizcode-Signals über eine Integrationszeitdauer und Auswertemittel zum Auswerten von zumindest zwei bei der Integration erhaltenen komplexen Integrationswerten zur Berechnung der Frequenzabweichung auf. Dabei umfassen die Auswertemittel vorzugsweise erste Berechnungsmittel, welche aus mindestens zwei komplexen Integrationswerten die Phasenänderungsgröße berechnen, und zweite Berechnungsmittel zur Berechnung der Frequenzabweichung in Abhängigkeit mindestens einer Phasenänderungsgröße. Dabei sind die Integrationsmittel ausgelegt, das entspreizte Spreizcode-Signal über eine Integrationszeitdauer zu integrieren, die einem Vielfachen der Spreizcode-Dauer entspricht. Durch das Einstellen einer längeren Integrationszeitdauer als eine Spreizcode-Dauer kann die Empfindlichkeit des Verfahrens nach Bedarf erhöht werden.
Dabei kennzeichnet sich ein besonders vorteilhaftes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung dadurch, dass die ersten und zweiten Berechnungsmittel als dedizierte Hardware-Schaltungen realisiert sind. Dadurch wird eine aufwandsgünstige und schnelle Prozessierung der von diesen Schaltungen verarbeiteten Daten ermöglicht.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigt:
1 eine schematische Darstellung von Funktionsblöcken zur Erläuterung der Signalerzeugung, der Signalübertragung und der Signalverarbeitung im erfindungsgemäßen CDMA-Empfänger;
2 ein Schaltungsbeispiel für die Berechnung der Frequenzabweichung sowie eines Korrelationsergebnisses;
3 ein schematisches Blockschaltbild des in 1 gezeigten CDMA-Senders;
4 ein schematisches Blockschaltbild des in 1 gezeigten Übertragungskanals;
5 ein schematisches Blockschaltbild der in 1 gezeigten Mischstufe;
6 ein schematisches Blockschaltbild des in 1 gezeigten Code-Generators;
7 ein schematisches Blockschaltbild der in 1 gezeigten Entspreizstufe;
8 ein schematisches Blockschaltbild der in 1 gezeigten Integrationseinheit; und
9A–D Schaubilder, in welchen bei einer Integrationszeitdauer von 1 ms der Erwartungswert und die Standardabweichung der Frequenzabweichung über die Mittelungszeit bei unterschiedlichen Verhältnissen der Trägerleistung zur spektralen Störleistungsdichte dargestellt sind.
1 zeigt die allgemeine Struktur des betrachteten Übertragungssystems. Dieses weist einen CDMA-Sender 1 auf, welcher ein CDMA-Signal in einen Übertragungskanal 2 einspeist. Der Ausgang des Übertragungskanals 2 repräsentiert das Empfangssignal für den CDMA-Empfänger. Der CDMA-Empfänger umfasst eine Schaltung zur Bestimmung der Frequenzabweichung 3. Die Schaltung zur Bestimmung der Frequenzabweichung umfasst eine Misch- und Abtaststufe 4, die das Empfangssignal entgegennimmt, auf eine Zwischenfrequenz oder direkt in das Basisband heruntermischt und an geeigneter Stelle im Signalpfad eine Abtastung durchführt. Der Misch- und Abtaststufe 4 ist eine Entspreizstufe 5 nachgeschaltet, die das von der Misch- und Abtaststufe 4 ausgegebene digitale, frequenzverschobene Signal entgegennimmt und entspreizt. Zu diesem Zweck wird der Entspreizstufe 5 derselbe Spreizcode, der bei der Signalerzeugung in dem CDMA-Sender 1 eingesetzt wurde, zugeleitet. Dieser Spreizcode wird in einem lokalen Spreizcode-Generator 6 erzeugt. Gemäß üblicher Notation werden die Inphase- und Quadratur-Signalkomponenten in 1 mit I (Inphase) und Q (Quadratur) bezeichnet. Der von dem Spreizcode-Generator 6 ausgegebene Spreizcode (d. h. der CDMA-Code) wird auch als PRN-Code (Pseudo Random Noise) bezeichnet. Die Begriffe Spreizcode, CDMA-Code und PRN-Code werden in dieser Schrift synonym verwendet.
Die Entspreizstufe 5 gibt ein entspreiztes Signal (genauer die I- und Q-Komponenten desselben) aus und führt dieses Signal einer Integrationseinheit 7 zu. Der Integrationseinheit 7 ist eine Schaltung 8 zur Berechnung eines Korrelationsergebnisses und der Frequenzabweichung nachgeschaltet.
Der Aufbau und die Funktionsweise des in 1 dargestellten Übertragungssystems wird nachfolgend anhand der 2 bis 8 näher erläutert. Das im Folgenden beschriebene Ausführungsbeispiel betrifft exemplarisch ein Satelliten-Positionsbestimmungssystem, beispielsweise Galileo oder GPS. Es ist jedoch in einfacher Weise auf andere CDMA-Übertragungssysteme, bei welchen eine Frequenzsynchronisation durchzuführen ist, übertragbar. Insbesondere ist es bei den in der Einleitung angegebenen bekannten CDMA-Systemen anwendbar.
Der satellitengestützte CDMA-Sender 1 umfasst nach 3 einen Code-Generator 1.1, welcher in periodischer Wiederholung einen GOLD-Code erzeugt. Der GOLD-Code besteht aus 1023 Chips und stellt den Spreizcode dar. Der im Basisband vorliegende GOLD-Code wird z. B. mittels eines BPSK-Modulators 1.2 (Binary Phase Shift Keying) auf einen HF-Träger moduliert. Als Übertragungskanal wird ein komplexer AWGN (Additive White Gaussi an Noise)-Kanal 2 zugrunde gelegt, siehe 4. Das analoge Ausgangssignal des AWGN-Übertragungskanals 2 ist das Empfangssignal r(t). 5 veranschaulicht durch den gestrichelt dargestellten Kasten, dass das Empfangssignal r(t) eine im Empfänger unbekannte Phasenlage sowie eine Frequenzabweichung (gegenüber der im Empfänger verwendeten lokalen Frequenz) aufweist.
Bei einer speziellen Realisierung der Misch- und Abtaststufe 4 wird das empfangene Signal r(t) mit einer ersten lokalen Oszillatorfrequenz f_LO1 gemäß der folgenden Gleichung in eine Zwischenfrequenz (IF) umgesetzt: rIF(t) = r(t)·exp(–j·2π·fLO1·t). (1)
Dabei bezeichnet t die Zeit, j die imaginäre Einheit und r_IF(t) das in die Zwischenfrequenzlage umgesetzte Empfangssignal. Dieses Signal r_IF(t) wird dann an den Abtastzeitpunkten ν·T_s abgetastet, wobei T_s die Abtastzeitdauer und ν den Abtastindex bezeichnen. Das digitale Zwischenfrequenzsignal wird nun mittels einer zweiten lokalen Oszillatorfrequenz f_LO2 in das Basisband umgesetzt. Das digitale Basisbandsignal s_ν lautet sν = rIF,ν·exp(–j·2π·fLO2·ν·Ts) = rν·exp[–j·2π·(fLO1 + fLO2)·ν·Ts]. (2)
Dabei bezeichnet r_IF,ν das nach der Abtastung vorliegende, digitale Zwischenfrequenz-Signal.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Heruntermischen und die Abtastung des Empfangssignals r(t) in vielfältig anderer Weise durchgeführt werden kann. Insbesondere kann die Abtastung auch vor oder nach dem Heruntermischen stattfinden, und neben einem mehrstufigen Heruntermischen ist auch ein direktes Heruntermischen ins Basisband (direct down conversion) möglich.
Wie bereits eingangs erläutert ist der richtige Wert für f_LO1 + f_LO2 zunächst nicht bekannt. Er muss durch die im Folgenden beschriebene Bestimmung der Frequenzabweichung Δf_μ ermittelt werden.
Die Entspreizstufe 5 kann in einer einfachen Ausführung zwei Multiplizierer 5.1, 5.2 aufweisen, siehe 7. Für 1-Bit Signale können die Multiplizierer auch durch Exklusiv-Oder-Gatter ersetzt werden. Gleiches gilt für Eingangssignale mit einer Kodierung in Betrag und Vorzeichen. Dem einen Multiplizierer 5.1 werden die I-Signalkomponenten des digitalen Basisbandsignals s_ν und des in dem Spreizcode-Generator 6 erzeugten lokalen PRN-Referenzcodes c_ν+τ zugeleitet, während der zweite Multiplizierer 5.2 die Q-Signalkomponenten dieser Signale entgegennimmt. Zur Erleichterung des Verständnisses wird zunächst angenommen, dass die Codephasen-Synchronisation bereits durchgeführt wurde, d. h. dass die Zeitlage des PRN-Codes in dem Empfangssignal r(t) bereits bekannt ist, sodass der PRN-Referenzcode in der Entspreizstufe 5 zeitrichtig auf das Basisbandsignal s_ν aufmultipliziert wird. Dabei bezeichnet τ die bei der Codephasen-Synchronisation gefundene (bekannte) Zeitlage des PRN-Referenzcodes c_ν+τ.
Gemäß 6 umfasst der lokale Spreizcode-Generator 6 einen GOLD-Code-Generator 6.1 und einen BPSK-Modulator 6.2. Sein Aufbau entspricht diesbezüglich dem Aufbau des CDMA-Senders 1. Der lokale Spreizcode-Generator 6 stellt den PRN-Referenzcode c_ν+τ als I- und Q-Signalkomponenten zur Verfügung.
Das entspreizte Signal u_ν am Ausgang der Entspreizstufe 5 lautet uν = sν·cν+τ = rν·exp[–j·2π·(fLO1 + fLO2)·ν·Ts)·cν+τ. (3)
Das entspreizte Signal u_ν wird in der Integrationseinheit 7 (siehe 8) über L aufeinander folgende Abtastwerte kohärent integriert. Die Integrationseinheit 7 umfasst hierfür zwei Akkumulatoren 7.1 und 7.2, die eine laufende Summe der I-Abtastwerte und der Q-Abtastwerte des entspreizten Signals u_ν bilden. Die Akkumulation erfolgt mit dem Abtasttakt. Wird beispielsweise von einer 2-fachen Überabtastung des GOLD-Codes ausgegangen (d. h. T beträgt die halbe Chip-Zeitdauer), werden in einer Spreizcode-Dauer L = 2046 Abtastwerte akkumuliert. Die Akkumulatoren 7.1 und 7.2 werden durch einen Pulsgenerator 7.5 bei L = 2046 nach jeder Spreizcode-Dauer zurückgesetzt. Zur Ausgabe der Akkumulationsergebnisse (d. h. der komplexen Integrationswerte) ist jedem Akkumulator 7.1 bzw. 7.2 ein Dezimator 7.3 bzw. 7.4 nachgeschaltet (im vorliegenden Beispiel wird ein Dezimationsfaktor 2046 verwendet). Im allgemeinen Fall ist die Größe L (Anzahl der akkumulierten aufeinander folgenden Abtastwerte) in der Integrationseinheit 7 einstellbar, sodass über eine gewünschte Anzahl von Spreizcode-Dauern kohärent integriert werden kann.
Die kohärente Integrationseinheit 7 berechnet eine Folge von Integrationswerten v_μ gemäß der Gleichung
Die Integrationswerte v_μ weisen immer noch ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf, welches typischerweise für eine Code-Synchronisation zu gering ist, d. h. bei einer Code-Synchronisation würden die komplexen Integrationswerte inkohärent akkumuliert werden.
Zur Schätzung der Frequenzabweichung Δf_μ wird ein Integrationswert v_μ mit dem konjugiert Komplexen des vorausgegangenen Integrationswertes v*μ–1 multipliziert. Es ergibt sich die folgende Gleichung
Die Frequenzabweichungen Δf_μ können aus der Folge der komplexen Produktwerte Ψ_μ durch Anwendung der Argumentfunktion auf die Produktwerte Ψ_μ sowie einer Skalierung gemäß der Gleichung
erhalten werden. Die Argument-Funktion kann entsprechend Gleichung 6 durch eine Kombination aus Arkustangens und Signum-Funktionen ersetzt werden. Die Signum-Funktion wird auch als Vorzeichenfunktion bezeichnet. Es wird deutlich, dass für die Berechnung einer Frequenzabweichung Δf_μ lediglich zwei komplexe Integrationswerte v_μ, v*μ–1 benötigt werden, und dass pro Integrationszeitdauer ein Wert Δf_μ der Frequenzabweichung erhalten wird.
2 zeigt eine mögliche Implementierung der Schaltung 8 zur Berechnung eines Korrelationsergebnisses und der Frequenzabweichung Δf_μ. Anhand des Schaltungsaufbaus ist leicht nachvollziehbar, dass der Schaltungsabschnitt A1 eine Berechnung des Realteils des Produktes vμ·v*μ–1 (liegt an der Signalleitung 10 an) und des Imaginärteil des Produktes vμ·v*μ–1 (liegt an der Signalleitung 11 an) ermittelt. Dabei bezeichnet das Bezugszeichen 13 reelle Multiplizierer, das Bezugs zeichen 14 Verzögerungsglieder, das Bezugszeichen 15 Addierer, das Bezugszeichen 16 einen Subtrahierer und das Bezugszeichen 17 einen kombinierten Addierer und Subtrahierer. Die erforderliche Signalverzögerung zur Bildung des Produktes vμ·v*μ–1 wird durch die Verzögerungsglieder 14 bewirkt.
Der Schaltungsabschnitt A2 nimmt den Realteil und den Imaginärteil des komplexen Produktes vμ·v*μ–1 entgegen und führt in der Einheit 18 die Quotientenbildung und die Argument-Funktionswerteermittlung durch. Der Funktionswert wird mittels des Skalierers 19 skaliert. Am Ausgang des Skalierers 19 wird die Folge von Frequenzabweichungen Δf_μ ausgegeben.
Ein optionaler Schaltungsabschnitt A4 führt eine laufende Mittelwertbildung der einzelnen Frequenzabweichungen Δf_μ durch und gibt am Ausgang eine Folge gemittelter Frequenzabweichungen Δf μ aus. Zum Beispiel kann eine laufende Mittelwertbildung über N einzelne Frequenzabweichungen Δf_μ durchgeführt werden, wobei N eine in der Schaltung 8 einstellbare Größe sein kann.
Zur Kompensation der Frequenzabweichung wird dann z. B. die lokale Oszillatorfrequenz f_LO2 so gewählt, dass sie die Frequenzabweichung Δf_μ oder die gemittelte Frequenzabweichung Δf μ kompensiert.
Die Schaltung 8 kann ferner einen Schaltungsabschnitt A3 umfassen, welcher zwei Akkumulatoren 20, zwei Quadrierer 21 und einen Addierer 15 aufweist. Der Schaltungsabschnitt A3 nimmt ebenfalls die Signale 10 und 11 entgegen und bildet das Betragsquadrat der akkumulierten Produktwerte vμ·v*μ–1 .
Das am Ausgang des Schaltungsabschnitts A3 bereitgestellte Korrelationsergebnis kann für die Codephasen-Synchronisation, d. h. für die Ermittlung von τ genutzt werden. In diesem Fall wird die Ermittlung der Frequenzabweichung (Frequenzsynchronisation) und die Ermittlung der Code-Zeitlage (Codephasen- Synchronisation) im empfangenen Signal r(t) gleichzeitig durchgeführt. Eine mögliche Implementierung besteht darin, dass der durch die Schaltungen 6, 5, 7, 8 definierte Signalpfad in einer Parallelanordnung vervielfacht wird. Jeder dieser Signalpfade wird nun mit einer unterschiedlichen Zeitlage τ des lokalen PRN-Codes betrieben. Die Korrelationsausgänge der Schaltungsabschnitte A3 werden überwacht. Tritt an einem der Korrelationsausgänge ein hohes Korrelationsergebnis auf, zeigt dies, dass in diesem Signalpfad Phasensynchronität vorliegt und somit die Entspreizstufe 5 dieses Signalpfads eine korrekte Entspreizung vornimmt. Die von diesem Codephasensynchronisierten Signalpfad gelieferten Frequenzabweichungen Δf_μ bzw. Δf μ werden dann für die Frequenzsynchronisation eingesetzt.
Es wird darauf hingewiesen, dass der Signalpfad 6, 5, 7, 8 vollständig in Form einer dedizierten Hardware-Schaltung realisiert sein kann. Insbesondere gilt dies für die Schaltung 8 zur Berechnung des Korrelationsergebnisses und der Frequenzabweichung. Die Einheit 18 kann beispielsweise in Form einer in einem Speicher gespeicherten Funktionswerte-Nachschlagetabelle ausgeführt sein.
Die 9A–D zeigen Simulationsergebnisse der in 2 dargestellten Schaltung. Der Simulation lag das bereits betrachtete Beispiel eines CDMA-Codes einer Code-Länge von 1023 Chips, einer Code-Rate von 1.023 Mchips/s (infolgedessen einer Code-Zeitdauer von 1 ms), einer Abtastrate T–1s von 2.046 MHz, einer kohärenten Integrationszeitdauer von 1 ms und (aufgrund der 2-fachen Überabtastung) einer Integrationsanzahl L = 2046 zugrunde. In den Schaubildern 9A–D sind der Erwartungswert und die Standardabweichung der gemittelten Frequenzabweichung Δf μ gegenüber der Beobachtungszeit t dargestellt. Die Simulationsresultate wurden für verschiedene Werte C/N₀ ermittelt, wobei C die Trägerleistung und N₀ die spektrale Störleistungsdichte bezeichnen. Das Signalleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnis S/N ergibt sich aus dem Verhältnis C/N₀ nach S/N = C/(N₀·2.046 MHz). Ferner können die C/N₀ Verhältnisse in Dämpfungsfaktoren D für die Übertragung des Sichtliniensignals umgerechnet werden. Für GPS-Signale ergibt sich D_GPS = (35.30·10³ Hz·N₀)/C, für Galileo-Signale lautet die entsprechende Beziehung D_Galileo = (39.60·10³ Hz·N₀)/C. Die der Simulation zugrunde gelegten tatsächlichen Frequenzverschiebungen sind 100 Hz (9A, 9B) und 300 Hz (9C, 9D). Es wird deutlich, dass trotz der kurzen Integrationszeitdauer nach kurzer Zeit bereits eine genaue Schätzung der Frequenzabweichung Δf μ möglich ist.
Es wird darauf hingewiesen, dass sowohl die Genauigkeit als auch die Empfindlichkeit der Frequenzabweichungs-Ermittlung von der Beobachtungszeitdauer abhängig ist. Die Beobachtungszeitdauer wird sowohl durch die Integrationszeitdauer L in der Integrationseinheit 7 als auch durch die Länge N beeinflusst, über welche in dem Schaltungsabschnitt A4 der laufende Mittelwert der Einzelfrequenzabweichungen Δf_μ gebildet wird. Eine Erhöhung der Integrationszeitdauer L hat einen größeren Effekt auf die Genauigkeit und die Empfindlichkeit der Messung als eine zeitlich entsprechende Erhöhung der Mittelwert-Bildungslänge N. Allerdings wird durch eine Erhöhung von L der Fangbereich (d. h. der maximale Bereich, in dem die Frequenzabweichung geschätzt werden kann) reduziert. Dies gilt nicht für eine Erhöhung der Mittelwert-Bildungslänge N, welche den Fangbereich unbeeinflusst lässt.

Claims

Verfahren zur Schätzung einer Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen Spreizcode-Signal und einem lokalen Frequenzsignal bei der Akquisition des empfangenen Spreizcode-Signals in einem CDMA-Empfänger, mit den Schritten: – Erzeugen eines frequenzverschobenen Spreizcode-Signals aus dem empfangenen Spreizcode-Signal durch Heruntermischen (4) des empfangenen Spreizcode-Signals um das lokale Frequenzsignal; – Entspreizen (5) des Spreizcode-Signals mit einem lokalen Spreizcode; – wiederholtes kohärentes Integrieren (7) des entspreizten Spreizcode-Signals über eine Integrationszeitdauer zur Bildung einer Folge von komplexen Integrationswerten, wobei die Integrationszeitdauer einem Vielfachen der Spreizcode-Dauer entspricht; und – Auswerten (8) von mindestens zwei komplexen Integrationswerten zur Berechnung der Frequenzabweichung.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren zur Signalakquisition im CDMA-Empfänger eines Satelliten-Positionsbestimmungssystems eingesetzt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Auswerteschritt die Schritte umfasst: – Berechnen (A1) einer für eine Phasenänderung zwischen den beiden komplexen Integrationswerten charakteristischen Phasenänderungsgröße, und – Berechnung (A2, A4) der Frequenzabweichung in Abhängigkeit von mindestens einer Phasenänderungsgröße.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Berechnung der Phasenänderungsgröße der eine Integrationswert mit dem konjugiert Komplexen des anderen Integrationswertes multipliziert wird.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Berechnung der Frequenzabweichung aus der Phasenänderungsgröße die Argumentfunktion (18) auf ein von der Phasenänderungsgröße abhängiges komplexwertiges Argument angewandt wird.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass zur Berechnung der Frequenzabweichung aus der Phasenänderungsgröße die Arkustangensfunktion auf ein von der Phasenänderungsgröße abhängiges komplexwertiges Argument und die Signumfunktion auf ein von der Phasenänderungsgröße abhängiges Argument angewandt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, gekennzeichnet durch den Schritt: Berechnen der Frequenzabweichung durch Mittelung (A4) über mehrere Einzelfrequenzabweichungen, wobei eine Einzelfrequenzabweichung aus einer Phasenänderungsgröße bestimmt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass während der Berechnung der Frequenzabweichung eine Ermittlung der Empfangszeitlage (A3) des Spreizcodes im empfangenen Spreizcode-Signal vorgenommen wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Schritt: Durchführen einer Signalabtastung (4) vor dem Entspreizen (5) des frequenzverschobenen Spreizcode-Signals, wodurch das frequenzverschobene Spreizcode-Signal als digitales Signal vorliegt.
Vorrichtung zur Schätzung einer Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen Spreizcode-Signal und einem lokalen Frequenzsignal bei der Akquisition des empfangenen Spreizcode-Signals in einem CDMA-Empfänger, mit: – Mitteln (4) zum Heruntermischen, welche durch Heruntermischen des empfangenen Spreizcode-Signals um das lokale Frequenzsignal aus dem empfangenen Spreizcode-Signal ein frequenzverschobenes Spreizcode-Signal erzeugen, – Mitteln (5) zum Entspreizen des frequenzverschobenen Spreizcode-Signals mit einem lokalen Spreizcode, – Integrationsmitteln (7) zum wiederholten kohärenten Intergieren des entspreizten Spreizcode-Signals über eine Intergrationszeitdauer zur Bildung einer Folge von komplexen Integrationswerten, wobei die Integrationsmittel (7) ausgelegt sind, das entspreizte Spreizcode-Signal über eine Integrationszeitdauer, welche einem Vielfachen der Spreizcode-Dauer entspricht, zu integrieren, und – Auswertemitteln (8) zum Auswerten von mindestens zwei komplexen Integrationswerten zur Berechnung der Frequenzabweichung.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswertemittel (8) umfassen: – erste Berechnungsmittel (A1), welche aus mindestens zwei komplexen Integrationswerten eine für eine Phasenänderung zwischen den beiden komplexen Integrationswerten charakteristische Phasenänderungsgröße berechnen, und – zweite Berechnungsmittel (A2, A4) zur Berechnung der Frequenzabweichung in Abhängigkeit von mindestens einer Phasenänderungsgröße.
Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Berechnungsmittel (A1) einen komplexen Multiplizierer (13, 15, 16, 17) umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Berechnungsmittel (A1) eingangsseitig ein Verzögerungsglied (14) aufweisen, in welchem der dem aktuellen komplexen Integrationswert vorhergehende komplexe Integrationswert bereitgehalten wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Berechnungsmittel (A2) ausgelegt sind, die Argumentfunktion auf ein von der Phasenänderungsgröße abhängiges Argument anzuwenden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Berechnungsmittel (A1, A2, A4) als in dedizierter Hardware ausgeführte Schaltungen realisiert sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, gekennzeichnet durch eine den Auswertemitteln (8) nachgeschaltete Stufe (A3), die ausgelegt ist, aufeinanderfolgende komplexe Phasenänderungsgrößen zu akkumulieren und das Betragsquadrat des Akkumulationsergebnisses zu berechnen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Berechnungsmittel (A2, A4) aufweisen: – einen ersten Abschnitt (A2), welcher ausgelegt ist, zu einer Phasenänderungsgröße jeweils eine dieser Phasenänderungsgröße zugeordnete Einzelfrequenzabweichung zu berechnen, und – einen zweiten Abschnitt (A4), welcher ausgelegt ist, die Frequenzabweichung durch Mittelung über mehrere Einzelfrequenzabweichungen zu berechnen.
Empfänger eines Satelliten-Positionsbestimmungssystems, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung zur Signalakquisition nach einem der Ansprüche 10 bis 17.