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TECHNISCHER HINTERGRUND DER
ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft ein angepaßtes
Filter, einen Spreizspektrumempfänger
und insbesondere die Korrelation eines Referenzsignals und eines
an dem Empfänger
ankommenden Signals.
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Ein
Spreizspektrumsystem ist ein Telekommunikationssystem, in dem die
zur Übertragung
eines Signals genutzte Bandbreite wesentlich größer ist als für die zu übertragenden
Daten erforderlich. Das Spektrum des Signals wird in einem Sender
mit Hilfe eines Pseudo-Zufalls-Spreizcodes gespreizt, der von den
Originaldaten unabhängig
ist. In Direktsequenz-Spreizspektrum-Systemen
(DS-SS) wird ein Spektrum auf die verfügbare Bandbreite gespreizt,
indem die Trägerphase
entsprechend einem Pseudo-Zufalls-Spreizcode gespreizt wird. Die
Bits eines Spreizcodes werden im Unterschied zu tatsächlichen
Datenbits gewöhnlich
als Chips bezeichnet.
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Das
Dokument
US 5 933 447
A1 offenbart ein Spreizspektrum eines angepaßten Filters
mit Kleinleistungs-Silicium(-Elementen) und niedrigem Leistungsbedarf,
das eine erste Anzahl von Schieberegistern, eine zweite Anzahl von
Schieberegistern, einen Multiplexer, eine Anzahl von Datenschieberegistern,
eine Anzahl von Exklusiv-ODER-Gattern, einen Addiererbaum, einen
Speicher und einen Addierer aufweist.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein Spreizspektrumsystem auf Direktsequenzbasis
darstellt. In dem System wird ein Signal von einer Datenquelle 1-2 zunächst in
einem Datenmodulator 1-4 eines Senders 1-1 moduliert,
worauf ein aus dem Modulator 1-4 austretendes komplexes
Signal 1-6, 1-8 moduliert wird, indem das datenmodulierte
Signal in einem Multiplikator 1-14 mit einem komplexen
Spreizcode 1-12, 1-13 multipliziert wird, der
durch einen Codegenerator 1-10 erzeugt wird. Ein Spreizcodemodulator 1-16 spreizt
das zu übertragende
Spektrum mittels des Spreizcodes. Ein durch einen Hochfrequenzoszillator 1-20 erzeugter
Träger
wird dann in einem Multiplikator 1-18 durch das daten- und codemodulierte
Signal moduliert, und ein Imaginärteil 1-22 wird
aus dem zu übertragenden
Signal entfernt. Das übertragene
Signal breitet sich von einer Antenne 1-24 im Sender über einen Übertragungsweg 1-26 zu
einer Antenne 1-32 in einem Empfänger 1-30 aus. In
dem Empfänger 1-30 trennt
ein Eingangsfilter 1-34 ein Informationssignal von dem
gesamten Frequenzspektrum. Ein komplexes Signal 1-35, 1-36 wird
mit einer niedrigeren Frequenz gemischt, indem das Signal in einem
Multiplikator 1-45 mit einem komplexen Signal 1-42, 1-44 multipliziert
wird, das durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 1-40 erzeugt
wird.
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In
dem Empfänger
eines Spreizspektrumsystems wird ein Referenzsignal, ein Code-Duplikat,
das eine identische Kopie des Spreizcodes ist, in einem Entspreizungsmodulator
(Spreizcode-Demodulator) 1-48 genutzt, um das Spektrum
eines ankommenden Signals zu verengen. In 1 erzeugt
ein Codegenerator 1-46 das Spreizcode-Duplikat, das in
einem Multiplikator 1-50 mit einem empfangenen Signal korreliert
wird. Wenn das Code-Duplikat und der empfangene Code gleich und
in Phase sind, korrelieren sie miteinander, und die übertragene
Datenmodulation kann in ihrer vor dem Spreizen bestehenden Form
wiederhergestellt werden. Gleichzeitig werden auch verschiedene
Störsignale
gespreizt. Ein unmittelbar auf den Entspreizungsmodulator 1-48 folgendes
Bandfilter 1-52 läßt die Datenmodulation
durch, entfernt aber zum größten Teil
die Leistung eines Störsignals,
wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis
des empfangenen Signals verbessert wird.
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Um
die Erfassung von übertragenen
Daten in einem Spreizspektrumempfänger zu ermöglichen, muß das durch den Empfänger generierte
Code-Duplikat so genau wie möglich
mit dem empfangenen Code synchronisiert werden (Erfassung), und
die Synchronisation muß aufrechterhalten
werden (Signalverfolgung). Das in dem Empfänger generierte Spreizcode-Duplikat
muß daher
mit dem im empfangenen Signal enthaltenen Spreizcode in Phase sein
und bleiben. Aus diesem Grund ist ein spezieller Synchronisationsalgorithmus
oder eine Synchronisationseinheit zur Code-Synchronisation zusätzlich zur
regulären
Träger-
und Datensynchronisation erforderlich. Die Erfassungsgeschwindigkeit,
d. h. die Zeit, die von dem Code-Duplikat benötigt wird, um bei dem empfangenen
Code die richtige Phase zu treffen, ist ein wichtiger Leistungsparameter
eines Spreizspektrumsystems. Für
die Erfassung sind außer
der Tatsache, daß das
System verschiedene, mit dem übertragenen
Signal verbundene Hilfsmittel für
die Erfassung aufweisen kann, viele Methoden entwickelt worden.
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Angepaßte Filter
sind Einrichtungen, deren Ausgangssignal ein zeitlich umgekehrtes
Duplikat, eine Kopie des gewünschten
ankommenden Signals ist, wenn das Eingangssignal ein Impuls ist.
Daher ist die Übertragungsfunktion
eines angepaßten
Signals eine komplex Konjugierte des daran angepaßten Signals.
Ein angepaßtes
Filter kann so implementiert werden, daß es entweder kontinuierlich
oder diskret arbeitet. Ein angepaßtes Filter berechnet die Korrelation
zwischen einem Referenzsignal und dem zu messenden Signal und liefert
ein maximales Ausgangssignal, wenn das Referenzsignal am besten
mit dem ankommenden Signal bzw. Eingangssignal korrespondiert. Aus
diesem Grund ist ein angepaßtes
Filter bei der Signalerfassung in Spreizspektrumsystemen für das Aufsuchen
der richtigen Phase des durch einen Empfänger generierten Referenzsignals
verwendbar. Es läßt sich
zeigen, daß ein
angepaßtes
Filter die optimale Methode zur Identifikation von Rauschsignalen
vom Typ AWGN (additives Gaußsches
Rauschen) ist.
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2 zeigt
ein Signalflußdiagramm
einer durchführbaren
Implementierung eines angepaßten
Filters. Es besteht aus einer Verzögerungsleitung mit Zwischenausgängen und
aus einem passiven Filter, das an die Wellenform eines PRN-Chips
(Chip des Pseudozufallsrauschens) angepaßt ist. Das Ausgangssignal
des Filters wird an die Grundtaktform von PRN-Spreizbits angepaßt. In 2 bedeutet
in(n) ein an einem Filter ankommendes Signal, und in(n – 1), in(n – 2)...in(n – NMF + 1) bedeuten ein ankommendes Signal,
das um 1, 2 bis NMF + 1 Verzögerungselemente
Tc verzögert
ist. c(0), c(1)...c(NMF – 1) bedeuten Koeffizienten,
mit denen das unterschiedlich stark verzögerte ankommende Signal multipliziert
wird. Nach der Multiplikation werden die Signale in einem Addierer 2-10 aufsummiert,
und das Summensignal wird in einem Filter 2-20 gefiltert.
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Die
Verwendung eines angepaßten
Filters bei der Synchronisation von Spreizspektrumsystemen ist zum
Beispiel aus 'Spread
Spectrum Communications Handbook',
Marvin K. Simon et al., McGraw-Hill, 1994, S. 815–832, bekannt.
Bei einem bekannten angepaßten
Filter wird das Filter jeweils an ein empfangenes Signal auf einmal
angepaßt.
Dies erfordert entweder die Verwendung mehrerer angepaßter Filter
oder die Suche nach je einem Signal auf einmal, falls eine Suche
nach mehr als einem Signal beabsichtigt ist.
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Wenn
mit einem angepaßten
Filter ein Signal vom Bandpaßtyp
in einem empfangenen verrauschten Signal gesucht wird, dann wird
in bekannten Lösungen
das an dem angepaßten
Filter ankommende Signal vorverarbeitet, indem es mit einem Trägerschätzwert multipliziert
wird, wodurch der Frequenzversatz des Empfängers entfernt wird. Wenn der
Frequenzversatz nicht bekannt ist, muß das Signal für verschiedene
Frequenzversätze über den
gesamten Frequenzungenauigkeitsbereich gesucht werden. Ferner sucht
ein angepaßtes
Filter nach der richtigen Phase des durch einen Empfänger generierten
Referenzsignals. Ein angepaßtes
Filter berechnet die Korrelation zwischen einem bekannten Signal
und dem zu messenden Signal, d. h. es erzeugt ein Maß für die Identität der zwei
Signale. Die durch das Filter erzeugten Ausgangssignale sind typischerweise
nichtkohärent
erfaßte
Amplitudenwerte.
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Das
Maß wird
dann mit einem gesetzten Schwellwert verglichen, um zu entscheiden,
ob die zwei Signale synchron sind. Im einfachsten Fall bedeutet
das Überschreiten
des Schwellwerts, daß das
dem Referenzsignal entsprechende Signal identifiziert worden ist,
und daß der
Spreizcode des identifizierten Signals in Phase mit dem Referenzsignal
ist. Diese Information dient zur Auslösung der eigentlichen Signalverfolgung und
des Signalempfangs. Wenn keine Identifikation erfolgt (der Schwellwert
nicht überschritten
wird), ändert das
Erfassungssystem die Phase des lokal generierten Referenzcodes oder
verändert
Referenzsignale, worauf die Korrelation wiederholt wird. Dies dauert
an, bis Identifikation und Synchronisation erreicht werden, d. h.
bis das Referenzsignal am besten mit dem ankommenden Signal korrespondiert.
In diesem Fall liefert das Filter ein maximales Ausgangssignal.
Dann wird der Verfolgungsalgorithmus des empfangenen Signals eingeleitet.
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Da
in dem Erfassungssystem ein Signal vom Bandpaßtyp gesucht wird, muß das angepaßte Filter
entweder als Bandpaß- oder als äquivalente
Tiefpaßfilterversion
implementiert werden. Ein Erfassungssystem vom Tiefpaßtyp mit
Verwendung eines angepaßten
Filters ist in 3 dargestellt. Darin wird ein
bei identischen angepaßten
Filtern 3-10, 3-12 ankommendes Signal 3-1 in
zwei Teile unterteilt, I- und Q-Zweige (I steht für phasengleich
und Q für
Quadratur bzw. 90° Phasenverschiebung),
und ein Signal, das durch einen lokalen Oszillator 3-2 erzeugt
wird und dessen Frequenz im wesentlichen gleich der Summe der Zwischenfrequenz des
Empfängers
und der Dopplerfrequenz des empfangenen Signals sein kann, wird
benutzt, um ein Signal des 3-I-Zweigs in einem Multiplikator 3-6 zu
multiplizieren. Bevor ein Signal des 3-Q-Zweigs in einem Multiplikator 3-8 multipliziert
wird, wird die Phase eines durch den lokalen Oszillator erzeugten
Signals in einem Phaseninverter 3-4 um 90° phasenverschoben.
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Nach
der Multiplikation des ankommenden Signals werden von 3-I- und 3-Q-Zweigen
ankommende Signale in im wesentlichen identischen angepaßten Filtern 3-10 und 3-12 mit
einem im Empfänger
generierten Code-Duplikat korreliert. Die aus den angepaßten Signalen
entstehenden Signale werden dann erfaßt, d. h. die Signale beider
Zweige werden in Elementen 3-14 und 3-16 quadriert,
und die quadrierten Signale werden in einem Addierer 3-18 aufsummiert,
um das Quadrat des Absolutwerts eines komplexen Eingangssignals
zu ermitteln. Dann vergleicht ein Schwellwertdetektor 3-20 das
erfaßte
Signal mit einem voreingestellten Schwellwert, einem Referenzwert.
Im einfachsten Fall bedeutet das Überschreiten des Schwellwerts,
daß ein
dem Referenzsignal entsprechendes Signal erfaßt worden ist und sein Spreizcode
in Phase mit dem gespeicherten Referenzsignal ist. Die Information
wird benutzt, um die eigentliche Signalverfolgung und den Empfang
einzuleiten.
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In
den Strukturen von allgemein bekannten angepaßten Filtern wird der Zeittakt
eines Referenzsignals und eines ankommenden Signals in der Planungsphase
fixiert und kann daher für
unterschiedliche Zeittakte nicht genau eingestellt werden.
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Dies
führt zu
Problemen bei der Verfolgung von Signalen mit niedrigem Signal-Rausch-Verhältnis, da die
dafür erforderliche
Integrationszeit lang ist. Dies erfordert wiederum eine genaue Zeitsteuerung
bei der Abtastung eines angepaßten
Filters, da die Arbeitsweise eines angepaßten Filters davon abhängig ist,
daß sein Referenzsignal
im Zeitbereich von gleicher Länge
wie ein empfangenes Signal ist. In Systemen mit schneller Relativbewegung
eines Senders und Empfängers
entsteht im Träger
und im Spreizcode eine Dopplerverschiebung, deren Betrag von der
Frequenz der Signalkomponente abhängig ist. Da die Frequenz des
Spreizcodes von der Dopplerverschiebung abhängt, ist die Frequenz nicht
immer exakt gleich. Dies ist auch in dem Erfassungssystem zu berücksichtigen,
wenn die erforderliche Integrationszeit (TI)
lang ist. Wenn die Frequenzungenauigkeit größer als 1/TI ist, ändert sich
der Zeittakt des Codes um mehr als ein Chip während der Integration, wodurch
der Betrieb des Erfassungssystems verhindert wird.
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Die
Integrationszeit eines DS-SS-Erfassungssystems wird auch durch die
Modulation der übertragenen
Daten beschränkt.
Im allgemeinen kann die Integration nicht über ein übertragenes Datenwort fortgesetzt werden,
wenn nicht die Modulation vor der Integration kompensiert werden
kann. Zum Beispiel führt
bei der gebräuchlichen
BPSK-Modulation (binären
Phasenumtastung) eine Änderung
in einem Datenbit zu einer Phasenänderung von 180° in dem Signal,
die einer Umkehrung seines Vorzeichens entspricht. Deshalb führt die Integration über ein
Datenbit zu einem signifikanten Güteverlust des Signals. Wenn
daher die Integrationszeit länger
als die Länge
eines Datenworts ist, kann keine kohärente Integration mehr angewandt
werden. Die Anwendung nichtkohärenter
Integration allein ist nicht durchführbar, da nichtkohärente Erfassung
das Signal-Rausch-Verhältnis schwächt, wenn
das ankommende Signal-Rausch-Symbol
ursprünglich
negativ ist.
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Ein
angepaßtes
Filter vom Bandpaßtyp
oder Tiefpaßtyp
kann entweder als analoges oder digitales Filter implementiert werden.
Die gebräuchlichste
Weise ist die Implementierung angepaßter Filter auf der Basis der
Analogtechnologie, wobei die Verzögerungsleitung durch SAW-(akustische
Oberflächenwellen-)
oder CCD(ladungsgekoppelte Bauelement-)Technologien implementiert
wird. In der Herstellungsphase werden jedoch die Sys teme für nur ein
gegebenes Referenzsignal gebaut. Die Verzögerungsleitung eines analogen,
diskret zeitgesteuerten angepaßten
Filters kann zum Beispiel auf der Basis der SC-Technologie (Schalter-Kondensator-Technologie)
implementiert werden. Ein Problem bei dieser Technologie ist jedoch
beispielsweise der Alias-Effekt.
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Der
Fortschritt der Digitaltechnologie hat auch digital implementierte
angepaßte
Filter zustande gebracht. Die Implementierung der erforderlichen
schnellen Aufsummierung vieler Werte ist in einem Digitalfilter schwierig.
In einem angepaßten
Filter müssen
gespeicherte Signalabtastwerte, die entlang der Länge des
Filters mit dem Referenzsignal multipliziert werden, berechnet werden,
um einen Ausgangsabtastwert zu erzeugen. Herkömmlicherweise ist dies ausgeführt worden,
indem jeweils eine kleine Anzahl von Zahlen auf einmal aufsummiert
und der Vorgang während
mehrerer Taktzyklen wiederholt wurde. Dadurch wird die Implementierung
eines Addierers mit mehreren Eingängen vermieden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die
Aufgabe der Erfindung ist ein neuartiges angepaßtes Filter.
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Diese
Aufgabe wird mit einem angepaßten
Filter zur Implementierung der Korrelation eines Eingangssignals
mit einem Referenzsignal gelöst
wobei das Filter aufweist:
N parallele Schieberegister mit
einer Länge
von M Abtastwerten zum Empfang einer gleichen Anzahl von Eingangsignalen
mit der Abtastfrequenz des Eingangssignals, wobei N ≥ 2 ist;
eine
erste Einrichtung zum Speichern von K Referenzsignalen mit einer
Länge von
M Abtastwerten, wobei K ≥ 1
ist;
eine Multiplexiereinrichtung zum Anlegen je eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals zu einem Zeitpunkt von den Schieberegistern
und der Speichereinrichtung an eine Korrelationsberechnungseinrichtung durch
abwechselndes Anlegen mindestens einer Kombination der Eingangssignale
und der Referenzsignale;
eine Berechnungseinrichtung zum zeitlich
getrennten Berechnen der Korrelation für jede Kombination eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals, so daß von verschiedenen Signalen
berech nete Korrelationsergebnisse als eine Sequenz am Ausgang der
Berechnungseinrichtung erscheinen.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung ist ein Filter zur Implementierung
der Korrelation eines Eingangssignals und eines Referenzsignals,
wobei das Filter aufweist:
ein Schieberegister mit einer Länge von
M Abtastwerten zum Empfang eines Eingangssignals mit der Abtastfrequenz
des Eingangssignals;
eine erste Einrichtung zum Speichern von
K Referenzsignalen mit einer Länge
von M Abtastwerten, wobei K ≥ 2
ist;
eine Multiplexiereinrichtung zum Anlegen je eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals zu einem Zeitpunkt von den Schieberegistern
und der Speichereinrichtung an eine Korrelationsberechnungseinrichtung durch
abwechselndes Anlegen mindestens einer Kombination des Eingangssignals
und der Referenzsignale;
eine Berechnungseinrichtung zum zeitlich
getrennten Berechnen der Korrelation für jede Kombination eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals, so daß von verschiedenen Signalen
berechnete Korrelationsergebnisse als eine Sequenz am Ausgang der
Berechnungseinrichtung erscheinen.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung ist ein Spreizspektrumempfänger mit
einer Vorrichtung zum Erfassen eines demodulierten Signals, das
von dem Empfänger
empfangen und in digitale Abtastwerte umgewandelt wird, wobei die
Vorrichtung aufweist: ein angepaßtes Filter zum Berechnen der
Korrelation zwischen dem Eingangssignal und mindestens einem Referenzsignal
und eine Steuereinrichtung zum Vergleichen der von dem angepaßten Filter
erzeugten Korrelationsergebnisse mit einem vorbestimmten Schwellwert,
um festzustellen, ob ein Signal gefunden wird, wobei das angepaßte Filter
aufweist:
N parallele Schieberegister mit einer Länge von
M Abtastwerten zum Empfang von Eingangsignalen mit der Abtastfrequenz
des Eingangssignals, wobei N ≥ 2
ist;
eine erste Einrichtung zum Speichern von K Referenzsignalen
mit einer Länge
von M Abtastwerten, wobei K ≥ 1
ist;
eine Multiplexiereinrichtung zum Anlegen je eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals zu einem Zeitpunkt von den Schie beregistern
und der Speichereinrichtung an eine Korrelationsberechnungseinrichtung durch
abwechselndes Anlegen mindestens einer Kombination der Eingangssignale
und der Referenzsignale;
eine Berechnungseinrichtung zum zeitlich
getrennten Berechnen der Korrelation für jede Kombination eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals, so daß von verschiedenen Signalen
berechnete Korrelationsergebnisse als eine Sequenz am Ausgang der
Berechnungseinrichtung erscheinen.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung ist ein Spreizspektrumempfänger mit
einer Vorrichtung zum Erfassen eines demodulierten Signals, das
von dem Empfänger
empfangen und in digitale Abtastwerte umgewandelt wird, wobei die
Vorrichtung aufweist: ein angepaßtes Filter zum Berechnen der
Korrelation zwischen einem Eingangssignal und mindestens einem Referenzsignal
und eine Steuereinrichtung zum Vergleichen der von dem angepaßten Filter
erzeugten Korrelationsergebnisse mit einem vorbestimmten Schwellwert,
um festzustellen, ob ein Signal gefunden wird, wobei das angepaßte Filter
aufweist:
ein Schieberegister mit einer Länge von M Abtastwerten zum
Empfang eines Eingangssignals mit der Abtastfrequenz des Eingangssignals;
eine
erste Einrichtung zum Speichern von K Referenzsignalen mit einer
Länge von
M Abtastwerten, wobei K ≥ 2
ist;
eine Multiplexiereinrichtung zum Anlegen je eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals zu einem Zeitpunkt von den Schieberegistern
und der Speichereinrichtung an eine Korrelationsberechnungseinrichtung durch
abwechselndes Anlegen mindestens einer Kombination der Eingangssignale
und der Referenzsignale;
eine Berechnungseinrichtung zum zeitlich
getrennten Berechnen der Korrelation für jede Kombination eines Eingangssignals
und eines Referenzsignals, so daß von verschiedenen Kombinationen
berechnete Korrelationsergebnisse als eine Sequenz am Ausgang der
Berechnungseinrichtung erscheinen.
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Die
Erfindung basiert auf dem Zeitmultiplexbetrieb in einem angepaßten Filter
mit mindestens zwei Eingangsignalen, die mit mindestens einem Spreizcode
zu korrelieren sind, oder alternativ auf dem Zeitmultiplexbetrieb
mit mindestens zwei Spreizcodes, die mit mindestens einem Eingangssignal
zu korrelieren sind, wodurch die Nutzung der gleichen Rechenkapazität für mehrere
Signale ermöglicht
wird. Herkömmliche
angepaßte
Filter werden an je ein Signal auf einmal angepaßt, und daher mußten mehr
als ein Filter verwendet werden, um gleichzeitig nach mehr als einem
zu empfangenden Signal zu suchen.
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In
einer primären
Ausführungsform
der Erfindung weist eine arithmetische Einheit M Multiplikatoren, die
jeden Abtastwert in dem Schieberegister mit einem Abtastwert eines
entsprechenden Referenzsignals multiplizieren und M Ergebnisse liefern,
und eine Addiereinrichtung zum Aufsummieren der M Ergebnisse auf,
um am Ausgang des Filters ein Korrelationsergebnis zu erzeugen,
wobei M die Länge
des Filters ist. Eine solche arithmetische Einheit muß in der
Lage sein, sehr schnell eine große Anzahl von Zahlen zu verarbeiten,
weshalb sie schwer zu implementieren ist. Für die Implementierung ist es
vorteilhaft, wenn mehrere angepaßte Filter diese arithmetische
Einheit gemeinsam nutzen können.
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Die
Erfindung eignet sich für
digitale Implementierungen. Die Erfindung ist besonders geeignet
zur Verwendung in Spreizspektrumsystemen, die gleichzeitig mehrere
Spreizcodes nutzen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung wird nachstehend anhand bevorzugter Ausführungsformen
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen ausführlicher
beschrieben. Dabei zeigen:
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1 ein
Spreizspektrumsystem auf Direktsequenz-Basis;
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2 eine
Implementierung eines angepaßten
Filters nach dem Stand der Technik;
-
3 ein
Erfassungssystem vom Tiefpaßtyp
mit Verwendung eines angepaßten
Filters;
-
4 die
allgemeine Architektur eines Erfassungssystems des Spreizspektrumempfängers nach
einer primären
Ausführungsform
der Erfindung;
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5 ein
Blockschaltbild, das Datenweg-Vorverarbeitungsblöcke gemäß der primären Ausführungsform der Erfindung darstellt;
-
6 ein
Blockschaltbild, das ein angepaßtes
Filter eines Datenwegs gemäß der primären Ausführungsform
der Erfindung darstellt;
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7 eine
detailliertere Ausführungsform
des Filters von 6;
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8 ein
Blockschaltbild, das einen arithmetischen Datenwegsuchabschnitt
gemäß der primären Ausführungsform
der Erfindung darstellt;
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9 ein
Funktionsablaufdiagramm eines Erfassungssystems gemäß der primären Ausführungsform der
Erfindung;
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10 ein
Zustandsdiagramm, das eine Ablaufsteuereinheit gemäß der primären Ausführungsform der
Erfindung darstellt;
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11 eine
detailliertere Implementierung des Vorverarbeitungsblocks von 5;
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12 ein
Blockschaltbild eines Integrations/Zwischenspeicher-Filters;
-
12 ein
Blockschaltbild eines numerisch gesteuerten Oszillators; und
-
14 ein
Blockschaltbild eines Adressengenerators.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Im
vorliegenden Dokument bezeichnet ein komplexes Signal ein Signal,
das sich aus zwei Signalkomponenten zusammensetzt, einem Realteil
und einem Imaginärteil.
Alternativ sind die benutzten Begriffe die I- und Q-Zweige oder
-Komponenten eines Signals (phasengleich und Quadratur bzw. um 90° phasenverschoben).
Für ein
komplexes Signal können
Amplitude und Phase bestimmt werden. Die Amplitude erhält man unter
Verwendung eines mathematisch definierten Absolutwert-Operators
für komplexe
Zahlen. Die Phase kann als mathematisch definiertes Argument einer
komplexen Zahl berechnet werden.
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Ein
Erfassungssystem gemäß einer
primären
Ausführungsform
der Erfindung implementiert im Zeitmultiplexverfahren K parallele
Kanäle.
Die Beschränkung
der Kanalzahl rührt
von der Beziehung der Haupttaktfrequenz zur Abtastfrequenz her,
die durch das angepaßte
Filter benötigt
wird. In der primären
Ausführungsform
der Erfindung ist diese Beziehung gleich 2 K. Ein angepaßtes Filter
verarbeitet die gleichphasigen (I-) und um 90° phasenverschobenen (Q-)Komponenten
jedes Kanals, wodurch die Anzahl möglicher Kanäle auf die Zahl K verringert
wird. Wenn die Anzahl möglicher
Kanäle
kleiner als die Gesamtzahl (KTOT) der zu
suchenden Spreizcodes ist, dann werden in der primären Ausführungsform
der Erfindung die zu suchenden Spreizcodes periodisch verändert. Die
Referenzsignale, die den zu überprüfenden Spreizcodes
entsprechen, befinden sich in einem Festwertspeicher (ROM), und
die Referenzsignale werden durch Inkrementieren des Adressenzählers des
ROM zeitmultiplexiert. Der Zähler
zählt von
einer Basisadresse bis zu der Zahl K nach dem Modulo-KTOT-Prinzip,
d. h. die Adresse 0 folgt auf die Adresse KTOT-1.
Die verwendeten Referenzsignale werden durch Ändern dieser Basisadresse geändert, und
dies erfolgt, wenn auf eine durch den Anwender konfigurierte Weise
alle mögliche
Frequenzen durchlaufen worden sind. Die Basisadresse wird als konfigurierbare Adressenaddition
verändert,
die gleichfalls nach dem Modulo-KTOT-Prinzip
berechenbar ist. Diese einstellbare Basisaddition ermöglicht die
Optimierung des Suchverfahrens entsprechend der Suchsituation.
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4 zeigt
die allgemeine Architektur des Erfassungssystems gemäß einer
primären
Ausführungsform
der Erfindung. Das Erfassungssystem weist vier Basisblöcke auf:
einen Datenwegblock 4-1, der die aktuelle Implementierung
des angepaßten
Filters enthält;
einen Steuerblock 4-2 zum Erzeugen der notwendigen Steuersignale
für die
anderen Blöcke;
eine Ablaufsteuereinheit 4-3 zur Steuerung des Suchalgorithmus
und einen E/A-Block 4-4 zum Verbinden des angepaßten Filters
mit einem äußeren Bus
des Erfassungssystems. Nachstehend werden einige von den Blöcken ausführlicher
beschrieben.
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Datenwegblock
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Der
Datenwegblock ist der Kern des Erfassungssystems. Ein angepaßtes Filter
ist vom Tiefpaßtyp, und
die Datenwegarithmetik ist zeitmultiplexiert, um sowohl I- als auch
Q-Kanäle zu verarbeiten.
In dieser Implementierung ist die Länge des angepaßten Filters
M = NMF Abtastwerte.
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Der
Datenwegblock eines angepaßten
Filters umfaßt
nicht nur den Datenweg des angepaßten Filters, sondern auch
Blöcke
zur Verarbeitung eines Eingangssignals. 5 zeigt
eine Implementierung der Vorverarbeitungsstufen eines Datenwegblocks.
In 5 wird ein abgetastetes, komplexes Signal 5-2 und 5-4 (I-
und Q-Komponenten), das von einem HF-Eingangsende empfangen und
in ein Digitalsignal umgewandelt wird, in einem Tiefpaßfilter 5-6 gefiltert,
um einen Alias-Effekt zu verhindern. Das Signal wird dann mit einer
Frequenz, die durch einen numerisch gesteuerten Taktoszillator (NCO) 5-8 gesteuert
wird, in einem Dezimationselement 5-10 abgetastet, das
verarbeitete Abtastwerte mit der Abtastfrequenz des angepaßten Filters
erzeugt. Die Abtastfrequenz des Eingangs des angepaßten Filters
wird mit Hilfe des Taktoszillators 5-8 so eingestellt,
daß der Takt
des Eingangssignals dem Takt der Abtastwerte des Referenzsignals
entspricht.
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Nach
dem Abtasten werden die Abtastwerte in einem Multiplikator
5-12 mit
einem komplexen Trägerfrequenz-Duplikat
multipliziert, das durch einen anderen numerisch gesteuerten Oszillator
5-14 erzeugt
wird. Das Trägerfrequenz-Duplikat
hat die folgende Form:
wobei ω
c,
n und F
s die Trägerfrequenz, die Zahl der Abtastwerte
bzw. die Abtastfrequenz bedeuten.
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Folglich
entspricht die Multiplikation einer Phasendrehung des Eingangssignals
um die (geschätzte) Trägerfrequenz.
Diese Multiplikation kann auch vor der erneuten Abtastung implementiert
werden, falls die Frequenz des Eingangssignals die Abtastfrequenz
des angepaßten
Filters übersteigen
sollte.
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6 zeigt
den Kernblock eines Datenwegblocks, der ein eigentliches angepaßtes Filter 6-10 bildet. Die
aus dem Eingangssignal (z. B. in den Vorverarbeitungsstufen von 5)
erzeugten Abtastwerte werden an das angepaßte Filter angelegt, das ihre
Korrelation mit einem oder mehreren Referenzsignalen berechnet. Das
Filter weist eine Anzahl von parallelen Schieberegistern 6-22 auf,
eins für
jede I- und Q-Komponente
des Signals. In der primären
Ausführungsform
der Erfindung mit K getrennten Kanälen, d. h. 2·K I- und
Q-Komponenten, werden
2·K Schieberegister 6-22 benötigt. Jeder
ankommende I- oder Q-Datenstrom 6-21 wird an das entsprechende
Schieberegister 6-22 angelegt, das mit der Codefrequenz
oder ihrem Vielfachen getaktet wird. Der an das Schieberegister 6-22 angelegte
Datenstrom wird mit Referenzsignalen verglichen, die in einem Speicher 6-26,
z. B. einem ROM- oder RAM-Speicher (Direktzugriffsspeicher) gespeichert
sind. Signale, die zeitmultiplexiert zu vergleichen sind, werden
aus dem Schieberegister 6-22 und dem Speicher 6-26 ausgewählt, wodurch
die Verwendung des gleichen Arithmetikabschnitts für K Kanäle ermöglicht wird,
in Übereinstimmung
mit den Grundgedanken der Erfindung.
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Das
Eingangssignal wird mit einem Signalmultiplexer 6-24 und einem
Wählsignal 6-23 ausgewählt, während das
Referenzsignal aus dem Speicher 6-26 mit einem Wählsignal 6-25 ausgewählt wird.
In der Praxis kann das Wählsignal 6-25 eine
Speicheradresse sein. Die Speicheradressen können in einer Adressengeneratoreinheit
erzeugt worden sein, die auf eine Weise, die in Verbindung mit der
Ablaufsteuereinheit zu beschreiben ist Leseadressen synchron an
den Lesespeicher 6-26 anlegt. Diese Lösung ermöglicht eine parallele Suche
nach mehreren Spreizcodes durch Zeitmultiplexieren der verwendeten
Referenzsignale. Infolgedessen kann die Adresse 6-25 benutzt
werden, um in dem Speicher 6-26 das gewünschte Referenzsignal 6-27 für ein mit
dem Wählsignal 6-23 ausgewähltes Eingangssignal 6-20 zuzuweisen.
Alternativ kann der Speicher 6-26 durch ein Referenzschieberegister
ersetzt werden, an welches ein Referenzsignalgenerator das Referenzsignal
anlegt. Das Referenzschieberegister kann dem Schieberegister 6-22 ähnlich sein.
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Das
zu jedem bestimmten Zeitpunkt vom Referenzschieberegister (oder
vom Referenzspeicher) 6-26 und vom Datenschieberegister 6-22 angelegte
Referenzsignal und die I- und Q-Signale
werden in einem Multiplikatorblock 6-31 miteinander multipliziert.
Wenn beide Signale aus 1-Bit-Abtastwerten zusammengesetzt sind,
kann die Multiplikation zum Beispiel mit einem Exklusiv-NOR-Gatter
ausgeführt
werden, dessen Ausgangs signal gleich 1 ist, wenn seine beiden Eingangssignale
gleich sind. Nach dieser Multiplikation gibt es NMF Datenwerte 6-28.
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Als
nächstes
summiert der Block 6-29 alle Produkte der Multiplikationen
für jeden
Abtastwert auf, um die endgültigen
Ausgangssignale des angepaßten
Filters zu erzeugen. In der primären
Ausführungsform
der Erfindung wird dies mit einem Addiererblock implementiert, der
die Summe aller Produkte während
eines Taktzyklus berechnet. In diesem Zusammenhang können auch
andere Summationsverfahren verwendet werden.
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Ein
Ausgangssignal 6-30 in dem angepaßten Filter setzt sich aus
komplexen Signalen zusammen, die der Korrelation des Eingangssignals
als Funktion von der Zeit entsprechen. Wenn das zu korrelierende
Signal periodisch ist und die Periodenlänge NC Abtastwerte
beträgt,
können
Perioden von NC Abtastwerten für jedes Signal
am Ausgang 6-30 abgetrennt werden, wobei die Perioden Kreuzkorrelationen
mit unterschiedlichen Phasendifferenzen entsprechen. Im Fall eines
angepaßten
Mehrkanalfilters (K Kanäle)
treten am Ausgang 6-30 nacheinander Ausgangssignale auf,
die der gleichen Phasendifferenz mehrerer Kanäle (K) entsprechen.
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Eine
derartige Struktur ermöglicht,
die Ausgangssignale von K parallelen angepaßten Filtern nacheinander zu
berechnen, wenn die verwendete Taktfrequenz gleich dem 2·K-fachen
der Abtastfrequenz der ankommenden Daten ist.
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Folglich
müssen
in einem angepaßten
Filter gespeicherte Signalabtastwerte von der Länge des angepaßten Filters,
multipliziert mit einem Referenzsignal, für ein Ausgangssignal berechnet
werden. Herkömmlicherweise
wird dies ausgeführt,
indem jeweils eine kleine Anzahl von Zahlen zu einem Zeitpunkt aufsummiert und
der Vorgang im Verlauf von mehreren Taktzyklen wiederholt wird.
Dadurch wird die Implementierung von Addierern mit mehreren Eingängen vermieden.
Bekannte, digital implementierte Verzögerungsleitungen wiesen gleichfalls
nur ein Referenzsignal auf und ermöglichten die gleichzeitige
Korrelation von nur einem Signal mit dem gleichen Bauelement. Wie
oben beschrieben, ermöglichen
die vorliegende Erfindung und ihre bevorzugten Ausführungsformen
das leichte, schnelle und effektive Aufsummieren von mehreren Werten.
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7 zeigt
ein ausführlicheres
Blockschaltbild einer Implementierung des angepaßten Filters von 6.
Der Klarheit halber ist die Ausführungsform
mit Verwendung von vier Schieberegistern mit einer Länge von
6 Abtastwerten, vier Referenzsignalen von 6 Abtastwerten und vier
Multiplikatoren dargestellt. Das Filter kann jedoch leicht so erweitert
werden, daß es
für eine
beliebige Anzahl von Signalen und beliebige Registerlänge geeignet
ist.
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7 zeigt
vier Schieberegister 6-22 mit 6 Abtastwerten zum Empfang
von vier Eingangssignalen 6-21, wobei jedes der Register
die Stufen 6-22A...6-22F (d. h. eine Stufe pro
Abtastwert) aufweist. Die obere Zeile in den Stufen 6-22A...6-22F bildet das
erste Schieberegister, die zweite Zeile das zweite Schieberegister usw.
Das Wählsignal 6-23 wählt die
Zeile unter den Schieberegisterstufen 6-22A...6-22F,
die zum jeweiligen Zeitpunkt als Ausgangssignal an den Multiplikatorblock 6-31 angelegt
wird. Code-Duplikate (Referenzsignale) werden in einem Koeffizientenspeicher 6-26 gespeichert,
der aus sechs Speicherelementen 6-26A...6-26F mit je
vier Speicherplätzen
besteht. Die erste Zeile in den Speicherelementen speichert ein
erstes Code-Duplikat, die zweite Zeile ein zweites Code-Duplikat
usw. Das Wählsignal 6-25 wählt die
Zeile unter den Speicherelementen 6-26A...6-26F,
die zum jeweiligen Zeitpunkt als Ausgangssignal an den Multiplikatorblock 6-31 angelegt
wird. Das Multiplikatorelement 6-31 weist 6 parallele Multiplikatoren 6-31A...6-31F auf.
Der erste Multiplikator 6-31A des Multiplikatorelements 6-31 multipliziert
den ersten Abtastwert (Zeile in dem Registerelement 6-22A)
jedes Eingangssignals abwechselnd mit dem ersten Abtastwert (Zeile
im Speicherelement 6-26A) jedes Code-Duplikats. Entsprechend
multipliziert der Multiplikator 6-31B Abtastwerte, die
von der Registerstufe 6-22B und dem Speicherelement 6-26B erhalten
werden, usw. Die in den Multiplikatoren 6-31A...6-31F multiplizierten
Signale werden dann in dem Addiererelement 6-29 aufsummiert.
Wenn die Anzahl von Signalen, d. h. Kanälen, die zu einem Zeitpunkt
zu suchen sind, unter der Gesamtzahl der zu suchenden Spreizsignale liegt,
können
die zu suchenden Code-Duplikate
periodisch verändert
werden. Die Code-Duplikate kön nen
z. B. im ROM gespeichert sein, und sie werden durch Ändern der
Speicheradresse, z. B. unter Verwendung eines Zählers, zeitmultiplexiert.
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8 veranschaulicht
den letzten Teil des Datenwegblocks, die Arithmetikeinheit. Die
Arithmetikeinheit berechnet einen Schätzwert, in diesem Fall das
Quadrat des Absolutwerts der von dem angepaßten Filter kommenden komplexen
Ausgangsabtastwerte. Mathematisch wird dies durchgeführt, indem
die Real- und Imaginärteile
einer komplexen Zahl quadriert und dann aufsummiert werden. Die
von dem angepaßten
Filter erhaltenen Korrelationsergebnisse (Ausgangssignal 6-30 in 6 oder 7)
werden an ein Register 6-41 angelegt, das die Ergebnisse
speichert, bis sie in einem Block 6-42 quadriert werden.
Der Quadrierblock 6-42 empfängt eine Zahl und berechnet
ihr Quadrat. Das Quadrieren wird für beide I- und Q-Komponenten
getrennt durchgeführt.
Die Quadrate der I- und Q-Zweige werden dann in einem Addierer 6-43 aufsummiert.
Dieser liefert das Quadrat des Absolutwerts eines komplexen Eingangssignals.
Die Summation wird zum ersten Mal (quadrierter Abtastwert des I-Zweigs)
durch Aufsummieren des Ergebnisses der Quadrierung mit einer Null durchgeführt, die
vom Ausgang eines Multiplexers 6-44 gewonnen wird. Das
Ergebnis wird in einem Register 6-45 gespeichert. Das zweite
Mal (quadrierter Abtastwert des Q-Zweigs) wird das Quadrierungsergebnis
mit dem Ausgangssignal (dem quadrierten Abtastwert des I-Zweigs)
der vorhergehenden Summation aufsummiert, das über den Multiplexer 6-44 gewonnen
wird. Wenn das angepaßte
Filter die Komponenten (I und Q) jedes komplexen Abtastwerts nacheinander
berechnet, können
die Quadrate der Absolutwerte leicht durch Aufsummieren der Ergebnisse
von zwei aufeinanderfolgenden Quadrierungen berechnet werden.
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Schließlich werden
die Summen in einem Komparator 6-46 mit einem Schwellwert
verglichen, der in einem Register 6-47 gespeichert ist,
und das Vergleichsergebnis wird über
das Register 6-47 an die Ablaufsteuereinheit 4-3 in 4 angelegt.
Um die Wahrscheinlichkeit der richtigen Entscheidung zu erhöhen und
die Wahrscheinlichkeit falscher Entscheidungen zu verhindern, muß jede Überschreitung
der Schwellwerte gesichert werden, indem man mehrere Vergleichsergebnisse
abwartet, die der gleichen Phasendifferenz und dem gleichen Referenzsignal
entsprechen. Wenn ausreichend viele Vergleiche den Schwellwert überschreiten, dann
kann das Signal als mit guter Sicherheit gefunden erklärt werden.
Die Ablaufsteuereinheit 4-3 implementiert einen Bestätigungsalgorithmus,
mit dessen Hilfe die Höhe
des Schwellwerts so weit abgesenkt werden kann, daß sogar
schwache Signale gefunden werden können, ohne beim Auffinden eines
Signals falsche Entscheidungen zu treffen. Die ermittelte Phasendifferenz
des Signals wird im Empfänger
benutzt, um einen lokalen Referenzcodegenerator in der richtigen
Phase zu initialisieren.
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Da
in einem allgemeinen Fall die Frequenzunsicherheit die Gesamtbandbreite
(1/TI) des Datenwegs übersteigt, muß unter
Verwendung mehrerer Frequenzwerte nach einem empfangenen Signal
gesucht werden. Aus diesem Grund kann die Trägerfrequenz eingestellt werden,
wenn die Phasenungenauigkeit des gesamten Spreizcodes durchlaufen
worden ist.
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Ablaufsteuereinheit
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Die
Ablaufsteuereinheit ist verantwortlich für die Steuerung der Suche eines
angepaßten
Filters MF nach Signalen mit höheren
Pegeln. Sie implementiert K parallel arbeitende Ablaufsteuereinheiten,
die jeweils für
die Suche nach einem Referenzsignal verantwortlich sind. Die Operationen
der Ablaufsteuereinheitskanäle sind
unabhängig
voneinander, mit Ausnahme der Frequenzänderung des Trägerfrequenz-Duplikats,
die immer erst dann stattfindet, wenn jeder von den Kanälen alle
möglichen
Codephasenverschiebungen einmal verarbeitet hat. Dies bedeutet,
daß einige
Kanäle
die Codephasenverschiebungen bei jeder Frequenz mehr als einmal
durchsuchen könnten
und daß die
Zeit zwischen Frequenzdurchläufen
von dem Kanal abhängt,
der alle Codephasen am langsamsten kontrolliert.
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In
der primären
Ausführungsform
der Erfindung kann ein Erfassungssystem mit Verwendung des obigen
angepaßten
Filters durch die Ablaufsteuereinheit 4-3 gesteuert werden,
welche die Implementierung des Bestätigungsalgorithmus für Phasendifferenzen,
die in Vergleichen den Schwellwert überschritten haben, und den
Durchlauf der Trägerfrequenzen
für die
Suche nach mehreren Frequenzverschiebungen erledigt. 9 zeigt
ein Beispiel des Funktionsablaufdiagramms einer Ablaufsteuereinheit
und eines Erfassungssystems. In diesem Beispiel beträgt die Länge des
Filters NMF Abtastwerte, und das Erfassungssystem
des angepaßten Filters
weist K parallele, zeitlich getrennte versetzte Kanäle auf.
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Im
Schritt 9-2 wird zu einem Zeitpunkt je ein Abtastwert eines
Eingangssignals in ein Datenregister geladen. Da die Länge des
angepaßten
Filters NMF Abtastwerte beträgt, werden
NMF – 1
Abtastwerte in das Schieberegister geladen. Im Schritt 9-3 wird
noch ein weiterer neuer Abtastwert in das Schieberegister geladen,
d. h. der letzte Abtastwert NMF des Eingangssignals.
Im Schritt 9-4 werden die Daten im Schieberegister mit
einem Code-Duplikat, d. h. einem Referenzsignal verglichen, das
ein Signal vom PRN-Typ ist. Wenn die Korrelation nicht den festgesetzten
Schwellwert übersteigt,
wird im Schritt 9-3 der nächste Abtastwert des Eingangssignals
in das Schieberegister geladen. Im einfachsten Fall bedeutet die Überschreitung
des Schwellwerts, daß das
dem Referenzsignal entsprechende Signal erfaßt wird und sein Spreizcode
in Phase mit dem gespeicherten Referenzsignal ist. Diese Information
wird verwendet, um die eigentliche Signalverfolgung und den Signalempfang
einzuleiten. Wenn jedoch die Stärke
des empfangenen Signals im Vergleich zum Rauschen niedrig ist, reicht
eine einfache Überschreitung
des Schwellwerts nicht aus, um nachzuweisen, daß das Signal gefunden wurde.
Aus diesem Grund kann ein Algorithmus benutzt werden, um das Auffinden
zu überprüfen, wobei
nach der Überschreitung
des ersten Schwellwerts ein neues Eingangssignal in das Schieberegister
geladen und in einem Schritt, der dem Zeitpunkt des ersten Auffindens
entspricht, durch das angepaßte
Filter mit dem Referenzsignal korreliert wird.
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Dementsprechend
ist, wenn der Referenzwert den festgesetzten Schwellwert übersteigt,
die richtige Phase des Codesignals möglicherweise gefunden, und
das System geht vom Signalverfolgungszustand 9-40 in einen "Signal gefunden"-Überprüfungszustand 9-50 über. Hierbei
wartet im Schritt 9-6 das System zunächst NMF Abtastwerte
ab und wiederholt dann den Vergleich im Schritt 9-8.
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Wenn
der Wert kleiner als der Schwellwert ist, dann wird der Wert des
Registers FAIL im Schritt 9-10 um eine Einheit erhöht, und
der nächste
Schritt ist 9-12. Hier wird der Wert des Registers FAIL
mit einem festgesetzten Maximalwert verglichen, der die zulässige Unterschreitungszahl
des Schwellwerts anzeigt. Wenn die Anzahl der unter dem Schwellwert
liegenden Vergleichsergebnisse einen festgesetzten Grenzwert übersteigt,
springt das Verfahren zum Schritt 9-3 zurück. Andernfalls
ist der nächste
Schritt 9-6.
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Wenn
der Schwellwert überschritten
wird, dann wird der Wert des Registers DET im Schritt 9-14 um eine
Einheit erhöht,
und der nächste
Schritt ist 9-16. Hier wird der Wert des Registers DET
mit einem festgesetzten Maximalwert verglichen, der die zulässige Anzahl
von erforderlichen Überschreitungen
des Schwellwerts angibt, bevor das Signal als gefunden erklärt werden
kann. Wenn die Anzahl der den Schwellwert überschreitenden Vergleichsergebnisse
einen festgesetzten Grenzwert nicht übersteigt, kehrt das Verfahren
zum Schritt 9-6 zurück.
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Das
Verfahren läuft
weiter wie oben, bis die Anzahl von Abtastwerten über oder
unter dem Schwellwert mindestens eine, voreingestellte Zahl/einen
voreingestellten Schwellwert überschreitet.
Dann kann im Schritt 9-20 das Signal als gefunden erklärt werden,
oder alternativ wird im Schritt 9-3 die Suche vom nächsten Datenabtastwert
an fortgesetzt.
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Die
Signalsuchroutine wird unabhängig
voneinander für
jedes Referenzsignal ausgeführt.
Nachdem alle Datenabtastwerte aller parallelen Kanäle geprüft worden
sind, wird die Frequenz des Trägerduplikat-Oszillators
verändert,
und der Suchprozeß wird
wiederholt, beginnend mit Schritt 9-2. Wenn der Suchprozeß bei allen
gewünschten
Frequenzen des Trägerduplikat-Oszillators wiederholt
wird, wird seine Frequenz auf null gesetzt, und die Suche wird wiederholt.
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Wenn
Generatoren, die auf eine Referenzfrequenz festgelegt sind, die
Trägerfrequenz
und den Spreizcode für
einen Direktsequenzsystem-Empfänger
erzeugen, dann kann die Verschiebung der Trägerfrequenz auch verwendet
werden, um den erfor derlichen Einstellwert für den Abtastungstakt des angepaßten Filters
zu berechnen. Andernfalls muß die
Abtastfrequenz eines angepaßten
Filters mit einem anderen Algorithmus eingestellt werden. Die Dopplerverschiebungen
des Trägers
und des Spreizcodes sind jedoch direkt proportional zu ihren Frequenzen.
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10 zeigt
das Zustandsdiagramm einer das Suchverfahren steuernden Ablaufsteuereinheit
gemäß der primären Ausführungsform
der Erfindung. Die Ablaufsteuereinheit weist zwei aktive Zustände und
zwei zum Warten benutzte Zustände
auf. Der Ausgangszustand ist ein FWAIT-Zustand, in dem neue Daten
in Schieberegister getaktet werden. In diesem Zustand dauert das
Warten ebenso viele Taktzyklen, wie Bits in dem Schieberegister
vorhanden sind, d. h. NMF Abtastwerte. Nachdem
der Durchlauf abgewartet worden ist, tritt das Verfahren in den
Suchzustand ein. In diesem Zustand wird das Ausgangssignal des Schwellwertdetektors
für jeden
Abtastwert kontrolliert, und wenn der Schwellwert überschritten
wird, erfolgt der Eintritt in den nächsten Zustand, "Überprüfung abwarten", der DET-Zähler wird auf eins gesetzt,
und der FAIL-Zähler
wird auf null gesetzt. Wenn keine Überschreitung des Schwellwerts
für irgendeine
Codeverschiebung (NMF Abtastwerte) aufgetreten
ist, setzt die Ablaufsteuereinheit eine Markierung DONE (erledigt)
für den
aktuellen Kanal. Sobald alle Kanäle
der Ablaufsteuereinheit für
jede mögliche
Codephasenverschiebung überprüft worden
sind, d. h. wenn alle DONE-Markierungen gesetzt sind und alle zu
durchsuchenden Trägerfrequenzen
durchlaufen worden sind, erfolgt der Wiedereintritt in den FWAIT-Zustand.
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Im
Zustand "Überprüfung abwarten" wartet die Ablaufsteuereinheit,
bis völlig
neue Daten in das Datenschieberegister getaktet werden, um die statistische
Güte der
Erfassung zu verbessern, und unter Verwendung der gleichen Codeverschiebung
wird ein neuer Vergleich ausgeführt.
Um die Signalerfassung sicherzustellen, werden die Schwellwertvergleiche
mehrmals im gleichen Codeverschiebungszustand wiederholt. Nach Abwarten
der Länge
eines Codes (NMF Abtastwerte) im Zustand "Überprüfung abwarten" erfolgt der Eintritt
in den Zustand "Überprüfen". In diesem Zustand
wird der Wert des Schwellwertdetektors kontrolliert, und wenn eine
Erfassung angezeigt wird, dann wird der DET-Zähler um eins erhöht. Andernfalls
wird der FAIL-Zähler
um eins erhöht.
Wenn die Zahlen der Treffer (DET) und der Fehler (FAIL) noch unter
ihren Maximalwerten liegen, erfolgt ein Wiedereintritt in den Zustand "Überprüfung abwarten". Wenn andernfalls
die Anzahl der Treffer (DET) den Maximalwert überschreitet, wird das Signal
als gefunden erklärt,
und der aktuelle PRN-Code, die Frequenz und die Codeverschiebung
werden als Ausgangssignal des Erfassungssystems angegeben. Nach
der letzten Überprüfung gibt
es zwei Ergebnisse. Wenn die Codeverschiebung die letzte ist, wird
die Frequenz verändert,
und es erfolgt ein Wiedereintritt in den Zustand FWAIT. Andernfalls
erfolgt der Eintritt in den Suchzustand, und die Suche wird wie
gewöhnlich
fortgesetzt.
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Eine
Ablaufsteuereinheit überstreicht
die oberen und unteren Grenzwerte der Frequenz eines lokalen Oszillators
(LO) in konfigurierbaren Schritten. Der abgesuchte Frequenzbereich
setzt sich aus einer festen Zwischenfrequenz (IF) und einer Dopplerfrequenz
zusammen. Diese Grenzwerte werden entsprechend der Zwischenfrequenz
(IF) des aktuellen HF-(Hochfrequenz-)Eingangs und der maximalen
erwarteten Dopplerverschiebung festgesetzt. Ablaufsteuereinheiten
haben außerdem
ein Verfahren, um die Erfassung in ihren Anfangszustand zu setzen.
Wenn ein angepaßtes
Mehrkanalfilter verwendet wird, sorgt die Ablaufsteuereinheit dafür, daß die Frequenzsuche
nicht stattfindet, bis alle Kanäle
alle Phasendifferenzen einmal durchlaufen haben. In anderer Hinsicht
arbeiten die verschiedenen Kanäle
völlig
unabhängig
voneinander. Dadurch wird sichergestellt, daß der beste Vorteil aus dem
Parallelbetrieb gezogen wird.
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Vorverarbeitungsblock
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11 zeigt
ein ausführlicheres
Blockschaltbild des in 5 dargestellten Signalvorverarbeitungsblocks.
Ein Eingangssignal i_in und q_in wird in zwei Integrations-/Zwischenspeicher-Filtern 11-1 und 11-2 im Verhältnis NDEC dezimiert. 12 zeigt
ein ausführlicheres
Blockschaltbild von Integrations-/Zwischenspeicher-(ID-)Filtern.
Die Arbeitsweise des Filters ist sehr einfach. Daten i_in treten
in ein Register 12-1 ein, und ihr Vorzeichen wird dann
im Block 12-2 er weitert. Die Daten werden dann an einen
Addierer 12-3 und von dem Addierer an ein Register 12-4 angelegt,
dessen Ausgangssignale an einen Multiplexer 12-5 und an
ein Halteregister 12-6 angelegt
werden. Der Addierer 12-3 summiert NDEC Abtastwerte
auf, die über
den Multiplexer 12-5 in ein Register 12-4 gelangen,
der als Akkumulator wirkt. Der erste Abtastwert der Summierungsiteration
wird direkt in den Akkumulator 12-4 geladen, indem 0 dazu
addiert wird (die von einem zweiten Eingang des Multiplexers 12-5 gewonnen
wird). In weiteren Iterationen ist der Ausgang des Multiplexers 12-5 der
Ausgang des Akkumulatorregisters 12-4.
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Wie
wieder aus 11 ersichtlich, werden die Ausgangssignale
der Integrations-/Zwischenspeicher-Filter 11-1 und 11-2 an
den Multiplexer 11-3 angelegt, der entsprechend seinem
Wählsignal
(din_sel) abwechselnd eines der Eingangssignale als Ausgangssignal
wählt,
das an den Multiplikator 11-4 angelegt wird. An einen zweiten
Eingang des Multiplikators wird ein Ausgangssignal vom Multiplexer 11-5 angelegt,
der entsprechend seinem Wählsignal
(sin_cos_sel) aus einer Sinus/Cosinus-Tabelle 11-6 ein
Cosinus-Ausgangssignal oder ein Sinus-Ausgangssignal auswählt, das
an den Multiplikator 11-4 anzulegen ist. Tabelle 11-6 wird durch
ein lokal erzeugtes Trägerduplikat-Phasensignal
ph_in gesteuert. Der Addierer 11-7 kann alternativ das Ausgangssignal
des Multiplikators und das Ausgangssignal des Multiplexers 11-8 aufsummieren
oder das Ausgangssignal des Multiplikators von dem Ausgangssignal
des Multiplexers subtrahieren. Der Addierer wird durch ein Signal
ena_sub gesteuert. Das Ausgangssignal des Addierers 11-7 wird
an ein Akkumulatorregister 11-9 angelegt, dessen Ausgangssignal
ferner an Halteregister 11-10 und 11-11 und an
den Multiplexer 11-8 angelegt wird. Null (0) wird an einen
zweiten Eingang des Multiplexers 11-8 angelegt, und dieser
wird durch ein Wählsignal
ena_add gesteuert. Die Register 11-10 und 11-11 liefern
Datenausgangssignale i_out bzw. q_out.
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Die
in
11 dargestellte Struktur wird verwendet, um eine
komplexe Multiplikation mit dem Trägerduplikat
gemäß dem folgenden Algorithmus
durchzuführen:
- 1. ACC = i_in·cos(LO)
- 2. ACC = ACC + q_in·sin(LO) → i_out
- 3. ACC = q_in·cos(LO)
- 4. ACC = ACC – i_in·sin(LO) → q_out
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Numerisch gesteuerter Oszillator (NCO)
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13 veranschaulicht
einen numerisch gesteuerten Oszillator. Der NCO weist einen Phasenakkumulator
auf, der Frequenzeingangswerte für
jeden Abtastwert akkumuliert. Der Akkumulator besteht aus einem Addierer 13-1 und
einem Register 13-2.
Der Ausgang des Registers 13-2 erzeugt ein Signal ph_out.
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Adressengeneratoreinheit
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14 zeigt
das Blockschaltbild einer Adressengeneratoreinheit eines Codeduplikat-Speichers.
Die Schaltung weist ein Basisregister 14-1 auf, von dem
eine Adresse zunächst über Multiplexer 14-2 und 14-3 in einen
Adressenzähler 14-4 geladen
wird. Der Multiplexer 14-4 wird durch ein Signal ena_conf
gesteuert. Der Wert des Adressenzählers 14-4 wird in
einer Schleife inkrementiert, die einen Addierer 14-5 und
die Multiplexer 14-2 und 14-3 aufweist, bis ein
Signal zero_cnt, das den Multiplexer 14-2 steuert, das
nochmalige Laden des Werts des Basisregisters 14-1 in den
Adressenzähler
(COUNT) 14-4 erzwingt. Andererseits erhöht eine Schleife, die einen
Addierer 14-6 und einen Multiplexer 14-7 aufweist,
periodisch den Wert des Basisregisters 14-1, wenn ein Steuersignal
ena_base auf eins gesetzt wird. Die Ablaufsteuereinheit 4-3 sorgt
dafür,
wenn alle Codeduplikate in der vorliegenden Gruppe geprüft worden
sind. Das Signal ena_base wird über
ein ODER-Gatter 14-8,
dessen zweites Eingangssignal das Signal ena_conf ist, an das Basisregister 14-1 angelegt.
Der Wert für
die Erhöhung
des Basisregisters 14-1 kann gesetzt werden, indem er in
ein Register delta 14-8 geladen wird.
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Steuerblock
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Ein
Steuersignal für
den Datenweg 4-1 und die Ablaufsteuereinheit 4-3 wird
in einem MF-Steuerblock 4-2 erzeugt, indem Werte 12-2 decodiert
werden, die von einem Zähler 12-1 gewonnen
werden, der vom Wert 0 bis zum Wert 2·K – 1 zählt, wie in 12 dargestellt
wird. Dies liefert eine Abtastrate, die gleich dem Haupttakt ist,
dividiert durch den Wert 2·K.
Da der Datenweg 4-1 K Referenzsignale gleichzeitig verarbeitet,
hat er für
die Durchführung
aller Operationen nur zwei Taktzyklen. Verkettet beträgt die Gesamtverzögerung des
Datenwegs vom Eingang des Schieberegisters bis zur Ablaufsteuereinheit
acht Taktzyklen. Eingangssignalverarbeitung und Funktion des Datenwegs
sind miteinander verschachtelt, so daß sie beide Daten parallel
verarbeiten. Der Datenweg nutzt die Eingangssignale einen Abtastwert
später.
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Die
für den
Datenweg erforderlichen Operationen lassen sich in drei Teile unterteilen:
während
des ersten Teils wird das Ergebnis des I-Kanals berechnet, das Ergebnis
des Q-Kanals wird dann während
des zweiten Teils verarbeitet und zu dem Ergebnis des I-Kanals addiert.
Schließlich
wird das Ergebnis während des
letzten Teils verglichen. Alle diese Operationen können mit
Hilfe von Pipelineregistern auf dem Datenweg miteinander verschachtelt
werden. Die Steuersignale für
den Datenweg werden als kontinuierlicher Strom erzeugt, mit Ausnahme
von zwei Fällen:
Inbetriebnahme und Resynchronisierung. In diesen Fällen wird
die Erzeugung der Steuersignale um eine Zeit verzögert, die
der gesamten Pipeline-Verzögerung
der dem Block vorausgehenden Komponenten entspricht.
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Wie
oben beschrieben, ist in dem System und Verfahren der Erfindung
und ihrer bevorzugten Ausführungsformen
die Implementierung eines angepaßten Mehrkanalfilters effizient
und auf eine komplexe Komponenten sparende Weise gelöst worden.
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Für einen
Fachmann ist offensichtlich, daß mit
fortschreitender Technologie der Grundgedanke der Erfindung auf
verschiedene Arten implementiert werden kann. Die Erfindung und
ihre Ausführungsformen
sind daher nicht auf die obigen Beispiele beschränkt, sondern können im
Rahmen der Ansprüche
variieren.
