DE69433640T2

DE69433640T2 - Erfassung und Nachführung der Synchronisation eines Direktsequenzspreizspektrumempfängers

Info

Publication number: DE69433640T2
Application number: DE1994633640
Authority: DE
Inventors: Tomoya Minato-ku Kaku; Sean Minato-ku O'Regan
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-12-30
Filing date: 1994-12-29
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2014-12-30
Also published as: DE69433640D1; CA2139268C; JP2689890B2; EP0661830A2; KR0142034B1; CA2139268A1; KR950022351A; EP0661830A3; AU682911B2; US5550811A; JPH07202843A; AU8182894A; EP0661830B1

Description

Die Erfindung betrifft allgemein Direktsequenzspreizspektrumempfänger (mit Vielfachzugriff durch Codeteilung). Die Erfindung betrifft insbesondere ein Synchronisationserfassungs- und Nachführverfahren für Direktsequenzspreizspektrumempfänger von zellularen Mobilkommunikationssystemen, in denen übertragene Signale durch Rayleigh-Fading stark beeinflußt werden.
Das kommerzielle Interesse an Direktsequenzspreizspektrum-Kommunikationssystemen ist in letzter Zeit wegen ihrer möglichen Fähigkeit gestiegen, mehr Nutzer zu versorgen, als von anderen Vielfachzugriffsverfahren angeboten wird. Das Dokument US-A-5 093 841 (Vancraeynest) offenbart eine Schaltung und ein Verfahren zur Wiedergewinnung eines Sendertakts in einem Empfänger in einem Direktsequenzspreizspektrum-Kommunikationssystem. Das Dokument US-A-5 081 643 (Schilling) offenbart eine Vorrichtung zur Anpassung an den Empfang eines Mehrweg-Spreizspektrumsignals auf einem bestimmten Weg. In der Zellenstandortstation des Direktsequenzspreizspektrumsystems (DS/CD-MA-Systems) wird ein Datensymbol gespreizt, indem es mit höherfrequenten orthogonalen Pseudozufallszahlfolgen (PN-Folgen), die dem Zellenstandort zugeordnet sind, sowie mit orthogonalen Walsh-Codes multipliziert wird, die dem Kanal zugeordnet sind, über den das gespreizte Signal übertragen wird. Um die Mobilstation in die Lage zu versetzen, synchrone Erfassungs- und Nachführoperationen zu implementieren, wird der Datensymbolfolge ein Pilotsignal überlagert. In der Mobilstation wird ein gleitendes Korrelationsverfahren benutzt, um den Phasentakt einer lokalen PN-Folge bei jeder Ermittlung einer Korrelation zwischen den empfangenen und lokalen Folgen um einen vorgegebenen Betrag zu verschieben und den korrekten Phasentakt für die lokale Folge zu bestimmen, wenn die Korrelation einen kritischen Wert übersteigt. Sobald die Synchronisation hergestellt ist, wird die Phasendifferenz überwacht und innerhalb eines Bruchteils des Chipintervalls gehalten. Während der Übertragung erfährt das Signal Reflexionen an verschiedenen Bodenstrukturen, die infolge der gegenseitigen Interferenz der Mehrwegesignale an der Mobilstation eine komplexe Struktur stehender Wellen erzeugen. Als Ergebnis weist der Ausbreitungsweg des Signals eine Feldstärkeverteilung auf, die durch die Rayleigh-Verteilung angenähert wird. Daher unterliegt das Signal einer als "Rayleigh-Fading" bezeichneten Erscheinung, und die Einhüllende des Signals an der Mobilstation sowie seine Phase schwanken heftig.
Unter so ungünstigen Bedingungen ist das gleitende Korrelationsverfahren für die Beibehaltung des Phasentakts der lokalen PN-Folge als Reaktion auf die schnell wechselnde Signalschwankung nicht ideal. Genauer gesagt, bei Direktsequenzspreizspektrumempfängern nach dem Stand der Technik erfolgt die Phasenverschiebung in solchen Intervallen, daß beim Entspreizen des Pilotsignals in einem Minimum bzw. Wellental des Rayleigh-Fadings die Korrelation niedrig ist, auch wenn die lokale Taktzeit in Synchronisation mit dem übertragenen Chipraten-Takt ist. Wenn umgekehrt das Pilotsignal bei einem Maximum des Rayleigh-Fadings entspreizt wird, ist die Korrelation hoch, auch wenn der lokale Takt ein wenig außer Synchronisation mit dem übertragenen Takt ist. Außerdem ist wegen der Kostenerwägungen der Genauigkeitsgrad, der für den in der Mobilstation einzusetzenden Taktgenerator erforderlich ist, nicht so hoch wie derjenige des an den Zellenstandorten verwendeten Taktgenerators. Wegen des niedrigen Genauigkeitsgrades ist das Fensterintervall der Mobilstation nicht immer konstant, wodurch ein Frequenzversatz zwischen dem lokalen und dem übertragenen Takt verursacht wird.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Präzisions-Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung für einen Direktsequenzspreizspektrumempfänger bereitzustellen.
Erfindungsgemäß wird eine Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung für einen Direktsequenzspreizspektrum empfänger bereitgestellt, die gleichphasige und um 90° phasenverschobene Datensignale und gleichphasige und um 90° phasenverschobene Pilotsignale empfängt. Die Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung weist ein Register zum Speichern mehrerer Phasenpositionssignale auf. Als Reaktion auf ein Schiebebefehlssignal, das mit einer höheren Rate als derjenigen erzeugt wird, mit welcher das Rayleigh-Fading auftritt, wählt ein erster Wähler zyklisch jedes der Phasenpositionssignale aus. Ein Pseudozufallszahlengenerator (PN-Generator) wird bereitgestellt, um orthogonale PN-Folgen entsprechend dem ausgewählten Phasenpositionssignal zu erzeugen. Ein Korrelator bestimmt die Korrelation zwischen den gleichphasigen und den um 90° phasenverschobenen gespreizten Pilotsignalen und den PN-Folgen bei einer Chiprate, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene entspreizte Pilotsignale zu erzeugen und die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen entspreizten Pilotsignale zur Erzeugung eines Korrelationswerts in vorgegebenen Intervallen zu integrieren. Es werden mehrere Akkumulatoren bereitgestellt. Ein zweiter Wähler wählt als Reaktion auf das Schiebebefehlssignal je einen der Akkumulatoren und legt den Korrelationswert vom Korrelator an den gewählten Akkumulator an, um ihn dadurch zu veranlassen, eine Gesamtsumme der Korrelationswerte zu erzeugen, die während der Zeit, in der die Phasenpositionssignale wiederholt gewählt und an den PN-Folgen-Generator angelegt werden, vom Korrelator erzeugt werden. Von den Ausgangssignalen aller Akkumulatoren wird zumindest die höchste Gesamtsumme gewählt und ein entsprechendes Phasenpositionssignal ermittelt. Es werden dem ermittelten Phasenpositionssignal entsprechende Entspreizungsfolgen erzeugt und an den Direktsequenzspreizspektrumempfänger angelegt, um ankommende Signale zu entspreizen.
Für Anwendungen, in denen Signale über Mehrwegefading-Kanäle empfangen und für die Mehrwegekanäle jeweils mehrere Demodulatoren bereitgestellt werden, werden mehrere höhere Gesamtsummen unter den Ausgangssignalen aller Suchakkumulatoren ausgewählt und entsprechende Phasenpositionssignale ermittelt. Mehrere orthogonale Entspreizungsfolgen werden erzeugt, die jeweils den ermittelten Phasenpositionssignalen entsprechen, und jeweils an die mehreren Demodulatoren angelegt, um ankommende Signale zu entspreizen.
Da das Phasenpositionssignal in kleineren Intervallen als den Rayleigh-Fading-Intervallen variiert wird und Korrelationen für jeden Akkumulator an ähnlichen Punkten bezüglich der Minima oder Maxima des Rayleigh-Fading-Profils bestimmt werden, werden durch Rayleigh-Fading bedingte Signalleistungsschwankungen verteilt und für jede Korrelationssumme herausgemittelt.
Die vorliegende Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlicher beschrieben. Dabei zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Direktsequenzspreizspektrumempfängers;
2 ein Blockschaltbild der Phasenverschiebungssteuerung der Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung von 1;
3 eine graphische Darstellung von Datensignalen und Pilotsignalen in einer komplexen Ebene;
die 4 und 5 Ablaufdiagramme, die Operationsabläufe beschreiben, die von der Steuerung gemäß 2 ausgeführt werden; und
6 ein Impulsdiagramm, das eine Serie von in den Akkumulatoren gemäß 1 gesammelten Korrelationswerten in Bezug auf die mit dem Rayleigh-Fading variierende Signalleistung darstellt.
In 1 ist eine Empfangsschaltung einer Mobilstation für ein erfindungsgemäßes zellulares Direktsequenzspreizspektrum-Kommunikationssystem dargestellt. In einer Zellenstandort-Station wird zunächst ein Basisband-Abwärtsverbindungssignal (Zelle-Mobilstation-Signal) durch einen Kanalcodierer in eine bekannte codierte Form gebracht, die für Funkübertragung optimiert ist. Mit einer viel höheren Chiprate als der Symbolrate werden die Zeichen des codierten Signals mit PN-Spreizfolgen (Pseudozufallszahlen-Spreizfolgen) PN_i und PN_q gespreizt, die gemeinsam dem Sendebereich zugeordnet sind, in dem sich die Mobilstation gegenwärtig befindet, und weiter mit Walsh-Codes gespreizt, die eindeutig dem Abwärtsverbindungskanal zugeordnet sind. Ein Pilotsignal, das eine Reihe von lauter Nullen oder Einsen sein kann, wird bei der gleichen Chiprate mit den gleichen PN-Folgen PN_i und PN_q mit orthogonalen, aus lauter Nullen bestehenden Walsh-Codes gespreizt. Die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Komponenten des Spreizspektrum-Abwärtsverbindungssignals werden mit den entsprechenden Komponenten des Spreizspektrum-Pilotsignals kombiniert, um ein I-Signal und ein Q-Signal zu erzeugen, die auf orthogonale Hochfrequenzträger aufmoduliert, verstärkt und gesendet werden.
Das Spreizspektrumsignal vom Zellenstandort wird von der Mobilstation empfangen und einem Quadratur-Demodulator 10 zugeführt, der Hochfrequenzverstärkungs- und Demodulationsstufen aufweist. Unter Verwendung orthogonaler lokaler Träger gewinnt der Demodulator 10 das ursprüngliche gleichphasige Signal i und um 90° phasenverschobene Signal q zurück. Vorzugsweise wird ein Analog-Digital-Wandler 11 zur Umwandlung der i- und q-Signale in die digitale Form benutzt. Die Empfangsschaltung weist einen RAKE-Empfänger 12, eine Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung 13 und einen Kanaldecodierer 14 auf.
Der RAKE-Empfänger 12 weist mehrere identische Demodulatoren 21, 22 und 23 auf. Für praktische Zwecke reichen drei Demodulatoren aus, um das mit dem Mehrwegefading verbundene Problem zu berücksichtigen. Der Klarheit halber ist nur der Demodulator 21 im Detail dargestellt. Der Demodulator 21 weist ein Paar Multiplizierer 31i und 31q auf, um die Digitalsignale I und Q vom A/D-Wandler 11 mit den Pseudozufallszahlen-Entspreizungsfolgen PN_i1 und PN_q1 zu multiplizieren und ein gleichphasiges Ausgangssignal i₁ = I × PN_i1 vom Multiplizierer 31i und ein um 90° phasenverschobenes Ausgangssignal q₁ = Q × PN_q1 vom Multiplizierer 31q zu erzeugen. Die PN-Folgen PN_i1 und PN_q1 sind die beiden Eingangssignale zu einem Exklusiv-ODER-Gatter 30, das ein Schaltsignal erzeugt. Das Ausgangssignal i₁ des Multiplizierers 31i und das Ausgangssignal q₁ des Multiplizierers 31q sind die Eingangssignale zu Schaltern 32i und 32q. Wenn das Schaltsignal eine binäre 1 ist, dann erscheint das Ausgangssignal des Multiplizierers 32i am Ausgang des Schalters 32i als ein Signal I_ds. Ist das Schaltsignal eine binäre 0, dann ist das Signal I_ds gleich dem Ausgangssignal des Multiplizierers 32q, d. h. q₁. Entsprechend erscheint das Ausgangssignal des Multiplizierers 31q am Ausgang des Schalters 32q als ein Signal Q_ds, wenn das Schaltsignal 1 ist. Andernfalls erscheint das Ausgangssignal des Multiplizierers 31i als Q_ds. Da das Pilotsignal im Sender mit dem aus lauter Nullen bestehenden Walsh-Code gespreizt wurde, stellen die Signale I_ds und Q_ds die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Komponenten des entspreizten Pilotsignals dar.
Um die Pilotsignalkomponenten zu extrahieren, werden die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Signale I_ds bzw. Q_ds den Integratoren 33i bzw. 33q zugeführt, wo sie über die Zeitspanne von "n" Chips integriert werden (wobei n die Chipzahl darstellt, mit der das Datensymbol im Sender gespreizt wurde). Um statistisches Rauschen zu absorbieren, schließen sich an die Integratoren 33i bzw. 33q weitere Integratoren oder gleitende Mittelwertschaltungen 34i bzw. 34q an, wo die integrierten I_ds- und Q_ds-Signale kontinierlich über den Zeitabschnitt von m Symbolen aufsummiert werden (wobei m eine vorgegebene Zahl ist).
Genauer gesagt, jede der gleitenden Mittelwertschaltungen wird mit einem m-stufigen Schieberegister und einem Addierer implementiert. Das Schieberegister empfängt ein Eingangssignal von der vorhergehenden Schaltung, und der Addierer ist mit allen Stufen des Registers verbunden, um nacheinander ihre Inhaltswerte zu summieren, so daß der Addierer ein Signal erzeugt, das für jede Phasenkomponente den gleitenden Mittelwert der Werte von m Pilotsymbolen (die m Datensymbolen entsprechen) repräsentiert.
Da das Datensignal im Sender mit dem kanalidentifizierenden Walsh-Code gespreizt wurde, werden die I_ds- bzw. Q_ds-Signale an Multiplizierer (Korrelatoren) 35i bzw. 35q angelegt, wo sie mit einem lokalen Walsh-Code W_j (mit j = 1) multipliziert werden, der von der Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung 13 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 35i bzw. 35q werden in Integratoren 36i bzw. 36q eingespeist, wo sie über ein n-Chip-Intervall integriert werden, um für jede Phasenkomponente eine Kopie des ursprünglichen Symbols zu erzeugen. Die Ausgangssignale der Integratoren 36i bzw. 36q werden Verzögerungsschaltungen 37i bzw. 37q zugeführt, die jeweils eine Verzögerung von m/2 Symbolen einführen. Jedes der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Datensymbole wird um das Intervall von m/2 Symbolen verzögert, so daß das verzögerte Symbol jeder Phasenkomponente der Mittelpunktstufe des Schieberegisters für gleitende Mittelwerte entspricht. Auf diese Weise wird für jedes verzögerte Datensymbol aus m/2 dem verzögerten Symbol vorausgehenden Pilotsymbolen sowie m/2 dem Symbol folgenden Pilotsymbolen ein gleitender Mittelwert abgeleitet.
Wenn der Chipraten-Zeittakt der PN-Folgen PN_i1, PN_q1 und der Walsh-Code W₁ in der richtigen Phasenbeziehung mit den ankommenden I- und Q-Signalen steht, werden die verteilten Energien der ankommenden Signale entspreizt (konzentriert), und die Pilotsignalkomponenten erscheinen mit hoher Amplitude an den Ausgängen der Integratoren 34i bzw. 34q als r_pcosθ_p bzw. r_psinθ_p, und die Datensignalkomponenten erscheinen mit hoher Amplitude als r_dcosθ_d bzw. r_dsinθ_d an den Ausgängen der um m/2 Symbole verzögernden Schaltungen 37i bzw. 37q.
Die Vektoren der Pilot- und Datensignale sind in 3 dargestellt. Wie durch das Koordinatensystem der komplexen I-Q-Ebene angedeutet, ist die Amplitude des Pilotsignals gewöhnlich viel höher als die des Datensignals, und zwischen θ_p und θ_d besteht eine Differenz Δθ, die im Vergleich zu θ_p und θ_d vernachlässigbar klein ist. Um das Ausgangssignal r₁ für den Demodulator 21 zu erhalten, wird der Datensignalvektor auf die I-Achse des Koordinatensystems projiziert, indem jede Datensignalkomponente mit einem konjugiert komplexen Wert der entsprechenden Pilotsignalkomponente multipliziert und die Produkte wie folgt summiert werden:
Gleichung (1) läßt erkennen, daß ein Einheitsvektor des Datensignals im Uhrzeigersinn zur I-Achse der komplexen I-Q-Ebene gedreht und durch das Skalarprodukt r_pr_d gewichtet wird.
Wenn mehrere Datensymbole durch Rauschen während der Ubertragung stark verstümmelt sind, werden die entsprechenden Pilotsymbole gleitend gemittelt, und die Auswirkung des Rauschens auf das Pilotsignal wird auf diese Weise vermindert, wodurch sich Auswirkung des Rauschens auf das Signal r1 vermindert.
Wie wieder aus 1 erkennbar, erhält man das Ausgangssignal r₁ durch Multiplikation der gleichphasigen Pilotsignalkomponente mit der gleichphasigen Datensignalkomponente durch einen Multiplizierer 38i zu einem gleichphasigen Produkt und durch Multiplikation der um 90° phasenverschobenen Pilotsignalkomponente mit der um 90° phasenverschobenen Datensignalkomponente durch einen Multplizierer 38q zu einem um 90° phasenverschobenen Produkt und Summieren beider Produkte durch einen Addierer 39.
Auf gleiche Weise werden die Ausgangssignale r₂ und r₃ durch Demodulatoren 22 und 23 erzeugt und mit dem Ausgangssignal r₁ des Demodulators 21 durch einen Addierer 34 summiert und dem Kanaldecodierer 14 zugeführt, wo das Ausgangssignal des Addierers einen Prozeß durchläuft, der umgekehrt zu dem Prozeß im Kanalcodierer des Senders ist.
Die Drehung des Datenvektors auf die I-Achse der komplexen I-Q-Ebene gestattet die einfache Summation der Signale r₁, r₂ und r₃ im Addierer 24. Die Verwendung des Pilotvektors in dem oben beschriebenen Drehungsverfahren vermindert die Auswirkung des Fadings auf das vom Addierer 24 ausgegebene Signal, da der Pilotvektor das Datensymbol gewichtet und stärkere Mehrwegesignale stärkere gleitend gemittelte Pilotsignale aufweisen, die niedrige Fadingwerte anzeigen.
Die Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung 13 weist einen Orthogonalkorrelator 40 und einen PN-Folgen-Generator 41 auf, der gemäß einem Phasenpositionssignal von einer Phasenverschiebungssteuerung 45 orthogonale Entspreizungsfolgen erzeugt. Wie weiter unten beschrieben, wird das Phasenverschiebungssignal in "Fensterintervallen" "Tw" erzeugt, die viel kleiner sind als die Intervalle, in denen Rayleigh-Fading auftritt. Das Fensterintervall Tw ist gleich L × Tc (wobei Tc die Chiprate ist und L so gewählt wird, daß während des Intervalls von L aufeinanderfolgenden Chips das Pilotsignal nie mehr als eine Drehung von π/2 Radian erfährt). Der PN-Folgen-Generator 41 wird in Intervallen Tw phasenverschoben, und die Phasenverschiebung wird zyklisch wiederholt, wenn der PN-Folgen-Generator 41 für jeden Zyklus N mal phasenverschoben wird (wobei N die Anzahl der innerhalb des Intervalls Tw × N zu schiebenden Phasen darstellt). Die I- und Q-Datensignale vom A/D-Wandler 11 werden an den Korrelator 40 angelegt, wo die I- und Q-Pilotsignalphasenkomponenten entspreizt und während des Fensterintervalls Tw Korrelationswerte für jede Pilotsignalkomponente erfaßt werden. Mit dem Ausgang des Korrelators 40 ist ein L-Chip-Integrator 42 verbunden, in dem die Korrelationswerte jeder Pilotsignalphasenkomponente für "L" Chips summiert werden, um Summenvektoren für die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Komponenten des Pilotsignals zu erzeugen. Die Ausgangssignale des Integrators 42 werden in eine Absolutwertschaltung 43 eingespeist, die einen Skalarwert des resultierenden Vektors dieser beiden Vektorkomponenten (d. h. die Wurzel aus der Quadratsumme aller Summenvektorkomponenten) ableitet, um die Größe der Kreuzkorrelation der Pilotsignale innerhalb des Fensterintervalls Tw darzustellen.
Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 43 wird an einen Eingangssignalwähler 44 angelegt, der durch das Phasenverschiebungssignal gesteuert wird, um die Anschlußpositionen seines beweglichen Kontaktarms zu verändern. Mit den jeweiligen Anschlußpositionen des Wählers 44 sind Akkumulatoren A1 bis AN verbunden. Jeder der Akkumulatoren A1 bis AN liefert eine Summe von N Eingangssignalen vom entsprechenden Anschluß des Wählers 44 und wird als Reaktion auf ein Signal von der Phasenverschiebungssteuerung 45 zurückgesetzt. Die Ausgangssignale der Akkumulatoren A1 bis AN werden der Steuerung 45 zugeführt, wo sie mit anderen Summen verglichen werden, um ihre Rangstufen und die drei höchsten ausgewählten Korrelationswerte zu bestimmen.
Wie im Detail in 2 dargestellt, weist die Phasenverschiebungssteuerung 45 ein Register PRa zum Speichern von Phasenpositionssignalen P1 (= ϕ₀ + Δϕ) bis PN (= ϕ₀ + NΔϕ), das von einer Phasenpositions-Datenquelle 51 geladen wird, und ein Register RS0 zum Speichern von Korrelationssummensignalen S1 bis SN auf, das von den Akkumulatoren A1 bis AN geladen wird. Jedes der im Register PRa gespeicherten Phasenpositionssignale wird selektiv über einen Wähler 52 dem PN-Folgen-Generator 41 zugeführt. Das Laden geeigneter Signale in Register PRa und RS0 und die Auswahl eines Phasenpositionssignals durch den Wähler 52 werden durch eine Steuereinrichtung 50 gesteuert. Mit der Steuereinrichtung 50 sind Register RS1~RS3 und RP1~RP3 verbunden. Die drei höchsten Korrelationssummen werden jeweils in die Register RS1 bis RS3 gespeichert, und entsprechende Phasenpositionssignale werden in die Register RP1 bis RP3 gespeichert. Die in den Registern RP1~RP3 gespeicherten Phasenpositionssignale werden jeweils in Ausgaberegister OR1~OR3 geladen, die mit einem Walsh-Code-Generator 53 und einem PN-Folgen-Generator 54 gekoppelt sind. Unter Verwendung der in den Ausgaberegistern gespeicherten Phasenpositionssignale werden Walsh-Codes W1, W2, W3 und drei Sätze von orthogonalen PN-Folgen PN_i1, PN_q1, PN_i2, PN_q2, PN_i3, PN_q3 erzeugt und den Demodulatoren 21, 22 bzw. 23 zugeführt.
Zunächst weist die Steuereinrichtung 50 eine Phasenpositionsdatenquelle 51 an, einen Satz der Phasenpositionssignale P1~PN in das Register PRa zu laden. Die Steuereinrichtung 50 enthält einen Taktgenerator (nicht dargestellt) und erzeugt unter Verwendung seines Takts einen Schiebebefehlsimpuls in Intervallen Tw und speist diesen in die Wähler 44 und 52 ein. Die Phasenpositionssignale P1~PN werden als Reaktion auf das Schiebebefehlssignal nacheinander ausgewählt und an den PN-Folgen-Generator 41 angelegt. Als Reaktion auf jedes Phasenpo sitionssignal schiebt der PN-Folgen-Generator 41 den Phasenzeitpunkt von entspreizten PN-Folgen um kΔϕ (mit k = 1, 2, ..., N). Während jedes der aufeinanderfolgenden Fensterintervalle Tw werden L Korrelationswerte durch den Integrator 42 summiert und über den Wähler 44 an einen der Akkumulatoren A1 bis AN angelegt, welcher dem Phasenpositionssignal entspricht, das während dieses Fensterintervalls an dem PN-Folgen-Generator 41 anliegt. Der Prozeß wird für jedes Phasenpositionssignal und damit für jeden Akkumulator M mal wiederholt, so daß in dem Akkumulator eine Gesamtsumme von M Korrelationswerten für die entsprechende Phasenposition gespeichert wird. Wenn das Schiebebefehlssignal N × M mal wiederholt erzeugt wird, werden die Phasenpositionssignale vom Register PRa zu einem Register PRb übertragen, um das Laden eines neuen Satzes von Phasenpositionssignalen in das Register PRa zuzulassen und dabei die Verwendung der übertragenen Phasenpositionssignale während eines späteren Prozesses zur Bestimmung höherer Korrelationssummen zu ermöglichen. Gleichzeitig werden die Korrelationssummen in den Akkumulatoren A1~AN in das Register RS0 geladen, um sie miteinander zu vergleichen und die größten, zweitgrößten und drittgrößten Werte der Korrelationssummen auszuwählen, und vom Register PRb werden entsprechende Phasenpositionssignale in die Ausgaberegister OR1~OR3 geladen.
Die Arbeitsweise der Steuerung 50 wird nachstehend anhand der Ablaufdiagramme in den 4 und 5 ausführlich beschrieben. In 4 beginnt die Synchronisationserfassung mit Schritt 60 zum Rücksetzen aller Akkumulatoren A1 bis AN und Laden eines Satzes von N neuen Phasenpositionssignalen P1 ~PN aus der Datenquelle 51 in das Register PRa. Dann wird im Schritt 61 eine Zählvariable h mit null initialisiert. Die Steuerung geht zum Schritt 62 über, um den Wählern 44 und 52 einen Schiebebefehlsimpuls zuzuführen, so daß zunächst das Phasenpositionssignal P1 dem PN-Generator 41 zugeführt und während L Chip-Zeiten Korrelationswerte durch den Korrelator 40 erzeugt, durch den Integrator 42 summiert und im Akkumulator A1 gespeichert werden. Im Schritt 63 wird die Zählvariable h um eins inkrementiert, und im Schritt 64 wird geprüft, ob h größer oder gleich N × M ist. Wenn nicht, springt die Steue rung zum Schritt 62 zurück, um das Phasenpositionssignal P2 aus dem Register PRa in den PN-Generator 41 und die Steuerung 50 einzulesen, und eine Summe von L resultierenden Korrelationswerten wird im Akkumulator A2 gespeichert. Entsprechende Operationen werden weitergeführt, bis die Entscheidung im Schritt 64 "ja" wird, woraufhin in den Akkumulatoren A1~AN Gesamtsummen der Korrelationssummen S1 bis SN für die Phasenpositionssignale P1~PN gespeichert werden. Die Steuerung geht zum Schritt 65 über, um die Phasenpositionssignale vom Register PRa zum Register PRb zu übertragen, und springt zum Schritt 60 zurück, um die Schiebeoperation für einen Satz von neuen Phasenpositionen zu wiederholen.
In 5 beginnt im Schritt 70 eine Leseoperation, wenn h gleich N × M ist, indem die Korrelationssummen S1~SN aus den Akkumulatoren A1~AN in das Register RS0 geladen und die Register RS1, RS2 und RS3 auf null zurückgesetzt werden. Im Schritt 71 werden die Zählvariablen i und j auf null zurückgesetzt und nacheinander in den Schritten 72 und 73 um eins inkrementiert. Die Zählvariable i (mit i = 1 bis 3) identifiziert die Register RP1~RP3 und RS1~RS3, und die Variable j (mit j = 1 bis N) identifiziert die Phasenpositionssignale P1~PN und die Korrelationssummen S1~SN. Im Entscheidungsschritt 74 wird die Korrelationssumme Sj im Register RS0 mit einer zuvor im Register RSi gespeicherten Korrelationssumme Si verglichen. Ist Sj größer als Si, dann verzweigt die Steuerung im Schritt 74 zum Schritt 75, um die Korrelationssumme Sj im Register RSi zu setzen und das entsprechende Phasenpositionssignal Pj im Register PRb aufzufinden und es im Register RPi zu setzen. Ist Sj kleiner als Si, dann verzweigt die Steuerung zum Schritt 76, um zu prüfen, ob j gleich N ist. Ist j nicht gleich N, dann werden die Schritte 73, 74 und 75 wiederholt, um den Wert der nächsten Korrelationssumme Sj relativ zu Si zu prüfen. Auf diese Weise wird zunächst S1 als größer als der vorhergehende Wert ermittelt, da letzterer gleich null ist, und im Register RS1 als Datenelement Si gespeichert, und die nächste Korrelationssumme S2 wird mit S1 verglichen. Ist S2 < S1, dann werden die Schritte 73 bis 74 wiederholt, und wenn S2 > S1 ist, wird S1 im Register RS1 im Schritt 75 durch S2 ersetzt.
Wenn für einen Satz von N Korrelationswerten eine maximale Korrelationssumme ermittelt wird, dann wird die Entscheidung im Schritt 76 "ja", und die Steuerung verläßt die Schleife und tritt in den Entscheidungsschritt 77 ein, um zu prüfen, ob i = 3 ist. Wenn nicht, geht die Steuerung zum Schritt 78 über, um den Maximalwert des Registers RSi aus dem Register RS0 zu entfernen, und dann springt die Steuerung zum Schritt 72 zurück, um das Verfahren zu wiederholen, bis ein dritthöchster Wert bestimmt und im Register RS3 gespeichert wird. Wenn dies eintritt, wird die Entscheidung im Schritt 77 "ja", und die Steuerung geht zum Schritt 79 über, um die Phasenpositionssignale aus den Registern RP1~RP3 in die Ausgaberegister OR1~OR3 zu laden.
Auf diese Weise werden für einen Satz von N Korrelationssummen aus den höchsten Werten drei Korrelationssummen ermittelt, und entsprechende Phasenpositionssignale werden in den Ausgaberegistern OR1, OR2 und OR3 gespeichert. Während der Leseoperation ist die Schiebeoperation für den nächsten Satz von Korrelationssummen für die nächsten Phasenpositionssignale im Gange.
Da das Fensterintervall Tw viel kleiner ist als jedes der Intervalle, in denen Rayleigh-Fading auftritt, und Korrelationen von Abtastpunkten ermittelt werden, die in Intervallen Tw × N verteilt sind, wie in 6 dargestellt, werden mit dem Rayleigh-Fading zusammenhängende Signalleistungsschwankungen gleichfalls verteilt und für jede Korrelationssumme ausgemittelt. Dagegen weist die Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung nach dem Stand der Technik, die einen Gleitfenster-Korrelator verwendet, ein längeres Fensterintervall für Korrelationssummen A1, A2 und A3 auf, wie durch gestrichelte Linien angedeutet. Als Ergebnis wird jede Korrelationssumme nach dem Stand der Technik stark durch Rayleigh-Fading beeinflußt.
Die ganze Zahl M wird so gewählt, daß das Produkt L × M, das eine Anzahl von Chips ergibt, die zur Korrektur von Abtastwerten aus dem Pilotsignal benutzt werden können, aus reicht, um für jede Phasenposition eine gültige Korrelation zu liefern, und für das Intervall L × M × N, in dem N Korrelationssummen erzeugt werden, wird ein Wert gewählt, der die Toleranz der maximalen Frequenzverschiebung nicht übersteigt.

Claims

Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung für einen Direktsequenzspreizspektrumempfänger, der gleichphasige und um 90° phasenverschobene Datensignale und gleichphasige und um 90° phasenverschobene Pilotsignale empfängt, wobei die Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung aufweist: eine Registereinrichtung (PRa) zum Speichern von mehreren Phasenpositionssignalen; eine erste Wählereinrichtung (52) zur zyklischen Auswahl jedes der Phasenpositionssignale als Reaktion auf ein Schiebebefehlssignal; einen Pseudozufallszahlengenerator (PN-Generator) (41) zur Erzeugung von orthogonalen PN-Folgen entsprechend dem ausgewählten Phasenpositionssignal; eine Korrelatoreinrichtung (40, 42, 43) zur Multiplikation der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen gespreizten Pilotsignale mit den orthogonalen PN-Folgen des PN-Generators (41) mit einer Chiprate, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene entspreizte Pilotsignale zu erzeugen und die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen entspreizten Pilotsignale zur Erzeugung eines Korrelationswerts in vorgegebenen Intervallen zu integrieren; mehrere Akkumulatoreinrichtungen (A1~AN); eine zweite Wählereinrichtung (44) zur zyklischen Auswahl jeder der Akkumulatoreinrichtungen als Reaktion auf das Schiebebefehlssignal und zum Anlegen des Korrelationswerts an die ausgewählte Akkumulatoreinrichtung, um dadurch zu veranlassen, daß diese eine Gesamtsumme der Korrelationswerte ermittelt, die durch die Korrelatoreinrichtung erzeugt werden, während die Phasenpositionssignale zyklisch ausgewählt und an den PN-Folgen-Generator angelegt werden; und eine an die Akkumulatoreinrichtungen (A1~AN) angeschlossene Steuereinrichtung (45) zum Erzeugen des Schiebebe fehlssignals mit einer höheren Rate als derjenigen, mit der Rayleigh-Fading auftritt, zur Auswahl einer Gesamtsumme mit dem höchsten Korrelationswert aus den Gesamtsummen aller Akkumulatoreinrichtungen, zur Auswahl eines der Phasenpositionssignale, das der gewählten Gesamtsumme entspricht, und zum Erzeugen orthogonaler Entspreizungsfolgen, die den gewählten Phasenpositionssignalen entsprechen, und Anlegen der orthogonalen Entspreizungsfolgen an den Direktsequenzspreizspektrumempfänger, um die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Datensymbole mit den orthogonalen Entspreizungsfolgen zu entspreizen.
Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung nach Anspruch 1, die ferner eine Einrichtung (51) aufweist, um darin mehrere verschiedene Sätze von Phasenpositionssignalen zu speichern und jeden der Phasenpositionssignalsätze von dort in die Registereinrichtung (RPa) zu laden, wenn alle Akkumulatoreinrichtungen die Gesamtsummen von Korrelationswerten für einen gegenwärtig in der Registereinrichtung gespeicherten Satz von Phasenpositionssignalen erzeugen.
Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Rate, mit der das Schiebebefehlssignal erzeugt wird, einem Intervall entspricht, das nicht größer ist als eine Drehung der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Pilotsignale um π/2 Radian.
Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung für einen Direktsequenzspreizspektrumempfänger, der mehrere Demodulatoren (21, 22, 23) zum Empfang von gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Datensignalen und gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Pilotsignalen und einen Addierer (24) zum Summieren von Ausgangssignalen der Demodulatoren aufweist, wobei die Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung aufweist: eine Registereinrichtung (PRa) zum Speichern von mehreren Phasenpositionssignalen; eine erste Wählereinrichtung (52) zur zyklischen Auswahl jedes der Phasenpositionssignale als Reaktion auf ein Schiebebefehlssignal; einen Pseudozufallszahlengenerator (PN-Generator) (41) zur Erzeugung von orthogonalen PN-Folgen entsprechend dem ausgewählten Phasenpositionssignal; eine Korrelatoreinrichtung (40, 42, 43) zur Multiplikation der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen gespreizten Pilotsignale mit den orthogonalen PN-Folgen des PN-Generators (41) mit einer Chiprate, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene entspreizte Pilotsignale zu erzeugen und die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen entspreizten Pilotsignale zur Erzeugung eines Korrelationswerts in vorgegebenen Intervallen zu integrieren; mehrere Akkumulatoreinrichtungen (A1~AN); eine zweite Wählereinrichtung (44) zur zyklischen Auswahl jeder der Akkumulatoreinrichtungen als Reaktion auf das Schiebebefehlssignal und zum Anlegen des Korrelationswerts an die ausgewählte Akkumulatoreinrichtung, um dadurch zu veranlassen, daß diese eine Gesamtsumme der Korrelationswerte ermittelt, die durch die Korrelatoreinrichtung erzeugt werden, während die Phasenpositionssignale zyklisch ausgewählt und an den PN-Folgen-Generator angelegt werden; und eine an die Akkumulatoreinrichtungen (A1~AN) angeschlossene Steuereinrichtung (45) zum Erzeugen des Schiebebefehlssignals mit einer höheren Rate als derjenigen, mit der Rayleigh-Fading auftritt, zur Auswahl von Gesamtsummen mit höheren Korrelationswerten aus den Gesamtsummen aller Akkumulatoreinrichtungen, zur Auswahl von Phasenpositionssignalen, die den gewählten Gesamtsummen entsprechen, zum Erzeugen mehrerer orthogonaler Entspreizungsfolgen, die den gewählten Phasenpositionssignalen entsprechen, und zum Anlegen der mehreren orthogonalen Entspreizungsfolgen an die jeweiligen Demodulatoren (21, 22, 23), um die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Datensymbole mit den mehreren Entspreizungsfolgen zu entspreizen.
Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung nach Anspruch 4, die ferner eine Einrichtung (51) aufweist, um darin mehrere verschiedene Sätze von Phasenpositionssignalen zu speichern und jeden der Phasenpositionssignalsätze von dort in die Registereinrichtung (RPa) zu laden, wenn alle Akkumula toreinrichtungen die Gesamtsummen von Korrelationswerten für einen gegenwärtig in der Registereinrichtung gespeicherten Satz von Phasenpositionssignalen erzeugen.
Synchronisationserfassungs- und Nachführschaltung nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Rate, mit der das Schiebebefehlssignal erzeugt wird, einem Intervall entspricht, das nicht größer ist als eine Drehung der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Pilotsignale um π/2 Radian.
Synchronisationserfassungs- und Nachführverfahren für einen Direktsequenzspreizspektrumempfänger, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: a) zyklische Auswahl jedes der N Phasenpositionssignale mit einer höheren Rate als derjenigen, mit der Rayleigh-Fading auftritt; b) Erzeugen von orthogonalen PN-Folgen entsprechend dem ausgewählten Phasenpositionssignal; c) Multiplikation von gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen gespreizten Pilotsignalen mit den orthogonalen PN-Folgen mit einer Chiprate, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene entspreizte Pilotsignale zu erzeugen und die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Pilotsignale zur Erzeugung eines Korrelationswerts über mehrere Chipintervalle zu integrieren; d) Akkumulieren bzw. Aufsummieren des Korrelationswerts, um eine Gesamtsumme akkumulierter Korrelationswerte zu ermitteln; e) M × N-faches Wiederholen der Schritte (a) bis (d), um N Gesamtsummen von je M akkumulierten Korrelationswerten zu ermitteln; f) zyklische Auswahl des höchsten Korrelationswerts aus den N Gesamtsummen und Auswahl eines der Phasenpositionssignale, das der gewählten Gesamtsumme entspricht; und g) Erzeugen von orthogonalen Entspreizungsfolgen, die den ausgewählten Phasenpositionssignalen entsprechen, und Anlegen der orthogonalen Entspreizungsfolgen an den Direktsequenzspreizspektrumempfänger.
Synchronisationserfassungs- und Nachführverfahren für einen Direktsequenzspreizspektrumempfänger, wobei der Emp fänger mehrere Demodulatoren (21, 22, 23) und einen Addierer zum Summieren von Ausgangssignalen der Demodulatoren aufweist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: a) zyklische Auswahl jedes der N Phasenpositionssignale mit einer höheren Rate als derjenigen, mit der Rayleigh-Fading auftritt; b) Erzeugen von orthogonalen PN-Folgen entsprechend dem ausgewählten Phasenpositionssignal; c) Multiplikation von gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen gespreizten Pilotsignalen mit den orthogonalen PN-Folgen mit einer Chiprate, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene entspreizte Pilotsignale zu erzeugen und die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Pilotsignale zur Erzeugung eines Korrelationswerts über mehrere Chipintervalle zu integrieren; d) Akkumulieren bzw. Aufsummieren des Korrelationswerts, um eine Gesamtsumme akkumulierter Korrelationswerte zu ermitteln; e) M × N-faches Wiederholen der Schritte (a) bis (d), um N Gesamtsummen von je M akkumulierten Korrelationswerten zu ermitteln; f) zyklische Auswahl von mehreren höheren Korrelationswerten aus den N Gesamtsummen und Auswahl von Phasenpositionssignalen, die den gewählten Gesamtsummen entsprechen; und g) Erzeugen von mehreren orthogonalen Entspreizungsfolgen, die den ausgewählten Phasenpositionssignalen entsprechen, und Anlegen der mehreren orthogonalen Entspreizungsfolgen an die jeweiligen Demodulatoren.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, das ferner den Schritt zum Aktualisieren der N Phasenpositionssignale bei der M × N-fachen Wiederholung der Schritte (a) bis (d) aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, 8 oder 9, wobei im Schritt (a) jedes der N Phasenpositionssignale mit einer Rate ausgewählt wird, die einem Intervall entspricht, das nicht größer ist als eine Drehung der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Pilotsignale um π/2 Radian.