DE69432970T2

DE69432970T2 - DS/CDMA-Empfänger unter Verwendung parallel arbeitender Mehrzweckkorrelatoren

Info

Publication number: DE69432970T2
Application number: DE1994632970
Authority: DE
Inventors: Tomoya Minato-ku Kaku; Sean Minato-ku O'Regan
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-12-30
Filing date: 1994-12-29
Publication date: 2004-03-04
Anticipated expiration: 2014-12-30
Also published as: EP0661831A2; CA2139259C; JPH07202757A; KR950022326A; EP0661831B1; DE69432970D1; CA2139259A1; EP0661831A3; AU687471B2; US5528624A; AU8179894A; KR0147012B1; JP2655068B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Direktfolge-Spreizspektrumempfänger (mit Codemultiplex-Vielfachzugriff oder CDMA). Diese Erfindung betrifft insbesondere eine Synchronisationserfassungs- und Verfolgungstechnik für Direktfolge (DS)-Spreizspektrumempfänger zellulärer Mobilkommunikationssysteme, bei denen die übertragenen Signale stark durch Rayleigh-Schwund und Mehrweg-Schwund beeinträchtigt sind.
Das kommerzielle Interesse an Direktfolge-Spreizspektrum-Kommunikationssystemen (mit Codemultiplex-Vielfachzugriff) ist in letzter Zeit angestiegen, weil sich dadurch die Möglichkeit ergeben hat, mehr Benutzern Dienste anzubieten, als dies bei anderen Vielfachzugriffssystemen möglich ist. In der zellenseitigen Station des DS/CDMA-Systems wird ein Datensymbol durch Multiplizieren von ihm mit orthogonalen Pseudozufallszahlen-(PN)-Folgen, die dem Zellenort zugewiesen sind, sowie mit orthogonalen Walsh-Codes, die dem Kanal zugewiesen sind, über den das gespreizte Signal übertragen wird, gespreizt. Um die Mobilstation in die Lage zu versetzen, einen Synchronisationserfassungs- und Verfolgungsbetrieb bereitzustellen, wird ein Pilotsignal der Datensymbolfolge überlagert. An der Mobilstation wird eine gleitende Korrelationstechnik verwendet, um die Phasenzeitsteuerung einer lokalen PN-Folge jedesmal dann um einen vorbestimmten Betrag zu verschieben, wenn eine Korrelation zwischen der empfangenen und der lokalen Folge gebildet wird, und um die richtige Phasenzeitsteuerung für die lokale Folge zu bestimmen, wenn die Korrelation einen kritischen wert übersteigt. Diese Phasenverschiebung wird an vorbestimmten "Fensterintervallen" ausgeführt. Sobald die Synchronisation hergestellt wurde, wird die Phasendifferenz überwacht und innerhalb einer Hälfte des Chipintervalls gehalten. Während der Übertragung wird das Signal Reflexionen von verschiedenen Landstrukturen unterzogen, wodurch infolge gegenseitiger Interferenz ein komplexes Muster stehender Wellen erzeugt wird. Dadurch zeigt der Laufweg des Signals eine Feldintensitätsverteilung, die sich durch die Rayleigh-Verteilung nähern läßt. Demgemäß tritt im Signal ein als "Rayleigh-Schwund" bezeichnetes Phänomen auf, und die Einhüllende des Signals an der Mobilstation sowie seine Phase schwanken heftig.
Unter diesen ungünstigen Bedingungen ist die gleitende Korrelationstechnik nicht ideal, um ansprechend auf die sich schnell ändernden Signalpegel eine schnelle Synchronisation zu erreichen. Zusätzlich ist es infolge der Ankunft einer starken Reflexion oder eines Signals mit einem erheblichen Pegel von einem benachbarten Zellenort häufig erforderlich, die Phasenzeitsteuerung der mobilen Station zu aktualisieren. Unter diesen Umständen setzt das System aus dem Stand der Technik die Korrelationsschaltungsanordnung unmittelbar ansprechend auf die Ankunft eines neuen starken Signals auf die neue Phasenzeitsteuerung, ohne die alten Symbole, die in der Korrelationsschaltungsanordnung gelassen worden sein können, zu berücksichtigen. Die Verwendung der alten Symbole für die neue Phasenzeitsteuerung führt zu Zeitsteuerungsunstetigkeiten und erzeugt eine Überkorrelation oder eine Unterkorrelation.
In US-A-5 103 459 ist ein System zum Übermitteln von Informationssignalen unter Verwendung von Spreizspektrum-Kommunikationstechniken offenbart. Es werden PN-Folgen eingerichtet, die zwischen den Benutzern eine Orthogonalität bereitstellen. Signale werden zwischen einem Zellenort und mobilen Einheiten unter Verwendung von Direktfolge-Spreizspektrum-Kommunikationssignalen übermittelt.
Die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher darin, einen Direktfolge-Spreizspektrumempfänger bereitzustellen, der in der Lage ist, eine schnelle Synchronisation unter sich ändernden Signalpegeln herzustellen.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Direktfolge-Spreizspektrumempfänger bereitzustellen, der einen nahtlosen Übergang gewährleistet, wenn die Phasenzeitsteuerung des Korrelationsprozesses aktualisiert wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Direktfolge-Spreizspektrumempfänger vorgesehen, der mehrere Korrelatoren zum Entspreizen eines gespreizten Datensignals und eines gespreizten Pilotsignals, mehrere Pilotdemodulatoren, mehrere Datendemodulatoren und einen Addierer aufweist. Die Datendemodulatoren und der Addierer bilden einen RAKE-Empfänger. Während eines Synchronisationserfassungsmodus werden die Pilotdemodulatoren an die jeweiligen Korrelatoren angeschlossen, und während eines nachfolgenden Verfolgungsmodus werden die Datendemodulatoren an die Korrelatoren angeschlossen, um mehrere demodulierte Datensignale zu erzeugen, die durch den Addierer kombiniert werden, um eine Ausgabe für den RAKE-Empfänger zu erzeugen. Mehrere Entspreizungscodes unterschiedlicher Phasenpositionen werden erzeugt und den jeweiligen Korrelatoren zugeführt, wodurch bewirkt wird, daß die Korrelatoren eines von dem gespreizten Datensignal und dem gespreizten Pilotsignal entspreizen. Während des Synchronisationserfassungsmodus wird die Phasenposition jedes Entspreizungscodes nacheinander verschoben, und es werden hohe Korrelationswerte anhand der Ausgaben der Pilotdemodulatoren bestimmt. Während des Verfolgungsmodus werden die Phasenpositionen der Entspreizungscodes entsprechend den hohen Korrelationswerten festgelegt. Weil mehrere Korrelatoren während des Synchronisationserfassungs modus parallel arbeiten, ist die Zeit, die erforderlich ist, um den Bereich möglicher Phasenpositionen zu durchsuchen, erheblich verringert. In praktischer Hinsicht werden die Datendemodulatoren in einer Anzahl bereitgestellt, die der Anzahl der Mehrweg-Schwundkanäle entspricht.
Die Entspreizungscodes werden so erzeugt, daß während des Synchronisationserfassungsmodus alle Korrelatoren Korrelationen nur für das ankommende Pilotsignal bereitstellen und während des Verfolgungsmodus eine Hälfte der Korrelatoren eine Korrelation für das Datensignal und der Rest eine Korrelation für das Pilotsignal bereitstellt.
Der Entspreizungscode weist eine Pseudozufallszahl(Rausch)-Folge, die eindeutig einen zellenseitigen Bereich identifiziert, und einen Walsh-Code, der einen Kommunikationskanal identifiziert, auf. Wenn der Walsh-Code auf einen nur aus Nullen bestehenden Code gelegt wird, werden die mit diesem Code versorgten Korrelatoren so eingestellt, daß eine Korrelation mit dem Pilotsignal bereitgestellt wird.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt wird ein zweiter Entspreizungscode mit einer anderen Phasenposition während des Verfolgungsmodus einem spezifizierten der Korrelatoren zugeführt, um das Suchen nach besten Phasenpositionen fortzusetzen. Die Phasenposition des zweiten Entspreizungscodes wird in der Nachbarschaft derer verschoben, die zuvor im Synchronisationserfassungsmodus festgelegt wurden, und es werden hohe Korrelationswerte anhand Ausgangssignalen von einem der Pilotdemodulatoren neu bestimmt. Die zuvor festgelegten Phasenpositionen werden während eines Aktualisierungsmodus entsprechend den neuen hohen Korrelationswerten aktualisiert.
Zum Gewährleisten eines glatten Übergangs, wenn neue Phasenpositionen bestimmt werden und alte Phasenpositionen zu aktualisieren sind, ist ein zweiter Datendemodulator vorgesehen. Dieser Datendemodulator wird zu der Zeit, zu der der spezifizierte Korrelator auf eine neue Phasenposition gesetzt wird, an den Ausgang des spezifizierten Korrelators angeschlossen. Ansprechend auf das Anschließen des zweiten Datendemodulators an den spezifizierten Korrelator wird eine Rampenhochfahrzeit eingeführt, um das Ersetzen alter Symbole durch neue Symbole zu ermöglichen, und es wird unmittelbar nach der Rampenhochfahrzeit ein folgender der Ausgänge der anderen Datendemodulatoren für ein vorbestimmtes Intervall vom Addierer getrennt, und es wird stattdessen der Ausgang des zweiten Datendemodulators während dieses vorbestimmten Intervalls an den Addierer angeschlossen.
Die vorliegende Erfindung wird in näheren Einzelheiten mit Bezug auf die anliegende Zeichnung beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Direktfolge-Spreizspektrumempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung,
2 ein Schaltungsdiagramm jedes Korrelators aus 1,
die 3A, 3B und 3C Blockdiagramme des Prozessors aus 1 während des Synchronisationserfassungsmodus, des Verfolgungsmodus bzw. des Aktualisierungsmodus,
4 ein Schaltungsdiagramm jedes Pilotdemodulators aus den 3A, 3B und 3C,
die 5A und 5B Schaltungsdiagramme verschiedener Ausführungsformen jedes Datendemodulators aus den 3A, 3B und 3C und
die 6A, 6B und 6C Blockdiagramme der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung aus 1 während des Synchronisationserfassungsmodus, des Verfolgungsmodus bzw. des Aktualisierungsmodus.
In 1 ist eine Empfangsschaltung einer Mobilstation eines DS/CDMA-Zellularkommunikationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. An einer zellenseitigen Station wird ein Grundband-Abwärtsverbindungs-(Zelle-zu-Mobil)-Signal zunächst durch einen Kanalcodierer zu einer bekannten codierten Form codiert, die zur Funkübertragung optimiert ist. Bei einer Chip-Rate, die viel höher ist als die Symbolrate, werden die Symbole des codierten Signals mit PN-(Pseudozufallszahlen)-Spreizfolgen PN_i und PN_q , die gemeinsam dem Dienstbereich zugewiesen sind, in dem sich die Mobilstation gegenwärtig befindet, gespreizt und weiter mit orthogonalen Walsh-Codes, die dem Abwärtsverbindungskanal eindeutig zugewiesen sind, gespreizt. Ein Pilotsignal, das aus einer Reihe von ausschließlich Nullen oder Einsen bestehen kann, wird bei der gleichen Chip-Rate mit den gleichen PN-Folgen PN_i und PN_q mit orthogonalen Walsh-Nur-Null-Codes gespreizt. Die phasengleichen Komponenten und die Quadraturkomponenten des Spreizspektrum-Abwärtsverbindungssignals werden mit den entsprechenden Komponenten des Spreizspektrum-Pilotsignals kombiniert, um ein I-Signal und ein Q-Signal zu erzeugen, die auf orthogonale Funkfrequenzträger moduliert, verstärkt und übertragen werden.
Das Spreizspektrumsignal vom Zellenort wird von der Mobilstation empfangen und einem Quadraturdemodulator 10 zugeführt, der Funkfrequenzverstärkungs- und -demodulationsstufen aufweist. Unter Verwendung orthogonaler lokaler Träger gewinnt der Demodulator 10 die ursprünglichen i- und q-Signale zurück. Nach der Analog-Digital-Wandlung durch einen A/D-Wandler 11 werden die digitalen i- und q-Signale parallel Korrelatoren CR₁ bis CR₈ mit einer identischen Konfiguration zugeführt.
Wie in 2 dargestellt ist, weist jeder der Korrelatoren CR_k (wobei k = 1, 2, ..., 8 ist) ein Paar von Multiplizierern 20i und 20q zum Multiplizieren der i- und q-Digitalsignale vom A/D-Wandler 11 mit den Pseudozufalls-Entspreizungsfolgen PN_i(k) und PN_q(k) auf, um ein phasengleiches Ausgangssignal i_k = I × PN_ik vom Multiplizierer 20i und ein Quadraturausgangssignal qk = Q × PN_qk vom Multiplizierer 20q zu erzeugen. Die PN-Folgen PN_ik und PN_qk sind die zwei Eingaben in ein Exklusiv-Oder-Gatter 22 zum Erzeugen eines Schaltsignals. Das Ausgangssignal i_k des Multiplizierers 20i und das Ausgangssignal q_k des Multiplizierers 20q sind die Eingaben in Schalter 21i und 21q. Falls das Schaltsignal eine binäre 1 ist, erscheint die Ausgabe des Multiplizierers 20i am Ausgang des Schalters 21i als ein Signal I_dk . Falls das Schaltsignal eine binäre 0 ist, gleicht das Signal I_dk der Ausgabe des Multiplizierers 20q. In ähnlicher Weise erscheint die Ausgabe des Multiplizierers 20q am Ausgang des Schalters 21q als ein Signal Q_dk , wenn das Schaltsignal 1 ist. Ansonsten erscheint die Ausgabe des Multiplizierers 20i als Q_dk . Der Korrelator CR_k weist weiterhin ein Paar von Multiplizierern 23i und 23q zum Enspreizen der Signale I_dk und Q_dk mit einem Walsh-Code W_k auf. Wie beschrieben wird, sind alle den Korrelatoren CR₁ bis CR₈ zugeführten Walsh-Codes nur aus Nullen bestehende Walsh-Codes, wenn sich der Empfänger in einem Synchronisationserfassungsmodus befindet und sich einige dieser Codes zu gesonderten Walsh-Codes mit unterschiedlichen Walsh-Codenummern ändern, wenn er in einem Verfolgungsmodus ist. Weil das Pilotsignal am Sender mit dem nur aus Nullen bestehenden Walsh-Code gespreizt wurde, stellen die Ausgaben der Multiplizierer 23i und 23q während des Synchronisationserfassungsmodus die phasengleiche Komponente und die Quadraturkomponente des Entspreizungs-Pilotsignals dar, und sie stellen während des Verfolgungsmodus die phasengleiche Komponente und die Quadraturkomponente des Entspreizungs-Datensignals dar. Die Ausgaben der Multiplizierer 23i, 23q werden jeweils über ein Symbolintervall integriert, um phasengleiche oder Quadratur-Pilot- oder Datensymbole I_k , Q_k zu erzeugen.
Zu 1 zurückkehrend sei bemerkt, daß die orthogonalen Ausgangssignale von jedem der Korrelatoren CR einem Datenprozessor 12 zugeführt werden, wo sie in einer zu beschreibenden Weise verarbeitet werden und als Korrelationssummensignale S1–S8 einer Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 zugeführt werden. Während des Synchronisationserfassungsmodus werden Pilotsignale von den Ausgängen aller Korrelatoren demoduliert und der Phasenverschiebungs- Steuereinrichtung zugeführt. Während des Verfolgungsmodus werden Datensymbole von den Ausgängen der Korrelatoren CR₁ bis CR₆ demoduliert, und es wird eine Summe dieser Signale einem Kanaldecodierer 14 zugeführt, während Pilotsignale von den Ausgängen der Korrelatoren CR₇ und CR₈ demoduliert werden und der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung als Signale S7 und S8 zugeführt werden und binäre Nullen der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung als Signale S1 bis S6 zugeführt werden. Der CDMA-Empfänger tritt in einen Aktualisierungsmodus ein, in dem die während des Verfolgungsmodus erhaltene Phasenzeitsteuerung verwendet wird, um die Phasenzeitsteuerung der den Korrelatoren CR₇ und CR₈ zugeführten PN-Folgen zu aktualisieren, welche während des Verfolgungsmodus zum Erzeugen von Pilotsignalen verwendet wurden. In diesem Aktualisierungsmodus werden die Ausgaben aller Korrelatoren verwendet, um Datensignale wiederzugewinnen, die summiert werden und dem Kanaldecodierer 14 zugeführt werden.
Ansprechend auf die Signale S1–S8 erzeugt die Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 Phasenpositionssignale P1–P8 und Walsh-Codenummern N1–N8. Während des Synchronisationserfassungsmodus erzeugt die Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung acht Folgen verschiedener Phasenpositionssignale und führt diese Folgen gleichzeitig als Folgen P1–P8 PN-Folgengeneratoren PG₁–PG₈ bzw. Walsh-Codegeneratoren WG₁–WG₈ zu und führt allen Walsh-Codegeneratoren Null-Walsh-Codenummern (ω₀) zu. Während dieses Erfassungsmodus durchsucht die Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung die Korrelationssummensignale S1 bis S8, die infolge aufeinanderfolgender Phasenverschiebungen erzeugt wurden, über den gesamten Bereich der PN-Folge (entsprechend den Verschiebungen von 0 bis 2¹⁶ Bits) und bestimmt die höchsten drei Werte und identifiziert entsprechende Phasenpositionen Δθ₁ bis Δθ₃.
Während des Verfolgungsmodus werden diese Phasenpositionssignale als Signale P1 bis P6 PN-Generatoren PG₁ bis PG₆ in Paaren zugeführt, so daß die PN-Generatoren jedes Paars durch die gleiche Phasenposition angesteuert werden. Die PN-Generatoren PG₇ und PG₈ werden dann an Phasenpositionen, die sich in der Umgebung von Δθ₁ bis Δθ₃ befinden, nacheinander durch die Signale P7 und P8 angesteuert, um die Suche fortzusetzen und die optimalen Phasenpositionen von den Signalen P7 und P8 genau zu bestimmen. Gleichzeitig werden Walsh-Codenummern ω₁, ω₃ und ω₅ jeweils den Walsh-Codegeneratoren WG₁ , WG₃ und WG₅ zugeführt, die Phasenpositionen Δθ₁, Δθ₂ bzw. Δθ₃ entsprechen, und die Null-Codenummern ω₀ werden den Walsh-Codegeneratoren WG₂ , WG₄ und WG₆ bis WG₈ zugeführt. Daher sind während des Verfolgungsmodus die Ausgaben der Korrelatoren CRk (wobei k = 1, 3 und 5 ist) orthogonale Datensymbole, während die Ausgaben der Korrelatoren CR_k+1 orthogonale Pilotsymbole sind.
Während des Aktualisierungsmodus werden die Phasenpositionssignale Δθ₁ bis Δθ₃ jeweils aktualisiert, wobei die optimalen Phasenpositionen durch die Signale P7 und P8 dargestellt sind.
Durch die Verwendung der Phasenpositionssignale P1–P8 erzeugen die PN-Generatoren PG₁–PG₈ jeweils Paare von PN-Folgen PN_i1 , PN_q1 , PN_i2 , PN_q2 , ..., PN_i8 , PN_q8 zum Koppeln der jeweiligen Korrelatoren CR₁–CR₈ . Jeder Walsh-Codegenerator WG_k verwendet ein Phasenpositionssignal P(k) und eine entsprechende Codenummer N(k) zum Erzeugen eines Walsh-Codes bei der Phasenzeitsteuerung des Signals P(k) zum Koppeln mit dem entsprechenden Korrelator CR_k .
Einzelheiten des Datenprozessors 12 sind in den 3A, 3B und 3C für den Synchronisationserfassungsmodus, den Verfolgungsmodus bzw. den Aktualisierungsmodus dargestellt. Wie in 3A dargestellt ist, weist der Prozessor 12 drei Gruppen von Schaltern 31-i, 32-i und 33-j auf (wobei i = 1–4, j = 1–3 ist). Alle diese Schalter arbeiten ansprechend auf ein von einer Modussteuereinrichtung 30 zugeführtes Schaltsignal. Die Ausgaben der Korrelatoren CR₁ bis CR₃ sind in Paaren über entsprechende Schalter 31-1, 31-2, 31-3 und 31-4 mit Paaren von Pilotdemodulatoren (PD₁ , PD₂ ), (PD₃, PD₄ ), (PD₅, PD₆ ) und (PD₇, PD₈ ) oder Datendemodulatoren DD₁ , DD₂ , DD₃ und DD₄ gekoppelt. Die Ausgaben der Pilotdemodulatoren jedes Paars werden über einen diesem Paar entsprechenden Schalter 32 als Korrelationssummensignale S1 bis S8 der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 zugeführt, und die Ausgabe des diesem Paar zugeordneten Datendemodulators wird über einen entsprechenden Schalter 33 einem Addierer 34 als ein Signal "r_i " zugeführt. Daher werden die Ausgaben der Korrelatoren CR₃ und CR₄ beispielsweise über einen Schalter 31-2 mit den Pilotdemodulatoren PD₃ , PD₄ oder dem Datendemodulator DD₂ gekoppelt und werden die Ausgaben dieser Pilotdemodulatoren über einen Schalter 32-2 der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 als Korrelationssummensignale S3 und S4 zugeführt und wird die Ausgabe des über den Schalter 33-2 gekoppelten Datendemodulators DD₂ als ein Signal r₂ einem Addierer 34 zugeführt.
Die Modussteuereinrichtung 30 führt der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 ein Modusangabesignal zu und reagiert durch Betätigen der Schalter auf ein Signal von der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13, um den Arbeitsmodus zum nächsten zu ändern.
Während des Synchronisationserfassungsmodus setzt die Modussteuereinrichtung 30 alle Schalter so, daß die orthogonalen Ausgangssignale I_k und Q_k (wobei k = 1, 2, ..., 8 ist) mit dem entsprechenden Pilotdemodulator PD_k gekoppelt werden, um der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 Korrelationssummensignale S1 bis S8 zuzuführen, und alle Eingänge des Addierers 34 werden auf Null gesetzt.
Während des Verfolgungsmodus (3B) werden die Ausgaben der Korrelatoren CR₁ bis CR₆ auf die entsprechenden Datendemodulatoren DD₁–DD₃ geschaltet, welche Ausgangssignale r₁, r₂, r₃ erzeugen, die über die Schalter 33-1, 33-2, 33-3 dem Addierer 34 zugeführt werden. Die Schalter 32-1, 32-2 und 32-3 werden zur binären O-Position geschaltet, um den Ausgangspegel der Signale S1 bis S6 auf Null zu setzen. Andererseits bleiben die Ausgänge der Korrelatoren CR₇ und CR₈ mit den Pilotdemodulatoren PD₇ und PD₈ verbunden, um die Korrelationssummensignale S7 und S8 zu erzeugen.
Während des Aktualisierungsmodus (3C) werden die Ausgänge aller Korrelatoren in Paaren an die entsprechenden Datendemodulatoren angeschlossen, um die Ausgangssignale r₁–r₄ zu erzeugen. Wie beschrieben wird, werden die Schalter 33-1, 33-2 und 33-3 so gesteuert, daß zwei der Signale r₁, r₂ und r₃ für einen kurzen Zeitraum unmittelbar nach einer "Rampenhochfahrzeit" durch den Addierer 34 mit dem Signal r₄ kombiniert werden.
Wie in 4 dargestellt ist, weist jeder Pilotdemodulator ein Paar von Integriergliedern 40i und 40q, ein Paar von Quadrierungsschaltungen 41i und 41q und einen Addierer 42 auf. Die phasengleichen und Quadratursignale I_k und Q_k vom Korrelator CR_k werden jeweils während der Periode von "m"-Symbolen von den Integriergliedern 40i, 40q summiert, um orthogonale Summensignale zu erzeugen, welche von den Quadrierungsschaltungen 41i und 41q quadriert werden. Die summierten und quadrierten Signale werden durch den Addierer 42 kombiniert, um das Korrelationssummensignal S_k für den Korrelator CR_k zu erzeugen.
Einzelheiten jedes Datendemodulators DD_j gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung sind in 5A dargestellt (wobei j = 1, 2, ..., 4 ist). Jeder Datendemodulator DD_j weist ein Paar von Multiplizierern 43i und 43q und einen Addierer 44 auf. Der Multiplizierer 43i bildet eine Korrelation zwischen dem Ausgangssignal I_k des Korrelators CRk und dem Ausgangssignal I_k+1 des Korrelators CR_k+1 , und der Multiplizierer 43q bildet eine Korrelation zwischen den Ausgangssignalen Q_k und Q_k+1 . Wie vorstehend beschrieben wurde, sind die Ausgangssignale I_k und Q_k während des Verfolgungsmodus orthogonale Datensymbole, während die Ausgangssignale I_k+1 und Q_k+1 orthogonale Pilotsymbole sind. Daher bewirkt die Multiplikation eines Datensymbols jeder phasengleichen oder Quadraturkomponente mit einem Pilotsymbol der entsprechenden orthogonalen Komponente am Multiplizierer 43, daß das Datensymbol zur Bezugsachse der I-Q-Ebene gedreht wird und mit der Amplitude des Pilotsymbols gewichtet wird. Die Ausgaben der Multiplizierer 43i und 43q werden durch den Addierer 44 summiert, um ein Ausgangssignal r_j zu erzeugen. Die Ausgabe des Addierers 44 wird dem Kanaldecodierer 14 zugeführt, wo sie einem Prozeß unterzogen wird, der zu demjenigen des Kanalcodierers des Senders entgegengesetzt ist.
Die Amplitude des Pilotsignals ist gewöhnlich viel höher als diejenige des Datensignals, und die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen ist vernachlässigbar klein. Um das Ausgangssignal r_j zu erhalten, wird der Datensignalvektor auf die I-Achse der komplexen I-Q-Ebene projiziert, indem jede Datensignalkomponente mit einer komplex Konjugierten der entsprechenden Pilotsignalkomponente multipliziert wird und die Produkte folgendermaßen summiert werden: rj = Re[rd cosθd(rp cosθp – Jrp sinθp) + rd sinθd(rp sinθp +Jrp cosθp)] = Re[rprd cosθp cosθd + sinθp sinθd) + Jrprd(cosθp sinθd – sinθp cosθd)] = rprd(cosθp cosθd + sinθp sinθd) = rprd cos(θp – θd) (1) wobei r_d die Amplitude des Datensymbols ist, r_p die Amplitude des Pilotsymbols ist bzw. θ_d und θ_p der Phasenwinkel des Daten- bzw. des Pilotsymbols ist. Gleichung (1) gibt an, daß ein Einheitsvektor des Datensignals im Uhrzeigersinn zur I-Achse der komplexen I-Q-Ebene gedreht und mit dem Skalarprodukt rprd gewichtet wird.
Die Drehung des Datenvektors auf die I-Achse der komplexen I-Q-Ebene ermöglicht die einfache Summierung der Signale an den Eingängen des Addierers 34 des Prozessors 12. Die Verwendung des Pilotvektors bei dem vorstehend beschriebenen Rotationsverfahren verringert die Wirkung des Schwunds an dem vom Addierer 24 ausgegebenen Signal, weil der Pilotvektor das Datensymbol gewichtet und stärkere Mehrwegsignale stärkere gleitend Bemittelte Pilotsignale aufweisen, wodurch niedrige Schwundniveaus angegeben werden.
Eine weitere, jedoch bevorzugte Ausführungsform jedes Datendemodulators ist in 5B dargestellt, wobei jeder Datendemodulator weiterhin ein Paar von Verzögerungsschaltungen 45i, 45q zum Einführen einer Verzögerung von einer Hälfte der "s"-Datensymbole an den Ausgangssignalen I_k bzw. Q_k und ein Paar von gleitenden Mittelungsschaltungen 46i, 46q zum nacheinander erfolgenden Integrieren von "s"-Symbolen der jeweiligen Ausgangssignale I_k+1 und Q_k+1 aufweist, um einen gleitenden Mittelwert von Pilotsignalen zu erzeugen. Jede der gleitenden Mittelungsschaltungen ist mit einem s-Stufen-Schieberegister und einem Addierer versehen. Das Schieberegister empfängt ein Eingangssignal von der vorhergehenden Schaltung, und der Addierer ist an alle Stufen des Registers angeschlossen, um nacheinander die Werte ihres Inhalts zu summieren, so daß der Addierer ein Signal erzeugt, das den gleitenden Mittelwert der Werte der "s"-Pilotsymbole (entsprechend "s"-Datensymbolen) für jede Phasenkomponente darstellt. Demgemäß wird für jedes verzögerte Datensymbol ein gleitender Mittelwert von s/2-Pilotsymbolen, die dem verzögerten Symbol vorhergehen, sowie von s/2-Pilotsymbolen, die ihm folgen, abgeleitet. Falls mehrere Datensymbole während der Übertragung durch Rauschen erheblich beschädigt werden, werden die entsprechenden Pilotsymbole gleitend Bemittelt, und die Wirkung des Rauschens auf das Pilotsymbol wird auf diese Weise verringert, was zu einer Verringerung der Wirkung des Rauschens auf das Signal r_j führt.
Die Ausgaben der Verzögerungsschaltungen 45i und 45q werden jeweils den Multiplizierern 43i und 43q zugeführt, und die gleitenden Mittelwerte der phasengleichen Komponente und der Quadraturkomponente werden dem Multiplizierer 43i bzw. 43q zugeführt. Weil die ankommenden Datensymbole stets einem Mehrweg-Schwund und einem Rayleigh-Schwund ausgesetzt sind, kann ein ankommendes Symbol durch Zufallsrauschen beschädigt werden, während das entsprechende Pilotsymbol über die Periode von "s"-Symbolen gleitend Bemittelt wird. Das Einführen von s/2-Symbolverzögerungen hat die Wirkung, auf das Rauschen bezogene Probleme auf ein Minimum zu verringern.
Mit Bezug auf die 6A bis 6C werden Einzelheiten der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 für den Synchronisationserfassungsmodus, den Verfolgungsmodus und den Aktualisierungsmodus des Vorgangs dargestellt. Die Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung weist eine Steuereinrichtung 60, eine Phasenpositions-Datenquelle 61, einen Wähler 62 und einen Walsh-Codenummerngenerator 63 auf.
In 6A spricht die Steuereinrichtung 60 auf ein Modusangabesignal vom Prozessor 12 an. Während eines Synchronisationserfassungsmodus befiehlt die Steuereinrichtung 60 der Phasenpositions-Datenquelle 61, gleichzeitig Phasenpositionsfolgen P_k (wobei k = 1, 2, ..., 8 ist) zu erzeugen, die jeweils Positionssignale Δθ_kl bis Δθ_kn aufweisen. Die Phasenpositionssignale P1–P8 werden über den Wähler 62 den PN-Generatoren PG₁–PG₈ bzw. den Walsh-Codegeneratoren WG₁–WG₈ zugeführt. Gleichzeitig befiehlt die Steuereinrichtung 60 dem Walsh-Codenummerngenerator 63, Null-Walsh-Codenummern ω₀ zu erzeugen und führt diese Nummern als Signale N1–N8 den jeweiligen Walsh-Codegeneratoren WG₁–WG₈ zu.
Ansprechend auf eine Folge P(k) von Phasenpositionssignalen Δθ_kl bis Δθ_kn führt jeder PN-Generator PN_k (1) dem entsprechenden Korrelator CRk nacheinander eine Folge von phasengleichen Pseudozufallszahlen PN_i(k) und eine Folge von Quadratur-Pseudozufallszahlen PN_q(k) zu. Gleichzeitig wird dem Korrelator CRk eine Walsh-Codefolge W_k zugeführt, die vom Walsh-Codegenerator WGk gemäß der entsprechenden Walsh-Codenummer N(k) an aufeinanderfolgenden Phasenpositionen Δθ_k1 bis Δθk_n erzeugt wird.
Alle Korrelatoren CR arbeiten parallel, um unter Verwendung dividierter Folgen von Phasenpositionssignalen zur Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 Korrelationen zwischen dem ankommenden Signal und den entsprechenden Entspreizungscodes (die jeweils PN-Folgen und eine Walsh-Folge aufweisen) während des Synchronisationserfassungsmodus zu bilden. Weil die Walsh-Codefolgen während des Synchronisationserfassungsmodus nur aus Nullen bestehende Folgen sind, setzt die Modussteuereinrichtung 30 des Datenprozessors 12 zunächst alle Schalter 32 und 33 in der in 3A dargestellten Art, so daß alle Pilotdemodulatoren PD₁–PD₈ mit den Ausgängen der entsprechenden Korrelatoren CR₁–CR₈ verbunden werden, um Korrelationssummensignale S1 bis S8 zu erzeugen.
Zu 6A zurückkehrend sei bemerkt, daß die Steuereinrichtung 60 auf die Signale S1–S8 anspricht, um die höchsten drei Werte der Korrelationssummen von allen Phasenpositionen Δθ₁₁ bis Δθ_8n, auszuwählen und daß der höchste, der zweithöchste und der dritthöchste Wert in Registern RS1, RS2 bzw. RS3 gespeichert werden. Die Phasenpositionssignale Δθ₁, Δθ₂ und Δθ₃, die dem höchsten, dem zweithöchsten bzw. dem dritthöchsten Wert entsprechen, werden von der Steuereinrichtung 60 erfaßt und im Register RP1, RP2 bzw. RP3 gespeichert. Die Steuereinrichtung 60 gibt ein Suchendesignal zurück, das dem Prozessor 12 das Ende eines Synchronisationserfassungsmodus mitteilt, um das Übergehen zu einem Verfolgungsmodus zu ermöglichen. Daher ist der Zeitbetrag, der in Anspruch genommen wird, um eine Suche über den gesamten Bereich der Phasenpositionen abzuschließen, 1/8 der Synchronisationserfassungszeit, die ein einziger Korrelator unter Verwendung einer nicht geteilten Folge von Phasenpositionen Δθ₁₁ bis Δθ₁₁ benötigen würde.
Ansprechend auf das Suchendesignal betätigt der Datenprozessor 12 die Schalter 31, 32 und 33, wie in 3B dargestellt ist, um die Eingänge der Datendemodulatoren DD1 bis DD3 mit den Ausgängen der entsprechenden Korrelatoren CR₁ bis CR₆ zu koppeln und ihre Ausgaben dem Addierer 34 zuzuführen und die Pilotdemodulatoren PD₁ bis PD₃ von ihren zugeordneten Korrelatoren CR zu trennen, um den Pegel der Signale S1 bis S6 auf Null zu setzen. Die Ausgänge der Pilotdemodulatoren PD₇ und PD₈ erzeugen weiter die Signale S7 und S8. Die Modussteuereinrichtung 30 führt der Steuereinrichtung 60 der Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 ein Verfolgungsmodussignal zu.
In 6B reagiert die Steuereinrichtung 60 durch Steuern des Wählers 62 zum Lesen der in den Registern RP1 bis RP3 gespeicherten Phasenpositionssignale, die vom Wähler als Signale P1 bis P6 zugeführt werden, auf das Verfolgungsmodussignal. Insbesondere wird das erste Phasenpositionssignal Δθ₁ im Register RP1 als Signale P1 und P2 mit den PN-Generatoren PG₁ und PG₂ gekoppelt, wird das zweite Phasenpositionssignal Δθ₂ im Register RP2 als Signale P3 und P4 mit den PN-Generatoren PG3 und PG4 gekoppelt und wird das Phasenpositionssignal Δθ₃ im Register RP3 als Signale P5 und P6 mit den PN-Generatoren PG5 und PG6 gekoppelt. Gleichzeitig wählt die Steuereinrichtung 60 die Phasenpositionen (Δθ₁₁ bis Δθ_1m') und (Δθ₁₁'' bis Δθ_1m'') in der Umgebung der Phasenposition Δθ₁, die Phasenpositionen (Δθ₂₁' bis Δθ_2m') und (Δθ₂₁'' bis Δθ_2m'') in der Umgebung der Phasenposition Δθ₂ und die Phasenpositionen (Δθ₃₁' bis Δθ_3m') und ( Δθ₃₁'' bis Δθ_3m'') in der Umgebung der Phasenposition Δθ₃. Die Steuereinrichtung 60 leitet die Phasenpositions-Datenquelle 61, um gleichzeitig eine erste Folge von Phasenpositionssignalen (Δθ₁₁' bis Δθ_1m'), (Δθ₂₁' bis Δθ_2m') und (Δθ₃₁' bis Δθ_2m') und eine zweite Folge von Phasenpositionssignalen ( Δθ₁₁'' bis Δθ_1m''), (Δθ₂₁'' bis Δθ_2m'') und (Δθ₃₁'' bis Δθ_3m'' ) zu erzeugen und die erste und die zweite Folge als Signale P6 und P7 den PN-Generatoren PG₇ bzw. PG₈ zuzuführen.
Die Steuereinrichtung 60 weist den Walsh-Codenummerngenerator 63 an, die folgenden Codenummern zuzuführen:
N1 = ω₁ (entsprechend Δθ₁)
N2 = ω₀
N3 = ω₃ (entsprechend Δθ₂)
N4 = ω₀
N5 = ω₅ (entsprechend Δθ₃)
N6 = ω₀
N7 = ω₀
N8 = ω₀
Auf diese Weise erzeugen die Korrelatoren CR₁, CR₃, CR₅ orthogonale Datensignale (I₁, Q₁ ) , (I₃, Q₃ ) bzw. (I₅, Q₅ ), während die Korrelatoren CR₂, CR₄, CR₆ orthogonale Pilotsignale (I₂, Q₂ ) , (I₄, Q₄ ) bzw. (I₆, Q₆ ) erzeugen. Es ist in 5A (oder 5B) ersichtlich, daß Datensignale I₁ und Q₁ mit dem Pilotsignal I₂ und Q₂ multipliziert werden, um ein Ausgangssignal r₁ zu erzeugen. In ähnlicher Weise werden die Datensignale I₃ und Q₃ mit dem Pilotsignal I₄ und Q₄ multipliziert, um ein Signal r₂ zu erzeugen und werden die Datensignale I₅ und Q₅ mit dem Pilotsignal I₆ und Q₆ multipliziert, um ein Signal r₃ zu erzeugen. Die Signale r₁ , r₂ und r₃ werden durch den Addierer 34 summiert und dem Kanaldecodierer 14 zugeführt.
Andererseits verwenden die Korrelatoren CR₇ und CR₈ die nacheinander infolge der neuen Phasenpositionen erzeugten Entspreizungsfolgen, um den Prozessor 12 zu veranlassen, der Steuereinrichtung 60 die Korrelationssummensignale S7 und S8 zuzuführen, um ihn in die Lage zu versetzen, während dieses Verfolgungsmodus nach dem höchsten Wert dieser Korrelationssummen zu suchen. Der höchste, der zweihöchste und der dritthöchste Wert sind die Register RS1, RS2 bzw. RS3, und die entsprechenden Phasenpositionssignale Δθ_u1, Δθ_u2 und Δθ_u3 werden in Registern RP4, RP5 bzw. RP6 gespeichert. Die Steuereinrichtung 60 führt dem Prozessor 12 dann ein Aktualisierungsanfangssignal zu.
Ansprechend auf das Aktualisierungsanfangssignal tritt die Phasenverschiebungs-Steuereinrichtung 13 in einen Aktualisierungsmodus ein. Zum Gewährleisten eines nahtlosen Übergangs der Phasenpositionen von denen, die im Synchronisationserfassungsmodus erfaßt werden, zu denen, die im Verfolgungsmodus erfaßt werden (ohne eine Überkorrelation oder eine Unterkorrelation) führt die Modussteuereinrichtung 30 (3C) in dem Moment, in dem die PN-Generatoren PG₇ und PG₈ entsprechend jedem der neuen Phasenpositionssignale Δθ_u1, Δθ_u2 und Δθ_u3 auf eine neue Phasenposition gesetzt werden, eine "Rampenhochfahrzeit" ein.
Genauer gesagt, empfängt die Modussteuereinrichtung 30 das Aktualisierungsanfangssignal und weist den Schalter 31-4 an, die Ausgänge der Korrelatoren CR₇ und CR₈ mit dem Datendemodulator DD₄ zu koppeln, und sie führt ansprechend darauf, daß der Datendemodulator DD₄ mit den Korrelatoren CR₇ , CR₈ gekoppelt wird, eine Rampenhochfahrzeit (RUT) ein. Falls die Schaltung aus 5A für die Datendemodulatoren verwendet wird, entspricht die Rampenhochfahrzeit einem Symbolintervall und der Übergangsperiode (beispielsweise t₂–t₃, t₄–t₅, t₆–t₇), in der das an den Addierer angelegte Signal r₄ auch einem Symbolintervall entspricht. Falls die Schaltung aus 5B verwendet wird, entsprechen sowohl die Rampenhochfahrzeit als auch die Übergangsperiode dem "s"-Symbolintervall.
Wie in 6C dargestellt ist, sind in den Registern RP4, RP5 und RP6 jeweils neue Phasenpositionssignale Δθ_u1, Δθ_u2 bzw. Δθ_u3 festgelegt, und der Wähler 62 setzt die Phasenpositionssignale P7 und P8 zur Zeit t₁ auf die neue Phasenposition Δθ_u1, und der Walsh-Codenummerngenerator 63 setzt die Codenummer N7 auf ω_u1 entsprechend Δθ_u1.
Ansprechend auf das Aktualisierungsanfangssignal führt die Modussteuereinrichtung 30 (3C) die mehreren Symbolen ("s"-Symbolen im Fall von 5B) entsprechende Rampenhochfahrzeit ein, die bis zur Zeit t₂ andauert. Das Einführen der Rampenhochfahrzeit ermöglicht es, daß vorhergehende Restdaten, die in den Korrelatoren CR₇ und CR₈ und im Datendemodulator DD₄ übriggeblieben sein können, gelöscht und durch ein Symbol oder Symbole ersetzt werden können, die sich aus der neuen Phasenposition ergeben. Dementsprechend wird die vorhergehende Phasenposition Δθ₁ noch verwendet, und der Addierer 34 erzeugt während der Zeit vor dem Zeitpunkt t₂ ein Signal R = r₁ + r₂ + r₃.
Während des Intervalls t₂ bis t₃ steuert die Modussteuereinrichtung 30 (3C) den Schalter 33-1, um das Ausgangssignal r₄ des Demodulators DD4 an Stelle des Signals r₁ an den Addierer 34 anzulegen und ein Signal r₄ + r₂ + r₃ zu erzeugen.
Zur Zeit t₃ wird das Register RP1 (6C) mit dem neuen Phasenpositionssignal Δθ_u1 aktualisiert, so daß die PN-Generatoren PG₁ und PG₂ danach zur neuen Phasenposition Δθ_u1 getrieben werden, und der Walsh-Codenummerngenerator 63 aktualisiert die Codenummer N1 mit ω_u1, wodurch die vorhergehende Nummer ω₁ ersetzt wird, und setzt die Codenummer N7 auf ω_u3 entsprechend Δθ_u2. Der Schalter 33-1 (3C) wird in die oberste Position zurückgeführt, um die Ausgabe r₁ des Demodulators DD₁ zu koppeln, so daß das Ausgangssignal R des Addierers 34 während des Intervalls t₃ bis t₄ R = r₁ + r₂ + r₃ ist (siehe 6C).
Wenngleich die neue Phasenposition für die Korrelatoren CR₁ und CR₂ verwendet wird, wird das Signal r₂ , das sich aus der vorhergehenden Phasenposition Δθ₂ ergibt, während des Intervalls t₃ bis t₄ noch weiterverwendet. Daher ist das Intervall t₃ bis t₄ die Rampenhochfahrzeit für die Korrelatoren CR₇ und CR₈ und den Demodulator DD₄ , um zu ermöglichen, daß ihre Restsignale, die sich aus der Phasenposition Δθ_u1 ergeben, gelöscht werden. Während des nachfolgenden Intervalls t₄ bis t₅ wird der Schalter 33-2 in die unterste Position bewegt, um das Signal r₄ an Stelle des Signals r₂ mit dem Addierer 34 zu koppeln und ein Signal r₁ + r₄ + r₃ zu erzeugen. Zur Zeit t₅ wird das Register RP2 (6C) mit dem neuen Phasenpositionssignal Δθ_u2 aktualisiert, so daß die PN-Generatoren PG₃ und PG₄ danach zur neuen Phasenposition Δθ_u2 getrieben werden. Gleichzeitig aktualisiert der Walsh-Codenummerngenerator 63 die Codenummer N3 durch Ersetzen von ω₃ durch ω_u3 entsprechend der neuen Phasenposition Δθ_u2.
Während des nachfolgenden Intervalls t₅ bis t₆ wird eine Rampenhochfahrzeit für die Korrelatoren CR₇, CR₈ und den Demodulator DD₄ eingeführt, um zu ermöglichen, daß ihre Restsignale, die sich aus dem Phasenpositionssignal Δθ_u2 ergeben, in Vorbereitung der neuen Phasenposition Δθ_u3 gelöscht werden. Während des Intervalls t₆ bis t₇ wird der Schalter 33-3 in die unterste Position bewegt, um das Signal r₄ an Stelle des Signals r₃ mit dem Addierer 34 zu koppeln und ein Signal r₁ + r₂ + r₄ zu erzeugen. Zur Zeit t₇ wird das Register RP3 (6C) mit dem neuen Phasenpositionssignal Δθ_u3 aktualisiert, so daß die PN-Generatoren PG5 und PG6 danach zur neuen Phasenposition Δθ_u3 getrieben werden. Gleichzeitig aktualisiert der Walsh-Codenummerngenerator 63 die Codenummer N5 durch Ersetzen von ω₅ durch ω_u5 entsprechend der neuen Phasenposition Δθ_u3.
Zur Zeit t₇ weist die Steuereinrichtung 60 (6B) die Phasenpositions-Datenquelle 61 an, die vorstehend erwähnte erste und zweite Folge von Phasenpositionssignalen entsprechend jenen in der Umgebung der Phasenpositionen Δθ₁, Δθ₂ und Δθ₃ wiederherzustellen und diese Folgen als Phasenpositionssignale P7 und P8 den PN-Generatoren PG₇ und PG8 zuzuführen, um die Suche nach optimalen Phasenpositionen wiederaufzunehmen, und sie weist den Walsh-Codenummerngenerator 63 an, die Codenummer N7 auf ω₀ zu setzen. Gleichzeitig führt die Steuereinrichtung 60 dem Prozessor 12 ein Aktualisierungsendesignal zu. Ansprechend darauf betätigt die Modussteuereinrichtung 30 des Prozessors den Schalter 33-3, um zur obersten Position zurückzukehren und ein Signal r₁ + r₂ + r₃ zu erzeugen. Der Empfänger nimmt den Verfolgungsmodus nun wieder auf.

Claims

Direktfolge-Spreizspektrumempfänger, welcher aufweist: mehrere erste Codegeneratoren (PG₁–PG₆ , WG₁–WG₆ ) zum gleichzeitigen Erzeugen mehrerer Pseudorauschcodes (PN-Codes), mehrere erste Korrelatoren (CR₁–CR₆ ) zum gleichzeitigen Verwenden der PN-Codes zum Entspreizen eines Pilotsignals während eines Synchronisationserfassungsmodus und zum Entspreizen eines Datensignals während eines Verfolgungsmodus, mehrere erste Pilotdemodulatoren (PD₁–PD₆ ), mehrere Datendemodulatoren (DD₁–DD₃ ), einen Addierer (34), eine Phasenverschiebungseinrichtung (13) zum aufeinanderfolgenden Verschieben der Phasenpositionen der PN-Codes während des Synchronisationserfassungsmodus zum Bestimmen hoher Korrelationswerte anhand der Ausgangssignale der Pilotdemodulatoren (PD₁–PD₆ ) und zum Festlegen der Phasenpositionen der PN-Codes entsprechend den hohen Korrelationswerten während des Verfolgungsmodus, eine Konfigurationseinrichtung (30, 32-1, 33-1 – 33-3) zum Verbinden der Ausgänge der ersten Korrelatoren (CR₁–CR₆ ) mit den ersten Pilotdemodulatoren (PD₁–PD₆ ) während des Synchronisationserfassungsmodus, um dadurch zu ermöglichen, daß die Phasenverschiebungseinrichtung (13) die hohen Korrelationswerte bestimmt, und zum Verbinden der Ausgänge der ersten Korrelatoren (CR₁–CR₆ ) mit den Datendemodulatoren (DD₁–DD₃ ) in dem Moment, in dem die hohen Korrelationswerte durch die Phasenverschiebungseinrichtung (13) bestimmt werden, so daß der Modus des Empfängers vom Synchronisationserfassungsmodus zum Verfolgungsmodus umgeschaltet wird, und zum Verbinden der Ausgänge der Datendemodulatoren (DD₁–DD₃ ) mit dem Addierer (34), um ein Datensignal wiederherzustellen, einen zweiten Codegenerator (PG₇, PG₈, WG₇, WG₈ ) zum Erzeugen eines PN-Codes, einen zweiten Korrelator (CR₇, CR₈ ) zum Verwenden des PN-Codes des zweiten Codegenerators, um das Pilotsignal während des Verfolgungsmodus zu entspreizen, und einen zweiten Pilotdemodulator (PD₇, PD₈ ), wobei die Phasenverschiebungseinrichtung (13) nacheinander die Phasenposition des PN-Codes des zweiten Codegenerators während des Verfolgungsmodus in der Umgebung der zuvor im Synchronisationserfassungsmodus festgelegten Phasenpositionen verschiebt, einen zweiten hohen Korrelationswert anhand des Ausgangssignals des zweiten Pilotdemodulators bestimmt und die zuvor festgelegte Phasenpositionen entsprechend dem zweiten hohen Korrelationswert aktualisiert.
Direktfolge-Spreizspektrumempfänger nach Anspruch 1, welcher weiter aufweist: mehrere zweite Codegeneratoren (PG₇, PG₈, WG₈, WG₈ ) zum gleichzeitigen Erzeugen mehrerer PN-Codes, mehrere zweite Korrelatoren (CR₇, CR₈ ) zum gleichzeitigen Verwenden der PN-Codes zum Entspreizen des Pilotsignals während des Verfolgungsmodus und mehrere zweite Pilotdemodulatoren (PD₇, PD₈ ), wobei die Phasenverschiebungseinrichtung (13) nacheinander die Phasenposition des PN-Codes der zweiten Codegeneratoren während des Verfolgungsmodus in der Umgebung der zuvor im Synchronisationserfassungsmodus festgelegten Phasenpositionen verschiebt, zweite hohe Korrelationswerte anhand der Ausgangssignale der zweiten Pilotdemodulatoren bestimmt und die zuvor festgelegten Phasenpositionen entsprechend den zweiten hohen Korrelationswerten aktualisiert.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, wobei jedes von dem Datensignal und dem Pilotsignal phasengleiche Komponenten und Quadraturkomponenten aufweist, wobei eine erste Gruppe der Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) phasengleiche Entspreizungs-Datensignale und Quadratur-Entspreizungs-Datensignale erzeugt und eine zweite Gruppe der Korrelatoren (CR₂, CR₄, CR₆ ) phasengleiche Entspreizungs-Pilotsignale und Quadratur-Entspreizungs-Pilotsignale während des Verfolgungsmodus erzeugt und wobei jeder der Datendemodulatoren (DD₁– DD₃ ) aufweist: einen ersten Multiplizierer (43i) zum Multiplizieren des phasengleichen Entspreizungs-Datensignals von einem ersten der ersten Gruppe von Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) mit dem phasengleichen Entspreizungs-Pilotsignal von einem zweiten der zweiten Korrelatoren (CR2, CR4, CR6), einen zweiten Multiplizierer (43q) zum Multiplizieren des Quadratur-Entspreizungs-Datensignals von dem ersten der ersten Gruppe von Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) mit dem Quadratur-Entspreizungs-Pilotsignal von dem zweiten der zweiten Gruppe von Korrelatoren (CR₂, CR₄, CR₆ ) und einen Addierer (44) zum Kombinieren von Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Multiplizierers (43i, 43q).
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei jedes von dem Datensignal und dem Pilotsignal phasengleiche Komponenten und Quadraturkomponenten aufweist, wobei eine erste Gruppe der Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) phasengleiche Entspreizungs-Datensignale und Quadratur-Entspreizungs-Datensignale erzeugt und eine zweite Gruppe der Korrelatoren (CR₂, CR₄, CR₆ ) phasengleiche Entspreizungs-Pilotsignale und Quadratur-Entspreizungs-Pilotsignale während des Verfolgungsmodus erzeugt und wobei jeder der Datendemodulatoren (DD₁–DD₃ ) aufweist: eine erste gleitende Mittelungseinrichtung (46i) zum aufeinanderfolgenden Summieren einer vorgegebenen Anzahl von Symbolen des phasengleichen Entspreizungs-Pilotsignals von einem ersten der zweiten Gruppe von Korrelatoren (CR₂, CR₄, CR₆ ) zum Erzeugen eines ersten gleitenden Mittelwerts, eine zweite gleitende Mittelungseinrichtung (46q) zum aufeinanderfolgenden Summieren der vorgegebenen Anzahl von Symbolen des Quadratur-Entspreizungs-Pilotsignals von einem zweiten der zweiten Gruppe von Korrelatoren (CR₂, CR₄, CR₆ ) zum Erzeugen eines zweiten gleitenden Mittelwerts, eine erste Multiplizierereinrichtung (43i) zum Multiplizieren des phasengleichen Datensignals von einem ersten der ersten Gruppe von Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) mit den ersten gleitenden Mittelwerten, eine zweite Multiplizierereinrichtung (43q) zum Multiplizieren des Quadratur-Datensignals von einem zweiten der ersten Gruppe von Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) mit dem zweiten gleitenden Mittelwert und einen Addierer (44) zum Summieren der Ausgangssignale der ersten und der zweiten Multiplizierereinrichtung (43i, 43q).
Direktfolge-Spreizspektrumempfänger nach Anspruch 4, welcher weiter aufweist: eine erste Verzögerungseinrichtung (45i) zum Herbeiführen einer Verzögerung im phasengleichen Datensignal von dem ersten der ersten Gruppe von Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) um einen Betrag, der einer Hälfte der vorbestimmten Anzahl von Symbolen entspricht, und zum Anlegen des verzögerten Signals an die erste Multiplizierereinrichtung (43i) und eine zweite Verzögerungseinrichtung (45q) zum Herbeiführen einer Verzögerung im Quadratur-Datensignal von dem zweiten der ersten Gruppe von Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) um einen Betrag, der einer Hälfte der vorbestimmten Anzahl von Symbolen entspricht, und zum Anlegen des verzögerten Signals an die zweite Multiplizierereinrichtung (43q).
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei jedes von dem Datensignal und dem Pilotsignal phasengleiche und Quadraturkomponenten enthält, wobei alle Korrelatoren (CR₁–CR₆ ) phasengleiche Entspreizungs-Pilotsignale und Quadratur-Entspreizungs-Pilotsignale während des Synchronisationserfassungsmodus erzeugen und wobei jeder der Pilotdemodulatoren (PD₁–PD₆ ) aufweist: eine erste Integriereinrichtung (40i) zum Summieren einer vorbestimmten Anzahl von Symbolen des phasengleichen Entspreizungs-Pilotsignals von einem entsprechenden der Korrelatoren, um ein erstes integriertes Signal zu erzeugen, eine zweite Integriereinrichtung (40q) zum Summieren einer vorbestimmten Anzahl von Symbolen des Quadratur-Pilotsignals von dem entsprechenden der Korrelatoren, um ein zweites integriertes Signal zu erzeugen, eine erste Quadriereinrichtung (41i) zum Quadrieren des ersten integrierten Signals, eine zweite Quadriereinrichtung (41q) zum Quadrieren des zweiten integrierten Signals und einen Addierer (42) zum Summieren der Ausgangssignale der ersten und der zweiten Quadriereinrichtung.
Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Phasenverschiebungseinrichtung (13) aufweist: eine Phasenpositions-Erzeugungseinrichtung (60, 62) zum Erzeugen mehrerer Folgen von Phasenpositionssignalen während des Synchronisationserfassungsmodus, einen Walsh-Codenummerngenerator (63) zum Erzeugen mehrerer Walsh-Codenummern, wobei die Codegeneratoreinrichtung aufweist: mehrere Pseudozufallszahlen-(PN)-Generatoren (PG₁–PG₆ ) zum Erzeugen mehrerer PN-Folgen zu Zeitpunkten, die jeweils durch die Phasenpositionsfolgen bestimmt sind, und zum Zuführen der PN-Folgen zu den jeweiligen Korrelatoren (CR₁–CR₆ ) und mehrere Walsh-Codegeneratoren (WC₁–WC₆ ) zum Erzeugen mehrerer Walsh-Codes, die jeweils durch die Walsh-Codenummern bestimmt sind, zu Zeitpunkten, die jeweils durch die Phasenpositionsfolgen bestimmt sind, und zum Zuführen der Walsh-Codes zu den jeweiligen Korrelatoren, wobei die Phasenverschiebungseinrichtung (13) eine Steuereinrichtung (6) aufweist zum während des Synchronisationserfassungsmodus erfolgenden Setzen aller Walsh-Codenummern (N1–N6) auf eine nur aus Nullen bestehende Walsh-Codenummer, so daß alle der von den Walsh-Codegeneratoren (WC₁–WC₆ ) erzeugten Walsh-Codes Null-Folgen sind, wodurch bewirkt wird, daß das Pilotsignal von den Korrelatoren (CR₁–CR₆ ) erscheint, zum während des Verfolgungsmodus erfolgenden Festlegen einer ersten Gruppe der Walsh-Codenummern (N1, N3, N5) entsprechend den durch die zuerst erwähnten hohen Korrelationswerte bestimmten Phasenpositionen und zum Setzen einer zweiten Gruppe der Walsh-Codenummern (N2, N4, N6) auf die nur aus Nullen bestehende Walsh-Codenummer, wodurch bewirkt wird, daß das Datensignal von der ersten Gruppe der Korrelatoren (CR₁, CR₃, CR₅ ) erscheint und das Pilotsignal von der zweiten Gruppe der Korrelatoren (CR₂, CR₄, CR₆ ) erscheint, und zum während des Aktualisierungsmodus erfolgenden Aktualisieren der Walsh-Codenummern (N1, N3, N5) der ersten Gruppe entsprechend den zweiten hohen Korrelationswerten.