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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Verfolgen
einer aufgelösten
Komponente eines Mehrpfad-Signals, das einem RAKE-Finger eines Spreizspektrum-RAKE-Empfängers zugeordnet
ist, insbesondere eines solchen RAKE-Empfängers, der in einer Spreizspektrum-Kommunikationsvorrichtung,
wie z. B. einem CDMA-Handgerät,
enthalten ist.
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Zellenkommunikationssysteme
(Mobilfunkkommunikationssysteme) sind wohlbekannt. Solche Zellenkommunikationssysteme
umfassen Zellen oder Funkzonen, die gemeinsam ein gegebenes geographisches
Gebiet abdecken. Die Zellen enthalten Basisstationen, die über Steuer-
und Kommunikationskanäle
Kommunikationsverbindungen mit mobilen Kommunikationsvorrichtungen,
die im System enthalten sind, einrichten und aufrechterhalten, und die
mit den mobilen Kommunikationsvorrichtungen über eingerichtete Kommunikationsverbindungen kommunizieren.
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Ein
Typ eines Mobilfunksystems ist ein sogenanntes Direktsequenz-CDMA-Spreizspektrumsystem
(CDMA, Code Division Multiple Access = Codemultiplex). In einem
solchen CDMA-Spreizspektrumsystem weist die mobile Kommunikationsvorrichtung zusätzlich zu
einem Sender typischerweise einen sogenannten RAKE-Empfänger mit
einer Anzahl von RAKE-Fingern auf, um Komponenten eines empfangenen
Mehrpfad-Spreizspektrumsignals aufzulösen und die aufgelösten Komponenten
vielfältig
zu kombinieren, um somit den Störabstand
des empfangenen Signals zu verbessern. Die Spreizspektrumsignale
werden von Sendern empfangen, die Datensignale über ein Frequenzband spreizen,
indem sie Spreizsequenzen verwenden. Elemente in einer solchen Sequenz
sind sogenannte Chips. Zum Spreizen unterschiedlicher Datensignale
bei unterschiedlichen Sendern werden Walsh-Sequenzen für die Kanalisierung
und Pseudozufallsrauschen-Spreizsequenzen für die Verwürfelung verwendet. Der RAKE-Empfänger regeneriert
ein Datensignal aus einem empfangenen Spreizspektrumsignal durch
Entwürfeln
desselben mit der selben Pseudozufallsrauschen-Sequenz und durch Entspreizen desselben
anschließend
mit derselben Walsh-Sequenz,
die zum Spreizen des Datensignals verwendet worden ist, und kombi niert
vielfältig
Mehrpfadempfangs-Signale, die vom selben Datensignal stammen. Der
RAKE-Empfänger
muss sich anfangs mit dem Sender synchronisieren, von dem er ein
Datensignal zu empfangen wünscht.
Während
einer solchen anfänglichen
Synchronisation löst
eine Suchvorrichtung, die im RAKE-Empfänger enthalten ist, Komponenten
eines Mehrpfadempfangs-Signals auf, wobei die Komponenten vom gesuchten
Datensignal stammen. Anschließend
setzt der RAKE-Empfänger eine
Verfolgungsmodussynchronisation ein, um die RAKE-Finger mit den
aufgelösten
Komponenten synchron zu halten, die vom selben gewünschten
Datensignal stammen. Während
der Verfolgungsmodussynchronisation werden die RAKE-Finger auf ihre
aufgelösten
Komponenten ausgerichtet gehalten.
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GB 2345421 A offenbart
eine Verfolgung unter Verwendung von Early- und Late-Signalen.
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, einen RAKE-Empfänger zu schaffen, in welchem
während
der Verfolgungsmodussynchronisation die RAKE-Finger auf ihre aufgelösten Komponenten
eines Mehrpfadsignals ausgerichtet gehalten werden, während einfache
Ausrichtungsmittel verwendet werden.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen RAKE-Empfänger mit
Ausrichtungsmittel zu schaffen, die eine begrenzte Menge an Speicher
erfordern.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen RAKE-Empfänger mit
reduziertem Stromverbrauch zu schaffen.
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Gemäß der Erfindung
wird ein Verfahren zum Verfolgen einer aufgelösten Komponente eines Mehrpfad-Signals,
das einem RAKE-Finger eines Spreizspektrum-RAKE-Empfängers zugeordnet ist, geschaffen,
wobei das Verfahren umfasst:
- – variables
Verzögern
der aufgelösten
Komponente;
- – Durchführung einer
Early-Late-Detektion bei der variabel verzögerten aufgelösten Komponente, um
zu bestimmen, ob die aufgelöste
Komponente früh
oder spät
in Bezug auf eine optimale Eingangszeit eingegangen ist, und Erzeugen
eines ersten Impulses, wenn die early-late-Detektion bestimmt, dass
die aufgelöste
Komponente früh eingegangen
ist, und Erzeugen eines zweiten Impulses, wenn die early-late-Detektion
bestimmt, dass die aufgelöste
Komponente spät
eingegangen ist;
- – Zählen der
ersten und zweiten Impulse, wobei der erste Impuls ein Zählen in
einer ersten Richtung veranlasst und der zweite Impuls ein Zählen in
einer zweiten Richtung veranlasst;
- – Ableiten
eines Chipbruchteil-Verzögerung-Zeitsteuerungsanpassungs-signals
aus der Zählung und
Rückführen des
abgeleiteten Chipbruchteil-Verzögerung-Zeitsteuerungsanpassungssignals,
um das variable Verzögern
der aufgelösten Komponente
anzupassen, und
- – Ableiten
eines Chipverzögerungsphasenanpassungssignals
aus der Zählung
und Rückkoppeln des
abgeleiteten Chipverzögerungsphasenanpassungssignals,
um eine Phase eines Pseudozufallsrauschen-Generators zu steuern.
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Die
Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass durch Verteilen der Mehrpfadausrichtung über zeitliche
Ausrichtung einer variablen Verzögerung und
Phasenausrichtung des Pseudozufallsrauschen-Generators eine einfache
variable Verzögerungsanordnung
verwendet werden kann, um die variable Verzögerung bereitzustellen.
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In
einer Ausführungsform
implementiert ein Schieberegister die variable Verzögerung.
Aufgrund der Erfindung kann das Schieberegister sehr kurz gemacht
werden und weist typischerweise acht Abschnitte auf.
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Vorteilhaft
wird wenigstens ein Teil der variablen Verzögerung als eine Hauptverzögerung eines einstellbaren
digitalen Filters erhalten. Hierbei kann die Länge des Schieberegisters sogar
weiter auf typischerweise zwei oder vier Abtastwerte pro Chip reduziert
werden. Die Reduktion von Abtastwerten und somit der Taktraten im
Empfänger
und die Reduktion der Komplexität
ergibt einen reduzierten Stromverbrauch und eine reduzierte Chipfläche. Die
Verzögerung
des digitalen Filters kann durch Auswählen von Filterkoeffizienten
aus einer Nachschlagtabelle eingestellt werden, wobei Einträge der Nachschlagtabelle
Filterkoeffizienten umfassen, die vorgegebene Verzögerungen
repräsentieren.
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In
einer Ausführungsform
zählen
Zähler
Impulse, die durch eine Early-Late-Erfassung erzeugt werden. Ein erster
Zähler
zählt die
Impulse, um somit das Chipbruchteilverzogerurig-Zeitsteuerungsanpassungssignal
zu erhalten, und stellt an der Chipgrenze ein Übertragssignal einem zweiten
Zähler
zur Verfügung.
Der zweite Zähler
stellt das Chipverzögerung-Phasenanpassungssignal zum
Steuern einer Phase des Pseudozufallsrauschen-Generators zur Verfügung.
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1 zeigt
schematisch ein CDMA-Spreizspektrumsystem.
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2 zeigt
aufgelöste
Komponenten eines Mehrpfad-Signals und Early/Late-Signale.
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3 zeigt
eine Kommunikationsvorrichtung mit einem RAKE-Finger in einem solchen
RAKE-Empfänger
gemäß der Erfindung.
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4 zeigt
einen Early/Late-Detektor in einem RAKE-Finger einer mobilen Kommunikationsvorrichtung
gemäß der Erfindung.
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5 zeigt
eine Zähleranordnung
in einem RAKE-Finger gemäß der Erfindung.
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6 zeigt
einen einstellbaren digitalen FIR-Filter in einem RAKE-Finger gemäß der Erfindung.
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7 zeigt
eine Nachschlagtabelle mit Filterabgriffkoeffizienten für einen
FIR-Filter.
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8 zeigt
ein steuerbares Schieberegister in einem RAKE-Finger gemäß der Erfindung.
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Über alle
Figuren hinweg werden die gleichen Bezugszeichen für gleiche
Merkmale verwendet.
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1 zeigt
schematisch ein CDMA-Spreizspektrumsystem 1. Das System 1 umfasst
Funkzonen 2–8,
die jeweils Basisstationen 9–15 umfassen. Eine
mobile Kommunikationsvorrichtung 16 ist in der Funkzone 7 enthalten.
Die mobile Kommunikationsvorrichtung 16 kann ein Zellentelephon
oder Handgerät
sein, oder kann irgendeine andere geeignete mobile Kommunikationsvorrichtung
sein. Im gegebenen Beispiel ist das System 1 ein Direktsequenz-Spreizspektrumsystem,
wobei die mobile Kommunikationsvorrichtung 16 einen RAKE-Empfänger umfasst,
wie in 3 genauer gezeigt ist. Gruppen von Funkbasisstationen
sind mit (nicht gezeigten) Vermittlungszentren gekoppelt, wobei die
Vermittlungszentren miteinander gekoppelt sind.
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2 zeigt
aufgelöste
Komponenten 20–22 eines
Mehrpfad-Signals, und Early/Late-Signale E und L. Bei der anfänglichen
Synchronisation der mobilen Kommunikationsvorrichtung 16 mit
dem System löst
beim Einschalten der Vorrichtung 16 eine (nicht genauer
gezeigte) Suchvorrichtung die Komponenten 20–22 vom
System 1 auf und ordnet die aufgelösten Komponenten 20–22 den
RAKE-Fingern des RAKE-Empfängers
zu. Eine solche anfängliche
Synchronisation ist im Stand der Technik wohlbekannt. Anschließend setzen
die RAKE-Finger
eine Verfolgungsmodussynchronisation (Nachführmodussynchronisation) ein,
bei der jeder RAKE-Finger auf seine aufgelöste Komponente ausgerichtet
wird und ausgerichtet gehalten wird. Die Early/Late-Signale E und
L repräsentieren
jeweils aktuelle Situationen, in denen ein RAKE-Finger eine Mehrpfad-Komponente früh oder spät bezüglich einem
optimalen Empfangszeitpunkt mit maximaler Signalenergie 23 empfängt.
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3 zeigt
die Kommunikationsvorrichtung 16 mit einem RAKE-Finger 30 in
einem solchen RAKE-Empfänger
gemäß der Erfindung.
Der RAKE-Empfänger
kombiniert vielfältig
aufgelöste
Komponenten eines Mehrpfad-Signals, um ein vielfältig kombiniertes Signal zu
bilden, das einem Symboldetektor zugeführt wird. Die Kommunikationsvorrichtung 16 umfasst
ein Funksende- und -empfangs-Front-End 31 und mehrere RAKE-Finger,
von denen der RAKE-Finger 30 gezeigt
ist. Das Funk-Front-End 31 bewerkstelligt den gewöhnlichen Empfang,
das Herabmischen, die Signalabtastung und die Sendeaufgaben, und
stellt ein komplexes Eingangssignal 32 für die RAKE-Finger
zur Verfügung,
ein abgetastetes Basisbandsignal. Grundsätzlich kann das komplexe Eingangssignal
auch ein Niederzwischenfrequenzsignal sein. Ein Sendezweig ist mit
Tx bezeichnet. Für
den Zweck der Erfindung ist nur der RAKE-Finger 30 genauer
gezeigt. Ein Verarbeitungsmittel verarbeitet das komplexe Eingangssignal 32.
Ein solches Verarbeitungsmittel kann eine festverdrahtete Logik
sein, oder kann eine DSP (Digitalsignalprozessor)-Firmware sein,
oder ein Software-Programm. In der gezeigten Ausführungsform
umfasst der RAKE-Finger 30 eine Komplexe-Variable-Verzögerungsanordnung 33,
die das komplexe Eingangssignal über
maximal acht Abtastwerte des komplexen Eingangssignals 32 verzögert, ein
Chip, der acht Abtastwerte enthält.
Die komplexe variable Verzögerung 33 bietet
eine Chipbruchteil-Verzögerung
des komplexen Eingangssignals 32. Sobald die kor rekte Chipbruchteil-Verzögerung angewendet worden
ist, wird das verzögerte
Signal unmittelbar auf einen Abtastwert pro Chip mittels eines Downsampling-Mittels (Downsampling
= Verringerung der Zahl der Abtastwerte, Heruntertaktung), das das
verzögerte
Signal um acht dezimiert, heruntergetaktet. Ein heruntergetaktetes
Signal 35 wird anschließend mit der Komplex-Konjugierten
einer komplexen PN-(Pseudozufallsrauschen)-Sequenz 36 multipliziert,
die von einem Pseudozufallsrauschen-Generator 37 erzeugt
wird. An der Chipgrenze wird die komplexe PN-Sequenz phasenjustiert,
um zur aufgelösten
Komponente 22 im komplexen Eingangssignal 32 zu
passen. Ein resultierendes entwürfeltes
Signal 37, das von einem Multiplizierer 38 bereitgestellt
wird, wird anschließend
von einem Multiplizierer 39 mit einem orthogonalen variablen Spreizfaktorcode
(OVSF) multipliziert, der von einem OVSF-Sequenzgenerator 41 erzeugt
wird, wobei ein solcher OVSF-Code äquivalent zu einem Walsh-Code
ist. Die Phase des OVSF-Codes wird ebenfalls mittels der gezeigten
verzögerungsstarren
Schleife geregelt, die sowohl Chipbruchteil- als auch Chipgrenze-Steuersignale
bereitstellt. Als Nächstes
bewirkt ein gleitender Integrator 42 eine gleitende Integration über die
Länge des
OVSF-Codes 40, in der gegebenen Ausführungsform über 64 Chips. Nach der Integration
sorgt eine komplexe variable Verzögerung 43 für eine Verzögerungsangleichung
an die nächstliegende
ganze Zahl von Symbolen, vor einer Dezimierung um 64 auf die Symbolrate
mittels des Downsampling-Mittels 44. Um wie üblich schließlich ein
Ausgangssignal zu erzeugen, wird das entspreizte Signal 45 mit
der Komplex-Konjugierten einer Kanalabgriffschätzung multipliziert, die von
einer Pilotkanalausstrahlung mittels einer Basisstation, z. B. der
Basisstation 14, erhalten wird. Das Zeitsteuerungsmittel 46 stellt
Verzögerungssteuersignale
für die
komplexen variablen Verzögerungen 33 und 43, sowie
Phasensteuersignale für
den PN-Sequenzgenerator 37 und den OVSF-Sequenzgenerator 41 zur Verfügung. Der
RAKE-Finger 30 umfasst ferner einen Early/Late-Detektor 47,
der Leistungsschätzsignale
der frühen
und späten
Signale E und L dem Zeitsteuerungsmittel 46 zur Verfügung stellt.
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4 zeigt
den Early/Late-Detektor 47 im RAKE-Finger 30 der
mobilen Kommunikationsvorrichtung 16 gemäß der Erfindung.
Der Early/Late-Detektor 47 weist jeweils Early- und Late-Zweige 60 und 61 auf.
Der Early/Late-Zeitsteuerungsdetektor 47 wird
verwendet, um ein Rückkopplungssignal
für die Zeitsteuerungsschleife
herzuleiten. Zwei Dezimierung-um-8-Operationen werden von den jeweiligen Downsamplern 62 und 63 bei
unterschiedlichen Zeitsteue rungs-Offsets ausgeführt. Die Zeitsteuerungs-Offsets
werden bei einer Abtastwerttrennung eines Bruchteils eines Chips
ausgewählt.
Beide Early- und Late-Zweige 60 und 61 werden
entwürfelt durch
Multiplikation mit der Komplex-Konjugierten der
Verwürfelungs-PN-Sequenz
mittels entsprechender Multiplizierer, und anschließend jeweils über eine endliche
Periode unter Verwendung von Intergrieren-und-Ausgeben-Operationen 66 und 67 integriert. Die
quadrierte komplexe Größe wird
anschließend
in beiden Zweigen 60 und 61 von Quadriereranordnungen 68 und 69 verwendet,
um eine anschließende nicht-kohärente Integration
mittels weiterer Integrieren-und-Ausgeben-Operationen 70 und 71 zu
ermöglichen,
wobei Leistungsschätzsignale 72 und 73 der
Early- und Late-Signale E und L bereitgestellt werden. Ein Zeitsteuerungsfehlersignal
e wird im Verarbeitungsblock 74 unter Verwendung der folgenden
Logik hergeleitet: Wenn drei Mal das Leistungsschätzsignal
des Signals E größer ist
als das Zweifache des Leistungsschätzsignals des Signals L, dann ist
e = –1,
ansonsten ist dann, wenn drei Mal das Leistungsschätzsignal
des Signals L größer ist
als das Zweifache des Leistungsschätzsignals des Signals E, e
= +1, sonst ist e = 0. Es ergibt sich somit eine Totzone im Bereich
2/3 ≤ Leistungsschätzung von
E dividiert durch die Leistungsschätzung von L ≤ 3/2, wobei "≤" kleiner oder gleich anzeigt. Die Zeitsteuerungsfehlerereignisse
der Early- und Late-Signale sind am Ausgang des Early/Late-Detektors 47 als
Impulse 75 verfügbar,
entweder positive oder negative Einheitsimpulse, in Abhängigkeit
von der Richtung des Fehlers. Die Impulse 75 werden im
Zeitsteuerungsmittel 46 mittels geeignet konfigurierter
Aufwärts/Abwärts-Zähler gezählt, um
die für
die RAKE-Finger 30 erforderlichen verschiedenen Zeitsteuerungssignale
herzuleiten.
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5 zeigt
eine Zähleranordnung
im RAKE-Finger 30 gemäß der Erfindung.
Die Zähleranordnung
umfasst Aufwärts/Abwärts-Zähler 81, 82 und 83,
die jeweils Steuersignale 84, 85 und 86 bereitstellen.
Ein Zählerübertragssignal 87 des
Zählers 81 wird über einen
Inverter 88 einem Halteeingang des Zählers 82 bereitgestellt,
während
ein Zählerübertragssignal 89 des
Zählers 82 über einen
Inverter 90 einem Halteeingang des Zählers 83 bereitgestellt
wird. Die positiven und negativen Einheitsimpulse 75 werden mittels
Komparatoren 91 und 92 getrennt und den jeweiligen
Aufwärts-
und Abwärtszähleingängen der Zähler 81–83 zugeführt. Die
Zähler 81–83 werden
gemäß einer
anfänglichen
Verzögerungsschätzung getaktet
(wie durch die anfängliche
Synchronisation mit dem System 1 bereitgestellt). Die anfängliche
Schätzung
wird in einen Zähler
geladen, der dann bis 0 dekrementiert wird. Während der Zeit, in der der
Zählerwert
größer als
0 ist, wird ein Steuereingang der Zählerkette 81–83 und
des PN-Sequenzgenerators 37 auf logisch "1" gehalten, was diese veranlasst, zu dem
Wert vorzurücken,
der im Voraus geladen wurde. Nach diesem Zeitpunkt wird der Steuereingang auf
den Ausgang des Early-Late-Ereignisdetektors 47 umgeschaltet.
Eine äquivalente
Funktion kann unter Verwendung voreinstellbarer Zähler und
eines voreinstellbaren PN-Sequenzers erreicht werden. Die Aufwärts/Abwärts-Zähler 81–83 sind
jeweils Abtastwert-, Chip- und Symbolzähler mit Zykluszählerwerten
gleich der Anzahl der Abtastwerte pro Chip, der Anzahl der Chips
pro Symbol bzw. der Anzahl der Symbole pro Rahmen. Der Ausgang oder
die Steuersignale 84, 85 und 86 sind
somit ein Abtastwertverzögerungssteuersignal,
das die komplexe variable Verzögerung 33 mit
einer Chipbruchteil-Verzögerung steuert,
ein Chipverzögerungssteuersignal,
das den veränderbaren
OVSF-Sequenzgenerator 41 steuert, und ein Symbolverzögerungssteuersignal,
das außerhalb
des RAKE-Fingers 33 die Symbolausrichtung auf ein maximales
Verhältnis
einer Kombination aus den Ausgangssignalen unterschiedlicher RAKE-Finger
steuert. Der PN-Sequenzgenerator 37 ist eine
Komplex-Konjugierte-PN-Quelle, die veränderbare PN-Generatoren enthält, die
die Real- und Imaginärteile
der komplexen PN-Quelle
bilden. Die Komplex-Konjugierte wird erhalten durch Negieren der Polarität der imaginären Ausgabe.
Die PN-Generatorblöcke
akzeptieren einen Steuereingang von +1 oder –1, um die Generatorphase um
einen Chip vorzurücken
oder zu verzögern,
d. h. der PN-Generator wird nur dann verschoben, wenn der Abtastwerttakt von
einem Chip zu einem weiteren überspringt.
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Sobald
die Werte des Abtastwertzögerungssteuersignals,
des Chipverzögerung-Steuersignals und
des Symbolverzögerungs-Steuersignals
verfügbar
sind, wird es möglich,
die Zeitsteuerungswerte herzuleiten, die innerhalb des RAKE-Fingers 30 benötigt werden.
Die folgenden Gleichungen sind im Zeitsteuerungsmittel implementiert:
- – die
komplexe variable Verzögerung 33 ist
auf δ1 = NS – 1 – Wert des
Abtastwertverzögerung-Steuersignals
gesetzt, wobei NS die Anzahl der Abtastwerte
pro Chip ist;
- – die
Phase des veränderbaren
OVSF-Generators 41 ist auf den negativen Wert des Chipverzögerungssteuersignals
gesetzt;
- – die
komplexe variable Verzögerung 43 ist
auf = NW – 1 – Wert des Chipverzögerung-Steuersignals gesetzt,
wobei NW die Anzahl der Chips pro Walsh- Symbol ist; und
- – die
vom RAKE-Finger 30 berechnete Gesamtverzögerung ist:
- – dtotal = Wert des Abtastwertverzögerung-Steuersignals
+ NS mal Wert des Chipverzögerungs-Steuersignals
+ NS mal NW mal
Wert des Symbolverzögerung-Steuersignals.
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In
der beschriebenen Ausführungsform
wird eine Oversampling-Rate (Überabtastungsrate)
zwischen vier und acht Abtastwerten verwendet. In einer weiteren
Ausführungsform
wird unter Verwendung einstellbarer FIR-Filter zum Erzeugen der
Zeitverzögerung
die Oversampling-Rate und somit der Stromverbrauch vorteilhaft reduziert.
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6 zeigt
einen einstellbaren digitalen FIR-Filter 100 in einer weiteren
Ausführungsform
des RAKE-Fingers 30 gemäß der Erfindung.
Der Filter 100 wird verwendet, um wenigstens einen Teil
der Chipbruchteil- oder Unterchip-Verzögerung
zu erzeugen. Zu diesem Zweck wird die Hauptverzögerung des Filters 100 gewählt. Auf
diese Weise wird ein RAKE-Finger konstruiert, der nur zwei oder
vier Abtastwerte pro Chip an seinem Eingang erfordert. In Abhängigkeit
von der Architektur von Analog-Wandlern, die im Front-End 31 enthalten
sind, und von der Empfängerverträglichkeit
gegenüber
Aliasing kann somit die maximale Abtastrate, die vom CDMA-Empfänger verwendet
wird, reduziert werden. In der gezeigten Ausführungsform weist der einstellbare
digitale FIR(Endliche-Impuls-Antwort)-Filter 100 vier Filterstufen 101–104 mit
einem vorausberechneten Satz von FIR-Abgriffkoeffizienten 105–108 auf,
die Abgriffgewichtungen 109–112 des Filters 100 festlegen.
Unter Verwendung einer Summierstufe 113 werden die Ausgänge der
gewichteten Filterstufen summiert, um ein Filterausgangssignal 114 zu
erzeugen.
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7 zeigt
eine Nachschlagtabelle 120 mit Einträgen der Filterabgriffkoeffizienten 105–108 für den FIR-Filter 100 für eine gewünschte Hauptverzögerung.
Jeder Satz von FIR-Filterkoeffizienten weist eine vorbestimmte Gruppenverzögerung auf,
während
er als Tiefpassfilter wirkt. Die FIR-Filterkoeffizienten werden
unter Verwendung einer inversen schnellen Fourier-Transformation
aus der gewünschten
Antwort direkt synthetisiert. Für
eine einfache Berechnung wird die Frequenzantwort als idealer Tiefpassfilter
mit einer Steilflanke bei der Hälfte
der Nyquist-Frequenz angenommen. Die Phase wird als mit der Steigung
in Abhängig keit
von der benötigten Gruppenverzögerung linear
angenommen.
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Unter
Verwendung der obigen Prinzipien ergibt sich das folgende Beispiel
von Filterkoeffizienten, die für
eine Zeitverschiebung geeignet sind.
0,2207 0,3560 0,3560 0,2207
0,0293
0,1976 0,3455 0,3642 0,2428 0,0524
0,1738 0,3329
0,3702 0,2639 0,0762
0,1495 0,3183 0,3738 0,2836 0,1005
0,1250
0,3018 0,3750 0,3018 0,1250
0,1005 0,2836 0,3738 0,3138 0,1495
0,0762
0,2639 0,3702 0,3329 0,1738
0,0524 0,2428 0,3642 0,3455 0,1976
0,0293
0,2207 0,3560 0,3560 0,2207
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8 zeigt
ein getaktetes steuerbares Schieberegister 130 im RAKE-Finger 30 gemäß der Erfindung
als eine Ausführungsform
eines Realteils der komplexen variablen Verzögerung 33. Das Register 130 weist
acht Schieberegisterabschnitte auf. Das Schieberegister enthält maximal
acht Abtastwerte des Eingangssignals 32. Um die gewünschte Chipbruchteilverzögerung zu
erzeugen, ist ein Ausgang 131 des Register 130 mit
einem entsprechenden Schieberegisterabschnitt gekoppelt.
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In
Anbetracht des Vorangehenden ist es für Fachleute offensichtlich,
dass verschiedene Modifikationen innerhalb des Umfangs der Erfindung,
wie im Folgenden durch die beigefügten Ansprüche definiert, vorgenommen
werden können,
und dass die Erfindung somit nicht auf die dargebotenen Beispiele beschränkt ist.
Das Wort "umfassen" schließt nicht die
Anwesenheit anderer Elemente oder Schritte als diejenigen, die in
einem Anspruch aufgelistet sind, aus.