JP3128992B2

JP3128992B2 - 受信装置

Info

Publication number: JP3128992B2
Application number: JP27173092A
Authority: JP
Inventors: 潤岩崎
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-10-09
Filing date: 1992-10-09
Publication date: 2001-01-29
Anticipated expiration: 2016-01-29
Also published as: JPH06120930A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、受信信号が準同期検波
回路を介して複数の復調回路に送られ、これらの復調回
路からの各復調信号を合成して取り出すような受信装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年において、地上系の移動体通信にも
いわゆるスペクトラム拡散通信方式を用いることが検討
されてきている。この地上系移動体通信の場合には、基
地局から送られてくる信号は、様々な反射や干渉を受け
たいわゆるマルチパス信号となって移動体端末に入力さ
れる。このマルチパスを有効に復調する方法の一つとし
て、例えば、国際公開番号ＷＯ９１／０７０３６号公報
に開示されているようなＣＤＭＡ (Code Division Mult
iple Access)方式の一種であるいわゆるマルチ−レイク
（ＲＡＫＥ）方式が挙げられる。

【０００３】この方式は、スペクトラム拡散通信に用い
られる疑似雑音系列がデータ伝送速度に比べて充分に高
速であることを利用して、時間的に微妙にずれて（遅延
されて）受信されるマルチパス信号を分離し、それぞれ
の信号を予め設けられた複数の復調部でそれぞれ独立に
データ復調し、その結果を適当に処理することにより効
果的に復調を行おうとするものである。レイク（ＲＡＫ
Ｅ）とは「熊手」の意味であり、マルチパスを熊手（複
数の復調部）でかき集めるところから名付けられてい
る。また複数の復調部のそれぞれをフィンガーとも呼
ぶ。

【０００４】このようないわゆるレイク方式の受信装置
においては、中間周波数（ＩＦ）信号に変換された上記
マルチパス信号を含んだスペクトラム拡散信号を乗算器
に送って、上記ＩＦ信号の周波数の信号を出力する電圧
制御発振器（ＶＣＯ）からの発振出力と乗算することで
ほぼ０Hzに変換されたスペクトラム拡散信号を得るよう
にしており、この乗算出力を上記熊手に相当する複数の
復調部（フィンガー）に送って復調し、これらの各フィ
ンガーからの各復調結果に基づいて、最終的な復調デー
タを得ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来のいわゆるレイク方式の受信装置において、上記各
フィンガー（復調部）で復調されるマルチパス信号の周
波数誤差を検出して、その結果を上記ＶＣＯの発振周波
数制御信号として戻す（フィードバックする）ことによ
り、周波数トラッキングを行うようにしている。

【０００６】このとき、上記複数のフィンガー（復調
部）からの各周波数誤差に基づいて上記ＶＣＯの制御信
号を得ているが、各周波数誤差信号がそれぞれ違う数値
の値であるにもかかわらず、周波数トラッキングにより
制御できるのはマルチパスによるそれぞれの信号が分離
される前の信号であるから、一の周波数誤差についての
誤差を減らす方向にＶＣＯの発振周波数を制御していて
も、他の周波数誤差については誤差を増加させる方向の
制御になっていることもあり、最適な制御を行うことは
困難であった。

【０００７】ここで具体例として、３つのフィンガー
（復調部）を用い、各フィンガーからの周波数誤差をそ
れぞれΔｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃とし、これらの周波数誤
差を加算して上記ＶＣＯの制御信号を得るような構成と
する場合を考察する。例えば、図６の（Ａ）に示すよう
に、各周波数誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃がそれぞれ５
ｋHz、４ｋHz、−５ｋHzであるとき、上記加算を行うと
結果は４ｋHzとなる。この加算結果の誤差４ｋHzを０と
するように上記ＶＣＯの発振周波数が制御されるから、
各受信周波数を−４ｋHzだけシフトする方向に動作し、
上記各フィンガーからの周波数誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δ
ｆ₃は、図６の（Ｂ）に示すように、それぞれ１ｋHz、
０ｋHz、−９ｋHzのように変化することになる。

【０００８】ところで、通常の復調器は、周波数誤差が
大きいと多少劣化が大きくなるものの、所定の周波数誤
差以下であれば正常な復調動作が行われるように構成さ
れている。いま、上記各フィンガー（復調部）の周波数
誤差の限界Δｆ_limが、例えば±５ｋHzであるとすると
き、上記周波数トラッキング前の図６の（Ａ）に示す状
態にあっては、上記３つのフィンガーの全てにおいて信
号を正常に復調できていたにもかかわらず、周波数トラ
ッキングがなされた図６の（Ｂ）の状態では、周波数誤
差Δｆ₃が−９ｋHzに達するフィンガーでの信号復調が
正常に行われなくなり、使えるばずの信号をこの周波数
トラッキングにより１つ失ってしまう結果になる。さら
に、この失われた信号レベルが最も高く、最も信頼性の
高い信号であった可能性もあり、大きな問題となってい
る。

【０００９】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、上述したようないわゆるレイク方式のス
ペクトラム拡散受信機等の受信装置において、各復調部
で検出された周波数誤差に基づいて準同期検波のための
発振器（ＶＣＯ）の発振周波数を制御する際に、信頼性
の高い信号を失うことのない、最適な制御を可能とする
ような受信装置の提供を目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る受信装置
は、受信信号が準同期検波手段を介して複数の復調手段
に送られ、これらの復調手段からの各復調信号を合成し
て取り出す受信装置において、上記複数の復調手段から
の周波数誤差の最大値と最小値とを検出し、これらの値
を加算合成した値により、上記準同期検波手段に用いら
れる発振器の発振周波数を制御することにより、上述し
た課題を解決する。

【００１１】ここで、上記受信信号をスペクトラム拡散
信号とし、上記復調手段で逆拡散を行った後にデータ復
調を行うようにしてもよい。

【００１２】

【作用】準同期検波のための発振器の周波数を、各復調
手段からの周波数誤差の最大値と最小値とを加算合成し
たもので制御しているため、最適な制御を簡単な回路構
成で実現できる。

【００１３】

【実施例】図１は、本発明に係る受信装置の一実施例と
して、いわゆるレイク方式の受信装置の要部の概略構成
を示すブロック回路図である。この図示の例において
は、復調部（フィンガー）１４₁、１４₂、１４₃はデ
ィジタル処理を行っており、フィンガーの数は例えば３
としているが、２以上いくつでもよい。

【００１４】この図１において、入力端子１０には中間
周波数（ＩＦ）に変換されたスペクトラム拡散信号が入
力されており、地上系移動体通信においては上述したよ
うにマルチパス信号を含んでいる。この入力ＩＦ信号が
乗算器１１に送られて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２
からの出力と乗算される。ＶＣＯ１２は、予め上記中間
周波数（ＩＦ）の信号を出力するように設定されている
から、乗算器１１からの出力の周波数はほぼ０Hzとな
り、これらの乗算器１１とＶＣＯ１２とでいわゆる準同
期検波回路を構成していることになる。

【００１５】乗算器１１からの出力はＡ／Ｄ（アナログ
／ディジタル）変換器１３にてディジタル信号に変換さ
れる。このＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数として、上
記スペクトラム拡散に使われている疑似雑音（ＰＮ）系
列の周波数ｆ_PNよりも高い周波数ｆ_overを用い、いわゆ
るオーバーサンプリングを行っている。Ａ／Ｄ変換器１
３からの出力は、複数の、例えば３つの復調部（フィン
ガー）１４₁、１４₂、１４₃と、相関検出器（サーチ
ャー）１５に送られる。復調部１４（１４₁、１４₂、
１４₃の任意のもの）は、逆拡散、同期捕捉、データ復
調、周波数誤差検出を行う回路であり、相関検出器１５
は上記マルチパス信号の分布状態を判断して信号強度が
強い順に例えば３つを選択する回路である。

【００１６】相関検出器１５からの出力はいわゆるマイ
クロプロセッサを用いた制御回路１６に送られ、この制
御回路１６は、各復調部（フィンガー）１４₁、１
４₂、１４₃のそれぞれの内部に持っている疑似雑音
（ＰＮ）発生器に対して、上記選択された３つの信号を
それぞれ復調（特に逆拡散）するためのアドレスを送
る。各復調部１４₁、１４₂、１４₃によりそれぞれ復
調された信号は、信号合成回路１７に送られて合成さ
れ、復調データとして出力端子１８より取り出される。
また、各復調部１４₁、１４₂、１４₃からの周波数誤
差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃も合成されて、出力端子１９
を介してＶＣＯ１２の制御端子に送られるわけである
が、この周波数の合成の方法として、本実施例において
は、各復調部で復調する各信号の周波数誤差のみなら
ず、信号強度も考慮して、すなわち、各周波数誤差にそ
れぞれの信号強度よる重み付けを施して加算合成するこ
とにより、ＶＣＯ制御信号を得るようにしている。

【００１７】次に、上記相関検出器（サーチャー）１５
の具体例について、図２を参照しながら説明する。この
図２において、入力端子２１には、上記図１の乗算器１
１及びＶＣＯ１２により準同期検波されてほぼ０Hzに変
換されＡ／Ｄ変換器１３でＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号が供給されている。Ａ／Ｄ変換器１３では、上記Ｐ
Ｎ系列発生周波数ｆ_PNよりも高い周波数ｆ_overにていわ
ゆるオーバーサンプリングされていることより、入力端
子２１からの信号は先ずデシメート回路２２でデシメー
トされて、上記周波数ｆ_PNの信号にレート変換され、逆
拡散回路２３に送られる。ＰＮ（疑似雑音）発生器２４
は、送信側で拡散に用いたのと同じＰＮ系列を発生する
ことができ、これを任意に一定間隔でＰＮ発生をずらし
て逆拡散部２３に送って上記デシメートされた信号と掛
け合わせ、その相関値を相関値検出回路２５で検出す
る。ＰＮ発生器２４は、どのタイミングでＰＮを発生し
たかというＰＮの先頭アドレスをマイクロプロセッサ
（ＣＰＵ）２６に送り、また相関値検出回路２５はその
ときの相関値をマイクロプロセッサ２６に送る。この場
合、送信側で拡散に使ったＰＮと（タイミングが）一致
したときのみ大きな相関値が得られるという性質を用
い、ＣＰＵ２６は入力された相関値の内で大きいものか
ら順に例えば３つを選び、そのときのＰＮのアドレスを
検出する。この操作により、上記マルチパス信号がどの
ように分布しているかを判断することができる。

【００１８】図３は、この相関検出動作を説明するため
の図であり、各タイミング毎の相関値を示している。こ
こで入力信号はマルチパス信号であり、微妙な時間遅延
をもっている。先ずＰＮ発生器２４は、図３中のＡ点の
タイミングでＰＮを発生し、このＡ点に相当するアドレ
スをマイクロプロセッサ２６に送る。このタイミングで
は対応する信号が無いため相関値はほぼ０となってお
り、相関値検出回路２５はこの相関値をマイクロプロセ
ッサ２６に送る。マイクロプロセッサ２６は、このＡ点
相当アドレスのときの相関値は０であると認識する。次
に、ＰＮ発生器２４は、図３中のＢ点のタイミングでＰ
Ｎを発生し、このＢ点に相当するアドレスをマイクロプ
ロセッサ２６に送り、このタイミングでは対応する信号
の相関値を相関値検出回路２５が検出してマイクロプロ
セッサ２６に送る。このときには、信号強度がやや小さ
めながらも信号が存在するので、相関値は信号強度に応
じたある値を持つ。マイクロプロセッサ２６は、このＢ
点相当アドレスのときの相関値を認識する。このような
動作を、図３の例えばＦ点まで行い、その結果をマイク
ロプロセッサ２６が判断する。図３の例では、大きい方
から順にＣ点、Ｂ点、Ｅ点を選ぶことができ、これらの
Ｃ点、Ｂ点、Ｅ点にそれぞれ相当するアドレスを検出す
るわけである。以上が相関検出部の動作である。

【００１９】次に、上記フィンガーとなる各復調部１４
₁、１４₂、１４₃の任意の一つについて、図４を参照
しながら説明する。入力端子３１には上記準同期検波に
よりほぼ０Hzに変換されたディジタル信号が上記Ａ／Ｄ
変換器１３から供給されている。この信号は、上記周波
数ｆ_overでオーバーサンプリングされているため、デシ
メート回路３２でデシメートされて上記周波数ｆ_PNの信
号に変換される。このときどの信号をデシメートポイン
トにするかについては、後述するクロックコントロール
信号CN_CKにより決定される。このデシメート回路３２内
で正しいタイミングの信号（On Time 信号）Ｓ_OTは、逆
拡散回路３３に送られ、正しいタイミングに対して時間
的に±１／（２ｆ_PN）だけずれたタイミングの信号（Ea
rly/Late信号）Ｓ_E/Lは、逆拡散回路３４に送られる。

【００２０】各復調部（フィンガー）内に設けられてい
るＰＮ（疑似雑音）発生器３６は、上記図１の制御回路
１６からのそれぞれの復調部毎に割り当てられたアドレ
スが入力端子３５を介して供給されるので、そのタイミ
ングでＰＮ（疑似雑音）系列の信号が発生させられる。
発生したＰＮ信号は、一方は逆拡散回路３３に送られて
上記正しいタイミングの信号（On Time 信号）Ｓ_OTの逆
拡散に使用され、もう一方は逆拡散回路３４に送られて
上記時間的にずれたタイミングの信号（Early/Late信
号）Ｓ_E/Lの逆拡散に使用される。

【００２１】逆拡散回路３４で逆拡散処理された上記Ea
rly/Late信号Ｓ_E/Lは、いわゆるＤＬＬ（ディレイロッ
クループ）のような同期保持回路４１に入力され、ここ
で同期を保持するための信号として、クロックコントロ
ール信号CN_CKをデシメート回路３２に送る。この信号
は、デシメート回路３２内で行われるデシメートポイン
トを調整するものである。

【００２２】具体例として上記図１のＡ／Ｄ変換器１３
で例えば８倍オーバーサンプリングされた入力信号を１
／８にデシメートする場合を説明すると、もし同期保持
回路４１が、現在のままのタイミングで良いと判断すれ
ば、デシメート回路３２では８個おきに信号を出力しさ
えすれば１／８デシメートが完了することになるが、例
えば現在のままのタイミングでは遅すぎると判断したと
きには、今まで８個おきに出力していたタイミングを７
個おきに出力することによりタイミングを調節するので
ある。ここでタイミングとは、送信側でＰＮを用いて拡
散したときのクロックと、受信側でのクロックとのずれ
のことである。これは、送信側のクロックに合わせない
と正しい逆拡散ができないためである。

【００２３】このクロックコントロールの効果により、
上記On Time 信号Ｓ_OTの方の逆拡散は常に正しいタイミ
ングで行われることになり、その信号がデータ復調回路
３７に送られる。データ復調回路３７では、いわゆるコ
スタスループ等の回路によりデータ復調が行われ、復調
されたデータは出力端子３９より取り出される。また、
データ復調回路３７からの信号の一部が周波数誤差検出
回路３８に送られて、周波数誤差が検出され、その結果
が出力端子４０より取り出される。なお、データ復調回
路３７にコスタスループ回路を用いる場合には、このコ
スタスループ内のＶＣＯへの入力信号がそのまま周波数
誤差を表す信号となっているため、これを取り出すこと
で周波数誤差検出が行える。

【００２４】以上のように、上記フィンガーとなる図１
の各復調部１４₁、１４₂、１４₃が復調したデータと
周波数誤差信号は、信号合成回路１７に送られる。信号
合成回路１７において、各復調データは時間遅延を考慮
して合成され、最終的な復調データとして出力端子１８
に出力される。また、周波数誤差も合成され、制御信号
Δｆ_CNTとしてＶＣＯ１２の発振周波数を制御すること
により周波数誤差を抹消するように準同期検波回路を構
成するものである。

【００２５】ここで、本発明実施例においては、図５に
示すように、任意の（第ｎの）復調部から周波数誤差Δ
ｆ_nと、信号強度（受信強度）Ｓ_nとを取り出すように
し、これらを乗算することで、信号強度に応じて重み付
けした誤差情報Δｆ_n・Ｓ_nを得ている。このようにし
て得られた各復調部からの誤差情報を例えば加算合成す
ることにより、上記ＶＣＯ１２の発振周波数を制御する
ための信号Δｆ_CNTを求めるようにしている。すなわ
ち、上記図１の例の各復調部１４₁、１４₂、１４₃か
らの周波数誤差をそれぞれΔｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃と
し、各復調部１４₁、１４₂、１４₃での受信信号強度
をそれぞれＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃とするとき、加算合成した
値としては、 Δｆ₁Ｓ₁＋Δｆ₂Ｓ₂＋Δｆ₃Ｓ₃ あるいは、（Δｆ₁Ｓ₁＋Δｆ₂Ｓ₂＋Δｆ₃Ｓ₃）／（Ｓ₁＋Ｓ₂＋Ｓ₃）が求められ、この値を０とするようにＶＣＯ１２の発振
周波数が制御される。

【００２６】具体的に、図６の（Ａ）に示すように、各
周波数誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃がそれぞれ５ｋHz、
４ｋHz、−５ｋHzで、各受信信号強度Ｓ₁、Ｓ₂、Ｓ₃
がそれぞれ０．２５、０．１、１．０であるときの例に
ついて説明する。

【００２７】前述した従来の方法では、各信号の周波数
誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃を加算するのみであるか
ら、加算結果が４ｋHzとなり、図６の（Ｂ）に示すよう
に、それぞれ１ｋHz、０ｋHz、−９ｋHzに周波数シフト
されてしまう。これでは、信頼性の高いΔｆ₃が周波数
誤差の限界（例えば±５ｋHz）を越えてしまい、復調で
きなくなることになる。

【００２８】これに対して、本発明実施例によれば、各
周波数誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃をそれぞれの受信信
号強度Ｓ₁、Ｓ₂、Ｓ₃で重み付けした値、すなわち、 Δｆ₁Ｓ₁＝５×０．２５＝１．２５ Δｆ₂Ｓ₂＝４×０．１＝０．４ Δｆ₃Ｓ₃＝−５×１．０＝−５．０を計算し、これらを加算合成して、例えば、１．２５＋０．４＋（−５．０）＝−３．３５を求めて、周波数トラッキングのためのＰＬＬは、この
最終的に得られた周波数誤差−３．３５ｋHzを０とする
ようにＶＣＯ１２の発振周波数を制御するから、各復調
部での周波数を３．３５ｋHzだけ増加させる方向に制御
が施される。従って、上記各周波数誤差Δｆ₁、Δ
ｆ₂、Δｆ₃は、図６の（Ｃ）に示すように、それぞれ
８．３５ｋHz、７．３５ｋHz、−１．６５ｋHzとなる。
ここで、上記周波数誤差の限界が例えば±５ｋHzとする
と、Δｆ₂、Δｆ₃に対応する信号の復調が行われなく
なって、２つの信号を失ったようにも見えるが、これら
の信号は受信信号強度が小さくて信頼性が低いため、受
信信号強度が大きくて信頼性の高いΔｆ₁に対応する信
号のみを復調データとして用いる方が有効である。

【００２９】以上のように、各復調部で検出された周波
数誤差に各信号の信号強度を乗じることにより、信頼性
に対応した重み付けを行い、それを用いて周波数トラッ
キングループを制御することにより、最も信頼性の高い
情報を失うことなく最適な制御を簡単な回路構成で実現
することができる。

【００３０】次に、本発明の他の実施例として、各復調
部（フィンガー）からの周波数誤差の最大値と最小値と
を加算合成した値に基づいて周波数トラッキングループ
を制御する例について、図７を参照しながら説明する。
この図７は、上記図１に示すような構成の３つの復調部
（フィンガー）１４₁、１４₂、１４₃からの各周波数
誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃の、最大値（Δｆ_max）と
最小値（Δｆ_min）とを加算合成した値を用いてＶＣＯ
１２の発振周波数を制御するときの、信号合成回路１７
における動作を説明するフローチャートである。

【００３１】この図７のステップＳ１では、上記図１の
各復調部１４₁、１４₂、１４₃から得られた各周波数
誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃の、最大値（Δｆ_max）と
最小値（Δｆ_min）とを検出している。次のステップＳ
２では、検出された周波数誤差の最大値（Δｆ_max）と
最小値（Δｆ_min）とを用いて、これらの加算合成値で
あるΔｆ_calを、例えば、 Δｆ_cal＝（Δｆ_max＋Δｆ_min）／２の式により求めている。これは、いわゆる平均値を求め
る式である。次のステップＳ３では、上記図１のＶＣＯ
１２の発振周波数を制御するための周波数制御量データ
Δｆ_CNTとして、 Δｆ_CNT＝−Δｆ_cal を求め、次のステップＳ４にて、この周波数制御量デー
タΔｆ_CNTに応じて上記ＶＣＯ１２を制御している。

【００３２】このような図７に示す周波数トラッキング
制御動作を行わせる場合の具体例について、図８〜図１
０を参照しながら説明する。図８の（Ａ）は、上記各周
波数誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃がそれぞれ５ｋHz、４
ｋHz、−５ｋHzのときの例を示し、上記最大値Δｆ_max
はΔｆ₁の５ｋHzで、最小値Δｆ_minはΔｆ₃の−５ｋ
Hzとなる。従って、上記加算合成値Δｆ_calは、（５＋
（−５））／２＝０よりΔｆ_cal＝０（Hz）となり、こ
の場合には図８の（Ｂ）に示すように、周波数シフトは
行われないことになる。これは、上記図６の（Ｂ）の場
合に示した従来例においては−４ｋHzの周波数シフトが
行われるため、Δｆ₃に対応する信号が失われるのに比
べて、３つの信号を有効に使用することができることに
なる。

【００３３】次に、図９の（Ａ）は、上記各周波数誤差
Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃がそれぞれ１ｋHz、３．５ｋH
z、５ｋHzのときの例を示し、上記最大値Δｆ_maxはΔ
ｆ₃の５ｋHzであり、最小値Δｆ_minはΔｆ₁の１ｋHz
である。従って、上記加算合成値Δｆ_calは、（５＋
１）／２＝３よりΔｆ_cal＝３（ｋHz）となり、上記周
波数制御量データΔｆ_CNTは−３（ｋHz）となる。この
場合には、−３ｋHzの周波数シフトが行われるから、シ
フト処理後の各復調部からの周波数誤差Δｆ₁、Δ
ｆ₂、Δｆ₃は、図９の（Ｂ）に示すように、それぞれ
−２ｋHz、０．５ｋHz、２ｋHzとなる。この場合は、処
理をする前の周波数誤差でも復調は可能であったが、処
理後には各周波数誤差がそれぞれ減っているので、劣化
をより少なくできる。

【００３４】次に、図１０の（Ａ）は、上記各周波数誤
差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃がそれぞれ−４ｋHz、−２ｋ
Hz、０Hzのときの例を示し、上記最大値Δｆ_maxはΔｆ
₃の０Hzであり、最小値Δｆ_minはΔｆ₁の−４ｋHzで
ある。従って、上記加算合成値Δｆ_calは、（０＋（−
４））／２＝−２（ｋHz）となり、上記周波数制御量デ
ータΔｆ_CNTは２（ｋHz）となる。この場合は２ｋHzの
周波数シフトが行われるから、処理後の各復調部からの
周波数誤差Δｆ₁、Δｆ₂、Δｆ₃は、図１０の（Ｂ）
に示すように、それぞれ−２ｋHz、０Hz、２ｋHzとな
る。この場合も、処理をする前の周波数誤差よりも処理
後の周波数誤差の方が少なくなっており、劣化をより少
なくすることが可能である。

【００３５】以上の具体例からも分かるように、簡単な
数値処理を行うだけで最適な周波数トラッキングが、引
き込み過程等を待つことなく、ロックするまでのダンピ
ング等の悪影響を生じることなく、瞬時に可能となる。

【００３６】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、相関検出器の構成は図２の例
に限定されず、また復調部の具体的構成も図４の例に限
定されない。さらに、復調部の個数も図１の例のように
３個に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の構成をとり得ることは勿論である。

【００３７】

【００３８】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係る受信装置によれば、各復調手段からの周波数誤
差の最大値と最小値とを検出し、これらの値を加算合成
した値により、上記準同期検波回路に用いられる発振器
の発振周波数を制御しているため、従来困難であった最
適な制御を簡単な回路構成で実現することができる。さ
らに、従来よく用いられるＰＬＬ回路を使った周波数ト
ラッキングループでは、引き込むまではダンピングを起
こしてかえって劣化を招いてしまうという欠点があった
が、上記構成により、瞬時に最適な周波数トラッキング
を行わせることが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る受信装置の一実施例の全体の概略
構成を示すブロック図である。

【図２】該実施例の受信装置に用いられる相関検出器の
一具体例を示すブロック回路図である。

【図３】図２の相関検出器の動作を説明するための図で
ある。

【図４】該実施例の受信装置に用いられる復調部の一具
体例を示すブロック回路図である。

【図５】該実施例の受信装置の要部動作を説明するため
のブロック図である。

【図６】該実施例の受信装置の各復調部からの周波数誤
差の具体例を示す図である。

【図７】本発明に係る受信装置の他の実施例の要部動作
を説明するためのフローチャートである。

【図８】上記他の実施例の各復調部からの周波数誤差の
具体例を示す図である。

【図９】上記他の実施例の各復調部からの周波数誤差の
他の具体例を示す図である。

【図１０】上記他の実施例の各復調部からの周波数誤差
のさらに他の具体例を示す図である。

【符号の説明】

１０・・・・・入力端子１２・・・・・乗算器１３・・・・・Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１４₁、１４₂、１４₃・・・・・復調部１５・・・・・相関検出器１６・・・・・制御回路１７・・・・・信号合成回路１８・・・・・出力端子

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号が準同期検波手段を介して複数
の復調手段に送られ、これらの復調手段からの各復調信
号を合成して取り出す受信装置において、上記複数の復調手段からの周波数誤差の最大値と最小値
とを検出し、これらの値を加算合成した値により、上記
準同期検波手段に用いられる発振器の発振周波数を制御
することを特徴とする受信装置。
【請求項２】上記受信信号は、疑似雑音信号で拡散処
理されたスペクトラム拡散信号であり、上記復調手段で
逆拡散を行った後にデータ復調を行うことを特徴とする
請求項１記載の受信装置。