JP3128997B2 - 受信装置及びマルチパス信号の選択方法 - Google Patents
受信装置及びマルチパス信号の選択方法Info
- Publication number
- JP3128997B2 JP3128997B2 JP29776592A JP29776592A JP3128997B2 JP 3128997 B2 JP3128997 B2 JP 3128997B2 JP 29776592 A JP29776592 A JP 29776592A JP 29776592 A JP29776592 A JP 29776592A JP 3128997 B2 JP3128997 B2 JP 3128997B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- multipath
- predetermined
- signals
- pseudo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数のマルチパス信号
を含む受信信号中の信号強度の強い順にｎ個のマルチパ
ス信号を選択して復調するための受信装置及びマルチパ
ス信号の選択方法に関する。
を含む受信信号中の信号強度の強い順にｎ個のマルチパ
ス信号を選択して復調するための受信装置及びマルチパ
ス信号の選択方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年において、地上系の移動体通信にも
いわゆるスペクトラム拡散通信方式を用いることが検討
されてきている。この地上系移動体通信の場合には、基
地局から送られてくる信号は、様々な反射や干渉を受け
たいわゆるマルチパス信号となって移動体端末に入力さ
れる。このマルチパスを有効に復調する方法の一つとし
て、例えば、国際公開番号ＷＯ９１／０７０３６号公報
に開示されているようなＣＤＭＡ (Code Division Mult
iple Access)方式の一種であるいわゆるマルチ−レイク
（ＲＡＫＥ）方式が挙げられる。
いわゆるスペクトラム拡散通信方式を用いることが検討
されてきている。この地上系移動体通信の場合には、基
地局から送られてくる信号は、様々な反射や干渉を受け
たいわゆるマルチパス信号となって移動体端末に入力さ
れる。このマルチパスを有効に復調する方法の一つとし
て、例えば、国際公開番号ＷＯ９１／０７０３６号公報
に開示されているようなＣＤＭＡ (Code Division Mult
iple Access)方式の一種であるいわゆるマルチ−レイク
（ＲＡＫＥ）方式が挙げられる。
【０００３】この方式は、スペクトラム拡散通信に用い
られる疑似雑音系列がデータ伝送速度に比べて充分に高
速であることを利用して、時間的に微妙にずれて（遅延
されて）受信されるマルチパス信号を分離し、それぞれ
の信号を予め設けられた複数の復調部でそれぞれ独立に
データ復調し、その結果を適当に処理することにより効
果的に復調を行おうとするものである。レイク（ＲＡＫ
Ｅ）とは「熊手」の意味であり、マルチパスを熊手（複
数の復調部）でかき集めるところから名付けられてい
る。また複数の復調部のそれぞれをフィンガーとも呼
ぶ。
られる疑似雑音系列がデータ伝送速度に比べて充分に高
速であることを利用して、時間的に微妙にずれて（遅延
されて）受信されるマルチパス信号を分離し、それぞれ
の信号を予め設けられた複数の復調部でそれぞれ独立に
データ復調し、その結果を適当に処理することにより効
果的に復調を行おうとするものである。レイク（ＲＡＫ
Ｅ）とは「熊手」の意味であり、マルチパスを熊手（複
数の復調部）でかき集めるところから名付けられてい
る。また複数の復調部のそれぞれをフィンガーとも呼
ぶ。
【０００４】このようないわゆるレイク方式の受信装置
においては、中間周波数（ＩＦ）信号に変換された上記
マルチパス信号を含んだスペクトラム拡散信号を乗算器
に送って、上記ＩＦ信号の周波数の信号を出力する電圧
制御発振器（ＶＣＯ）からの発振出力と乗算することで
ほぼ０Hzに変換されたスペクトラム拡散信号を得るよう
にしており、この乗算出力を上記熊手に相当する複数の
復調部（フィンガー）に送って復調し、これらの各フィ
ンガーからの各復調結果に基づいて、最終的な復調デー
タを得ている。
においては、中間周波数（ＩＦ）信号に変換された上記
マルチパス信号を含んだスペクトラム拡散信号を乗算器
に送って、上記ＩＦ信号の周波数の信号を出力する電圧
制御発振器（ＶＣＯ）からの発振出力と乗算することで
ほぼ０Hzに変換されたスペクトラム拡散信号を得るよう
にしており、この乗算出力を上記熊手に相当する複数の
復調部（フィンガー）に送って復調し、これらの各フィ
ンガーからの各復調結果に基づいて、最終的な復調デー
タを得ている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来のいわゆるレイク方式の受信装置に予めｎ個（ｎは
２以上の整数）のフィンガー（復調部）が設けられてい
る場合に、これらのｎ個のフィンガー（復調部）には、
一般に、受信されたマルチパス信号のうちの信号強度の
強い順にｎ個を選択して送っている。従って、現在選択
されているｎ個の信号の内の少なくとも１つの信号（Ｘ
とする）の信号強度が、例えばｎ＋１番目の信号強度よ
りも低下した場合、あるいは所定の閾値よりも低下した
場合には、この信号Ｘが選択されなくなり、それまでの
マルチパス信号中のｎ＋１番目の信号強度の信号が代わ
りに選択されることになる。
従来のいわゆるレイク方式の受信装置に予めｎ個（ｎは
２以上の整数）のフィンガー（復調部）が設けられてい
る場合に、これらのｎ個のフィンガー（復調部）には、
一般に、受信されたマルチパス信号のうちの信号強度の
強い順にｎ個を選択して送っている。従って、現在選択
されているｎ個の信号の内の少なくとも１つの信号（Ｘ
とする）の信号強度が、例えばｎ＋１番目の信号強度よ
りも低下した場合、あるいは所定の閾値よりも低下した
場合には、この信号Ｘが選択されなくなり、それまでの
マルチパス信号中のｎ＋１番目の信号強度の信号が代わ
りに選択されることになる。
【０００６】ここで実際の移動体通信のマルチパス信号
の場合、短い時間の中ではその分布はほぼ決っており、
移動体の移動に伴って瞬間的に１つのパスが遮蔽物によ
り遮断される等の原因により信号が消失しても、その次
の瞬間にはまた同じ分布で現れることが多い。ところ
が、従来の受信装置では、短期間だけ１つの信号が消失
した場合でも、選択される信号の組み合せが切り換わっ
てしまうため、復調部とマルチパス信号との対応関係も
切り換えられ、円滑な復調が行えなくなったり、制御動
作が複雑化して消費電力が増大する、等の悪影響が生じ
ることになる。
の場合、短い時間の中ではその分布はほぼ決っており、
移動体の移動に伴って瞬間的に１つのパスが遮蔽物によ
り遮断される等の原因により信号が消失しても、その次
の瞬間にはまた同じ分布で現れることが多い。ところ
が、従来の受信装置では、短期間だけ１つの信号が消失
した場合でも、選択される信号の組み合せが切り換わっ
てしまうため、復調部とマルチパス信号との対応関係も
切り換えられ、円滑な復調が行えなくなったり、制御動
作が複雑化して消費電力が増大する、等の悪影響が生じ
ることになる。
【０００７】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、上述したようないわゆるレイク方式のス
ペクトラム拡散受信機等の受信装置において、受信され
たマルチパス信号についての各復調部毎の信号の選択状
態が、短期的なパス状態の変化等によって切り換わるこ
とによる悪影響を防止し、最適な制御を可能とするよう
な受信装置の提供を目的とする。
たものであり、上述したようないわゆるレイク方式のス
ペクトラム拡散受信機等の受信装置において、受信され
たマルチパス信号についての各復調部毎の信号の選択状
態が、短期的なパス状態の変化等によって切り換わるこ
とによる悪影響を防止し、最適な制御を可能とするよう
な受信装置の提供を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係る受信装置
は、受信信号中の複数のマルチパス信号のうちの信号強
度の強いｎ個のマルチパス信号を選択して復調信号を形
成する受信装置において、上記複数のマルチパス信号の
信号強度及び遅延時間情報を検出する相関検出手段と、
入力された信号を各々復調するｎ個の復調手段と、上記
信号強度情報及び上記遅延時間情報に基づいて、特定の
時間分布を有するｎ個のマルチパス信号を復調するよう
上記ｎ個の復調手段を制御する第１の制御手段とを有
し、上記第１の制御手段は、上記特定の時間分布を有す
るｎ個のマルチパス信号の信号強度情報が所定時間ΔＴ
内に所定値ＳTH以下になった場合、一定時間ＴW だけ上
記特定の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号の復調
を行うよう制御することにより、上述の課題を解決す
る。
は、受信信号中の複数のマルチパス信号のうちの信号強
度の強いｎ個のマルチパス信号を選択して復調信号を形
成する受信装置において、上記複数のマルチパス信号の
信号強度及び遅延時間情報を検出する相関検出手段と、
入力された信号を各々復調するｎ個の復調手段と、上記
信号強度情報及び上記遅延時間情報に基づいて、特定の
時間分布を有するｎ個のマルチパス信号を復調するよう
上記ｎ個の復調手段を制御する第１の制御手段とを有
し、上記第１の制御手段は、上記特定の時間分布を有す
るｎ個のマルチパス信号の信号強度情報が所定時間ΔＴ
内に所定値ＳTH以下になった場合、一定時間ＴW だけ上
記特定の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号の復調
を行うよう制御することにより、上述の課題を解決す
る。
【０００９】ここで、上記受信信号は、所定の疑似雑音
符号により拡散処理されたスペクトラム拡散信号とする
ことが好ましい。また、上記相関検出手段は、上記所定
の疑似雑音符号を発生する疑似雑音発生手段と、上記所
定の疑似雑音符号の発生タイミングを制御する第２の制
御手段と、上記所定の疑似雑音符号と上記受信信号とを
混合する逆拡散手段と、上記逆拡散手段の出力に基づい
て、上記受信信号と上記疑似雑音符号との相関値を検出
し、上記信号強度情報として上記相関値を出力する相関
値検出回路とにより構成すればよい。さらに上記復調手
段は、上記第１の制御手段によって上記所定の疑似雑音
符号の発生タイミングが制御される疑似雑音発生手段
と、上記所定の疑似雑音符号と上記マルチパス信号とを
混合する逆拡散手段と、上記逆拡散手段により逆拡散さ
れたデータを復調するデータ復調手段とにより構成すれ
ばよい。
符号により拡散処理されたスペクトラム拡散信号とする
ことが好ましい。また、上記相関検出手段は、上記所定
の疑似雑音符号を発生する疑似雑音発生手段と、上記所
定の疑似雑音符号の発生タイミングを制御する第２の制
御手段と、上記所定の疑似雑音符号と上記受信信号とを
混合する逆拡散手段と、上記逆拡散手段の出力に基づい
て、上記受信信号と上記疑似雑音符号との相関値を検出
し、上記信号強度情報として上記相関値を出力する相関
値検出回路とにより構成すればよい。さらに上記復調手
段は、上記第１の制御手段によって上記所定の疑似雑音
符号の発生タイミングが制御される疑似雑音発生手段
と、上記所定の疑似雑音符号と上記マルチパス信号とを
混合する逆拡散手段と、上記逆拡散手段により逆拡散さ
れたデータを復調するデータ復調手段とにより構成すれ
ばよい。
【００１０】次に、本発明に係るマルチパス信号の選択
方法によれば、受信信号中の複数のマルチパス信号のう
ちの信号強度の強い順にｎ個のマルチパス信号を選択し
て復調する際のマルチパス信号の選択方法において、現
在選択されているｎ個のマルチパス信号の上記信号強度
が、所定の時間内に所定値以下に低下したとき、一定時
間だけ上記選択されたｎ個のマルチパス信号の選択を保
持することにより、上述の課題を解決する。
方法によれば、受信信号中の複数のマルチパス信号のう
ちの信号強度の強い順にｎ個のマルチパス信号を選択し
て復調する際のマルチパス信号の選択方法において、現
在選択されているｎ個のマルチパス信号の上記信号強度
が、所定の時間内に所定値以下に低下したとき、一定時
間だけ上記選択されたｎ個のマルチパス信号の選択を保
持することにより、上述の課題を解決する。
【００１１】この場合も、上記受信信号は、所定の疑似
雑音符号により拡散処理されたスペクトラム拡散信号と
することが好ましい。
雑音符号により拡散処理されたスペクトラム拡散信号と
することが好ましい。
【００１２】
【作用】移動体通信で送信、受信側の少なくとも一方の
移動に伴って生じるパスの一時的な遮断状態等において
は、該パスの信号強度が急速に低下して消失状態となる
から、この急速な信号強度低下が生じたときに、マルチ
パス信号の選択を一定時間だけ保持（新たな選択を禁
止）することにより、次に信号が回復したときに、以前
の信号選択状態を切り換える必要がなくなり、無用な信
号選択状態の切換制御動作を省略でき、無駄な消費電力
をなくすことができるのみならず、各復調部での復調処
理も円滑に持続できる。
移動に伴って生じるパスの一時的な遮断状態等において
は、該パスの信号強度が急速に低下して消失状態となる
から、この急速な信号強度低下が生じたときに、マルチ
パス信号の選択を一定時間だけ保持（新たな選択を禁
止）することにより、次に信号が回復したときに、以前
の信号選択状態を切り換える必要がなくなり、無用な信
号選択状態の切換制御動作を省略でき、無駄な消費電力
をなくすことができるのみならず、各復調部での復調処
理も円滑に持続できる。
【００１３】
【実施例】図１は、本発明に係る受信装置の一実施例と
して、いわゆるレイク方式の受信装置の要部の概略構成
を示すブロック回路図である。この図示の例において
は、復調部（フィンガー）１４1 、１４2 、１４3 はデ
ィジタル処理を行っており、フィンガーの数は例えば３
としているが、２以上いくつでもよい。
して、いわゆるレイク方式の受信装置の要部の概略構成
を示すブロック回路図である。この図示の例において
は、復調部（フィンガー）１４1 、１４2 、１４3 はデ
ィジタル処理を行っており、フィンガーの数は例えば３
としているが、２以上いくつでもよい。
【００１４】この図１において、入力端子１０には中間
周波数（ＩＦ）に変換されたスペクトラム拡散信号が入
力されており、地上系移動体通信においては上述したよ
うにマルチパス信号を含んでいる。この入力ＩＦ信号が
乗算器１１に送られて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２
からの出力と乗算される。ＶＣＯ１２は、予め上記中間
周波数（ＩＦ）の信号を出力するように設定されている
から、乗算器１１からの出力の周波数はほぼ０Hzとな
り、これらの乗算器１１とＶＣＯ１２とでいわゆる準同
期検波回路を構成していることになる。
周波数（ＩＦ）に変換されたスペクトラム拡散信号が入
力されており、地上系移動体通信においては上述したよ
うにマルチパス信号を含んでいる。この入力ＩＦ信号が
乗算器１１に送られて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２
からの出力と乗算される。ＶＣＯ１２は、予め上記中間
周波数（ＩＦ）の信号を出力するように設定されている
から、乗算器１１からの出力の周波数はほぼ０Hzとな
り、これらの乗算器１１とＶＣＯ１２とでいわゆる準同
期検波回路を構成していることになる。
【００１５】乗算器１１からの出力はＡ／Ｄ（アナログ
／ディジタル）変換器１３にてディジタル信号に変換さ
れる。このＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数として、上
記スペクトラム拡散に使われている疑似雑音（ＰＮ）系
列の周波数ｆPNよりも高い周波数ｆoverを用い、いわゆ
るオーバーサンプリングを行っている。Ａ／Ｄ変換器１
３からの出力は、複数の、例えば３つの復調部（フィン
ガー）１４1 、１４2、１４3 と、相関検出器（サーチ
ャー）１５に送られる。復調部１４（１４1 、１４2 、
１４3 の任意のもの）は、逆拡散、同期捕捉、データ復
調、周波数誤差検出を行う回路であり、相関検出器１５
は上記マルチパス信号の信号強度情報及び遅延時間情報
を検出するものであり、さらに、これらのマルチパス信
号の信号強度及び遅延時間の分布状態を判断して信号強
度が強い順に例えば３つを選択する機能を有していても
よい。
／ディジタル）変換器１３にてディジタル信号に変換さ
れる。このＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数として、上
記スペクトラム拡散に使われている疑似雑音（ＰＮ）系
列の周波数ｆPNよりも高い周波数ｆoverを用い、いわゆ
るオーバーサンプリングを行っている。Ａ／Ｄ変換器１
３からの出力は、複数の、例えば３つの復調部（フィン
ガー）１４1 、１４2、１４3 と、相関検出器（サーチ
ャー）１５に送られる。復調部１４（１４1 、１４2 、
１４3 の任意のもの）は、逆拡散、同期捕捉、データ復
調、周波数誤差検出を行う回路であり、相関検出器１５
は上記マルチパス信号の信号強度情報及び遅延時間情報
を検出するものであり、さらに、これらのマルチパス信
号の信号強度及び遅延時間の分布状態を判断して信号強
度が強い順に例えば３つを選択する機能を有していても
よい。
【００１６】相関検出器１５からの出力はいわゆるマイ
クロプロセッサを用いた制御手段としての制御回路１６
に送られる。この制御回路１６は、相関検出器１５から
の出力に応じて、信号強度が強い順に例えば３個のマル
チパス信号を各復調部（フィンガー）１４1 、１４2 、
１４3 に復調させるように制御するものであり、各復調
部１４1 、１４2 、１４3 のそれぞれの内部に持ってい
る疑似雑音（ＰＮ）発生器に対して、上記選択された３
つの信号をそれぞれ復調（特に逆拡散）するためのアド
レスを送る。各復調部１４1 、１４2 、１４3 によりそ
れぞれ復調された信号は、信号合成回路１７に送られて
合成され、復調データとして出力端子１８より取り出さ
れる。また、各復調部１４1 、１４2 、１４3 からの周
波数誤差Δｆ1 、Δｆ2 、Δｆ3 も合成されて、出力端
子１９を介してＶＣＯ１２の制御端子に送られるわけで
あるが、この周波数の合成の方法として、例えば、各復
調部で復調する各信号の周波数誤差のみならず、信号強
度も考慮して、すなわち、各周波数誤差にそれぞれの信
号強度よる重み付けを施して加算合成することにより、
ＶＣＯ制御信号を得るようにしている。
クロプロセッサを用いた制御手段としての制御回路１６
に送られる。この制御回路１６は、相関検出器１５から
の出力に応じて、信号強度が強い順に例えば３個のマル
チパス信号を各復調部（フィンガー）１４1 、１４2 、
１４3 に復調させるように制御するものであり、各復調
部１４1 、１４2 、１４3 のそれぞれの内部に持ってい
る疑似雑音（ＰＮ）発生器に対して、上記選択された３
つの信号をそれぞれ復調（特に逆拡散）するためのアド
レスを送る。各復調部１４1 、１４2 、１４3 によりそ
れぞれ復調された信号は、信号合成回路１７に送られて
合成され、復調データとして出力端子１８より取り出さ
れる。また、各復調部１４1 、１４2 、１４3 からの周
波数誤差Δｆ1 、Δｆ2 、Δｆ3 も合成されて、出力端
子１９を介してＶＣＯ１２の制御端子に送られるわけで
あるが、この周波数の合成の方法として、例えば、各復
調部で復調する各信号の周波数誤差のみならず、信号強
度も考慮して、すなわち、各周波数誤差にそれぞれの信
号強度よる重み付けを施して加算合成することにより、
ＶＣＯ制御信号を得るようにしている。
【００１７】ここで、本発明実施例において、制御回路
１６は、上記選択された３個のマルチパス信号の信号強
度が所定時間ΔＴの間に所定の閾値ＳTH以下に低下した
か否かを検出し、所定時間ΔＴの間に所定の閾値ＳTH以
下になった場合には、一定時間ＴW だけ上記選択された
３個のマルチパス信号の選択状態を保持するような動作
を行う。すなわち、所定時間ΔＴ以内に信号強度が閾値
ＳTH以下になった場合には、移動体通信時の移動中の位
置により短期的に送信側との間のパスが遮断された等の
原因で信号が急激に消失したものと判断できるから、一
定時間ＴW だけそれまでの選択状態を保持（次の新たな
信号選択を禁止）することによって、移動位置の変化に
よる信号の回復を待つわけである。
１６は、上記選択された３個のマルチパス信号の信号強
度が所定時間ΔＴの間に所定の閾値ＳTH以下に低下した
か否かを検出し、所定時間ΔＴの間に所定の閾値ＳTH以
下になった場合には、一定時間ＴW だけ上記選択された
３個のマルチパス信号の選択状態を保持するような動作
を行う。すなわち、所定時間ΔＴ以内に信号強度が閾値
ＳTH以下になった場合には、移動体通信時の移動中の位
置により短期的に送信側との間のパスが遮断された等の
原因で信号が急激に消失したものと判断できるから、一
定時間ＴW だけそれまでの選択状態を保持（次の新たな
信号選択を禁止）することによって、移動位置の変化に
よる信号の回復を待つわけである。
【００１８】次に、上記相関検出器（サーチャー）１５
の具体例について、図２を参照しながら説明する。この
図２において、入力端子２１には、上記図１の乗算器１
１及びＶＣＯ１２により準同期検波されてほぼ０Hzに変
換されＡ／Ｄ変換器１３でＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号が供給されている。Ａ／Ｄ変換器１３では、上記Ｐ
Ｎ系列発生周波数ｆPNよりも高い周波数ｆoverにていわ
ゆるオーバーサンプリングされていることより、入力端
子２１からの信号は先ずデシメート回路２２でデシメー
トされて、上記周波数ｆPNの信号にレート変換され、逆
拡散回路２３に送られる。ＰＮ（疑似雑音）発生器２４
は、送信側で拡散に用いたのと同じＰＮ系列を発生する
ことができ、これを任意に一定間隔でＰＮ発生をずらし
て（遅延させて）逆拡散部２３に送って上記デシメート
された信号と掛け合わせ、その相関値（あるいは信号強
度情報）を相関値検出回路２５で検出する。ＰＮ発生器
２４は、どのタイミングでＰＮを発生したかというＰＮ
発生の先頭アドレス（あるいは遅延時間情報）を制御手
段としてのマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）２６に送り、
また相関値検出回路２５はそのときの相関値をマイクロ
プロセッサ２６に送る。この場合、送信側で拡散に使っ
たＰＮと（タイミングが）一致したときのみ大きな相関
値が得られるという性質を用い、マイクロプロセッサ２
６は入力された相関値の内で大きいものから順に、その
ときのＰＮのアドレスを検出する。この操作により、上
記マルチパス信号がどのように分布しているかを判断す
ることができる。なお、制御手段としてのマイクロプロ
セッサ２６からの上記相関値（信号強度情報）とＰＮの
アドレス（遅延時間情報）とは、端子２７を介して取り
出され、図１の制御回路１６に送られる。
の具体例について、図２を参照しながら説明する。この
図２において、入力端子２１には、上記図１の乗算器１
１及びＶＣＯ１２により準同期検波されてほぼ０Hzに変
換されＡ／Ｄ変換器１３でＡ／Ｄ変換されたディジタル
信号が供給されている。Ａ／Ｄ変換器１３では、上記Ｐ
Ｎ系列発生周波数ｆPNよりも高い周波数ｆoverにていわ
ゆるオーバーサンプリングされていることより、入力端
子２１からの信号は先ずデシメート回路２２でデシメー
トされて、上記周波数ｆPNの信号にレート変換され、逆
拡散回路２３に送られる。ＰＮ（疑似雑音）発生器２４
は、送信側で拡散に用いたのと同じＰＮ系列を発生する
ことができ、これを任意に一定間隔でＰＮ発生をずらし
て（遅延させて）逆拡散部２３に送って上記デシメート
された信号と掛け合わせ、その相関値（あるいは信号強
度情報）を相関値検出回路２５で検出する。ＰＮ発生器
２４は、どのタイミングでＰＮを発生したかというＰＮ
発生の先頭アドレス（あるいは遅延時間情報）を制御手
段としてのマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）２６に送り、
また相関値検出回路２５はそのときの相関値をマイクロ
プロセッサ２６に送る。この場合、送信側で拡散に使っ
たＰＮと（タイミングが）一致したときのみ大きな相関
値が得られるという性質を用い、マイクロプロセッサ２
６は入力された相関値の内で大きいものから順に、その
ときのＰＮのアドレスを検出する。この操作により、上
記マルチパス信号がどのように分布しているかを判断す
ることができる。なお、制御手段としてのマイクロプロ
セッサ２６からの上記相関値（信号強度情報）とＰＮの
アドレス（遅延時間情報）とは、端子２７を介して取り
出され、図１の制御回路１６に送られる。
【００１９】図３は、この相関検出動作を説明するため
の図であり、各タイミング毎の相関値（信号強度情報）
を示している。ここで入力信号はマルチパス信号であ
り、微妙な時間遅延をもっている。先ずＰＮ発生器２４
は、図３中のＡ点のタイミングでＰＮを発生し、このＡ
点に相当するアドレス（遅延時間情報）をマイクロプロ
セッサ２６に送る。このタイミングでは対応する信号が
無いため相関値はほぼ０となっており、相関値検出回路
２５はこの相関値をマイクロプロセッサ２６に送る。マ
イクロプロセッサ２６は、このＡ点相当アドレスのとき
の相関値は０であると認識する。次に、ＰＮ発生器２４
は、図３中のＢ点のタイミングでＰＮを発生し、このＢ
点に相当するアドレスをマイクロプロセッサ２６に送
り、このタイミングでは対応する信号の相関値を相関値
検出回路２５が検出してマイクロプロセッサ２６に送
る。このときには、信号強度がやや小さめながらも信号
が存在するので、相関値は信号強度に応じたある値を持
つ。マイクロプロセッサ２６は、このＢ点相当アドレス
のときの相関値を認識する。このような動作を、図３の
例えばＦ点まで行い、その結果をマイクロプロセッサ２
６が判断する。図３の例では、大きい方から順にＣ点、
Ｂ点、Ｅ点を選ぶことができ、これらのＣ点、Ｂ点、Ｅ
点にそれぞれ相当するアドレスを検出するわけである。
以上が相関検出部の動作である。ただし、上記信号強度
の大きい方から順に３つを選択する処理は、図１の制御
回路１６に行わせてもよい。
の図であり、各タイミング毎の相関値（信号強度情報）
を示している。ここで入力信号はマルチパス信号であ
り、微妙な時間遅延をもっている。先ずＰＮ発生器２４
は、図３中のＡ点のタイミングでＰＮを発生し、このＡ
点に相当するアドレス（遅延時間情報）をマイクロプロ
セッサ２６に送る。このタイミングでは対応する信号が
無いため相関値はほぼ０となっており、相関値検出回路
２５はこの相関値をマイクロプロセッサ２６に送る。マ
イクロプロセッサ２６は、このＡ点相当アドレスのとき
の相関値は０であると認識する。次に、ＰＮ発生器２４
は、図３中のＢ点のタイミングでＰＮを発生し、このＢ
点に相当するアドレスをマイクロプロセッサ２６に送
り、このタイミングでは対応する信号の相関値を相関値
検出回路２５が検出してマイクロプロセッサ２６に送
る。このときには、信号強度がやや小さめながらも信号
が存在するので、相関値は信号強度に応じたある値を持
つ。マイクロプロセッサ２６は、このＢ点相当アドレス
のときの相関値を認識する。このような動作を、図３の
例えばＦ点まで行い、その結果をマイクロプロセッサ２
６が判断する。図３の例では、大きい方から順にＣ点、
Ｂ点、Ｅ点を選ぶことができ、これらのＣ点、Ｂ点、Ｅ
点にそれぞれ相当するアドレスを検出するわけである。
以上が相関検出部の動作である。ただし、上記信号強度
の大きい方から順に３つを選択する処理は、図１の制御
回路１６に行わせてもよい。
【００２０】次に、上記フィンガーとなる各復調部１４
1 、１４2 、１４3 の任意の一つについて、図４を参照
しながら説明する。入力端子３１には上記準同期検波に
よりほぼ０Hzに変換されたディジタル信号が上記Ａ／Ｄ
変換器１３から供給されている。この信号は、上記周波
数ｆoverでオーバーサンプリングされているため、デシ
メート回路３２でデシメートされて上記周波数ｆPNの信
号に変換される。このときどの信号をデシメートポイン
トにするかについては、後述するクロックコントロール
信号CNCKにより決定される。このデシメート回路３２内
で正しいタイミングの信号（On Time 信号）ＳOTは、逆
拡散回路３３に送られ、正しいタイミングに対して時間
的に±１／（２ｆPN）だけずれたタイミングの信号（Ea
rly/Late信号）ＳE/L は、逆拡散回路３４に送られる。
1 、１４2 、１４3 の任意の一つについて、図４を参照
しながら説明する。入力端子３１には上記準同期検波に
よりほぼ０Hzに変換されたディジタル信号が上記Ａ／Ｄ
変換器１３から供給されている。この信号は、上記周波
数ｆoverでオーバーサンプリングされているため、デシ
メート回路３２でデシメートされて上記周波数ｆPNの信
号に変換される。このときどの信号をデシメートポイン
トにするかについては、後述するクロックコントロール
信号CNCKにより決定される。このデシメート回路３２内
で正しいタイミングの信号（On Time 信号）ＳOTは、逆
拡散回路３３に送られ、正しいタイミングに対して時間
的に±１／（２ｆPN）だけずれたタイミングの信号（Ea
rly/Late信号）ＳE/L は、逆拡散回路３４に送られる。
【００２１】各復調部（フィンガー）内に設けられてい
るＰＮ（疑似雑音）発生器３６は、上記図１の制御回路
１６からのそれぞれの復調部毎に割り当てられたアドレ
スが入力端子３５を介して供給されるので、そのタイミ
ングでＰＮ（疑似雑音）系列の信号が発生させられる。
発生したＰＮ信号は、一方は逆拡散回路３３に送られて
上記正しいタイミングの信号（On Time 信号）ＳOTの逆
拡散に使用され、もう一方は逆拡散回路３４に送られて
上記時間的にずれたタイミングの信号（Early/Late信
号）ＳE/L の逆拡散に使用される。
るＰＮ（疑似雑音）発生器３６は、上記図１の制御回路
１６からのそれぞれの復調部毎に割り当てられたアドレ
スが入力端子３５を介して供給されるので、そのタイミ
ングでＰＮ（疑似雑音）系列の信号が発生させられる。
発生したＰＮ信号は、一方は逆拡散回路３３に送られて
上記正しいタイミングの信号（On Time 信号）ＳOTの逆
拡散に使用され、もう一方は逆拡散回路３４に送られて
上記時間的にずれたタイミングの信号（Early/Late信
号）ＳE/L の逆拡散に使用される。
【００２２】逆拡散回路３４で逆拡散処理された上記Ea
rly/Late信号ＳE/L は、いわゆるＤＬＬ（ディレイロッ
クループ）のような同期保持回路４１に入力され、ここ
で同期を保持するための信号として、クロックコントロ
ール信号CNCKをデシメート回路３２に送る。この信号
は、デシメート回路３２内で行われるデシメートポイン
トを調整するものである。
rly/Late信号ＳE/L は、いわゆるＤＬＬ（ディレイロッ
クループ）のような同期保持回路４１に入力され、ここ
で同期を保持するための信号として、クロックコントロ
ール信号CNCKをデシメート回路３２に送る。この信号
は、デシメート回路３２内で行われるデシメートポイン
トを調整するものである。
【００２３】具体例として上記図１のＡ／Ｄ変換器１３
で例えば８倍オーバーサンプリングされた入力信号を１
／８にデシメートする場合を説明すると、もし同期保持
回路４１が、現在のままのタイミングで良いと判断すれ
ば、デシメート回路３２では８個おきに信号を出力しさ
えすれば１／８デシメートが完了することになるが、例
えば現在のままのタイミングでは遅すぎると判断したと
きには、今まで８個おきに出力していたタイミングを７
個おきに出力することによりタイミングを調節するので
ある。ここでタイミングとは、送信側でＰＮを用いて拡
散したときのクロックと、受信側でのクロックとのずれ
のことである。これは、送信側のクロックに合わせない
と正しい逆拡散ができないためである。
で例えば８倍オーバーサンプリングされた入力信号を１
／８にデシメートする場合を説明すると、もし同期保持
回路４１が、現在のままのタイミングで良いと判断すれ
ば、デシメート回路３２では８個おきに信号を出力しさ
えすれば１／８デシメートが完了することになるが、例
えば現在のままのタイミングでは遅すぎると判断したと
きには、今まで８個おきに出力していたタイミングを７
個おきに出力することによりタイミングを調節するので
ある。ここでタイミングとは、送信側でＰＮを用いて拡
散したときのクロックと、受信側でのクロックとのずれ
のことである。これは、送信側のクロックに合わせない
と正しい逆拡散ができないためである。
【００２４】このクロックコントロールの効果により、
上記On Time 信号ＳOTの方の逆拡散は常に正しいタイミ
ングで行われることになり、その信号がデータ復調回路
３７に送られる。データ復調回路３７では、いわゆるコ
スタスループ等の回路によりデータ復調が行われ、復調
されたデータは出力端子３９より取り出される。また、
データ復調回路３７からの信号の一部が周波数誤差検出
回路３８に送られて、周波数誤差が検出され、その結果
が出力端子４０より取り出される。なお、データ復調回
路３７にコスタスループ回路を用いる場合には、このコ
スタスループ内のＶＣＯへの入力信号がそのまま周波数
誤差を表す信号となっているため、これを取り出すこと
で周波数誤差検出が行える。
上記On Time 信号ＳOTの方の逆拡散は常に正しいタイミ
ングで行われることになり、その信号がデータ復調回路
３７に送られる。データ復調回路３７では、いわゆるコ
スタスループ等の回路によりデータ復調が行われ、復調
されたデータは出力端子３９より取り出される。また、
データ復調回路３７からの信号の一部が周波数誤差検出
回路３８に送られて、周波数誤差が検出され、その結果
が出力端子４０より取り出される。なお、データ復調回
路３７にコスタスループ回路を用いる場合には、このコ
スタスループ内のＶＣＯへの入力信号がそのまま周波数
誤差を表す信号となっているため、これを取り出すこと
で周波数誤差検出が行える。
【００２５】以上のように、上記フィンガーとなる図１
の各復調部１４1 、１４2 、１４3が復調したデータと
周波数誤差信号は、信号合成回路１７に送られる。信号
合成回路１７において、各復調データは時間遅延を考慮
して合成され、最終的な復調データとして出力端子１８
に出力される。また、周波数誤差も合成され、制御信号
ΔｆCNT としてＶＣＯ１２の発振周波数を制御すること
により周波数誤差を抹消するように準同期検波回路を構
成するものである。
の各復調部１４1 、１４2 、１４3が復調したデータと
周波数誤差信号は、信号合成回路１７に送られる。信号
合成回路１７において、各復調データは時間遅延を考慮
して合成され、最終的な復調データとして出力端子１８
に出力される。また、周波数誤差も合成され、制御信号
ΔｆCNT としてＶＣＯ１２の発振周波数を制御すること
により周波数誤差を抹消するように準同期検波回路を構
成するものである。
【００２６】ここで、本発明実施例においては、図１の
制御回路１６において、図５に示すような処理を行わせ
ている。なお、この図５に示す処理の一部を、図２の制
御手段であるマイクロプロセッサ２７に行わせてもよ
い。
制御回路１６において、図５に示すような処理を行わせ
ている。なお、この図５に示す処理の一部を、図２の制
御手段であるマイクロプロセッサ２７に行わせてもよ
い。
【００２７】この図５において、先ずステップＳ１にお
いては、上記相関検出回路（サーチャー）１５が検出し
た各マルチパス信号の相関値（例えば図３参照）の中か
ら、信号強度の高い（大きい、強い）順に３つ（ベスト
３）を選択する。次のステップＳ２においては、これら
の選択された信号をそれぞれの復調部（フィンガー）１
４1 、１４2 、１４3 で復調させるために、各信号の遅
延時間情報（タイミング、ＰＮ発生アドレス）を制御信
号として各復調部１４1 、１４2 、１４3 の上記ＰＮ発
生器３６（図４参照）に送る。ここまでの処理は従来と
同様である。
いては、上記相関検出回路（サーチャー）１５が検出し
た各マルチパス信号の相関値（例えば図３参照）の中か
ら、信号強度の高い（大きい、強い）順に３つ（ベスト
３）を選択する。次のステップＳ２においては、これら
の選択された信号をそれぞれの復調部（フィンガー）１
４1 、１４2 、１４3 で復調させるために、各信号の遅
延時間情報（タイミング、ＰＮ発生アドレス）を制御信
号として各復調部１４1 、１４2 、１４3 の上記ＰＮ発
生器３６（図４参照）に送る。ここまでの処理は従来と
同様である。
【００２８】次のステップＳ３では、上記選択された３
つの信号が消失したかどうかを検出する。すなわち、現
在各復調部１４1 、１４2 、１４3 で復調している上記
３つの信号が、予め定められた所定の時間ΔＴの間に信
号強度が所定の閾値ＳTH以下になった場合には、信号が
何らかの状況の変化が原因で消失したと判断して、次の
ステップＳ４に進ませる。もし信号強度が閾値ＳTH以下
になった場合でも上記所定時間ΔＴ以上かかった場合に
は、それは上記消失ではなく、緩やかに信号強度が変化
しているものと判断し、従来と同様な処理を行わせるた
めに上記ステップＳ１に戻る。上記消失であると判断さ
れてステップＳ４に進んだ場合には、予め定められた所
定の時間ＴW だけ待った後、ステップＳ１に戻るのであ
る。この時間ＴW だけ待つことにより、移動体の移動に
伴う短期的なパスの遮断等により生じた上記消失であれ
ば、この消失していた信号は再び同じ位置で発生するこ
とになり、無駄な制御（新たなベスト３の選択）をする
ことなく、最適な受信が可能になる。時間ＴW 待っても
信号が再発生しない場合には、従来と同様に新たなベス
ト３（信号強度の高い順に３つ）を選択し、制御を続け
ることになる。
つの信号が消失したかどうかを検出する。すなわち、現
在各復調部１４1 、１４2 、１４3 で復調している上記
３つの信号が、予め定められた所定の時間ΔＴの間に信
号強度が所定の閾値ＳTH以下になった場合には、信号が
何らかの状況の変化が原因で消失したと判断して、次の
ステップＳ４に進ませる。もし信号強度が閾値ＳTH以下
になった場合でも上記所定時間ΔＴ以上かかった場合に
は、それは上記消失ではなく、緩やかに信号強度が変化
しているものと判断し、従来と同様な処理を行わせるた
めに上記ステップＳ１に戻る。上記消失であると判断さ
れてステップＳ４に進んだ場合には、予め定められた所
定の時間ＴW だけ待った後、ステップＳ１に戻るのであ
る。この時間ＴW だけ待つことにより、移動体の移動に
伴う短期的なパスの遮断等により生じた上記消失であれ
ば、この消失していた信号は再び同じ位置で発生するこ
とになり、無駄な制御（新たなベスト３の選択）をする
ことなく、最適な受信が可能になる。時間ＴW 待っても
信号が再発生しない場合には、従来と同様に新たなベス
ト３（信号強度の高い順に３つ）を選択し、制御を続け
ることになる。
【００２９】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、相関検出器の構成は図２の例
に限定されず、また復調部の具体的構成も図４の例に限
定されない。さらに、復調部の個数も図１の例のように
３個に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の構成をとり得ることは勿論である。
るものではなく、例えば、相関検出器の構成は図２の例
に限定されず、また復調部の具体的構成も図４の例に限
定されない。さらに、復調部の個数も図１の例のように
３個に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の構成をとり得ることは勿論である。
【００３０】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係る受信装置によれば、受信信号中の複数のマルチ
パス信号の信号強度及び遅延時間情報に基づいて、特定
の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号を復調するよ
うにｎ個の復調手段を制御する第１の制御手段として、
上記特定の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号の信
号強度情報が所定時間ΔＴ内に所定値ＳTH以下になった
場合、一定時間ＴW だけ上記特定の時間分布を有するｎ
個のマルチパス信号を復調させるような制御を行わせて
いるため、ある有効な信号が消失しても一定時間ＴW だ
けその信号の再発生を待ち続けることにより、複雑な制
御をなくし、無駄な電力消費をなくすことができ、最適
な復調が可能となる。
明に係る受信装置によれば、受信信号中の複数のマルチ
パス信号の信号強度及び遅延時間情報に基づいて、特定
の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号を復調するよ
うにｎ個の復調手段を制御する第１の制御手段として、
上記特定の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号の信
号強度情報が所定時間ΔＴ内に所定値ＳTH以下になった
場合、一定時間ＴW だけ上記特定の時間分布を有するｎ
個のマルチパス信号を復調させるような制御を行わせて
いるため、ある有効な信号が消失しても一定時間ＴW だ
けその信号の再発生を待ち続けることにより、複雑な制
御をなくし、無駄な電力消費をなくすことができ、最適
な復調が可能となる。
【００３１】これは、移動体通信で送信、受信側の少な
くとも一方の移動に伴って生じるパスの一時的な遮断状
態等においては、該パスの信号強度が急速に低下して消
失状態となるから、この急速な信号強度低下が生じたと
きに、マルチパス信号の選択を一定時間だけ保持（新た
な選択を禁止）することにより、次に信号が回復したと
きに、以前の信号選択状態を切り換える必要がなくな
り、無用な信号選択状態の切換制御動作を省略でき、無
駄な消費電力をなくすことができるのみならず、各復調
部での復調処理も円滑に持続できることになる。
くとも一方の移動に伴って生じるパスの一時的な遮断状
態等においては、該パスの信号強度が急速に低下して消
失状態となるから、この急速な信号強度低下が生じたと
きに、マルチパス信号の選択を一定時間だけ保持（新た
な選択を禁止）することにより、次に信号が回復したと
きに、以前の信号選択状態を切り換える必要がなくな
り、無用な信号選択状態の切換制御動作を省略でき、無
駄な消費電力をなくすことができるのみならず、各復調
部での復調処理も円滑に持続できることになる。
【００３２】また、本発明に係るマルチパス信号の選択
方法によれば、受信信号中の複数のマルチパス信号のう
ちの信号強度の強い順にｎ個のマルチパス信号を選択し
て復調する際のマルチパス信号の選択方法において、現
在選択されているｎ個のマルチパス信号の上記信号強度
が、所定の時間内に所定値以下に低下したとき、一定時
間だけ上記選択されたｎ個のマルチパス信号の選択を保
持しているため、複雑な制御をなくし、無駄な電力消費
をなくすことができる。
方法によれば、受信信号中の複数のマルチパス信号のう
ちの信号強度の強い順にｎ個のマルチパス信号を選択し
て復調する際のマルチパス信号の選択方法において、現
在選択されているｎ個のマルチパス信号の上記信号強度
が、所定の時間内に所定値以下に低下したとき、一定時
間だけ上記選択されたｎ個のマルチパス信号の選択を保
持しているため、複雑な制御をなくし、無駄な電力消費
をなくすことができる。
【図１】本発明に係る受信装置の一実施例の全体の概略
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】該実施例の受信装置に用いられる相関検出器の
一具体例を示すブロック回路図である。
一具体例を示すブロック回路図である。
【図３】図２の相関検出器の動作を説明するための図で
ある。
ある。
【図４】該実施例の受信装置に用いられる復調部の一具
体例を示すブロック回路図である。
体例を示すブロック回路図である。
【図５】本発明に係る実施例の受信装置の要部動作を説
明するためのフローチャートである。
明するためのフローチャートである。
１０・・・・・入力端子 １２・・・・・乗算器 １３・・・・・Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器 １４1 、１４2 、１４3 ・・・・・復調部 １５・・・・・相関検出器 １６・・・・・制御回路 １７・・・・・信号合成回路 １８・・・・・出力端子
Claims (6)
- 【請求項１】 受信信号中の複数のマルチパス信号のう
ちの信号強度の強いｎ個のマルチパス信号を選択して復
調信号を形成する受信装置において、 上記複数のマルチパス信号の信号強度及び遅延時間情報
を検出する相関検出手段と、 入力された信号を各々復調するｎ個の復調手段と、 上記信号強度情報及び上記遅延時間情報に基づいて、特
定の時間分布を有するｎ個のマルチパス信号を復調する
よう上記ｎ個の復調手段を制御する第１の制御手段とを
有し、 上記第１の制御手段は、上記特定の時間分布を有するｎ
個のマルチパス信号の信号強度情報が所定時間内に所定
値以下になった場合、一定時間だけ上記特定の時間分布
を有するｎ個のマルチパス信号の復調を行うよう制御を
行うことを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 上記受信信号は、所定の疑似雑音符号に
より拡散処理されたスペクトラム拡散信号であることを
特徴とする請求項１記載の受信装置。 - 【請求項３】 上記相関検出手段は、上記所定の疑似雑
音符号を発生する疑似雑音発生手段と、 上記所定の疑似雑音符号の発生タイミングを制御する第
２の制御手段と、 上記所定の疑似雑音符号と上記受信信号とを混合する逆
拡散手段と、 上記逆拡散手段の出力に基づいて、上記受信信号と上記
疑似雑音符号との相関値を検出し、上記信号強度情報と
して上記相関値を出力する相関値検出回路とを有するこ
とを特徴とする請求項２記載の受信装置。 - 【請求項４】 上記復調手段は、上記第１の制御手段に
よって上記所定の疑似雑音符号の発生タイミングが制御
される疑似雑音発生手段と、 上記所定の疑似雑音符号と上記マルチパス信号とを混合
する逆拡散手段と、 上記逆拡散手段により逆拡散されたデータを復調するデ
ータ復調手段とを有することを特徴とする請求項２記載
の受信装置。 - 【請求項５】 受信信号中の複数のマルチパス信号のう
ちの信号強度の強い順にｎ個のマルチパス信号を選択し
て復調する際のマルチパス信号の選択方法において、 現在選択されているｎ個のマルチパス信号の上記信号強
度が、所定の時間内に所定値以下に低下したとき、一定
時間だけ上記選択されたｎ個のマルチパス信号の選択を
保持することを特徴とするマルチパス信号の選択方法。 - 【請求項６】 上記受信信号は、所定の疑似雑音符号に
より拡散処理されたスペクトラム拡散信号であることを
特徴とする請求項５記載のマルチパス信号の選択方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29776592A JP3128997B2 (ja) | 1992-10-09 | 1992-10-09 | 受信装置及びマルチパス信号の選択方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29776592A JP3128997B2 (ja) | 1992-10-09 | 1992-10-09 | 受信装置及びマルチパス信号の選択方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06125329A JPH06125329A (ja) | 1994-05-06 |
| JP3128997B2 true JP3128997B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=17850888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29776592A Expired - Lifetime JP3128997B2 (ja) | 1992-10-09 | 1992-10-09 | 受信装置及びマルチパス信号の選択方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3128997B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6680286B1 (en) | 2000-11-14 | 2004-01-20 | Sanyo Chemical Industries, Ltd. | Detergent composition comprising a quaternary ammonium salt of a carboxyl containing polymer |
| KR200487892Y1 (ko) | 2017-01-20 | 2018-11-16 | 최성예 | 쉐이크 기능과 걸름기능이 구비된 물통 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3581448B2 (ja) | 1994-10-21 | 2004-10-27 | キヤノン株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
| JP3097664B2 (ja) | 1998-06-09 | 2000-10-10 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ通信のベ−スバンド処理回路 |
| JP3031352B1 (ja) | 1998-09-29 | 2000-04-10 | 日本電気株式会社 | 受信回路及びこれを有する移動端末 |
| JP3329379B2 (ja) | 1999-09-09 | 2002-09-30 | 日本電気株式会社 | 周波数制御方法および受信機 |
| US6963602B1 (en) * | 2000-01-05 | 2005-11-08 | Advanced Micro Devices, Inc. | Digital correction method and system |
| US7443942B2 (en) | 2000-06-15 | 2008-10-28 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Receiving device and receiving method |
| US6760573B2 (en) * | 2002-07-09 | 2004-07-06 | Qualcomm Incorporated | Frequency tracking using inner and outer loops |
| US8401503B2 (en) * | 2005-03-01 | 2013-03-19 | Qualcomm Incorporated | Dual-loop automatic frequency control for wireless communication |
| JP2008124942A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Nec Corp | 無線通信システム、無線通信装置及びそれらに用いる有効パス検出方法 |
-
1992
- 1992-10-09 JP JP29776592A patent/JP3128997B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6680286B1 (en) | 2000-11-14 | 2004-01-20 | Sanyo Chemical Industries, Ltd. | Detergent composition comprising a quaternary ammonium salt of a carboxyl containing polymer |
| KR200487892Y1 (ko) | 2017-01-20 | 2018-11-16 | 최성예 | 쉐이크 기능과 걸름기능이 구비된 물통 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06125329A (ja) | 1994-05-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5894494A (en) | Parallel correlator architecture for synchronizing direct sequence spread-spectrum signals | |
| US5802102A (en) | Programmable two-part matched filter for spread spectrum | |
| US7106784B2 (en) | Universal rake receiver | |
| US7020184B2 (en) | Store and forward handoff | |
| KR100205529B1 (ko) | 상관 검출 및 통신 장치 | |
| JP5002838B2 (ja) | スペクトル拡散レーキ受信器のアームにおけるサブチップ解像度サンプルの組合せ | |
| EP0880238A2 (en) | Spread-spectrum signal receiving method and apparatus | |
| JP3128997B2 (ja) | 受信装置及びマルチパス信号の選択方法 | |
| JPH10190528A (ja) | スペクトル拡散受信機 | |
| JPH0955715A (ja) | スペクトル拡散無線通信装置 | |
| JP2973416B1 (ja) | Ｒａｋｅ受信回路 | |
| EP1162756A2 (en) | Rake reception apparatus | |
| JP3320655B2 (ja) | スペクトル拡散無線通信装置 | |
| JP3128992B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2731325B2 (ja) | スペクトル拡散通信用受信装置のダイバーシチ合成回路 | |
| JP3277412B2 (ja) | スペクトル拡散通信用受信方法及び装置 | |
| JPH0955716A (ja) | スペクトル拡散無線通信装置 | |
| JP3602397B2 (ja) | Ｃｄｍａ送受信装置 | |
| JP3575922B2 (ja) | スペクトル拡散無線通信装置 | |
| JP3030230B2 (ja) | 拡散通信システムの受信装置 | |
| KR100354164B1 (ko) | 신호 복조 장치 | |
| JP3244101B2 (ja) | スペクトラム拡散通信受信機 | |
| JP3824482B2 (ja) | Ｃｄｍａ受信装置 | |
| JP3659856B2 (ja) | Ｃｄｍａ通信システムの移動機における送信タイミング制御方法及び送受信装置 | |
| KR950011080B1 (ko) | 대역확산통신방식의 비동기 디지탈 수신시스템 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20001017 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071117 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081117 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091117 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091117 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101117 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111117 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121117 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |