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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen bei einer digitalen
Mobilkommunikation verwendeten drahtlosen Empfänger und insbesondere auf einen
CDMA-Demodulator und ein CDMA-Demodulationsverfahren (einen Demodulator
und ein Demodulationsverfahren mit codegesteuertem Mehrfachzugriff
bzw. Code Division Multiple Access), die vorzugsweise bei einem
Spreizspektrum-CDMA-Empfänger
verwendet werden.
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STAND DER
TECHNIK
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Bei
einem drahtlosen Spreizspektrum-CDMA-System führt ein Sender eine normale
Modulation eines gesendeten Signals gefolgt von einer zweiten Modulation
unter Verwendung eines Spreizcodes aus und sendet das gespreizte
Breitbandsignal aus. Demgegenüber
gewinnt ein Empfänger,
der ein Signal einschließlich
einer Anzahl von gespreizten Breitbandsignalen empfängt, ein
gewünschtes
Signal wieder, indem er eines der Breitbandsignale durch einen als
Entspreizen bezeichneten Prozess in ein Schmalbandsignal wandelt
und indem er eine normale Demodulation des Schmalbandsignals ausführt. Der Entspreizprozess
erzeugt selektiv nur ein gewünschtes
empfangenes Signal, indem er eine Korrelation zwischen einem Spreizcode
in dem empfan genen Signal und dem in dem Empfänger erzeugten Spreizcode erfasst
und verwendet. Als eine typische Vorrichtung zum Erfassen der Korrelation
sind angepasste Filter (matched filters) allgemein bekannt. Falls
keine Kreuzkorrelationen zwischen den Spreizcodes vorhanden sind,
werden die angepassten Filter nur die Autokorrelation des gewünschten
Signals erzeugen. Z.B. ist ein Empfängermodell unter Verwendung
einer digitale Korrelatoren verwendenden angepassten Filterung in
Sust M.K. et al., "A
combinatorial model for the analysis of digital matched filter receivers
for direct sequence signals",
Proceedings of the Global Telecommunications Conference and Exhibition
(GLOBECOM), USA, New York, IEEE, Band 3, 27.-30. November 1989,
Seiten 1634-1640, XP000091252 offenbart. Da einige Kreuzkorrelationen
unter den Spreizcodes vorhanden sind, werden jedoch im allgemeinen
zwangsläufig
die Kreuzkorrelationskomponenten in die entspreizte Ausgabe hereingebracht.
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Überdies
kann ein Signal eines beabsichtigten Kanals Kreuzkorrelationen zwischen über mehrere Übertragungswege
bzw. Übertragungspfade
ankommenden Signalen aufweisen. 1 veranschaulicht
Korrelationen in dem Fall von drei Pfaden. Die Korrelation des Signals
des ersten Pfads wird mit einem angepassten Filter unter Verwendung
eines Spreizcodes als Abgriffskoeffizienten (tap coefficients) erfasst.
Da ein Signal des zweiten Pfads und ein Signal des dritten Pfads
sich bei dieser Korrelationserfassung in ihrem Zeitverlauf von dem
Signal des ersten Pfads unterscheiden, werden sie als mit verschiedenen
Spreizcodes entspreizt angesehen. Folglich erleidet das erste Signal
eine durch die Kreuzkorrelation zwischen dem Signal des ersten Pfads
und den Signalen des zweiten und dritten Pfads verursachte Interferenz.
Nebenbei bemerkt bezeichnet in 1 D(n) ein
n-tes Symbol.
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Ein
Verfahren zum Minimieren derartiger Kreuzkorrelationen ist in Yoshida
et al. "DS/CDMA adaptive
interference canceller suitable for mobile communication environment", Technical report
of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers
of Japan, 93-76 (1993-11)
offenbart.
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2 zeigt
eine Konfiguration zum Realisieren des Verfahrens. Ein Orthogonalfilter 3 weist
eine Abgriffslänge
eines Intervalls mehrerer Symbole auf und arbeitet mit einer Rate
von m mal der Chip-Rate des Spreizcodes, wobei m eine positive ganze
Zahl ist. Das Orthogonalfilter 3 wird an einem Eingangsanschluss 1 mit
einem gespreizten Signal versehen, extrahiert durch ein Entspreizen
ein Signal für
diese Station und führt
es als ein entspreiztes Schmalbandsignal einer Differenzerfassungseinrichtung 7 zu.
Die Ausgabe der Differenzerfassungseinrichtung 7 wird einem
Entscheidungsblock 11 zugeführt, so dass Entscheidungsdaten
von einem Ausgangsanschluss 2 als eine decodierte Ausgabe
erzeugt werden. Die Entscheidungsdaten werden auch einer Fehlervektorberechnungseinrichtung 12 zugeführt, die
die Differenzen zwischen den Entscheidungsdaten und der Ausgabe
der Differenzerfassungseinrichtung 7 berechnet. Die Differenzen
werden einer Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 14 zugeführt, nachdem
sie durch eine Fehlervektor/Lineargrößen-Wandlungseinrichtung 13 in
lineare Werte gewandelt sind. Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 14 berechnet adaptiv
Abgriffskoeffizienten, die zu den Spreizcodes aller anderen Stationen
orthogonal sind, und führt
sie zu dem Orthogonalfilter 3 zurück. Die adaptive Steuerung
der Abgriffskoeffizienten wird mit einem Symbol-Intervall ausgeführt, und
die Demodulationsausgabe wird auch mit dem Symbol-Intervall erhalten. Somit
werden die Interferenz komponenten von den anderen Stationen beseitigt,
und nur das beabsichtigte empfangene Signal wird extrahiert.
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Die
adaptive Steuerung des Orthogonalfilters 3 kann jedoch
durch den Rayleigh-Schwund bzw. das Rayleigh-Fading (Rayleigh fading)
verursachten schnellen Schwankungen bei dem Übertragungspfad nicht folgen,
wenn sie auf eine Mobilkommunikation in einer Rayleigh-Fading-Umgebung
angewendet wird. Dies berücksichtigend
verwendet das System die Differenzerfassungseinrichtung 7 zum Trennen
der Kreuzkorrelationsaufhebungsfunktion von der Fading-Verfolgungsfunktion
(fading tracking function) des Orthogonalfilters 3, wodurch
das Verfolgungsansprechverhalten (tracking characteristic) für das Fading
verbessert wird. Entsprechend kann die Konfiguration gemäß 2 einen
Demodulator realisieren, der zum Verfolgen eines schnellen Fadings
in der Lage ist, und die Demodulationseigenschaften hängen von
den Eigenschaften der Verzögerungserfassung
ab.
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Bei
der Verzögerungserfassung
verursacht jedoch ein Bitfehler auf der Empfängerseite einen Zwei-Bit-Fehler
des ursprünglichen
Signals, da das Informationssignal übertragen wird, nachdem es
auf der Senderseite einer Differenzcodierung unterzogen ist. Folglich
ist das Fehlerratenansprechverhalten der Verzögerungserfassung um 3 dB geringer
als das der absoluten kohärenten
Erfassung. Da CDMA das empfangene Signal von anderen Stationen als
zufälliges
Rauschen betrachtet, wird sich die Kapazität hinsichtlich der Anzahl von
Teilnehmern des Systems mit einer Erhöhung der Sendeleistung der
anderen Stationen verringern. Mit anderen Worten kann die Kapazität hinsichtlich
der Anzahl von Teilnehmern um ein der Verringerung der Sendeleistung
der anderen Stationen entsprechendes Ausmaß erhöht werden, indem ein Demodulationsverfah ren
mit einem hohen empfangenen Eb/No (Energie pro Bit zu Rauschspektraldichte)
verwendet wird. Somit ermöglich
es die absolute kohärente
Erfassung dem System, die Kapazität hinsichtlich der Anzahl von
Teilnehmern im Vergleich zu dem die Verzögerungserfassung verwendenden
System zu erhöhen.
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Bei
der digitalen Mobilkommunikation ist jedoch zum Erhalten der für die kohärente Erfassung notwendigen
absoluten Phase des Übertragungsträgers auf
der Empfangsseite eine schnelle Schätzung der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade erforderlich,
da die Übertragungsfunktionen
der Ausbreitungspfade mit der Bewegung des Senders/Empfängers der
Mobilstation große
zeitliche Schwankungen aufweisen.
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Es
ist ein Interpolationsverfahren zur kohärenten Erfassung bekannt, das
eine kohärente
Erfassung durch ein schnelles Schätzen der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade
ausführt.
Es ist z.B. in S. Sampei, "Fading
Distortion Compensation Method for 16 QAM in Land Communications", the Transaction
of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers
of Japan, B-II Band J72-B-II Seiten 7-15, Januar, 1989 oder in seiner überarbeiteten
Version, S. Sampei et al., "Rayleigh Fading
Compensation for QAM in Land Mobile Radio Communications", IEEE Transactions
on Vehicular Technology, Jahrgang 42, Nr. 2, Mai, 1993 offenbart.
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3 zeigt
ein Beispiel für
ein bei einer derartigen Interpolation zur kohärenten Erfassung verwendetes
Signalformat. Ein Sender sendet periodisch zwischen Informationssignalen
D eingefügte Pilotsignale
P. Die Pilotsignale P bestehen aus einem Symbol oder mehreren Symbolen,
deren Muster sowohl der Senderseite als auch der Empfän gerseite bekannt
sind. Ein Pilotsignal P und ein angrenzendes Informationssignal
D bilden einen Rahmen.
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Außerdem überträgt in einem
CDMA-Kommunikationssystem gemäß US-A-5,103,459
jede Zellenstelle ein Pilotträgersignal.
Eine aus einer Verfolgung von Pilotträgern erhaltene Trägerphase
wird als eine Trägerphasenreferenz
zur Demodulation des Trägers,
der durch Benutzerinformationssignale moduliert worden ist, verwendet.
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4 zeigt
einen bekannten Empfänger. Durch
eine Antenne 21 empfangene Funkwellen werden durch ein
BPF (Bandpassfilter) 22 in einem derartigen Ausmaß bandbegrenzt,
dass ein beabsichtigtes empfangenes Signal keine Störung erleidet.
Das bandunterdrückte
empfangene Signal wird durch eine AGC-Schaltung (Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung
bzw. Automatic Gain Control) 23 zu einem Signal eines normalen
Pegels korrigiert, und die Offsetfrequenz zwischen dem Träger und
einem lokalen Oszillator wird durch eine AFC (automatische Frequenzsteuereinrichtung
bzw. Automatic Frequency Controller) 24 grob verringert.
Das BPF 22 ist zum Sicherstellen des normalen Betriebs
der AGC 23 und der AFC 24 bereitgestellt.
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Anschließend wird
das empfangene Signal durch eine ein lokales Signal von einem lokalen
Oszillator 26, der die gleiche Frequenz wie der Träger des
empfangenen Signals aufweist, verwendende quasi-kohärente Quadraturerfassungseinrichtung (quasi-coherent
quadrature detector) 25 einer quasi-kohärenten Quadraturerfassung unterzogen. Durch
diese wird das Breitbandsignal in ein entspreiztes Schmalbandsignal
gewandelt. Die Ausgabe der quasi-kohärenten Quadraturerfassungseinrichtung 25 wird über ein
LPF (Tiefpassfilter) 27 und einen A/D-Wandler 28 einer Interpolationskompensationseinrichtung 29 zugeführt. Das
LPF 27 ist zum Unterdrücken
eines Rauschens von externen Bändern
und einer Interferenz von angrenzenden Kanälen bereitgestellt. Die Interpolationskompensationseinrichtung 29 schätzt für jedes
Informationssymbol durch ein Interpolationsverfahren unter Verwendung
der Pilotsignale eine Übertragungsfunktion
und kompensiert einzelne Informationssymbole unter Verwendung der
geschätzten Übertragungsfunktionen.
Das kompensierte Signal wird durch einen Entscheidungsblock 30 einer
Entscheidung unterzogen. Somit ermöglicht ein Kompensieren jedes
Informationssymbols mit der geschätzten Übertragungsfunktion die absolute
Phasenerfassung. Als ein typisches Interpolationsverfahren wird
im allgemeinen eine Interpolation erster Ordnung unter Verwendung
von zwei Pilotsignalen oder eine Interpolation zweiter Ordnung unter
Verwendung von drei Pilotsignalen verwendet.
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Wenn
das empfangene Signal ein Rauschen umfasst, könnte eine genauere Schätzung der Übertragungsfunktionen
mit einer Erhöhung
der Anzahl von Symbolen pro Pilotsignal erreicht werden, wodurch
der Schätzfehler
der Übertragungsfunktionen verringert
werden würde.
Die Schätzung
der Übertragungsfunktion
jedes Informationssymbols kann ausgeführt werden, indem die Gaußsche Interpolation erster
Ordnung oder zweiter Ordnung auf die aus den Pilotsignalen geschätzten Übertragungsfunktionen angewendet
wird.
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Bei
dem vorstehend beschriebenen bekannten System kann die Übertragungsfunktion
jedes Informationssymbols durch eine einfache Interpolation erster
Ordnung geschätzt
werden, wenn die Schwankungen der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade
viel langsamer als die Einfügungsperiode der
Pilotsignale sind. Während
die Schwankungen der Übertragungsfunktionen
schneller werden, erhöht
sich jedoch der Interpolationsfehler, und folglich muss die Einfügungsperiode
des Pilotsignals verkürzt
werden. Die Verringerung der Einfügungsperiode erhöht jedoch
die Anzahl von Symbolen pro Pilotsignal, und dies wird die Übertragungseffizienz
verringern. Demgegenüber
muss zum Verkürzen
der Einfügungsperiode
während
eines Konstanthaltens der Übertragungseffizienz
die Anzahl von Symbolen pro Pilotsignal verringert werden, und dies
wird den Schätzfehler
der Übertragungsfunktionen
erhöhen.
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Somit
weist die bekannte Interpolation zur kohärenten Erfassung einen Mangel
dahingehend auf, dass die Übertragungseffizienz
verringert wird, um die schnellen Änderungen der Übertragungsfunktionen
der Ausbreitungspfade zu bewältigen.
Ferner kann sie die Interferenz von anderen Benutzern in der gleichen
Zelle nicht zufriedenstellend verringern.
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OFFENBARUNG
DER ERFINDUNG
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Es
ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen CDMA-Demodulator
und ein CDMA-Demodulationsverfahren bereitzustellen, die die absolute
kohärente
Erfassung als ein Demodulationsverfahren verwenden können sowie
einem schnellen Fading folgen und die Interferenz von anderen Benutzern
in der gleichen Zelle verringern können.
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Gemäß einer
ersten Ausgestaltung der Erfindung ist eine CDMA-Demodulationsvorrichtung
eines Empfängers
einer Mobilstation bereitgestellt, die in einem CDMA-Übertragungssystem
verwendet wird, dessen Sendeanbindungskanäle von einer Basisstation zu
Mobilstationen zumindest einen Pilotkanal und mehrere Verkehrskanäle enthalten,
wobei der Pilotkanal zum lediglichen Senden eines Pilotsignals eines
bekannten Musters eingerichtet ist, und die Verkehrskanäle zum Senden
von Informationssignalen eingerichtet sind, wobei das CDMA-Übertragungssystem
zum Spreizen des Pilotsignals und der Informationssignale in Breitbandsignale
durch Verwendung von Spreizcodes, die schneller als eine Senderate
des Pilotsignals und der Informationskanäle sind, eingerichtet ist,
wodurch Spreizsignale erzeugt und Kommunikationen zwischen der Basisstation
und den Mobilstationen in einer Mehrfachzugangssendung durch Verwendung
des durch einen oder mehrere Wege gesendeten Spreizsignals durchgeführt werden,
wobei die CDMA-Demodulationsvorrichtung dadurch gekennzeichnet ist,
dass sie für
jeden Weg umfasst:
einen Pilotkanal-Demodulationsabschnitt
zum Demodulieren des Pilotkanals, und
einen für jeden
Verkehrskanal bereitgestellten Verkehrskanal-Demodulationsabschnitt
zum Demodulieren des Verkehrskanals,
wobei der Pilotkanal-Demodulationsabschnitt
umfasst:
ein erstes Filter, das eine Vielzahl von Verzögerungselementen,
eine Vielzahl von Multiplizierern und einen Addierer enthält, wobei
die Verzögerungselemente
zum Bereitstellen des Spreizsignals des Pilotkanals mit aufeinanderfolgenden
Verzögerungen, von
denen jede einen Betrag von 1/m eines Splitterintervalls der Spreizcodes
aufweist, wobei m eine positive Ganzzahl ist, eingerichtet sind,
wobei die Multiplizierer zum Multiplizieren des Spreizsignals und von
aufeinanderfolgend verzögerten
Spreizsignalen des Pilotkanals mit Abzweigungskoeffizienten des
Pilotkanals, die auf der Grundlage des Spreizcodes des Pilotkanals
erhalten werden, eingerichtet sind, und der Addierer zum Aufsummieren
von Ausgaben der Multiplizierer eingerichtet ist, wobei das erste
Filter zum Entspreizen des Spreizsignals des Pilotkanals eingerich tet
ist, um ein Entspreizsignal des Pilotkanals zu erzeugen, und
eine
Phasenfehlerschätzungs-/mittelwertbildungseinrichtung
zum Schätzen
empfangener Phasen von einzelnen empfangenen Pilotsymbolen eines
empfangenen Pilotsignals, das in dem Entspreizsignal des Pilotkanals
enthalten ist, durch Vergleichen des empfangenen Pilotsignals mit
dem Pilotsignal eines bekannten Musters des Pilotkanals, und zum
Erhalten von Differenzen zwischen den empfangenen Pilotsymbolen
und einem Mittelwertssignal, das durch Mittelwertbildung der empfangenen
Phasen der empfangenen Pilotsymbole erhalten wird,
wobei der
Verkehrskanal-Demodulationsabschnitt umfasst:
ein zweites Filter,
das eine Vielzahl von Verzögerungselementen,
eine Vielzahl von Multiplizierern und einen Addierer enthält, wobei
die Verzögerungselemente
zum Bereitstellen des Spreizsignals des Verkehrskanals mit aufeinanderfolgenden
Verzögerungen,
von denen jede einen Betrag von 1/m eines Splitterintervalls der
Spreizcodes aufweist, wobei m eine positive Ganzzahl ist, eingerichtet
sind, wobei die Multiplizierer zum Multiplizieren des Spreizsignals
und von aufeinanderfolgend verzögerten
Spreizsignalen des Verkehrskanals mit Abzweigungskoeffizienten des
Verkehrskanals, die auf der Grundlage des Spreizcodes des Verkehrskanals
erhalten werden, eingerichtet sind, und der Addierer zum Aufsummieren
von Ausgaben der Multiplizierer eingerichtet ist, wobei das zweite
Filter zum Entspreizen des Spreizsignals des Verkehrskanals eingerichtet
ist, um ein Entspreizsignal des Verkehrskanals zu erzeugen, und
eine
Verkehrskanal-Phasenfehlerkompensationseinrichtung zum Kompensieren
einer empfangenen Phase von jedem Informationssymbol in dem Informationssignal,
das in dem Entspreizsignal des Verkehrskanals enthalten ist, auf
der Grundlage der empfangenen Phase des dem Informationssymbol entsprechenden
Pilotsymbols, und
eine Verkehrskanal-Abzweigungskoeffizientensteuereinrichtung
zum Berechnen von Abzweigungskoeffizienten des Verkehrskanals und
zum Zuführen
der Abzeigungskoeffizienten zu dem zweiten Filter,
und wobei
die
Demodulationsvorrichtung ferner eine Entscheidungseinrichtung zum
Entscheiden von Informationssymbolen, deren Phasen kompensiert sind,
umfasst, und
die Verkehrskanal-Abzeigungskoeffizientensteuereinrichtung
zum Berechnen der Abzeigungskoeffizienten eingerichtet ist, die
einen mittleren Quadratsfehler von Differenzen zwischen den Informationssymbolen,
deren Phasen kompensiert sind, und von der Entscheidungseinrichtung
ausgegebenen Informationssymbolen minimieren.
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Gemäß einer
zweiten Ausgestaltung der Erfindung ist ein CDMA-Demodulationsverfahren
eines Empfängers
einer Mobilstation bereitgestellt, die in einem CDMA-Übertragungssystem
verwendet wird, dessen Sendeanbindungskanäle von einer Basisstation zu
Mobilstationen zumindest einen Pilotkanal und mehrere Verkehrskanäle enthalten,
wobei der Pilotkanal lediglich ein Pilotsignal eines bekannten Musters
sendet und die Verkehrskanäle
Informationssignale senden, wobei das CDMA-Übertragungssystem das Pilotsignal
und die Informationssignale in Breitbandsignale durch Verwendung
von Spreizcodes, die schneller als eine Senderate des Pilotsignals
und der Informationskanäle
sind, spreizt, wodurch Spreizsignale erzeugt und Kommunikationen zwischen
der Basisstation und den Mobilstationen in einer Mehrfachzugangssendung
durch Verwendung der durch einen oder mehrere Wege gesendeten Spreizsignale
durchgeführt
werden, wobei das CDMA-Demodulationsverfahren dadurch gekennzeichnet
ist, dass es für
jeden Weg umfasst:
einen Schritt des Ausgebens eines Entspreizsignals des
Pilotsignals durch Bereitstellen des Spreizsignals des Pilotkanals
mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen,
von denen jede einen Betrag von 1/m eines Splitterintervalls der
Spreizcodes aufweist, wobei m eine positive Ganzzahl ist, durch
Multiplizieren des Spreizsignals und von aufeinanderfolgend verzögerten Spreizsignalen
des Pilotsignals mit Abzweigungskoeffizienten des Pilotkanals, die
auf der Grundlage des Spreizcodes des Pilotkanals erhalten werden,
und durch Aufsummieren von Multiplikationsergebnissen, um das Spreizsignal
des Pilotkanals zu entspreizen,
einen Phasenfehlerschätzungs-/mittelwertbildungsschritt
des Schätzens
empfangener Phasen von einzelnen empfangenen Pilotsymbolen eines
empfangenen Pilotsignals, das in dem Entspreizsignal des Pilotkanals
enthalten ist, durch Vergleichen des empfangenen Pilotsignals mit
dem Pilotsignal eines bekannten Musters des Pilotkanals, und des
Erhaltens von Differenzen zwischen den empfangenen Pilotsymbolen
und einem Mittelwertssignal, das durch Mittelwertbildung der empfangenen
Phasen der empfangenen Pilotsymbole erhalten wird,
einen Schritt
des Ausgebens eines Entspreizsignals des Verkehrskanals durch Bereitstellen
des Spreizsignals des Verkehrskanals mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen,
von denen jede einen Betrag von 1/m eines Splitterintervalls der
Spreizcodes aufweist, wobei m eine positive Ganzzahl ist, durch
Multiplizieren des Spreizsignals und von aufeinanderfolgend verzögerten Spreizsignalen
des Verkehrskanals mit Abzweigungskoeffizienten des Verkehrskanals,
die auf der Grundlage des Spreizcodes des Verkehrskanals erhalten
werden, und durch Aufsummieren von Multiplikationsergebnissen, um
das Spreizsignal des Verkehrskanals zu entspreizen,
einen Verkehrskanal-Phasenfehlerkompensationsschritt
des Kompensierens einer empfangenen Phase von jedem Informationssymbol
in dem Informationssignal, das in dem Entspreizsignal des Verkehrskanals
enthalten ist, auf der Grundlage der empfangenen Phase des dem Informationssymbol
entsprechenden Pilotsymbols,
einen Schritt des Entscheidens
von Informationssymbolen, deren Phasen kompensiert sind, und
einen
Schritt des Berechnens der Abzeigungskoeffizienten, die einen mittleren
Quadratsfehler von Differenzen zwischen den Informationssymbolen,
deren Phasen kompensiert sind, und von entschiedenen Informationssymbolen
minimieren.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
eine graphische Darstellung, die die Interferenzen zwischen Mehrfachpfaden
bei einem Vorwärtsverbindungskanal
veranschaulicht;
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2 zeigt
ein Blockschaltbild, das einen bekannten Demodulator darstellt;
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3 zeigt
eine schematische graphische Darstellung, die ein Format eines bei
einer Interpolation zur kohärenten
Erfassung verwendeten Signals veranschaulicht;
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4 zeigt
ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration bis zu der Erfassungsstufe
eines die Interpolation zur kohärenten
Erfassung verwendenden bekannten Empfängers darstellt;
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5 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
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6 zeigt
ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung
bei dem ersten Ausführungsbeispiel
darstellt;
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7 zeigt
eine graphische Darstellung, die eine Korrektur empfangener Phasenfehler
von Informationssymbolen auf der Grundlage von unter Verwendung
eines Pilotsignals erfassten Phasenfehlern veranschaulicht;
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8A und 8B zeigen
Flussdiagramme, die ein erstes Verfahren zum Erhalten von Abgriffskoeffizienten
eines Orthogonalfilters veranschaulichen;
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9 zeigt
ein Flussdiagramm, das ein zweites Verfahren zum Erhalten der Abgriffskoeffizienten
des Orthogonalfilters veranschaulicht;
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10A und 10B zeigen
Flussdiagramme, die ein drittes Verfahren zum Erhalten der Abgriffskoeffizienten
des Orthogonalfilters veranschaulichen;
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11 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein zweites Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators
gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
-
12 zeigt
eine schematische graphische Darstellung, die einen Kanalaufbau
eines dritten Ausführungsbeispiels
eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht;
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13 zeigt
ein Blockschaltbild, das das dritte Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators
gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
-
14 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein viertes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
-
15 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein fünftes
Ausführungsbeispiel
eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt;
-
16A und 16B zeigen
Blockschaltbilder, die eine Durchschnittsbildungsschaltung von Pilotsymbolen
bei dem fünften
Ausführungsbeispiel darstellen;
und
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17 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein sechstes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators
gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt.
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BESTE BETRIEBSART
ZUM AUSFÜHREN
DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung ist nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 1
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5 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines Demodulators
gemäß der Erfindung
darstellt. Der Demodulator ist mit dem Ausgangsanschluss der AFC 24 des
in 4 gezeigten Empfängers verbunden und wird davon
mit einem empfangenen gespreizten Signal versehen. Im folgenden
werden jeweilige Signale und Abgriffskoeffizienten als ein Vektor
mit einer phasengleichen Komponente und einer Quadraturkomponente
gehandhabt. Entsprechend beziehen sich z.B. der Ausdruck "Abgriffskoeffizient" und "Abgriffskoeffizientenvektor" auf ein identisches
Element.
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In 5 wird
ein empfangenes gespreiztes Signal über einen Eingangsanschluss 101 einem
Orthogonalfilter 103 zugeführt. Das Orthogonalfilter 103 umfasst
eine Verzögerungsschaltung 104,
eine Abgriffskoeffizientenmultiplikationsschaltung 105 und
einen Abgriffssignaladdierer 106. Die Verzögerungsschaltung 104 umfasst
M Abgriffe (M ist eine ganze Zahl gleich oder größer als eins), die jedes Verzögerungsintervall
Tc/m herausgezogen sind, wobei Tc ein Chip-Intervall eines Spreizcodes
ist und m eine ganze Zahl gleich oder größer als eins ist. Die Gesamtverzögerungszeit
der Verzögerungsschaltung 104 beträgt wenige
(z.B. fünf)
Symbol-Intervalle. Die Ausgangssignale von den Abgriffen werden
jeweiligen Multiplizierern der Abgriffskoeffizientenmultiplikationsschaltung 105 zugeführt und
werden mit Abgriffskoeffizientenvektoren CM, ..., C1 multipliziert. Die
Abgriffskoeffizienten werden auf der Grundlage des gespreizten Codes
bestimmt und werden adaptiv gesteuert, so dass der empfangene Code
des beabsichtigten Kanals orthogonal zu den Spreizcodes der anderen
Benutzer gehalten wird. Die von den Multiplizierern ausgegebenen
Produkte werden durch den Abgriffssignaladdierer 106 summiert,
und die Summe wird als ein entspreiztes Schmalbandsignal ausgegeben.
Das entspreizte Signal wird einer Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 zugeführt.
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6 zeigt
ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration der Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 darstellt.
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Das
von dem Orthogonalfilter 103 gemäß 5 ausgegebene
entspreizte Signal wird einer Pilotsynchronisationserfassungseinrichtung 122 gemäß 6 zugeführt. Die
Pilotsynchronisationserfassungseinrichtung 122 gewinnt
den Taktzeitverlauf jedes Symbols und den Rahmenzeitverlauf, bei
dem es sich um das wiederholte Intervall des Pilotsignals handelt,
wieder, wodurch ein Symbolsynchronisationssignal und ein Rahmensynchronisationssignal
erzeugt werden. Diese Synchronisationssignale werden jeweiligen
Blöcken
in der Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 zugeführt. Die
Pilotsynchronisationserfassungseinrichtung 122 führt auch
das entspreizte Signal einer Pilotphasenfehlerschätzeinrichtung 124 und
einer Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 zu.
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Die
Pilotenphasenfehlerschätzeinrichtung 124 vergleicht
ein von einer Pilotsignalerzeugungseinrichtung 125 zugeführtes Referenzpilotsymbol
eines bekannten Musters mit einem in dem entspreizten Signal enthaltenen
Pilotsymbol und erfasst eine Phasenabweichung, d.h. einen Phasenfehler,
des Pilotsymbols von dem Referenzpilotsymbol. Diese Verarbeitung
jedes Mal wenn ein Pilotsymbol empfangen wird ausführend kann
die durch Schwankungen bei dem Ausbreitungspfad verursachte Variation
der Phase auf der Echtzeitgrundlage geschätzt werden. Der Durchschnitt
des geschätzten
Phasenfehlers wird in einem Pilotsignalabschnitt gebildet und wird einer
Phasenfehlerschätzeinrichtung
eines Informationssymbols 126 zugeführt.
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Die
Phasenfehlerschätzeinrichtung
eines Informationssymbols 126 interpoliert den in Pilotsignalabschnitten
erhaltenen Durchschnittsphasenfehler, wodurch sie den Phasenfehler
für jedes
Informationssymbol schätzt.
Genauer schätzt
sie den Phasenfehler zu jedem Informationssymbolzeitpunkt durch ein
Interpolieren der in aufeinanderfolgenden Pilotsignalabschnitten
zu einem Informationssignalabschnitt erhaltenen Durchschnittsphasenfehler
unter Verwendung einer Interpolation erster Ordnung oder einer Interpolation
zweiter Ordnung. Somit erzeugt die Phasenfehlerschätzeinrichtung
eines Informationssymbols 126 einen geschätzten Phasenfehler
für jedes
Informationssymbol und führt
ihn einer Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 zu.
Die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 kompensiert
jedes Informationssymbol unter Verwendung des geschätzten Phasenfehlers.
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7 veranschaulicht
ein Verfahren zum Kompensieren der Phasenfehler von Informationssymbolen
durch die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128. Eine
Interpolation von in zwei aufeinanderfolgenden Pilotsektoren erhaltenen
Durchschnittsphasenvektoren P1 und P2 stellt eine gestrichelte Linie
Pi bereit. Aus dieser gestrichelten Linie Pi und den Positionen
von einzelnen Informationssymbolen mit Bezug auf die Pilotsignale
werden Phasenvektoren S1, S2, ... der Informationssymbole erhalten.
In dieser Figur gibt die Kurve CV ein Beispiel für einen Ort von Endpunkten
der tatsächlichen
Phasenvektoren der Symbole an. Obwohl 7 die einfachste
Interpolation erster Ordnung veranschaulicht, können auch eine Interpolation
zweiter Ordnung oder eine Gaußsche
Interpolation verwendet werden, die in dem vorstehend angeführten Aufsatz
von Sampei beschrieben sind.
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Die
durch die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 kompensierten
Informationssymbole werden einem Entscheidungsblock 108 und
einer Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 zugeführt. Der
Entscheidungsblock 108 führt die absolute kohärente Erfassung
der Informationssymbole aus und gibt die Ergebnisse als eine decodierte
Ausgabe aus einem Ausgangsanschluss 102 aus und führt sie
der Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 zu.
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Die
Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 erhält Differenzen
zwischen den von der Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 erzeugten
Informationssymbolen und der von dem Entscheidungsblock 108 erzeugten decodierten
Ausgabe und führt
sie einem Multiplizierer 111 als ein Fehlersignal (Fehlervektoren)
zu. Der Multiplizierer 111 führt eine Vektormultiplikation
der durch die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 berechneten geschätzten Phasen
und des Fehlersignals aus. Diese wird zum Anpassen der Phasen des
Eingangssignals und des Fehlersignals ausgeführt. Die Ausgabe des Multiplizierers 111 wird
einer Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 zugeführt.
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Die
Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 erhält die Abgriffskoeffizientenvektoren
CM, ..., C1 für
das Orthogonalfilter 103 auf der Grundlage der Fehlervektoren.
Genauer erhält
sie die Abgriffskoeffizientenvektoren, die den mittleren quadratischen Fehler
der Fehlervektoren minimieren werden. Darauf wird in dieser Patentbeschreibung
als eine auf dem MMSE (minimaler mittlerer quadratischer Fehler bzw.
Minimum Mean-Square Error) basierende Abgriffskoeffizientenvektorberechnung
Bezug genommen. Die auf MMSE basierenden Abgriffskoeffizientenvektoren
werden dem Orthogonalfilter 103 zugeführt.
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Die
Demodulationsschaltung gemäß der Erfindung
unterscheidet sich in einer Ausgestaltung dahingehend von der in
dem vorhergehenden Aufsatz von Sampei offenbarten Schaltung, dass
sie die Abgriffskoeffizienten basierend auf dem MMSE erhält. Bei
dem Verfahren von Sampei werden bei der Kompensationsstufe auch
die Amplitudenvariationen entfernt. Folglich bleiben keine Interferenzkomponenten in
dem kompensierten Signal übrig,
was es unmöglich macht,
die Interferenz in dem Orthogonalfilter basierend auf dem MMSE aufzuheben.
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8A–10B zeigen Flussdiagramme, die Verfahren zum Erhalten
der Abgriffskoeffizientenvektoren veranschaulichen.
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Ein
in 8A und 8B veranschaulichtes erstes
Verfahrens des Erhaltens ist ein auf MMSE basierendes Abgriffskoeffizientenberechnungsverfahren,
bei dem ein adaptiver Algorithmus zum Bilden des Durchschnitts wie
beispielsweise LMS (kleinstes mittleres Quadrat bzw. Least Mean
Square) oder RLS (rekursives kleinstes Quadrat bzw. Recursive Least
Square) auf jedes Symbol des Pilotsignals und des Informationssignals
angewendet wird. Dieses Verfahren weist eine gute Verfolgungsfähigkeit
auf, da es die ganzen Informationssymbole zusätzlich zu den Pilotsymbolen
verwendet. Das Verfahren ist nachstehend unter Bezugnahme auf 8A und 8B beschrieben.
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In
einem Schritt SP1 schätzt
die Pilotphasenfehlerschätzeinrichtung 124 den
Phasenfehler des ersten Symbols in dem Pilotsignal. In einem Schritt SP2
kompensiert die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 die
Phase des Pilotsymbols. Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 berechnet in
einem Schritt SP3 die Abgriffskoeffizienten durch ein Anwenden des
MMSE auf das Pilotsymbol und führt
die berechneten Abgriffskoeffizienten in einem Schritt SP4 zu dem
Orthogonalfilter 103 zurück. In einem Schritt SP5 entscheidet
es die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107,
ob die ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt fertiggestellt
worden sind. Falls noch ein Symbol übrigbleibt, wählt sie
in einem Schritt SP6 das nächste
Symbol aus und kehrt zu dem Schritt SP1 zurück. Somit werden die Phasenfehler schätzung und
die Phasenfehlerkompensation für
die ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt ausgeführt.
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Nach
dem Fertigstellen der Phasenfehlerschätzung und Kompensation für das Pilotsignal
führt die
Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 eine
Phasenfehlerschätzung
und Kompensation jedes Symbols in dem Informationssignal aus. In
einem Schritt SP11 schätzt die
Phasenfehlerschätzeinrichtung
eines Informationssymbols 126 den Phasenfehler des ersten
Informationssymbols in dem Informationssignal. Dies wird durch ein
Interpolieren der Durchschnittswerte der mit den Pilotsymbolen erhaltenen
Phasenfehler wie in 7 gezeigt erreicht. In einem
Schritt SP12 kompensiert die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 die
Phase des Informationssymbols. In einem Schritt SP13 erhält die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 die
Abgriffskoeffizienten durch ein Anwenden von MMSE auf das Informationssymbol und
führt die
Abgriffskoeffizienten zu dem Orthogonalfilter 103 zurück. In einem
Schritt SP15 entscheidet es die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107,
ob die ganzen Informationssymbole in dem Rahmen fertiggestellt worden
sind. Falls irgendwelche Informationssymbole übrigbleiben, wählt sie
in einem Schritt SP16 das nächste
Informationssymbol aus und kehrt zu dem Schritt SP11 zurück. Somit
werden die Phasenfehlerschätzung
und die Phasenkompensation für
die ganzen Symbole in dem Rahmen ausgeführt. Die Verarbeitung wird
fortgesetzt, bis in einem Schritt SP20 das Ende der Kommunikation
erfasst wird.
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Ein
in 9 veranschaulichtes Verfahren erhält die Abgriffskoeffizientenvektoren
basierend auf MMSE unter Verwendung nur der Pilotsymbole. Da dieses
Verfahren nur die Pilotsymbole eines bekannten Musters verwendet,
weist es eine schlechte Verfolgungsfähigkeit auf, obwohl sein Fehler
klein ist. Dieses Verfahren ist nachstehend beschrieben.
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In
einem Schritt SP31 schätzt
die Pilotphasenfehlerschätzeinrichtung 124 den
Phasenfehler für das
erste Symbol des Pilotsignals. In einem Schritt SP32 kompensiert
die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 die Phase
des Pilotsymbols. In einem Schritt SP33 entscheidet es die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107,
ob die ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt fertiggestellt
worden sind. Falls noch irgendwelche Symbole übrigbleiben, wählt sie
in einem Schritt SP36 das nächste
Symbol aus und kehrt zu dem Schritt SP31 zurück.
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Falls
die Phasenfehlerschätzung
und Kompensation der ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt
fertiggestellt worden sind, bildet die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 in
einem Schritt SP34 den Durchschnitt der kompensierten Pilotsymbole
und berechnet die Abgriffskoeffizienten unter Verwendung von MMSE
und führt
sie in einem Schritt SP35 zu dem Orthogonalfilter 103 zurück. Diese
Verarbeitung wird fortgesetzt, bis in einem Schritt SP37 das Ende
der Kommunikation erfasst worden ist.
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10A und 10B veranschaulichen
ein Verfahren, das die Abgriffskoeffizientenvektoren unter Verwendung
der Pilotsymbole in dem Pilotabschnitt erhält und in dem Informationsabschnitt
den Abgriffskoeffizientenvektor für jedes Informationssymbol
durch ein Interpolieren der unter Verwendung der Pilotsymbole erhaltenen
Abgriffskoeffizientenvektoren berechnet. Da es eine bessere Verfolgungsfähigkeit
als das in 9 gezeigte Verfahren aufweist,
ist es für
die durch einen Funkrufdienst (paging) oder einen Anruf verursachten Änderungen
der Zuweisung der Spreizcodes in der Zelle geeignet. Da es sich
bei dem Verfahren um eine Kombination der Schritte SP31–SP36 in 9 und
der Schritte SP11–SP20
in 8B wie in 10A und 10B gezeigt handelt, ist die Beschreibung davon
in diesem Fall weggelassen.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 2
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11 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein zweites Ausführungsbeispiel eines Demodulators
gemäß der Erfindung
darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel
wird in dem Fall verwendet, in dem mehrere Pfade bzw. Mehrfachpfade
(Multipaths) vorhanden sind. Obwohl 11 den
einfachsten Fall von zwei Pfaden zeigt, kann auch ein Mehrfachpfadsystem
mit drei oder mehr Pfaden auf eine ähnliche Weise realisiert werden,
indem optimal gesteuerte Orthogonalfilter für einzelne Pfade bereitgestellt
werden.
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In 11 wird
das sich über
einen ersten Pfad ausbreitende empfangene Signal durch ein Orthogonalfilter 103-1 entspreizt
und wird durch eine Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107-1 einer
Phasenkompensation unterzogen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel.
Desgleichen wird das sich über
einen zweiten Pfad ausbreitende empfangene Signal durch ein Orthogonalfilter 103-2 entspreizt
und wird durch eine Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107-2 einer
Phasenkompensation unterzogen.
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Eine
Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-1 des ersten
Pfads berechnet Abgriffskoeffizientenvektoren für das Orthogonalfilter 103-1 aus
Fehlervektoren und führt
sie zu dem Orthogonalfilter 103-1 zurück. In diesem Fall betrachtet
die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-1 das Signal
des ersten Pfads als ein gewünschtes
Signal und das Signal des zweiten Pfads als Interferenz zu dem beabsichtigten
Kanal bei dem Berechnen der Abgriffskoeffizientenvektoren. Desgleichen
berechnet eine Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-2 des zweiten
Pfads Abgriffskoeffizientenvektoren für das Orthogonalfilter 103-2 aus
Fehlervektoren und führt sie
zu dem Orthogonalfilter 103-2 zurück. In diesem Fall betrachtet
die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-2 das Signal
des zweiten Pfads als ein gewünschtes
Signal und das Signal des ersten Pfads als Interferenz zu dem beabsichtigten
Kanal bei dem Berechnen der Abgriffskoeffizientenvektoren. Somit werden
die Abgriffskoeffizienten für
das Orthogonalfilter jedes Pfads berechnet. In dieser Figur bezeichnet
das Bezugszeichen 154 eine Verzögerung des Signals des zweiten
Pfads mit Bezug auf das Signal des ersten Pfads.
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Die
von der Orthogonalfiltern 103-1 und 103-2 ausgegebenen
Signale werden Absolutphasenschätzeinrichtungen/Phasenfehlerkompensationseinrichtungen 107-1 und 107-2 zugeführt und werden
jeweils einer Phasenkompensation unterzogen. Die zwei phasenkompensierten
Signale werden einem RAKE-Kombinierer 150 zugeführt.
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Der
RAKE-Kombinierer 150 kombiniert die zwei Eingangssignale.
Genauer führt
er eine phasengleiche gewichtete Kombination der zwei Signale aus,
um eine Kombination mit maximalem Verhältnis gemäß SIRs (Signal-zu-Interferenz-Verhältnissen bzw.
Signal-to-Interference Ratios) jeweiliger Pfade zu erhalten. Bei
diesem Kombinationsverfahren handelt es sich um eine bekannte Technik.
Das kombinierte Signal wird durch den Entscheidungsblock 108 entschieden.
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Das
Entscheidungsausgangssignal wird von dem Ausgangsanschluss 102 als
die decodierte Ausgabe erzeugt. Darüber hinaus wird es Multiplizierern 152-1 und 152-2 zugeführt, bei
denen es durch die SIRs gewichtet wird. Die gewichteten Entscheidungsausgaben
werden Fehlervektorberechnungseinrichtungen 109-1 und 109-2 zugeführt. Die
Fehlervektorberechnungseinrichtungen 109-1 und 109-2 erhalten
die Differenzen zwischen den gewichteten Entscheidungsausgaben und
den Ausgaben von den Absolutphasenschätzeinrichtungen/Phasenfehlerkompensationseinrichtungen 107-1 bzw. 107-2 und führen sie über Multiplizierer 111-1 und 111-2 als Fehlervektoren
zu Abgriffskoeffizientensteuereinrichtungen 110-1 und 110-2 zurück. Somit
wird der durch die Entscheidung erhaltene Signalvektor durch die Gewichtungsfaktoren
des RAKE-Kombinierers hinsichtlich der Energie gemeinsam genutzt
bzw. geteilt, und die Fehler werden zwischen den geteilten Signalen
und den Ausgaben einzelner Pfade, deren Phasenschwankungen kompensiert
worden sind, berechnet, wodurch die Abgriffskoeffizienten der Orthogonalfilter
zum Minimieren der mittleren quadratischen Fehler gesteuert werden.
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Somit
kann der Demodulator gemäß der Erfindung
auf ein Mehrfachpfadsystem angewendet werden. In diesem Fall ermöglicht es
die auf SIRs einzelner Pfade basierende Gewichtung, sehr zuverlässige Abgriffskoeffizientenvektoren
zu erhalten.
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Das
vorhergehende erste und zweite Ausführungsbeispiel verwenden das
Rahmenformat, bei dem die Pilotsignale zwischen den Informationssignalen
eingefügt
werden. In diesem Fall ist es notwendig, das Einfügungsintervall
der Pilotsignale viel kürzer
als Schwankungsperioden der Ausbreitungspfade auszubilden.
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Vorwärtsverbindungskanäle (von
einer Basisstation zu Mobilstationen) in einem zellularen System
betrachtend kommen von der Basisstation übertragene Signale über den
gleichen Ausbreitungspfad bei einer speziellen Mobilstation an,
unabhängig
davon, ob sie zu der speziellen Mobilstation oder zu anderen Benutzern
gerichtet sind. Entsprechend wäre es
nicht notwendig, die Pilotsignale, die zum Schätzen der Schwankungen der Ausbreitungspfade
verwendet werden, in einzelne Kanäle der Benutzer einzufügen. Im
Gegensatz dazu könnte
eine Rahmeneffizienz durch ein Bereitstellen eines dem Pilotsignal ausschließlich zugeordneten
gemeinsamen Pilotkanals und durch ein gemeinsames Nutzen des Pilotkanals
unter allen Benutzern verbessert werden. Die folgenden Ausführungsbeispiele
beziehen sich auf in einem System mit einem derartigen gemeinsamen Pilotkanal
verwendete Demodulatoren.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 3
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12 veranschaulicht
einen Rahmenaufbau eines Vorwärtsverbindungskanals
von der Basisstation zu Mobilstationen, der bei diesem Ausführungsbeispiel
verwendet wird. Ein einzelner Pilotkanal ist für N Verkehrskanäle bereitgestellt.
Der Pilotkanal besteht aus Symbolgruppen eines bekannten Musters
und wird als ein Referenzsignal für die Phasenkompensation der über jeweilige
Verkehrskanäle übertragenen
Signale verwendet.
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13 zeigt
ein Blockschaltbild, das die Konfiguration des dritten Ausführungsbeispiels
eines Demodulators gemäß der Erfindung
darstellt. Ein an den Eingangsanschluss 101 angelegtes
gespreiztes Signal wird einem Orthogonalfilter 103P für den Pilotkanal
und einem Orthogonalfilter 103T für den Verkehrskanal zugeführt. Die
Orthogonalfilter 103P und 103T entspreizen das
gespreizte Signal unter Verwendung der auf der Grundlage von Spreizcodes
erzeugten Abgriffskoeffizienten und geben entspreizte Schmalbandsignale
S11 und S12 in einer dem Orthogonalfilter 103 bei den vorstehend
beschriebenen Ausführungsbeispielen ähnlichen
Art und Weise aus. Es ist in diesem Fall zu beachten, dass der Pilotkanal und
die Verkehrskanäle
verschiedene Spreizcodes zum Entspreizen verwenden.
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Das
Ausgangssignal 511 des Orthogonalfilters 103P entspricht
dem Pilotsignal mit einem bekannten Muster. Entsprechend ermöglicht es
ein Berechnen der empfangenen Phase unter Bezugnahme auf das in
diesem Demodulator erzeugte Pilotsignal eines bekannten Musters,
durch ein Fading verursachte Schwankungen der Amplitude und der
Phase zu erhalten. Das empfangene Signal S11 umfasst durch anderen
Benutzern zugeordnete Signale verursachte Kreuzkorrelationskomponenten.
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Ein
Pilotkanalphasenfehlerschätzungs-/Durchschnittsbildungsblock 161 bildet
den Durchschnitt der empfangenen Pilotsymbole über eine vorbestimmte Zeitdauer,
um durch ein momentanes Rayleigh-Fading verursachte Fehler auszugleichen.
Der Mittelwertvektor umfasst die anderen Benutzern zugeordneten
Kreuzkorrelationskomponenten. Daraufhin berechnet die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110P Abgriffskoeffizienten,
die den mittleren quadratischen Fehler der Differenzen zwischen
dem Mittelwertvektor und dem empfangenen Pilotsymbolvektor minimieren
werden, und führt
sie zu dem Orthogonalfilter 103P zurück.
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Die
Phasenkompensation für
jedes Symbol des Verkehrskanals wird durch eine Verkehrskanalphasenfehlerkompensationseinrichtung 162 unter
Verwendung des Pilotsymbols phasengleich mit dem Symbol des Verkehrskanals
ausgeführt.
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Genauer
werden die Symbolphasen eines von dem Orthogonalfilter 103T des
Verkehrskanals ausgegebenen Signals S12 durch die empfangene Phase
des entsprechenden Pilotsymbols korrigiert. Das von der Verkehrskanalphasenfehlerkompensationseinrichtung 162 ausgegebene
phasenkompensierte Signal S13 wird durch den Entscheidungsblock 108 entschieden,
und das Entscheidungsergebnis wird von dem Ausgangsanschluss 102 als
eine decodierte Ausgabe erzeugt. Die Ausgabe des Entscheidungsblocks 108 wird
auch einer Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 zugeführt, die
einen Differenzen von dem Signal S13 angebenden Fehlervektor berechnet.
Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110T berechnet
die Abgriffskoeffizienten, die den mittleren quadratischen Fehler
des Fehlervektors minimieren werden, und führt sie zu dem Orthogonalfilter 103T zurück.
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Gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel
kann eine gute Verfolgungsfähigkeit
zu dem Rayleigh-Fading erreicht werden, da die Phasenschwankungen
bei dem Ausbreitungspfad unter Verwendung des Pilotkanals, der das
Pilotsignal eines bekannten Musters kontinuierlich überträgt, ohne
Unterbrechung geschätzt
werden.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 4
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14 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein viertes Ausführungsbeispiel eines Demodulators
gemäß der Erfindung
darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel wird
durch ein Anwenden des Demodulators des dritten Ausführungsbeispiels
auf einen in einer Mehrfachpfadumgebung verwendeten Empfänger realisiert.
Da diese Beziehung analog zu der zwischen dem ersten Ausführungsbeispiel
wie in 5 gezeigt und dem zweiten Ausführungsbeispiel wie in 11 gezeigt
ist, sollte auf die entsprechenden Erläuterungen des zweiten Ausführungsbeispiels
Bezug genommen werden. Somit ist die ausführliche Beschreibung des Ausführungsbeispiels
in diesem Fall weggelassen.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 5
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15 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein fünftes
Ausführungsbeispiel
eines Demodulators gemäß der Erfindung
darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel
unterscheidet sich folgendermaßen
von dem in 13 gezeigten dritten Ausführungsbeispiel.
- (1) Ein angepasstes Filter 171 ist
anstelle des Orthogonalfilters 103P zwischen dem Eingangsanschluss 101 und
dem Pilotkanalphasenfehlerschätzungs-/-durchschnittsbildungsblock 161 angeschlossen.
- (2) Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110P für den Pilotkanal
ist beseitigt.
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Mit
diesem Aufbau werden wegen der Beseitigung der Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung
die Konfiguration einfacher und das Verarbeitungsausmaß geringer
als diejenigen des dritten Ausführungsbeispiels.
Da das Pilotsignal Interferenzkomponenten umfasst, ist es jedoch
notwendig, den Mittelwert einer Anzahl von Pilotsymbolen zu berechnen,
um die Schätzungsgenauigkeit
zu erhöhen. 16A und 16B zeigen
eine Konfiguration einer Durchschnittsbildungsschaltung der Pilotsymbole.
Sie ist in dem Pilotkanalphasenfehlerschätzungs-/-durchschnittsbildungsblock 161 bereitgestellt
und bildet den Durchschnitt der Pilotsymbole über ein vorbestimmtes Zeitintervall.
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16A zeigt eine Schaltung zum Berechnen eines arithmetischen
Mittelwerts der Pilotsymbole. N in einem Zwi schenspeicher 181 gespeicherte Pilotsymbole
werden durch einen Addierer 183 summiert, und die Summe
wird durch einen Dividierer 185 durch N dividiert.
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16B berechnet einen gewichteten Mittelwert von
zwei Pilotsymbolen. Zwei in Zwischenspeichern 191 und 193 gespeicherte
Pilotsymbole werden durch Multiplizierer 195 und 197 gewichtet und
werden durch einen Addierer 199 summiert. Somit wird der
Mittelwert der Pilotsymbole berechnet.
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Es
wird angenommen, dass das vorliegende Ausführungsbeispiel dem dritten
Ausführungsbeispiel
bei der Verfolgungsfähigkeit
zu schnellem Fading unterlegen ist, da es den Mittelwert vieler
Pilotsymbole berechnet. Entsprechend wird es notwendig, das dritte
Ausführungsbeispiel
und das vorliegende Ausführungsbeispiel
gemäß Schaltungsgröße und Fading-Umgebung
zu wählen.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 6
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17 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein sechstes Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der Erfindung
darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel
wird durch ein Anwenden des Demodulators des fünften Ausführungsbeispiels auf einen in
einer Mehrfachpfadumgebung verwendeten Empfänger realisiert. Da diese Beziehung
analog zu der zwischen dem ersten Ausführungsbeispiel wie in 5 gezeigt
und dem zweiten Ausführungsbeispiel
wie in 11 gezeigt ist, sollte auf die
entsprechenden Erläuterungen
des zweiten Ausführungsbeispiels
Bezug genommen werden. Somit ist die ausführliche Beschreibung in diesem
Fall weggelassen.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
wird wie bei dem zweiten und vierten Ausführungsbeispiel der durch die
Entscheidung erhaltene Signalvektor durch die Gewichtungsfaktoren
des RAKE-Kombinierers hinsichtlich der Energie geteilt, und es werden
Differenzen zwischen den geteilten Signalen und den durch ein Kompensieren
der Phasenschwankungen erhaltenen Ausgaben der Pfade berechnet.
Daraufhin werden die Abgriffskoeffizienten der Orthogonalfilter
gesteuert, so dass der mittlere quadratische Fehler der Differenzen
minimal gehalten wird.