JP2771757B2 - スペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路 - Google Patents
スペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路Info
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- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散通信用受
信装置のデータ復調回路、特に基地局（セルサイト）か
ら送信されるデータ変調のかかっていないパイロット信
号を用いて検波後の残留位相差を除去し、信号品質を向
上させるデータ復調回路に関する。
信装置のデータ復調回路、特に基地局（セルサイト）か
ら送信されるデータ変調のかかっていないパイロット信
号を用いて検波後の残留位相差を除去し、信号品質を向
上させるデータ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】直接拡散（ＤＳ）方式のスペクトル拡散
通信方式（以下、ＳＳ方式という）は、干渉に強い、干
渉を与えにくい等の利点を有し、衛星回線を用いた小容
量通信や自動車電話、携帯電話、コードレス電話等の移
動体通信のための通信方式の一つとして開発が行われて
いる。
通信方式（以下、ＳＳ方式という）は、干渉に強い、干
渉を与えにくい等の利点を有し、衛星回線を用いた小容
量通信や自動車電話、携帯電話、コードレス電話等の移
動体通信のための通信方式の一つとして開発が行われて
いる。
【０００３】図１１にはＵＳＰ（米国特許）５，１０
３，４５９号に開示されたＣＤＭＡセルラー電話システ
ムの受信装置の概略構成が示されている。この移動機Ｃ
ＤＭＡ電話システムはアンテナ１を含んでおり、ディプ
レクサ２を介してアナログレシーバ３及びパワーアンプ
４に接続される。アンテナ１は基地局（セルサイト）か
らのＳＳ信号を受信し、ディプレクサ２を介してアナロ
グレシーバ３に受信信号を供給する。アナログレシーバ
３はダウンコンバータを含んでおり、供給された受信信
号をベースバンド信号に変換し、さらにＡ／Ｄコンバー
タでデジタル信号に変換する。デジタル信号に変換され
たベースバンド信号はサーチャーレシーバ５、デジタル
データレシーバ（データ復調回路）６，７に供給され
る。
３，４５９号に開示されたＣＤＭＡセルラー電話システ
ムの受信装置の概略構成が示されている。この移動機Ｃ
ＤＭＡ電話システムはアンテナ１を含んでおり、ディプ
レクサ２を介してアナログレシーバ３及びパワーアンプ
４に接続される。アンテナ１は基地局（セルサイト）か
らのＳＳ信号を受信し、ディプレクサ２を介してアナロ
グレシーバ３に受信信号を供給する。アナログレシーバ
３はダウンコンバータを含んでおり、供給された受信信
号をベースバンド信号に変換し、さらにＡ／Ｄコンバー
タでデジタル信号に変換する。デジタル信号に変換され
たベースバンド信号はサーチャーレシーバ５、デジタル
データレシーバ（データ復調回路）６，７に供給され
る。
【０００４】複数のパスを通ってＳＳ信号が受信装置に
達した場合、各信号の受信時間に差が生じることにな
る。データ復調回路６，７はどのパスの信号をトラック
し、受信するかを選択することができる。図１１に示す
ように２つのデータ復調回路がある場合には２つの別々
のパスがパラレルにトラックされることになる。
達した場合、各信号の受信時間に差が生じることにな
る。データ復調回路６，７はどのパスの信号をトラック
し、受信するかを選択することができる。図１１に示す
ように２つのデータ復調回路がある場合には２つの別々
のパスがパラレルにトラックされることになる。
【０００５】一方、サーチャーレシーバ５はコントロー
ルプロセッサ８からの制御信号に基づき、セルサイトか
らの受信マルチパス信号にそれぞれ含まれるパイロット
信号を検出すべく、受信パイロット信号の基準タイミン
グ近傍の時間領域をスキャンする。そして、サーチャー
レシーバ５は受信信号の強度を互いに比較し、コントロ
ールプロセッサ８に強度信号を出力して最も強い強度の
信号等を指示する。
ルプロセッサ８からの制御信号に基づき、セルサイトか
らの受信マルチパス信号にそれぞれ含まれるパイロット
信号を検出すべく、受信パイロット信号の基準タイミン
グ近傍の時間領域をスキャンする。そして、サーチャー
レシーバ５は受信信号の強度を互いに比較し、コントロ
ールプロセッサ８に強度信号を出力して最も強い強度の
信号等を指示する。
【０００６】そして、コントロールプロセッサ８はデー
タ復調回路６、７に制御信号を供給し、それぞれのレシ
ーバに異なった最強信号等を処理させる。
タ復調回路６、７に制御信号を供給し、それぞれのレシ
ーバに異なった最強信号等を処理させる。
【０００７】データ復調回路６，７の機能は受信信号と
送信側で使用されたＰＮ符号との相関をとることであ
る。図１２は同じくＵＳＰ（米国特許）５，１０３，４
５９号に開示されたデータ復調回路の詳細である。デー
タ復調回路６，７はそれぞれ同相軸用及び直交軸用のＰ
Ｎ符号ＰＮI （ｔ），ＰＮQ （ｔ）を受信パス信号に対
応させて生成するＰＮ発生器５１６，５１８を含む。デ
ータ復調回路６，７はセルサイトにとってこの移動機と
通信するのに適当なｗａｌｓｈ関数を発生させるｗａｌ
ｓｈ関数発生器５２０をも含む。ｗａｌｓｈ関数発生器
５２０はコントロールプロセッサからのセレクト信号に
応じて割り当てられたｗａｌｓｈ関数に対応する符号系
列を生成する。セレクト信号はセルサイトによって移動
機ユニットにコールセットアップメッセージの一部とし
て送信される。ＰＮ発生器５１６，５１８出力のＰＮ符
号ＰＮI （ｔ），ＰＮQ （ｔ）はそれぞれＥＸ−ＯＲゲ
ート５２２，５２４への入力となる。ｗａｌｓｈ関数発
生器５２０はその出力をＥＸ−ＯＲゲート５２２，５２
４に供給し、ゲートにおいてＥＸ−ＯＲが演算されて系
列ＰＮI ´（ｔ），ＰＮQ ´（ｔ）を出力する。
送信側で使用されたＰＮ符号との相関をとることであ
る。図１２は同じくＵＳＰ（米国特許）５，１０３，４
５９号に開示されたデータ復調回路の詳細である。デー
タ復調回路６，７はそれぞれ同相軸用及び直交軸用のＰ
Ｎ符号ＰＮI （ｔ），ＰＮQ （ｔ）を受信パス信号に対
応させて生成するＰＮ発生器５１６，５１８を含む。デ
ータ復調回路６，７はセルサイトにとってこの移動機と
通信するのに適当なｗａｌｓｈ関数を発生させるｗａｌ
ｓｈ関数発生器５２０をも含む。ｗａｌｓｈ関数発生器
５２０はコントロールプロセッサからのセレクト信号に
応じて割り当てられたｗａｌｓｈ関数に対応する符号系
列を生成する。セレクト信号はセルサイトによって移動
機ユニットにコールセットアップメッセージの一部とし
て送信される。ＰＮ発生器５１６，５１８出力のＰＮ符
号ＰＮI （ｔ），ＰＮQ （ｔ）はそれぞれＥＸ−ＯＲゲ
ート５２２，５２４への入力となる。ｗａｌｓｈ関数発
生器５２０はその出力をＥＸ−ＯＲゲート５２２，５２
４に供給し、ゲートにおいてＥＸ−ＯＲが演算されて系
列ＰＮI ´（ｔ），ＰＮQ ´（ｔ）を出力する。
【０００８】系列ＰＮI ´（ｔ），ＰＮQ ´（ｔ）はＰ
Ｎ ＱＰＳＫ相関器５２６へ入力されて処理され、出力
Ｉ，Ｑはそれぞれ対応するアキュムレータ５２８，５３
０に導かれる。アキュムレータ５２８，５３０は１シン
ボル時間に渡り入力信号を積分（累積加算）する。その
結果、ＰＮ ＱＰＳＫ相関器５２６とアキュムレータに
より同相軸受信信号、直交軸受信信号との相関が演算さ
れる。アキュムレータ出力は位相回転器５３２へ入力さ
れる。位相回転器５３２はコントロールプロセッサ８か
らのパイロット位相信号も受信する。受信シンボルデー
タの位相はパイロット信号の位相に従って回転される。
パイロット信号の位相はサーチャーレシーバとコントロ
ールプロセッサによって決定される。回転器５３２の出
力は同相軸データであり、コンバイナ・デコーダ回路に
供給される。
Ｎ ＱＰＳＫ相関器５２６へ入力されて処理され、出力
Ｉ，Ｑはそれぞれ対応するアキュムレータ５２８，５３
０に導かれる。アキュムレータ５２８，５３０は１シン
ボル時間に渡り入力信号を積分（累積加算）する。その
結果、ＰＮ ＱＰＳＫ相関器５２６とアキュムレータに
より同相軸受信信号、直交軸受信信号との相関が演算さ
れる。アキュムレータ出力は位相回転器５３２へ入力さ
れる。位相回転器５３２はコントロールプロセッサ８か
らのパイロット位相信号も受信する。受信シンボルデー
タの位相はパイロット信号の位相に従って回転される。
パイロット信号の位相はサーチャーレシーバとコントロ
ールプロセッサによって決定される。回転器５３２の出
力は同相軸データであり、コンバイナ・デコーダ回路に
供給される。
【０００９】従来の受信装置は、以上のように受信信号
をダウンコンバートしデジタル信号に変換するアナログ
レシーバが全てのパス信号について共通に処理される構
成となっている。しかしながら、各受信パス信号は互い
に独立な搬送波位相を有している。単一のパス信号であ
れば、搬送波再生回路で受信信号の位相を制御すること
が可能であるが、複数の受信パス信号が存在する場合に
は制御不可能となる。従って、各デジタルデータレシー
バへの入力信号には、必然的に受信パスの搬送波とダウ
ンコンバートに用いられる再生搬送波間の位相差（検波
後の残留位相差）が含まれることになる。この位相差が
存在する場合、同相軸受信信号、直交軸受信信号それぞ
れに互いの信号成分が混入してしまう。
をダウンコンバートしデジタル信号に変換するアナログ
レシーバが全てのパス信号について共通に処理される構
成となっている。しかしながら、各受信パス信号は互い
に独立な搬送波位相を有している。単一のパス信号であ
れば、搬送波再生回路で受信信号の位相を制御すること
が可能であるが、複数の受信パス信号が存在する場合に
は制御不可能となる。従って、各デジタルデータレシー
バへの入力信号には、必然的に受信パスの搬送波とダウ
ンコンバートに用いられる再生搬送波間の位相差（検波
後の残留位相差）が含まれることになる。この位相差が
存在する場合、同相軸受信信号、直交軸受信信号それぞ
れに互いの信号成分が混入してしまう。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】すなわち、ＵＳＰ５，
１０３，４５９号に開示された通信方式と同様に、デー
タ変調並びにユーザ識別のためのｗａｌｓｈ関数による
変調がＢＰＳＫ（２相ＰＳＫ）、拡散変調がＱＰＳＫ
（４相ＰＳＫ）の場合、送信信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）
は、 Ｓ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）[ ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）] で与えられる。ここで、Ｗ（ｔ）は各ユーザへの送信信
号、パイロット信号が多重化された多重化信号であり、
ｉ番目のユーザへの変調データをｄi （ｔ）、ｗａｌｓ
ｈ関数をＷi （ｔ）、多重化数をＮとすれば、 Ｗ（ｔ）＝Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ） 但し、Σはｉ＝１〜Ｎの加算となる。次に、受信パス信
号の受信振幅をρ、受信パス信号の搬送波とダウンコン
バートのためにアナログレシーバで乗算される再生搬送
波との位相差（検波後の残留位相差）をθとすれば、ア
ナログレシーバ出力に含まれる復調すべき受信パス信号
成分の複素包絡線は、 Ｒx （ｔ）＝ρＳ（ｔ）＊ｅｘｐ（ｊθ） ＝ρＷ（ｔ）[ ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）][ｃｏｓθ＋ｊｓｉ ｎθ] ＝ρＷ（ｔ）[ ｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ ＋ｊ｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝] となる。すなわち、同相軸受信信号はρＷ（ｔ）｛ＰＮ
I （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝であり、直
交軸受信信号はρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋Ｐ
ＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝である。このように、同相軸受信
信号、直交軸受信信号に互いの信号成分（同相軸に対し
てはＰＮQ （ｔ）、直交軸に対してはＰＮI （ｔ）に関
連する成分）が含まれてしまう。従って、これらを補償
する必要があり、従来においては例えば図１３に示され
るＰＮ ＱＰＳＫ相関器のように各軸受信信号に同相
軸、直交軸両方のＰＮ符号とを乗算する乗算器を設け、
各乗算器出力を所定の組み合わせで加算する構成が考え
られる。
１０３，４５９号に開示された通信方式と同様に、デー
タ変調並びにユーザ識別のためのｗａｌｓｈ関数による
変調がＢＰＳＫ（２相ＰＳＫ）、拡散変調がＱＰＳＫ
（４相ＰＳＫ）の場合、送信信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）
は、 Ｓ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）[ ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）] で与えられる。ここで、Ｗ（ｔ）は各ユーザへの送信信
号、パイロット信号が多重化された多重化信号であり、
ｉ番目のユーザへの変調データをｄi （ｔ）、ｗａｌｓ
ｈ関数をＷi （ｔ）、多重化数をＮとすれば、 Ｗ（ｔ）＝Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ） 但し、Σはｉ＝１〜Ｎの加算となる。次に、受信パス信
号の受信振幅をρ、受信パス信号の搬送波とダウンコン
バートのためにアナログレシーバで乗算される再生搬送
波との位相差（検波後の残留位相差）をθとすれば、ア
ナログレシーバ出力に含まれる復調すべき受信パス信号
成分の複素包絡線は、 Ｒx （ｔ）＝ρＳ（ｔ）＊ｅｘｐ（ｊθ） ＝ρＷ（ｔ）[ ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）][ｃｏｓθ＋ｊｓｉ ｎθ] ＝ρＷ（ｔ）[ ｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ ＋ｊ｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝] となる。すなわち、同相軸受信信号はρＷ（ｔ）｛ＰＮ
I （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝であり、直
交軸受信信号はρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋Ｐ
ＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝である。このように、同相軸受信
信号、直交軸受信信号に互いの信号成分（同相軸に対し
てはＰＮQ （ｔ）、直交軸に対してはＰＮI （ｔ）に関
連する成分）が含まれてしまう。従って、これらを補償
する必要があり、従来においては例えば図１３に示され
るＰＮ ＱＰＳＫ相関器のように各軸受信信号に同相
軸、直交軸両方のＰＮ符号とを乗算する乗算器を設け、
各乗算器出力を所定の組み合わせで加算する構成が考え
られる。
【００１１】図１３のＰＮ ＱＰＳＫ相関器では、同相
軸受信信号、直交軸受信信号それぞれに対し、同相軸用
のＰＮ符号ＰＮI （ｔ）、直交軸用のＰＮ符号ＰＮQ
（ｔ）とを乗算し、図に示される組み合わせで加算され
る。すなわち、出力Ｉは、 Ｉ＝ρＷ（ｔ）[ ＰＮI ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎ θ｝ ＋ＰＮQ ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝] となり、出力Ｑは、 Ｑ＝ρＷ（ｔ）[ −ＰＮQ ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉ ｎθ｝ ＋ＰＮI ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝] となる。そして、Ｉ，Ｑはアキュムレータ５２８，５３
０でそれぞれシンボル時間に渡り積分が行われる。積分
の結果は、ｗａｌｓｈ関数の直交性から、多重化された
信号中、ＰＮI ´ＰＮQ ´に含まれるＷi （ｔ）に乗積
されたｄi （ｔ）の成分のみが残る。例えば、シンボル
時間をＴとすれば、 ∫ＰＮI ´（ｔ）ＰＮI （ｔ）Ｗ（ｔ）ｄｔ ＝ ∫[ ＰＮI （ｔ）Ｗi （ｔ）] ＰＮI （ｔ）Ｗ（ｔ）ｄｔ ＝ ∫[ ＰＮI （ｔ）Ｗi （ｔ）] ＰＮI （ｔ）[ Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ ）] ｄｔ ＝ ∫ＰＮI 2 （ｔ）Ｗi （ｔ）[ Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ）] ｄｔ ＝ ∫Ｗi （ｔ）[ Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ）] ｄｔ ＝Ｔｋi ・ｄi （ｔ） なる関係が成り立つ。ここで、ｋi は多重化信号の電力
配分率に関する比率定数である。従って、アキュムレー
タ５２８，５３０の出力は、それぞれ２ρｋi ・ｄi
（ｔ）ｃｏｓθ、２ρｋi ・ｄi （ｔ）ｓｉｎθとな
る。なお、ここでは相関処理のタイミングはタイミング
再生回路によって与えられることを想定し、また、ＰＮ
I （ｔ）とＰＮQ （ｔ）の相互相関値はＰＮ符号の性質
から十分小さく相関処理により無視できるものとしてい
る。この時点で各軸受信信号に混入した成分は効果的に
分離されているが、アキュムレータ５２８の出力におい
てはｃｏｓθ、アキュムレータ５３０の出力においては
ｓｉｎθの影響が残っている。この影響を取り除くため
に、例えばθ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の演算を行い、得ら
れたθをもとに位相回転操作を行うことにより２ρｋi
ｄi （ｔ）を得る。しかしながら、θの推定のためのｔ
ａｎ-1、位相回転操作という複雑な処理を必要とする課
題があった。
軸受信信号、直交軸受信信号それぞれに対し、同相軸用
のＰＮ符号ＰＮI （ｔ）、直交軸用のＰＮ符号ＰＮQ
（ｔ）とを乗算し、図に示される組み合わせで加算され
る。すなわち、出力Ｉは、 Ｉ＝ρＷ（ｔ）[ ＰＮI ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎ θ｝ ＋ＰＮQ ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝] となり、出力Ｑは、 Ｑ＝ρＷ（ｔ）[ −ＰＮQ ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉ ｎθ｝ ＋ＰＮI ´（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ＋ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ｝] となる。そして、Ｉ，Ｑはアキュムレータ５２８，５３
０でそれぞれシンボル時間に渡り積分が行われる。積分
の結果は、ｗａｌｓｈ関数の直交性から、多重化された
信号中、ＰＮI ´ＰＮQ ´に含まれるＷi （ｔ）に乗積
されたｄi （ｔ）の成分のみが残る。例えば、シンボル
時間をＴとすれば、 ∫ＰＮI ´（ｔ）ＰＮI （ｔ）Ｗ（ｔ）ｄｔ ＝ ∫[ ＰＮI （ｔ）Ｗi （ｔ）] ＰＮI （ｔ）Ｗ（ｔ）ｄｔ ＝ ∫[ ＰＮI （ｔ）Ｗi （ｔ）] ＰＮI （ｔ）[ Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ ）] ｄｔ ＝ ∫ＰＮI 2 （ｔ）Ｗi （ｔ）[ Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ）] ｄｔ ＝ ∫Ｗi （ｔ）[ Σｄi （ｔ）ｋi Ｗi （ｔ）] ｄｔ ＝Ｔｋi ・ｄi （ｔ） なる関係が成り立つ。ここで、ｋi は多重化信号の電力
配分率に関する比率定数である。従って、アキュムレー
タ５２８，５３０の出力は、それぞれ２ρｋi ・ｄi
（ｔ）ｃｏｓθ、２ρｋi ・ｄi （ｔ）ｓｉｎθとな
る。なお、ここでは相関処理のタイミングはタイミング
再生回路によって与えられることを想定し、また、ＰＮ
I （ｔ）とＰＮQ （ｔ）の相互相関値はＰＮ符号の性質
から十分小さく相関処理により無視できるものとしてい
る。この時点で各軸受信信号に混入した成分は効果的に
分離されているが、アキュムレータ５２８の出力におい
てはｃｏｓθ、アキュムレータ５３０の出力においては
ｓｉｎθの影響が残っている。この影響を取り除くため
に、例えばθ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）の演算を行い、得ら
れたθをもとに位相回転操作を行うことにより２ρｋi
ｄi （ｔ）を得る。しかしながら、θの推定のためのｔ
ａｎ-1、位相回転操作という複雑な処理を必要とする課
題があった。
【００１２】また、従来例には示されていないが、デー
タ復調回路においては、相関処理を行う際のタイミング
を与えるためにタイミング再生回路が必要である。タイ
ミング再生回路は、通常ＤＬＬ（遅延ロックループ）等
から構成されるが、ＤＬＬでは相関処理のタイミングに
応じた相関パルスレベルを得る必要がある。図１３の回
路構成から相関パルスレベルを得る場合には、位相差θ
並びにデータｄi （ｔ）の不確定性を取り除くために、
アキュムレータ５２８，５３０出力の２乗和をとる必要
がある。その結果、 ４ρ2 ｋi 2 ・ｄi 2 （ｔ）[ ｃｏｓ2 θ＋ｓｉｎ2 θ] ＝４ρ2 ｋi 2 ・ｄi 2 （ｔ） が得られ、データ復調間隔時間に渡り積分することによ
り相関パルス電力に対応する成分が得られる。但しこの
ような方法だと、両軸受信信号に独立に重畳された雑音
が２乗操作により互いに混入し、雑音の影響がより大き
くなり、タイミング再生特性が劣化してしまう。２乗和
の操作を不要とするために、位相差の影響を取り除き、
さらにデータ変調のかかっていないパイロット信号の相
関パルスを用いる方法が考えられる。
タ復調回路においては、相関処理を行う際のタイミング
を与えるためにタイミング再生回路が必要である。タイ
ミング再生回路は、通常ＤＬＬ（遅延ロックループ）等
から構成されるが、ＤＬＬでは相関処理のタイミングに
応じた相関パルスレベルを得る必要がある。図１３の回
路構成から相関パルスレベルを得る場合には、位相差θ
並びにデータｄi （ｔ）の不確定性を取り除くために、
アキュムレータ５２８，５３０出力の２乗和をとる必要
がある。その結果、 ４ρ2 ｋi 2 ・ｄi 2 （ｔ）[ ｃｏｓ2 θ＋ｓｉｎ2 θ] ＝４ρ2 ｋi 2 ・ｄi 2 （ｔ） が得られ、データ復調間隔時間に渡り積分することによ
り相関パルス電力に対応する成分が得られる。但しこの
ような方法だと、両軸受信信号に独立に重畳された雑音
が２乗操作により互いに混入し、雑音の影響がより大き
くなり、タイミング再生特性が劣化してしまう。２乗和
の操作を不要とするために、位相差の影響を取り除き、
さらにデータ変調のかかっていないパイロット信号の相
関パルスを用いる方法が考えられる。
【００１３】しかしながら、従来のような構成だと、θ
の推定のためのｔａｎ-1、位相補正操作という複雑な処
理が必要となるという課題があった。また、パイロット
信号の相関パルスをＤＬＬで用いる場合は、ＰＮ ＱＰ
ＳＫ相関器で用いられる系列ＰＮI ´（ｔ）、ＰＮQ ´
（ｔ）はＰＮ符号とパイロット信号に対応するｗａｌｓ
ｈ関数から作成される必要があり、データ復調用ＰＮ
ＱＰＳＫ相関器の他にＤＬＬのためのＰＮ ＱＰＳＫ相
関器が必要になるという課題があった。さらに、ＤＬＬ
ではデータ復調タイミングから若干前後にずれたタイミ
ングでそれぞれ相関処理を行う必要があるため、このよ
うな複雑な処理を行う系がデータ復調の他に２系統必要
となり、演算量も膨大なものとなるという課題があっ
た。
の推定のためのｔａｎ-1、位相補正操作という複雑な処
理が必要となるという課題があった。また、パイロット
信号の相関パルスをＤＬＬで用いる場合は、ＰＮ ＱＰ
ＳＫ相関器で用いられる系列ＰＮI ´（ｔ）、ＰＮQ ´
（ｔ）はＰＮ符号とパイロット信号に対応するｗａｌｓ
ｈ関数から作成される必要があり、データ復調用ＰＮ
ＱＰＳＫ相関器の他にＤＬＬのためのＰＮ ＱＰＳＫ相
関器が必要になるという課題があった。さらに、ＤＬＬ
ではデータ復調タイミングから若干前後にずれたタイミ
ングでそれぞれ相関処理を行う必要があるため、このよ
うな複雑な処理を行う系がデータ復調の他に２系統必要
となり、演算量も膨大なものとなるという課題があっ
た。
【００１４】このように、従来のスペクトル拡散通信用
受信装置のデータ復調回路では、検波後の残留位相差の
影響を取り除くために複雑な処理が必要になるという課
題がある。また、タイミング再生でも、ＰＮ ＱＰＳＫ
相関器出力の２乗和をとるか、位相補正を行うかのどち
らかの処理が必要となり、２乗和をとる場合は雑音の影
響が増大してタイミング再生特性が劣化し、位相補正を
行う場合は複雑な処理を必要とする課題があった。
受信装置のデータ復調回路では、検波後の残留位相差の
影響を取り除くために複雑な処理が必要になるという課
題がある。また、タイミング再生でも、ＰＮ ＱＰＳＫ
相関器出力の２乗和をとるか、位相補正を行うかのどち
らかの処理が必要となり、２乗和をとる場合は雑音の影
響が増大してタイミング再生特性が劣化し、位相補正を
行う場合は複雑な処理を必要とする課題があった。
【００１５】本発明は上記従来技術の有する課題に鑑み
なされたものであり、その目的は、簡易な構成で位相差
を除去してデータ復調、タイミング再生を行い、受信品
質を向上させることが可能なスペクトル拡散通信用受信
装置のデータ復調回路を提供することにある。
なされたものであり、その目的は、簡易な構成で位相差
を除去してデータ復調、タイミング再生を行い、受信品
質を向上させることが可能なスペクトル拡散通信用受信
装置のデータ復調回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段及び作用】上記目的を達成
するために、請求項１記載のデータ復調回路は、同相軸
の疑似雑音符号と直交軸の疑似雑音符号により、直接拡
散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された
信号を受信し、この受信信号よりデータを復調するスペ
クトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、
同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに基地
局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の擬
似雑音符号または直交軸の擬似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、前記相関算出手段にて得られた位相差情報を
用いて同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれ
る位相差の影響を補償する位相差補償手段とを有するこ
とを特徴とする。
するために、請求項１記載のデータ復調回路は、同相軸
の疑似雑音符号と直交軸の疑似雑音符号により、直接拡
散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された
信号を受信し、この受信信号よりデータを復調するスペ
クトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、
同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに基地
局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の擬
似雑音符号または直交軸の擬似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、前記相関算出手段にて得られた位相差情報を
用いて同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれ
る位相差の影響を補償する位相差補償手段とを有するこ
とを特徴とする。
【００１７】また、上記目的を達成するために、請求項
２記載のデータ復調回路は、同相軸の擬似雑音符号と直
交軸の擬似雑音符号により、直接拡散方式で同相軸及び
直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この
受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散通信用受
信装置のデータ復調回路において、同相軸の受信信号及
び直交軸の受信信号それぞれに基地局から送信されたパ
イロット信号に対応した同相軸の擬似雑音符号及び直交
軸の疑似雑音符号を乗算し、乗算結果を積分し、積分結
果を巡回加算することで平均化して検波後の残留位相差
情報を含む相関を算出する相関算出手段と、前記相関算
出手段にて得られた位相差情報を用いて同相軸の受信信
号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の影響を補償
する位相差補償手段とを有することを特徴とする。
２記載のデータ復調回路は、同相軸の擬似雑音符号と直
交軸の擬似雑音符号により、直接拡散方式で同相軸及び
直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この
受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散通信用受
信装置のデータ復調回路において、同相軸の受信信号及
び直交軸の受信信号それぞれに基地局から送信されたパ
イロット信号に対応した同相軸の擬似雑音符号及び直交
軸の疑似雑音符号を乗算し、乗算結果を積分し、積分結
果を巡回加算することで平均化して検波後の残留位相差
情報を含む相関を算出する相関算出手段と、前記相関算
出手段にて得られた位相差情報を用いて同相軸の受信信
号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の影響を補償
する位相差補償手段とを有することを特徴とする。
【００１８】また、上記目的を達成するために、請求項
３記載のデータ復調回路は、同相軸の疑似雑音符号と直
交軸の疑似雑音符号により直接拡散方式で同相軸及び直
交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この受
信信号よりデータを復調するスペクトル拡散通信用受信
装置のデータ復調回路において、同相軸の受信信号と基
地局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の
疑似雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、前記相関算出手段にて得られた位相差情報を
用いて同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれ
る位相差の影響を補償する位相差補償手段とを有するこ
とを特徴とする。
３記載のデータ復調回路は、同相軸の疑似雑音符号と直
交軸の疑似雑音符号により直接拡散方式で同相軸及び直
交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この受
信信号よりデータを復調するスペクトル拡散通信用受信
装置のデータ復調回路において、同相軸の受信信号と基
地局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の
疑似雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、前記相関算出手段にて得られた位相差情報を
用いて同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれ
る位相差の影響を補償する位相差補償手段とを有するこ
とを特徴とする。
【００１９】また、上記目的を達成するために、請求項
４記載のデータ復調回路は、同相軸の疑似雑音符号と直
交軸の疑似雑音符号により直接拡散方式で同相軸及び直
交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この受
信信号よりデータを復調するスペクトル拡散通信用受信
装置のデータ復調回路において、直交軸の受信信号と基
地局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の
疑似雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、前記相関算出手段にて得られた位相差情報を
用いて同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれ
る位相差の影響を補償する位相差補償手段とを有するこ
とを特徴とする。
４記載のデータ復調回路は、同相軸の疑似雑音符号と直
交軸の疑似雑音符号により直接拡散方式で同相軸及び直
交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信し、この受
信信号よりデータを復調するスペクトル拡散通信用受信
装置のデータ復調回路において、直交軸の受信信号と基
地局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の
疑似雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、前記相関算出手段にて得られた位相差情報を
用いて同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれ
る位相差の影響を補償する位相差補償手段とを有するこ
とを特徴とする。
【００２０】また、上記目的を達成するために、請求項
５記載のデータ復調回路は、請求項１または請求項２ま
たは請求項３または請求項４記載のスペクトル拡散通信
用受信装置のデータ復調回路において、さらに、前記位
相差補償手段により位相差の影響が補償された同相軸の
信号及び直交軸の信号に基地局から送信されたパイロッ
ト信号に対応した同相軸の疑似雑音符号及び直交軸の疑
似雑音符号をそれぞれ乗算し、それぞれの乗算結果を加
算した信号を復調するデータ復調手段とを有することを
特徴とする。
５記載のデータ復調回路は、請求項１または請求項２ま
たは請求項３または請求項４記載のスペクトル拡散通信
用受信装置のデータ復調回路において、さらに、前記位
相差補償手段により位相差の影響が補償された同相軸の
信号及び直交軸の信号に基地局から送信されたパイロッ
ト信号に対応した同相軸の疑似雑音符号及び直交軸の疑
似雑音符号をそれぞれ乗算し、それぞれの乗算結果を加
算した信号を復調するデータ復調手段とを有することを
特徴とする。
【００２１】また、上記目的を達成するために、請求項
６記載のデータ復調回路は、請求項５記載のスペクトル
拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、前記デ
ータ復調手段は高速アダマール変換による信号処理を用
いて信号を復調することを特徴とする。
６記載のデータ復調回路は、請求項５記載のスペクトル
拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、前記デ
ータ復調手段は高速アダマール変換による信号処理を用
いて信号を復調することを特徴とする。
【００２２】また、上記目的を達成するために、請求項
７記載のデータ復調回路は、請求項１または請求項２ま
たは請求項３または請求項４記載のスペクトル拡散通信
用受信装置のデータ復調回路において、さらに、前記位
相差補償手段により位相差の影響が補償された同相軸の
信号と、タイミングを前後にわずかにずらせた同相軸の
疑似雑音符号とをそれぞれ乗算する第１乗算手段と、前
記位相差補償手段により位相差の影響が補償された直交
軸の信号と、タイミングを前後にわずかにずらせた直交
軸の疑似雑音符号とをそれぞれ乗算する第２乗算手段
と、前記第１，第２乗算手段においてそれぞれ乗算され
た同相軸の信号と直交軸の信号とを加算する加算手段
と、加算された信号の平均化演算を行う平均化手段の演
算結果に基づいてタイミング信号を出力するタイミング
制御手段とを有することを特徴とする。
７記載のデータ復調回路は、請求項１または請求項２ま
たは請求項３または請求項４記載のスペクトル拡散通信
用受信装置のデータ復調回路において、さらに、前記位
相差補償手段により位相差の影響が補償された同相軸の
信号と、タイミングを前後にわずかにずらせた同相軸の
疑似雑音符号とをそれぞれ乗算する第１乗算手段と、前
記位相差補償手段により位相差の影響が補償された直交
軸の信号と、タイミングを前後にわずかにずらせた直交
軸の疑似雑音符号とをそれぞれ乗算する第２乗算手段
と、前記第１，第２乗算手段においてそれぞれ乗算され
た同相軸の信号と直交軸の信号とを加算する加算手段
と、加算された信号の平均化演算を行う平均化手段の演
算結果に基づいてタイミング信号を出力するタイミング
制御手段とを有することを特徴とする。
【００２３】また、上記目的を達成するために、請求項
８記載のデータ復調回路は、請求項７記載のスペクトル
拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、さら
に、前記加算手段と前記平均化手段との間に設けられ、
前記加算手段の加算信号と受信パルス信号の受信電力の
逆数に相当する係数を乗算し、乗算結果を前記平均化手
段へ出力する第３乗算手段とを有することを特徴とす
る。
８記載のデータ復調回路は、請求項７記載のスペクトル
拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、さら
に、前記加算手段と前記平均化手段との間に設けられ、
前記加算手段の加算信号と受信パルス信号の受信電力の
逆数に相当する係数を乗算し、乗算結果を前記平均化手
段へ出力する第３乗算手段とを有することを特徴とす
る。
【００２４】また、上記目的を達成するために、請求項
９記載のデータ復調回路は、請求項７または請求項８記
載のスペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路に
おいて、さらに、前記タイミング制御手段より出力され
るタイミング信号を入力し、このタイミング信号に基づ
いて同相軸の疑似雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を
発生する疑似雑音符号発生手段とを有することを特徴と
する。
９記載のデータ復調回路は、請求項７または請求項８記
載のスペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路に
おいて、さらに、前記タイミング制御手段より出力され
るタイミング信号を入力し、このタイミング信号に基づ
いて同相軸の疑似雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を
発生する疑似雑音符号発生手段とを有することを特徴と
する。
【００２５】さらに、上記目的を達成するために、請求
項１０記載のデータ復調回路は、請求項７または請求項
８記載のスペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回
路において、さらに、前記タイミング制御手段より出力
されるタイミング信号を入力し、このタイミング信号に
基づいて受信信号を復調する復調手段とを有することを
特徴とする。
項１０記載のデータ復調回路は、請求項７または請求項
８記載のスペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回
路において、さらに、前記タイミング制御手段より出力
されるタイミング信号を入力し、このタイミング信号に
基づいて受信信号を復調する復調手段とを有することを
特徴とする。
【００２６】このように、本発明におけるスペクトル拡
散通信用受信装置のデータ復調回路では、位相補償回路
により同相軸受信信号、直交軸受信信号に含まれる位相
差の影響を取り除かれ、位相差の影響が取り除かれた受
信信号を用いてデータ復調が行われる。また、タイミン
グ再生においても、雑音の影響の増大を招くことなく、
簡易な構成でパイロット信号の相関パルス成分が得られ
る。
散通信用受信装置のデータ復調回路では、位相補償回路
により同相軸受信信号、直交軸受信信号に含まれる位相
差の影響を取り除かれ、位相差の影響が取り除かれた受
信信号を用いてデータ復調が行われる。また、タイミン
グ再生においても、雑音の影響の増大を招くことなく、
簡易な構成でパイロット信号の相関パルス成分が得られ
る。
【００２７】
【実施例】以下、図面を用いながら本発明に係るスペク
トル拡散通信用受信装置のデータ復調回路の好適な実施
例を説明する。
トル拡散通信用受信装置のデータ復調回路の好適な実施
例を説明する。
【００２８】図１には本実施例における位相差補償回路
の構成が示されている。アナログレシーバ３のＡ／Ｄコ
ンバータでデジタル信号に変換された受信信号は本実施
例の位相差補償回路に供給される。位相差補償回路は同
相軸受信信号、直交軸受信信号それぞれと同相軸用ＰＮ
符号、直交軸用ＰＮ符号との相関をとる相関算出部から
構成されている。すなわち、同相軸Ａ／Ｄコンバータか
ら与えられる同相軸受信信号は同相軸用のＰＮ符号ＰＮ
I （ｔ）と乗算され、平均化部ｍｅａｎＡ２０で平均化
処理され相関を算出する。そして、平均化部出力と同相
軸Ａ／Ｄコンバータから与えられる同相軸受信信号との
乗算が行われる。また、同相軸Ａ／Ｄコンバータから与
えられる同相軸受信信号は直交軸用のＰＮ符号ＰＮQ
（ｔ）と乗算され、さらに平均化部ｍｅａｎＡ２２にて
平均化処理が行われ、同様に同相軸Ａ／Ｄコンバータか
ら与えられる同相軸受信信号との乗算が行われる。一
方、直交軸Ａ／Ｄコンバータから与えられる直交軸受信
信号も前述した同相軸受信信号と同様にＰＮI （ｔ）、
ＰＮQ （ｔ）とそれぞれ乗算され、さらに平均化部ｍｅ
ａｎＡ２４，２６にて平均化処理が行われた後、もとの
直交軸受信信号と乗算され出力される。そして、加算器
３２にて乗算器２１の出力と乗算器３０の出力が加算さ
れて出力されるとともに、加算器３４にて乗算器２３の
出力と乗算器２８の出力とが加算されて出力され位相差
補償が行われる。
の構成が示されている。アナログレシーバ３のＡ／Ｄコ
ンバータでデジタル信号に変換された受信信号は本実施
例の位相差補償回路に供給される。位相差補償回路は同
相軸受信信号、直交軸受信信号それぞれと同相軸用ＰＮ
符号、直交軸用ＰＮ符号との相関をとる相関算出部から
構成されている。すなわち、同相軸Ａ／Ｄコンバータか
ら与えられる同相軸受信信号は同相軸用のＰＮ符号ＰＮ
I （ｔ）と乗算され、平均化部ｍｅａｎＡ２０で平均化
処理され相関を算出する。そして、平均化部出力と同相
軸Ａ／Ｄコンバータから与えられる同相軸受信信号との
乗算が行われる。また、同相軸Ａ／Ｄコンバータから与
えられる同相軸受信信号は直交軸用のＰＮ符号ＰＮQ
（ｔ）と乗算され、さらに平均化部ｍｅａｎＡ２２にて
平均化処理が行われ、同様に同相軸Ａ／Ｄコンバータか
ら与えられる同相軸受信信号との乗算が行われる。一
方、直交軸Ａ／Ｄコンバータから与えられる直交軸受信
信号も前述した同相軸受信信号と同様にＰＮI （ｔ）、
ＰＮQ （ｔ）とそれぞれ乗算され、さらに平均化部ｍｅ
ａｎＡ２４，２６にて平均化処理が行われた後、もとの
直交軸受信信号と乗算され出力される。そして、加算器
３２にて乗算器２１の出力と乗算器３０の出力が加算さ
れて出力されるとともに、加算器３４にて乗算器２３の
出力と乗算器２８の出力とが加算されて出力され位相差
補償が行われる。
【００２９】本実施例の位相差補償回路はこのような構
成を有しており、以下その作用を説明する。アナログレ
シーバ３から供給される受信パス信号成分は ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）sin θ） ＋j ρＷ（ｔ）（ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮI （ｔ）sin θ） となる。ここで、同相軸受信信号は右辺第１項、直交軸
受信信号は右辺第２項である。したがって、同相軸受信
信号ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）si
n θ）にＰＮI （ｔ）を乗算し、さらに平均化部ｍｅａ
ｎＡ２０にて平均化処理した場合の出力は、ｗａｌｓｈ
関数の直交性等により、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）・ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮI （ｔ） Ｐ ＮQ （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝ρｋ0 ｃｏｓθ となる。ここで（１／Ｔ）∫ （ＰＮI （ｔ）ＰＮI
（ｔ））ｄｔ＝１であり、（１／Ｔ）∫ （ＰＮI
（ｔ）ＰＮQ （ｔ））ｄｔは平均化処理により十分小さ
くすることができる。また、アナログレシーバ出力には
他の受信パス信号成分も含まれていることが多いが、乗
積されるＰＮ符号のタイミングが異なっているので、平
均化処理により十分小さくすることができる。また、ｋ
0 はパイロットチャネル（Ｗ0 （ｔ）：全て１）への電
力配分率に相当する比例定数である。
成を有しており、以下その作用を説明する。アナログレ
シーバ３から供給される受信パス信号成分は ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）sin θ） ＋j ρＷ（ｔ）（ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮI （ｔ）sin θ） となる。ここで、同相軸受信信号は右辺第１項、直交軸
受信信号は右辺第２項である。したがって、同相軸受信
信号ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）si
n θ）にＰＮI （ｔ）を乗算し、さらに平均化部ｍｅａ
ｎＡ２０にて平均化処理した場合の出力は、ｗａｌｓｈ
関数の直交性等により、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）・ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮI （ｔ） Ｐ ＮQ （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝ρｋ0 ｃｏｓθ となる。ここで（１／Ｔ）∫ （ＰＮI （ｔ）ＰＮI
（ｔ））ｄｔ＝１であり、（１／Ｔ）∫ （ＰＮI
（ｔ）ＰＮQ （ｔ））ｄｔは平均化処理により十分小さ
くすることができる。また、アナログレシーバ出力には
他の受信パス信号成分も含まれていることが多いが、乗
積されるＰＮ符号のタイミングが異なっているので、平
均化処理により十分小さくすることができる。また、ｋ
0 はパイロットチャネル（Ｗ0 （ｔ）：全て１）への電
力配分率に相当する比例定数である。
【００３０】また、同相軸受信信号にＰＮQ （ｔ）を乗
算し、さらに平均化部ｍｅａｎＡ２２で平均化処理した
信号は、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮQ （ｔ）ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ） Ｐ ＮQ （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝−ρｋ0 ｓｉｎθ となる。ここで（１／Ｔ）∫ （ＰＮQ （ｔ）ＰＮQ
（ｔ））ｄｔ＝１である。直交軸受信信号も同様に、平
均化部ｍｅａｎＡ２４からの出力は、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮI （ｔ） Ｐ ＮI （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝ρｋ0 ｓｉｎθ となり、平均化部ｍｅａｎＡ２６からの出力は、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮQ （ｔ） Ｐ ＮI （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝ρｋ0 ｃｏｓθ となる。そして、このようなρｋ0 ｃｏｓθ、−ρｋ0
ｓｉｎθ、ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｃｏｓθがそれぞれ
乗算器２１、２８、３０、２３にて同相軸受信信号、直
交軸受信信号に乗算されることになる。ここで、前述し
たように位相差θが存在する場合の受信信号はρＷ
（ｔ）［ＰＮI （ｔ）＋j ＰＮQ （ｔ）］ｅｘｐ［j
θ］であるので、位相差を除去するためにはこの信号に
ｅｘｐ［−j θ］を乗算すればよい。すなわち、ρＷ
（ｔ）［（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）sin θ）
＋j （ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ ＰＮI （ｔ）sin θ）］
（cos θ−jsinθ） ＝ρＷ（ｔ）［cos θ（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ
（ｔ）sin θ）＋sin θ（ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮI
（ｔ）sin θ）］＋j ρＷ（ｔ）［−sin θ（ＰＮI
（ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）sin θ）＋cosθ（ＰＮQ
（ｔ）cos θ＋ＰＮI （ｔ）sin θ）］ ＝ρＷ（ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ｊρＷ（ｔ）ＰＮQ （ｔ）
となる。
算し、さらに平均化部ｍｅａｎＡ２２で平均化処理した
信号は、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮQ （ｔ）ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ） Ｐ ＮQ （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝−ρｋ0 ｓｉｎθ となる。ここで（１／Ｔ）∫ （ＰＮQ （ｔ）ＰＮQ
（ｔ））ｄｔ＝１である。直交軸受信信号も同様に、平
均化部ｍｅａｎＡ２４からの出力は、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮI （ｔ）ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮI （ｔ） Ｐ ＮI （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝ρｋ0 ｓｉｎθ となり、平均化部ｍｅａｎＡ２６からの出力は、 （１／Ｔ）∫ ρＷ（ｔ）（ＰＮQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮQ （ｔ） Ｐ ＮI （ｔ） sin θ）ｄｔ ＝ρｋ0 ｃｏｓθ となる。そして、このようなρｋ0 ｃｏｓθ、−ρｋ0
ｓｉｎθ、ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｃｏｓθがそれぞれ
乗算器２１、２８、３０、２３にて同相軸受信信号、直
交軸受信信号に乗算されることになる。ここで、前述し
たように位相差θが存在する場合の受信信号はρＷ
（ｔ）［ＰＮI （ｔ）＋j ＰＮQ （ｔ）］ｅｘｐ［j
θ］であるので、位相差を除去するためにはこの信号に
ｅｘｐ［−j θ］を乗算すればよい。すなわち、ρＷ
（ｔ）［（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）sin θ）
＋j （ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ ＰＮI （ｔ）sin θ）］
（cos θ−jsinθ） ＝ρＷ（ｔ）［cos θ（ＰＮI （ｔ）cos θ−ＰＮQ
（ｔ）sin θ）＋sin θ（ＰＮQ （ｔ）cos θ＋ＰＮI
（ｔ）sin θ）］＋j ρＷ（ｔ）［−sin θ（ＰＮI
（ｔ）cos θ−ＰＮQ （ｔ）sin θ）＋cosθ（ＰＮQ
（ｔ）cos θ＋ＰＮI （ｔ）sin θ）］ ＝ρＷ（ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ｊρＷ（ｔ）ＰＮQ （ｔ）
となる。
【００３１】ここで、上述の等式の右辺に着目すると、
右辺の第１項は同相軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項
と直交軸受信信号にｓｉｎθを乗算した項の和となって
おり、第２項は同相軸受信信号に−ｓｉｎθを乗算した
項と直交軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項の和となっ
ている。一方、前述したようにｍｅａｎＡ２０、２２、
２４、２６から得られる出力はそれぞれρｋ0 ｃｏｓ
θ、−ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｃｏｓ
θである。したがって、これら平均化部ｍｅａｎＡ２
０、２２、２４、２６からの出力をそれぞれ同相軸受信
信号、直交軸受信信号に乗算し、上述の等式を満たすよ
うに適宜加算することにより位相差θを除去することが
可能となる。
右辺の第１項は同相軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項
と直交軸受信信号にｓｉｎθを乗算した項の和となって
おり、第２項は同相軸受信信号に−ｓｉｎθを乗算した
項と直交軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項の和となっ
ている。一方、前述したようにｍｅａｎＡ２０、２２、
２４、２６から得られる出力はそれぞれρｋ0 ｃｏｓ
θ、−ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｃｏｓ
θである。したがって、これら平均化部ｍｅａｎＡ２
０、２２、２４、２６からの出力をそれぞれ同相軸受信
信号、直交軸受信信号に乗算し、上述の等式を満たすよ
うに適宜加算することにより位相差θを除去することが
可能となる。
【００３２】すなわち、乗算器２１にて同相軸受信信号
とｍｅａｎＡ２０からの出力ρｋ0ｃｏｓθを乗算し、
さらに加算器３２にて直交軸受信信号とｍｅａｎＡ２４
の出力ρｋ0 ｓｉｎθを乗算器３０にて乗算し、この乗
算器の出力を加算することにより上述の等式の右辺第１
項と等価な信号処理が実現することになる。
とｍｅａｎＡ２０からの出力ρｋ0ｃｏｓθを乗算し、
さらに加算器３２にて直交軸受信信号とｍｅａｎＡ２４
の出力ρｋ0 ｓｉｎθを乗算器３０にて乗算し、この乗
算器の出力を加算することにより上述の等式の右辺第１
項と等価な信号処理が実現することになる。
【００３３】直交軸受信信号も同様に、直交軸受信信号
にｍｅａｎＡ２６からの出力ρｋ0ｃｏｓθを乗算器２
３にて乗算し、さらに加算器３４にて直交軸受信信号に
ｍｅａｎＡ２２からの出力−ρｋ0 ｓｉｎθを乗算器２
８にて乗算し、この出力を加算することにより上述の等
式の右辺第２項と等価の信号処理が実現することにな
る。これにより、同相軸受信信号、直交軸受信信号から
位相差のない同相軸信号ρｋ0 ・ρＷ（ｔ）ＰＮI
（ｔ）、位相差のない直交軸信号ρｋ0 ・ρＷ（ｔ）Ｐ
ＮQ （ｔ）が得られることになる。これは、所望の信号
に受信振幅ρと定数ｋ0 が乗算された値であり、ρはコ
ンバイナにおいて最大比合成を行う際に役立つ。
にｍｅａｎＡ２６からの出力ρｋ0ｃｏｓθを乗算器２
３にて乗算し、さらに加算器３４にて直交軸受信信号に
ｍｅａｎＡ２２からの出力−ρｋ0 ｓｉｎθを乗算器２
８にて乗算し、この出力を加算することにより上述の等
式の右辺第２項と等価の信号処理が実現することにな
る。これにより、同相軸受信信号、直交軸受信信号から
位相差のない同相軸信号ρｋ0 ・ρＷ（ｔ）ＰＮI
（ｔ）、位相差のない直交軸信号ρｋ0 ・ρＷ（ｔ）Ｐ
ＮQ （ｔ）が得られることになる。これは、所望の信号
に受信振幅ρと定数ｋ0 が乗算された値であり、ρはコ
ンバイナにおいて最大比合成を行う際に役立つ。
【００３４】図２から図６には本発明における位相補償
回路の他の構成例が示されている。図１に示された位相
補償回路の平均化部２０，２６出力には共にρｋ0 ｃｏ
ｓθが含まれる。一方、平均化部２２，２４出力には−
ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｓｉθが含まれる。従って、ｃ
ｏｓθ成分を求める系が一つで、同じく符号の違いを考
慮すればｓｉｎθ成分を求める系も１つでも位相補償機
能は実現される。
回路の他の構成例が示されている。図１に示された位相
補償回路の平均化部２０，２６出力には共にρｋ0 ｃｏ
ｓθが含まれる。一方、平均化部２２，２４出力には−
ρｋ0 ｓｉｎθ、ρｋ0 ｓｉθが含まれる。従って、ｃ
ｏｓθ成分を求める系が一つで、同じく符号の違いを考
慮すればｓｉｎθ成分を求める系も１つでも位相補償機
能は実現される。
【００３５】図２は同相軸受信信号からｃｏｓθ、ｓｉ
ｎθ成分を求め、位相補償を行うような構成である。図
３は直交軸受信信号からｃｏｓθ、ｓｉｎθ成分を求
め、位相補償を行うような構成である。図４はｃｏｓθ
成分を同相軸受信信号からｓｉｎθ成分を直交軸受信信
号から求めるような構成である。図５はｃｏｓθ成分を
直交軸受信信号からｓｉｎθ成分を同相軸受信信号から
求めるような構成である。ｓｉｎθ成分の極性を考慮す
るため、図２、図５では加算器３２に入力される一方が
負の極性で入力され、図３、図４では加算器３４に入力
される一方が負の極性で入力される。
ｎθ成分を求め、位相補償を行うような構成である。図
３は直交軸受信信号からｃｏｓθ、ｓｉｎθ成分を求
め、位相補償を行うような構成である。図４はｃｏｓθ
成分を同相軸受信信号からｓｉｎθ成分を直交軸受信信
号から求めるような構成である。図５はｃｏｓθ成分を
直交軸受信信号からｓｉｎθ成分を同相軸受信信号から
求めるような構成である。ｓｉｎθ成分の極性を考慮す
るため、図２、図５では加算器３２に入力される一方が
負の極性で入力され、図３、図４では加算器３４に入力
される一方が負の極性で入力される。
【００３６】図６は図１、図２乃至図５の平均化部２
０，２２，２４，２６の好適な例を示す図である。入力
はまずアキュムレータ２０１に導かれ、１シンボル時間
に渡る積分（累積加算）が行われ、１シンボル時間毎に
積分結果が出力される。アキュムレータ出力は、乗算器
２０２，２０５、加算器２０３、遅延回路２０４より構
成される巡回加算部へ導かれ、巡回加算（重み付けを伴
う累積加算）を行うことにより雑音の影響を軽減する。
ここで、遅延回路の遅延時間は１シンボル時間Ｔであ
り、また、乗算器２０５に入力されるｒ（０≦ｒ＜１）
は重みであり、巡回加算による平均化の度合いを示すも
ので回線状況により適宜設定されるものである。また、
乗算器２０２に入力される１−ｒは正規化定数であり、
巡回加算部の入出力間での電力を一定にするためのもの
である。
０，２２，２４，２６の好適な例を示す図である。入力
はまずアキュムレータ２０１に導かれ、１シンボル時間
に渡る積分（累積加算）が行われ、１シンボル時間毎に
積分結果が出力される。アキュムレータ出力は、乗算器
２０２，２０５、加算器２０３、遅延回路２０４より構
成される巡回加算部へ導かれ、巡回加算（重み付けを伴
う累積加算）を行うことにより雑音の影響を軽減する。
ここで、遅延回路の遅延時間は１シンボル時間Ｔであ
り、また、乗算器２０５に入力されるｒ（０≦ｒ＜１）
は重みであり、巡回加算による平均化の度合いを示すも
ので回線状況により適宜設定されるものである。また、
乗算器２０２に入力される１−ｒは正規化定数であり、
巡回加算部の入出力間での電力を一定にするためのもの
である。
【００３７】図７には本発明におけるＤＬＬ（遅延ロッ
クループ）の構成が示されている。前述した位相差補償
回路で位相差が除去された同相軸受信信号及び直交軸受
信信号はともにＤＬＬに供給される。そして、同相軸受
信信号にはＰＮI （ｔ）をΔだけタイミングを前後にず
らした符号ＰＮI （ｔ−Δ）、ＰＮI （ｔ＋Δ）を乗算
する。そして、直交軸受信信号についてはＰＮQ （ｔ）
を同様にΔだけ前後にずらした符号ＰＮQ （ｔ−Δ）、
ＰＮQ （ｔ＋Δ）を乗算し、前述した同相軸信号に対す
る乗算結果と図中に示された極性で加算し、さらに平均
化部ｍｅａｎＢで平均化した後、タイミング制御器に入
力される。ここでｍｅａｎＢは図６に示される構成ある
いは適当なループフィルタで構成される。タイミング制
御器では、平均化部ｍｅａｎＢからの信号がゼロとなる
ようにタイミング信号を出力する。このタイミング信号
は図１のＰＮ符号の発生タイミングに用いられたり、分
周回路等を介してこれから説明するデータ復調回路のシ
ンボルクロック等に用いられる他、コントロールプロセ
ッサ８にも供給され、サーチャーレシーバ５より与えら
れる強度信号のタイミングと照合され、複数のデータ復
調器が常に最適なパス（強度の強いパス）に対する復調
を行うための制御に用いられたり、コンバイナ及びデコ
ーダ回路９におけるダイバーシチ合成タイミング等にも
用いられる。
クループ）の構成が示されている。前述した位相差補償
回路で位相差が除去された同相軸受信信号及び直交軸受
信信号はともにＤＬＬに供給される。そして、同相軸受
信信号にはＰＮI （ｔ）をΔだけタイミングを前後にず
らした符号ＰＮI （ｔ−Δ）、ＰＮI （ｔ＋Δ）を乗算
する。そして、直交軸受信信号についてはＰＮQ （ｔ）
を同様にΔだけ前後にずらした符号ＰＮQ （ｔ−Δ）、
ＰＮQ （ｔ＋Δ）を乗算し、前述した同相軸信号に対す
る乗算結果と図中に示された極性で加算し、さらに平均
化部ｍｅａｎＢで平均化した後、タイミング制御器に入
力される。ここでｍｅａｎＢは図６に示される構成ある
いは適当なループフィルタで構成される。タイミング制
御器では、平均化部ｍｅａｎＢからの信号がゼロとなる
ようにタイミング信号を出力する。このタイミング信号
は図１のＰＮ符号の発生タイミングに用いられたり、分
周回路等を介してこれから説明するデータ復調回路のシ
ンボルクロック等に用いられる他、コントロールプロセ
ッサ８にも供給され、サーチャーレシーバ５より与えら
れる強度信号のタイミングと照合され、複数のデータ復
調器が常に最適なパス（強度の強いパス）に対する復調
を行うための制御に用いられたり、コンバイナ及びデコ
ーダ回路９におけるダイバーシチ合成タイミング等にも
用いられる。
【００３８】図８は本発明におけるＤＬＬの他の構成例
を示している。図７に示されたＤＬＬとは、加算器と平
均化部Ｂの間に乗算器を有している点が異なる。これ
は、位相補償回路により同相軸、直交軸成分は位相差の
影響が除去されると同時に振幅がρｋ0 倍され、平均化
部Ｂにおける平均化操作により、さらに振幅がρｋ0 倍
されるため、乗算器で加算器出力を１／（ρｋ0 ）2 倍
することにより、フェージングに起因する受信パスの振
幅ρの変動に伴いＤＬＬの入力レベルが変動するのを補
償する効果がある。ＤＬＬの入力レベル変動はループゲ
インの変動となるため、この乗算器による入力レベル変
動の補償により安定した動作が実現される。
を示している。図７に示されたＤＬＬとは、加算器と平
均化部Ｂの間に乗算器を有している点が異なる。これ
は、位相補償回路により同相軸、直交軸成分は位相差の
影響が除去されると同時に振幅がρｋ0 倍され、平均化
部Ｂにおける平均化操作により、さらに振幅がρｋ0 倍
されるため、乗算器で加算器出力を１／（ρｋ0 ）2 倍
することにより、フェージングに起因する受信パスの振
幅ρの変動に伴いＤＬＬの入力レベルが変動するのを補
償する効果がある。ＤＬＬの入力レベル変動はループゲ
インの変動となるため、この乗算器による入力レベル変
動の補償により安定した動作が実現される。
【００３９】なお、（ρｋ0 ）2 のファクタは、パイロ
ット信号の受信電力に相当する係数であり、これから説
明するデータ復調部より得ることができる。
ット信号の受信電力に相当する係数であり、これから説
明するデータ復調部より得ることができる。
【００４０】図９には本実施例におけるデータ復調部の
構成が示されている。前述した位相差補償回路にて位相
差が除去された受信ベースバンド信号がこのデータ復調
部に供給される。供給された同相軸、直交軸受信信号ρ
ｋ0 ・ρＷ（ｔ）ＰＮI （ｔ）、ρｋ0 ・ρＷ（ｔ）Ｐ
ＮQ （ｔ）はそれぞれ乗算器４０，４２に供給され、そ
れぞれＰＮI （ｔ）、ＰＮQ （ｔ）と乗算され、ＰＮ符
号が解かれて共にρｋ0 ρＷ（ｔ）となる。すなわち、
同一タイミングで乗算されるのでＰＮ符号の影響がなく
なる。これ以降のデータ復調回路は、Ｗａｌｓｈ関数を
解いて、データを復調するための動作となる。そして、
乗算器４０，４２からの出力は加算器４４に供給され、
同相軸、直交軸両信号が加算されて出力される。これは
ＰＮ符号が解かれると、どちらのチャネルにも同一の信
号が出現するので、それを合成するために行われる操作
である。ここで、アナログレシーバからの信号はＤＬＬ
の解像度を向上させるためチッププレートに対しオーバ
ーサンプリングされている場合がある。すなわち、同一
チップが所定回数（例えば４回）連続して送信されるよ
うな場合である。このようなオーバーサンプリングに対
応するため、本実施例のデータ復調部では１／４シリア
ル／パラレル変換器４６及び加算器４８が設けられてお
り、これらにより重複したチップサンプルを本来の一つ
のチップシンボルに変換して１／６４シリアル／パラレ
ル変換器５０に供給する。なお、ここではオーバサンプ
ルに対し、サンプル値を加算する方法を示したが、４サ
ンプル毎に１つだけ抽出する方法も考えられる。１／６
４シリアル／パラレル変換器５０ではシンボルクロック
に基づき入力信号を６４チップシンボルのパラレルデー
タに変換してＦＨＴ器５２に供給する。ＦＨＴ器５２で
は供給された６４チップシンボルデータを高速アダマー
ル変換してチャネル分離し、各Ｗａｌｓｈ符号Ｗ0 、Ｗ
1 、・・・Ｗ63についての相関信号を出力し、セレクタ
５４に供給する。セレクタ５４ではコントロールプロセ
ッサ３から供給されるセレクト信号をもとに所望のＷａ
ｌｓｈ符号Ｗi に関する相関信号２ρ2 ｋ0 ｋi ｄi
（ｔ）を選択し、ダイバーシチ回路等に供給してデータ
復調をする。なお、このデータ復調部において前述した
ようにパイロット信号により同期追尾が行われ、この同
期追尾系とは別にＦＨＴ器５２を動作させることが可能
であり、したがってデータタイミング時のみ動作させれ
ばよいので消費電力を低減することができる。また、Ｆ
ＨＴ器５２の出力中、Ｗ0 についての相関信号は２ρ2
ｋ0 2 となり、図８の乗算器への入力として用いること
ができる。
構成が示されている。前述した位相差補償回路にて位相
差が除去された受信ベースバンド信号がこのデータ復調
部に供給される。供給された同相軸、直交軸受信信号ρ
ｋ0 ・ρＷ（ｔ）ＰＮI （ｔ）、ρｋ0 ・ρＷ（ｔ）Ｐ
ＮQ （ｔ）はそれぞれ乗算器４０，４２に供給され、そ
れぞれＰＮI （ｔ）、ＰＮQ （ｔ）と乗算され、ＰＮ符
号が解かれて共にρｋ0 ρＷ（ｔ）となる。すなわち、
同一タイミングで乗算されるのでＰＮ符号の影響がなく
なる。これ以降のデータ復調回路は、Ｗａｌｓｈ関数を
解いて、データを復調するための動作となる。そして、
乗算器４０，４２からの出力は加算器４４に供給され、
同相軸、直交軸両信号が加算されて出力される。これは
ＰＮ符号が解かれると、どちらのチャネルにも同一の信
号が出現するので、それを合成するために行われる操作
である。ここで、アナログレシーバからの信号はＤＬＬ
の解像度を向上させるためチッププレートに対しオーバ
ーサンプリングされている場合がある。すなわち、同一
チップが所定回数（例えば４回）連続して送信されるよ
うな場合である。このようなオーバーサンプリングに対
応するため、本実施例のデータ復調部では１／４シリア
ル／パラレル変換器４６及び加算器４８が設けられてお
り、これらにより重複したチップサンプルを本来の一つ
のチップシンボルに変換して１／６４シリアル／パラレ
ル変換器５０に供給する。なお、ここではオーバサンプ
ルに対し、サンプル値を加算する方法を示したが、４サ
ンプル毎に１つだけ抽出する方法も考えられる。１／６
４シリアル／パラレル変換器５０ではシンボルクロック
に基づき入力信号を６４チップシンボルのパラレルデー
タに変換してＦＨＴ器５２に供給する。ＦＨＴ器５２で
は供給された６４チップシンボルデータを高速アダマー
ル変換してチャネル分離し、各Ｗａｌｓｈ符号Ｗ0 、Ｗ
1 、・・・Ｗ63についての相関信号を出力し、セレクタ
５４に供給する。セレクタ５４ではコントロールプロセ
ッサ３から供給されるセレクト信号をもとに所望のＷａ
ｌｓｈ符号Ｗi に関する相関信号２ρ2 ｋ0 ｋi ｄi
（ｔ）を選択し、ダイバーシチ回路等に供給してデータ
復調をする。なお、このデータ復調部において前述した
ようにパイロット信号により同期追尾が行われ、この同
期追尾系とは別にＦＨＴ器５２を動作させることが可能
であり、したがってデータタイミング時のみ動作させれ
ばよいので消費電力を低減することができる。また、Ｆ
ＨＴ器５２の出力中、Ｗ0 についての相関信号は２ρ2
ｋ0 2 となり、図８の乗算器への入力として用いること
ができる。
【００４１】また、本実施例のデータ復調部においてこ
のようなＦＨＴ器５２を用いることなく、例えば図１０
に示されるようにコントロールプロセッサから供給され
るセレクト信号によってｗａｌｓｈ関数発生器によって
発生されたＷａｌｓｈ関数を参照系列とする相関器を用
いてデータ復調することも可能である。すなわち、加算
器４８からの出力を乗算器５８に供給し、この乗算器に
て割り当てられたＷａｌｓｈ符号Ｗi （ｔ）を乗算し、
さらにアキュムレータ６０にて累積加算して２ρ2 ｋ 0
ｋi ｄｉ（ｔ）が得られ、これをダイバーシチ回路に供
給する構成である。このような構成により、前述のＦＨ
Ｔ器５２を用いる場合に比べて一層の低消費電力化を図
ることができる。
のようなＦＨＴ器５２を用いることなく、例えば図１０
に示されるようにコントロールプロセッサから供給され
るセレクト信号によってｗａｌｓｈ関数発生器によって
発生されたＷａｌｓｈ関数を参照系列とする相関器を用
いてデータ復調することも可能である。すなわち、加算
器４８からの出力を乗算器５８に供給し、この乗算器に
て割り当てられたＷａｌｓｈ符号Ｗi （ｔ）を乗算し、
さらにアキュムレータ６０にて累積加算して２ρ2 ｋ 0
ｋi ｄｉ（ｔ）が得られ、これをダイバーシチ回路に供
給する構成である。このような構成により、前述のＦＨ
Ｔ器５２を用いる場合に比べて一層の低消費電力化を図
ることができる。
【００４２】また、アキュムレータ５６の出力はＷ0 に
ついての相関信号２ρ2 ｋ0 2 となり、図８の乗算器へ
の入力として用いることができる。
ついての相関信号２ρ2 ｋ0 2 となり、図８の乗算器へ
の入力として用いることができる。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスペ
クトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路によれば、
簡易な構成で位相差の影響を除去し、また受信Ｓ／Ｎ比
を向上させるとともに低消費電力化を図ることが可能と
なる。
クトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路によれば、
簡易な構成で位相差の影響を除去し、また受信Ｓ／Ｎ比
を向上させるとともに低消費電力化を図ることが可能と
なる。
【図１】本実施例における位相差補償回路の構成図であ
る。
る。
【図２】他の実施例の位相差補償回路の構成図である。
【図３】他の実施例の位相差補償回路の構成図である。
【図４】他の実施例の位相差補償回路の構成図である。
【図５】他の実施例の位相差補償回路の構成図である。
【図６】実施例の平均化部の構成図である。
【図７】実施例におけるＤＬＬの構成図である。
【図８】他の実施例のＤＬＬの構成図である。
【図９】実施例におけるデータ復調部の構成ブロック図
である。
である。
【図１０】他の実施例におけるデータ復調部の構成ブロ
ック図である。
ック図である。
【図１１】従来の受信装置の構成ブロック図である。
【図１２】従来装置のデータ復調回路の構成図である。
【図１３】従来装置におけるデータ復調の原理を示す説
明図である。
明図である。
１ アンテナ ５ サーチレシーバ ６，７ デジタルデータレシーバ（データ復調回路） ８ コントロールプロセッサ ２０，２２，２４，２６ 平均化部 ５２ ＦＨＴ器
Claims (10)
- 【請求項１】 同相軸の擬似雑音符号と直交軸の擬似雑
音符号により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対し
スペクトル拡散された信号を受信し、この受信信号より
データを復調するスペクトル拡散通信用受信装置のデー
タ復調回路において、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに基地
局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の擬
似雑音符号または直交軸の擬似雑音符号を乗算し、乗算
結果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化し
て検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算
出手段と、 前記相関算出手段にて得られた位相差情報を用いて同相
軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の
影響を補償する位相差補償手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項２】 同相軸の擬似雑音符号と直交軸の擬似雑
音符号により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対し
スペクトル拡散された信号を受信し、この受信信号より
データを復調するスペクトル拡散通信用受信装置のデー
タ復調回路において、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに基地
局から送信されたパイロット信号に対応した同相軸の擬
似雑音符号及び直交軸の擬似雑音符号を乗算し、乗算結
果を積分し、積分結果を巡回加算することで平均化して
検波後の残留位相差情報を含む相関を算出する相関算出
手段と、 前記相関算出手段にて得られた位相差情報を用いて同相
軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の
影響を補償する位相差補償手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項３】 同相軸の擬似雑音符号と直交軸の擬似雑
音符号により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対し
スペクトル拡散された信号を受信し、この受信信号より
データを復調するスペクトル拡散通信用受信装置のデー
タ復調回路において、 同相軸の受信信号と基地局から送信されたパイロット信
号に対応した同相軸の擬似雑音符号及び直交軸の擬似雑
音符号を乗算し、乗算結果を積分し、積分結果を巡回加
算することで平均化して検波後の残留位相差情報を含む
相関を算出する相関算出手段と、 前記相関算出手段にて得られた位相差情報を用いて同相
軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の
影響を補償する位相差補償手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項４】 同相軸の擬似雑音符号と直交軸の擬似雑
音符号により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対し
スペクトル拡散された信号を受信し、この受信信号より
データを復調するスペクトル拡散通信用受信装置のデー
タ復調回路において、 直交軸の受信信号と基地局から送信されたパイロット信
号に対応した同相軸の擬似雑音符号及び直交軸の擬似雑
音符号を乗算し、乗算結果を積分し、積分結果を巡回加
算することで平均化して検波後の残留位相差情報を含む
相関を算出する相関算出手段と、 前記相関算出手段にて得られた位相差情報を用いて同相
軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の
影響を補償する位相差補償手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項５】 請求項１または請求項２または請求項３
または請求項４記載のスペクトル拡散通信用受信装置の
データ復調回路において、さらに、 前記位相差補償手段により位相差の影響が補償された同
相軸の信号及び直交軸の信号に基地局から送信されたパ
イロット信号に対応した同相軸の疑似雑音符号及び直交
軸の疑似雑音符号をそれぞれ乗算し、それぞれの乗算結
果を加算した信号を復調するデータ復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項６】 請求項５記載のスペクトル拡散通信用受
信装置のデータ復調回路において、 前記データ復調手段は高速アダマール変換による信号処
理を用いて信号を復調することを特徴とするスペクトル
拡散通信用受信装置のデータ復調回路。 - 【請求項７】 請求項１または請求項２または請求項３
または請求項４記載のスペクトル拡散通信用受信装置の
データ復調回路において、さらに、 前記位相差補償手段により位相差の影響が補償された同
相軸の信号と、タイミングを前後にわずかにずらせた同
相軸の疑似雑音符号とをそれぞれ乗算する第１乗算手段
と、 前記位相差補償手段により位相差の影響が補償された直
交軸の信号と、タイミングを前後にわずかにずらせた直
交軸の疑似雑音符号とをそれぞれ乗算する第２乗算手段
と、 前記第１，第２乗算手段においてそれぞれ乗算された同
相軸の信号と直交軸の信号とを加算する加算手段と、 加算された信号の平均化演算を行う平均化手段の演算結
果に基づいてタイミング信号を出力するタイミング制御
手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項８】 請求項７記載のスペクトル拡散通信用受
信装置のデータ復調回路において、さらに、 前記加算手段と前記平均化手段との間に設けられ、前記
加算手段の加算信号と受信パルス信号の受信電力の逆数
に相当する係数を乗算し、乗算結果を前記平均化手段へ
出力する第３乗算手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項９】 請求項７または請求項８記載のスペクト
ル拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、さら
に、 前記タイミング制御手段より出力されるタイミング信号
を入力し、このタイミング信号に基づいて同相軸の疑似
雑音符号及び直交軸の疑似雑音符号を発生する疑似雑音
符号発生手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。 - 【請求項１０】 請求項７または請求項８記載のスペク
トル拡散通信用受信装置のデータ復調回路において、さ
らに、 前記タイミング制御手段より出力されるタイミング信号
を入力し、このタイミング信号に基づいて受信信号を復
調する復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置のデータ復調回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14936993A JP2771757B2 (ja) | 1992-06-29 | 1993-06-21 | スペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路 |
| CA002099322A CA2099322C (en) | 1992-06-29 | 1993-06-28 | Data demodulator of a receiving apparatus for spread spectrum communication |
| EP19930110282 EP0577044B9 (en) | 1992-06-29 | 1993-06-28 | Phase difference correcting demodulator for a receiver for spread spectrum communication and method of demodulating |
| DE69327988T DE69327988T2 (de) | 1992-06-29 | 1993-06-28 | Phasendifferenzkorrekturdemodulator eines Spreizspektrumkommunikationsempfängers und Demodulationsverfahren |
| FI932995A FI110730B (fi) | 1992-06-29 | 1993-06-29 | Hajaspektrivastaanottimen datademodulaattori |
| US08/227,197 US5383220A (en) | 1992-06-29 | 1994-04-13 | Data demodulator of a receiving apparatus for spread spectrum communication |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17094692 | 1992-06-29 | ||
| JP4-170946 | 1992-06-29 | ||
| JP14936993A JP2771757B2 (ja) | 1992-06-29 | 1993-06-21 | スペクトル拡散通信用受信装置のデータ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690219A JPH0690219A (ja) | 1994-03-29 |
| JP2771757B2 true JP2771757B2 (ja) | 1998-07-02 |
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