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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Diversity-Empfänger und
sein Steuerverfahren zur Ausführung
eines Diversity-Empfangs eines Datensignals, das gemäß einem
Direct Sequence CDMA ("code
division multiple access",
Codemultiplex)-Schema gesendet wird.
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Insbesondere
wird die Erfindung beim Empfang im Codemultiplex-(CDMA)Verfahren
unter Verwendung eines Spreizspektrumverfahrens angewendet, und
insbesondere auf dem Gebiet der Mobilkommunikation unter Verwendung
einer zellularen Konfiguration.
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Insbesondere
wird die Erfindung auf dem Gebiet des Diversity-Empfangsverfahrens
angewendet, das empfangene Signale, die in eine Vielzahl von Antennen
eines Diversity-Empfängers
eingegeben werden, der an einer Basisstation platziert ist, entspreizt,
die entspreizten Signale durch geeignete gewichtete Koeffizienten
multipliziert und die resultierenden Produkte kombiniert. Insbesondere
bezieht sich die Erfindung auf die Errichtung einer Synchronisation
zwischen dem Diversity-Empfänger in
der Basisstation und einer Mobilstation im Basisstationsbereich,
und auf das Verfahren der Einstellung von Anfangswerten gewichteter
Koeffizienten.
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In
der EP-A-0667686 ist ein Diversity-Empfänger offenbart, bei dem die
aus einer Reihe von Korrelatoren ausgegebenen Spreizsignale mit
gewichteten Koeffizienten multipliziert werden, wobei als Antwort
auf ein Ausgangssignal empfangene Entscheidungsfehlerinformationen
als Rückkopplungsinformationen
zur Steuerung der gewichteten Koeffizienten verwendet werden.
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Das
DC-CDMA ist ein Verfahren zur Ausführung einer Kommunikation unter
Verwendung eines einzigen Frequenzbandes, das sich eine Vielzahl
von Benutzern teilt, wobei Spreizungscodes zum Identifizieren der
individuellen Benutzer verwendet werden. Hier werden orthogonale
Codes wie Goldcodes als Spreizungscodes für die Benutzer verwendet.
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Beim
Vorgang der Entspreizung im Empfänger
wird die Interferenzsignalleistung von anderen Benutzern um einen
Faktor des durchschnittlichen Verarbeitungsgewinns (PG) reduziert.
In einer Mobilkommunikationsumgebung (insbesondere in einer asynchronen
Rückwärtsverbindungsumgebung)
sind die empfangenen Signale der Benutzer momentanen Schwankungen
aufgrund von unabhängigem Schwund,
Kurzzeitschwankungen und Entfernungsschwankungen unterworfen. Demnach
ist es zur Erfüllung
der beabsichtigten Empfangsqualität der Benutzer erforderlich,
die Sendeleistungsregelung auszuführen, um das SIR am Eingang
des Empfängers an
der Basisstation konstant zu halten, wobei das SIR als das Verhältnis der
empfangenen Signalleistung jedes Benutzers zur Interferenzsignalleistung von
anderen gleichzeitigen Benutzern definiert ist.
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Aber
selbst wenn die Sendeleistungsregelung perfekt ist, und daher das
SIR am Empfängereingang
ohne Fehler konstant gehalten wird, sind die Spreizungscodes in
der Mehrwegeumgebung bei Mobilkommunikationen nie vollständig orthogonal, und
eine Interferenz aufgrund einer Kreuzkorrelation mit einer Durchschnittsleistung,
die um einen Faktor des Verarbeitungsgewinns pro Benutzer reduziert
ist, ist unvermeidbar.
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Somit
erhöht
sich die Interferenzsignalleistung mit der Anzahl gleichzeitiger
Benutzer im selben Frequenzband. Infolgedessen wird die Kapazität bezüglich der
Anzahl gleichzeitiger Benutzer pro Zelle durch die Empfangsqualität bestimmt,
die wiederum durch die erforderliche Qualität des Systems bestimmt wird.
Zur Erhöhung
der Kapazität
hinsichtlich der Anzahl gleichzeitiger Benutzer muss die Kreuzkorrelation
aufgrund anderer Benutzer reduziert werden.
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Interferenzbeseitigungsverfahren
werden als Verfahren zur Verringerung der Kreuzkorrelation von anderen
Benutzern vorgeschlagen. Als Interferenzbeseitigungsverfahren sind
bekannt: 1. eine Mehrfachbenutzererfassungseinrichtung, die nicht nur
das gewünschte
Signal des beabsichtigten Kanals sondern auch die Signale anderer
gleichzeitiger Benutzer demoduliert, die am Empfängereingang empfangen werden,
indem die Spreizungscodeinformationen der anderen Benutzer verwendet
werden, und 2. eine Einzelbenutzererfassungseinrichtung, die die
Durchschnittskreuzkorrelation und Rauschkomponenten von anderen
gleichzeitigen Benutzern unter Verwendung des Spreizungscodes lediglich
des beabsichtigten Kanals minimiert. Dabei korrigiert die Einzelbenutzererfassungseinrichtung
von Punkt 2 einen Spreizungskopiecode derart, dass die Kreuzkorrelation
von anderen Benutzern, die im Vorgang der Entspreizung des gewünschten
Benutzersignals erzeugt wird, über
Quadraturfilter im Empfänger
reduziert wird.
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Als
ein weiteres Verfahren zur Verringerung der Kreuzkorrelation von
anderen Benutzern zur Erhöhung
der Kapazität
hinsichtlich der Anzahl gleichzeitiger Benutzer ist ein adaptives
Diversity-Verfahren wie in 1 gezeigt
bekannt. In 1 bezeichnen die Bezugszeichen 101A bis 101D jeweils
eine Antenne, 102A bis 102D jeweils eine RF-Stufe, 103A bis 103D jeweils
einen A/D-Wandler, 104A bis 104D jeweils einen
gewichteten Koeffizientenmultiplizierer, 105 einen Addierer, 106 einen
Demodulator, 107 einen Ausgangsanschluss für wiederhergestellte
Daten, 108 eine gewichtete Koeffizientensteuereinrichtung
und 110 ein Referenzsignal.
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Das
in 1 gezeigte herkömmliche Beispiel reduziert
die Interferenzleistung von anderen Benutzern durch Hinzufügen geeigneter
Gewichte (WA-WD) zu Eingangssignalen in die Antennen 101A bis 101D und
dann durch deren Kombination.
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Als
weiteres adaptives Diversity-Verfahren im DS-CDMA-Schema ist ein Verfahren
bekannt, bei dem in Antennen eingegebene empfangene Signale entspreizt
werden, bevor sie mit geeigneten gewichteten Koeffizienten multipliziert
werden, die zu kombinieren sind.
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In
diesem Fall werden die zu multiplizierenden gewichteten Koeffizienten
aufeinanderfolgend aktualisiert, so dass das empfangene SIR maximal wird.
Diese Aktualisierung ermöglicht
es den gewichteten Koeffizienten, schließlich auf einen Wert zu konvergieren,
der den Gewinn in der Richtung des ankommenden Signals von einer
Mobilstation erhöht, jedoch
den Gewinn in der Richtung ankommender Interferenzsignale verringert.
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Dies
ist äquivalent
zum Versehen der Antenne mit adaptiven Richtwirkungen durch Steuerung der
Werte der gewichteten Koeffizienten.
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Die
adaptive Steuerung wird allerdings bei den entspreizten Signalen
durchgeführt.
Demnach ist es erforderlich, die Spreizungscodesynchronisation vor
dem Beginn der adaptiven Steuerung an einer Basisstation zu errichten.
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Außerdem ändert sich
ein Zeitabschnitt, der zum Konvergieren der gewichteten Koeffizienten
auf die Werte erforderlich ist, die das empfangene SIR maximieren,
in Abhängigkeit
von Werten, die als Anfangswerte der gewichteten Koeffizienten eingestellt sind,
die mit den entspreizten Signalen zu multiplizieren sind.
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Außerdem offenbart
das herkömmliche
Verfahren die Abläufe
zum Errichten der Spreizungscodesynchronisation beruhend auf dem
von der Mobilstation gesendeten Signal zum Einstellen der Anfangswerte
der gewichteten Koeffizienten nicht deutlich, die durch die Basisstation
durchgeführt
werden, die den adaptiven Diversity-Empfang des Signals nach der
Entspreizung ausführt.
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Das
in 1 gezeigte herkömmliche adaptive Diversity-Verfahren umfasst
die Multiplizierer 104A bis 104D und den Addierer 105 zum
Multiplizieren der Signale jeweiliger Zweige mit den gewichteten
Koeffizienten und zum Aufsummieren der resultierenden Produkte.
Der Demodulator 106 demoduliert die Signale nach der Summation.
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Diese
gewichteten Koeffizienten WA-WD werden derart gesteuert, dass das
SIR des summierten Signals am Addierer 105 maximal wird.
Allerdings haben keine Forschungsberichte bisher ein Verfahren zur
Erzeugung eines Referenzsignals zur Steuerung der gewichteten Koeffizienten
oder ein Verfahren zum Implementieren dieser Vorgänge klar
offenbart.
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Demnach
besteht eine erste Aufgabe der Erfindung darin, einen Diversity-Empfänger auszubilden,
der die Empfangsqualität
verbessern und die Kapazität
hinsichtlich der Anzahl gleichzeitiger Benutzer in der Zelle erhöhen kann,
indem eine Rückkopplungsregelung
der gewichteten Koeffizienten jeweiliger Zweige derart ausgeführt wird,
dass das Verhältnis
der gewünschten
Signalleistung zur Interferenzleistung (SIR) maximal wird.
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Eine
zweite Aufgabe der Erfindung besteht in der Ausgestaltung eines
Steuerverfahrens eines adaptiven Diversity-Empfängers, der das entspreizte Signal
mit den gewichteten Koeffizienten multipliziert und die resultierenden
Produkte kombiniert. Insbesondere besteht die Aufgabe in der Errichtung
einer Spreizungscodesynchronisation und der Einstellung geeigneter
Anfangswerte der gewichteten Koeffizientenregelung.
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Die
EP-A-0701344 (Äquivalent
zur WO95/22214) offenbart einen Diversity-Empfänger, der gemäß einem
Direct Sequence CDMA-Schema gesendete Datensignale empfängt, in
dem Korrelatoren eine Vielzahl von empfangenen Schwundwellen entspreizen,
eine Vielzahl von Multiplizierern die aus den Korrelatoren ausgegebenen
entspreizten Signale mit gewichteten Koeffizienten multiplizieren,
und ein Addierer die aus den Multiplizierern ausgegebenen gewichteten
Signale addiert.
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Gemäß einer
ersten Ausgestaltung der Erfindung ist ein Diversity-Empfänger zum
Empfangen eines entsprechend einem Direct Sequence CDMA-Schema gesendeten
Datensignals ausgebildet, wobei der Empfänger Korrelatoren zum Entspreizen einer
Vielzahl empfangener Schwund-Wellen für jeweilige Zweige und eine
Vielzahl von Multiplizierern zum Multiplizieren von aus den Korrelatoren
ausgegebenen entspreizten Signalen mit gewichteten Koeffizienten
und einen Addierer zum Aufsummieren von aus der Vielzahl der Multiplizierer
ausgegebenen gewichteten Signalen umfasst, wobei der Diversity-Empfänger gekennzeichnet
ist durch
eine Phasenschwankungsschätzeinrichtung, die ein aus
dem Addierer ausgegebenes Signal empfängt, zum Schätzen empfangener
Phasen der empfangenen Schwund-Wellen,
eine Entscheidungseinrichtung
zum Wiederherstellen des Datensignals beruhend auf einem aus der Phasenkompensationseinrichtung
ausgegebenen kompensierten Signal,
eine Multiplikationseinrichtung
zum Multiplizieren der wiederhergestellten Signaldaten mit den geschätzten Phasenschwankungen,
eine
Subtraktionseinrichtung zum Berechnen von Fehlervektorkomponenten
entsprechend einer Differenz zwischen einem aus der Multiplikationseinrichtung
ausgegebenen Signal und dem aus dem Addierer ausgegebenen Signal,
und
eine gewichtete Koeffizient-Berechnungseinrichtung zum
Verwenden von Entscheidungsfehlerinformationen, die im Ansprechen
auf ein Ausgangssignal und ein Eingangssignal der Entscheidungseinrichtung
als Rückkopplungsinformationen
erhalten werden, zur Steuerung der gewichteten Koeffizienten, wobei
die
Korrelatoren jeweils nach RF-Signalprozessoren angeordnet sind,
die für
jeweilige Zweige vorgesehen sind, und eine Korrelationserfassung
bei einer Symbolinformationsrate unter Verwendung einer Spreizsignalsequenzkopie
ausführen.
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Gemäß einer
zweiten Ausgestaltung der Erfindung ist ein Diversity-Empfängersteuerverfahren zur
Durchführung
von Mobilkommunikationen zwischen einer Mobilstation und einem Diversity-Empfänger unter
Verwendung eines Direct Sequence CDMA-Schemas ausgebildet, das eine
Mehrfachzugangsübertragung
durch Spreizen eines Schmalbandsignals in ein Breitbandsignal unter
Verwendung eines Spreizungscodes mit höherer Rate als einer Informationsrate
ausführt,
mit den Schritten
Empfangen eines von der Mobilstation gesendeten Direct
Sequence-Spreizsignals mit einer Vielzahl von Empfangsantennen,
die in einen Richtzustand versetzt sind,
Errichten einer Spreizungscodesynchronisation,
die einer Entspreizung eines Eingangssignals jeder der Vielzahl
der Empfangsantennen entspricht, unter Verwendung von Korrelatoren,
die jeweils nach RF-Signalprozessoren
angeordnet sind, die für
jeweilige Zweige vorgesehen sind, und eine Korrelationserfassung
bei einer Symbolinformationsrate unter Verwendung einer Spreizungssignalsequenzkopie ausführen,
Multiplizieren
gewichteter Koeffizienten mit über
die Entspreizung in dem Schritt der Errichtung der Spreizungscodesynchronisation
erhaltenen Signalen,
Kombinieren von Signalen nach einer Multiplikation im
Multiplikationsschritt zur Erzeugung eines kombinierten Signals,
Schätzen empfangener
Phasenschwankungen des kombinierten Signals,
Kompensieren des
kombinierten Signals um die geschätzten Phasenschwankungen,
Wiederherstellen
des Datensignals beruhend auf dem kompensierten Signal,
Multiplizieren
der wiederhergestellten Signaldaten mit den geschätzten Phasenschwankungen,
Berechnen
von Fehlervektorkomponenten, die einer Differenz zwischen den mit
den geschätzten
Phasenschwankungen multiplizierten Signaldaten und dem kombinierten
Signal entsprechen,
Messen eines SIR des kombinierten Signals
und
Steuern eines adaptiven Diversity-Empfangs durch Steuern
der gewichteten Koeffizienten beruhend auf den Fehlervektorkomponenten
und dem gemessenen SIR zum Maximieren eines empfangenen SIR.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Aufbaus eines herkömmlichen adaptiven Diversity-Verfahrens;
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2 zeigt
ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines adaptiven
Diversity-Systems gemäß der Erfindung;
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3 zeigt
eine Darstellung eines Aufbaus eines Rahmens, der bei dem adaptiven
Diversity-System gemäß der Erfindung
anwendbar ist;
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4 zeigt
eine Darstellung eines Phasenfehlerkompensationsverfahrens gemäß den Ausführungsbeispielen
der Erfindung;
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5 zeigt
ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels gemäß der Erfindung;
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6 zeigt
ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels gemäß der Erfindung;
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7 zeigt
eine Darstellung von Abläufen zur
Errichtung einer Spreizungscodesynchronisation und einer adaptiven
Steuerung gewichteter Koeffizienten gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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8 zeigt
eine Darstellung von Abläufen zur
Errichtung der Spreizungscodesynchronisation und der adaptiven Steuerung
gewichteter Koeffizienten gemäß dem vierten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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9 zeigt
ein Blockschaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels
eines adaptiven Diversity-Systems gemäß der Erfindung; und
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10 zeigt
eine Darstellung von Abläufen zur
Errichtung der Spreizungscodesynchronisation und der adaptiven Steuerung
gewichteter Koeffizienten gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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In
dem folgenden Beispiel, das unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen als Ausführungsbeispiel
beschrieben ist, bei dem die Erfindung anwendbar ist, wird angenommen,
dass es einen kohärenten
adaptiven Diversity-Aufbau aufweist, bei dem eine absolute kohärente Erfassung
angewendet werden kann. In diesem Aufbau wird eine Phasenschwankungskompensation
gegen Schwund durch Schätzen
von Phasenschwankungen unter Verwendung bekannter Pilotsymbole ausgeführt. Dann
werden gewichtete Koeffizienten derart gesteuert, dass ein Fehlervektor
minimal wird (das heißt,
ein empfangenes SIR minimal wird), wobei der Fehlervektor als Differenz
zwischen dem Signal, dessen Phasenschwankungen aufgrund von Schwund
kompensiert sind, und einem durch eine Entscheidung erhaltenen Signal
definiert ist.
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Somit
kann in einem erfindungsgemäßen Diversity-Empfänger das
maximale SIR für
jedes Symbol durch Minimieren des Fehlervektors erhalten werden,
der durch Entscheidungsrückkopplung
erhalten wird. Das heißt,
der Effekt der Interferenzleistung von anderen gleichzeitigen Benutzern
kann durch eine adaptive Rückkopplungssteuerung
der gewichteten Koeffizienten jeweiliger Diversity-Zweige reduziert werden.
Infolgedessen kann die Kapazität
hinsichtlich der Anzahl gleichzeitiger Benutzer in einer Zelle erhöht werden.
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Insbesondere
wenden die erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele
ein CDMA ("code
division multiple access",
Codemultiplex)-Schema an, das eine Mehrfachzugangsübertragung
durch Spreizen von Informationen in ein Breitbandsignal unter Verwendung
von Spreizungscodes mit einer höheren Rate
als eine Informationsrate ausführt.
Ein Sendeende bildet einen Rahmen durch periodisches Einfügen eines
bekannten Pilotsignals in ein Informationsdatensignal in mehreren
Symbolintervallen und expandiert die Bandbreite unter Verwendung
eines Spreizungscodes mit einer Periode gleich einer Informationssymbolperiode.
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Andererseits
umfasst ein Empfänger,
der N Mehrwegsignale empfängt,
M Antennen und F Empfangsschaltungen, wobei M größer oder gleich 2 ist, Korrelatoren
jeweils zum Erhalten einer Korrelation unter Verwendung einer Spreizungscodesequenzkopie
synchronisiert mit einer Spreizungscodesequenz in einem gewünschten
Empfangssignal, das mit der jeweiligen Antenne verknüpft ist,
M gewichtete Koeffizientenmultiplizierer zum Multiplizieren des
Ausgangssignals jedes Korrelators mit einem komplexen gewichteten
Koeffizienten, einen Addierer zum Summieren von Ausgangssignalen
der gewichteten Koeffizientenmultiplizierer, einen Phasenfehlerschätzkompensierer
zum Schätzen
eines Empfangsphasenfehlers jedes Informationssignals durch Interpolieren
der empfangenen Phase des Pilotsignals eines bekannten Musters,
das im Rahmen in der Ausgabesequenz von dem Addierer enthalten ist,
wodurch der empfangene Phasenfehler kompensiert wird, einen Entscheidungsabschnitt
zum Treffen einer Entscheidung über
das Signal, das der Phasenfehlerkompensation durch den Phasenfehlerschätzkompensierer Signal
pro Symbol unterzogen wurde, eine Fehlervektorerzeugungseinrichtung
zum Erzeugen des Fehlervektors zwischen einem empfangenen Signalvektor
nach der Phasenfehlerkompensation und einem Signalvektor nach der
Entscheidung, einen Phasenschwankungsschätzmultiplizierer zum Multiplizieren
des durch die Fehlervektorerzeugungseinrichtung erzeugten Fehlervektors
mit dem Phasenschwankungsschätzwert,
der durch den Phasenfehlerschätzkompensierer
geschätzt
wird, und eine komplexe gewichtete Koeffizientensteuereinrichtung zum
Erhalten komplexer gewichteter Koeffizienten der individuellen Antennen
derart, dass der mittlere quadratische Fehler des Multiplizierers
minimal wird.
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Der
adaptive Diversity-Block des vorstehend beschriebenen Empfängers umfasst
L Korrelatoren für
die Mehrwege, die anhand von RAKE zu kombinieren sind, wobei L die
Anzahl der Mehrwege ist, L gewichtete Koeffizientenmultiplizierer,
L Addierer und L Phasenfehlerschätzkompensierer.
Er umfasst ferner einen RAKE-Kombinierer zum Aufsummieren der aus
den L Phasenfehlerschätzkompensierern
ausgegebenen Signale nach deren Multiplikation mit geschätzten komplexen
Hüllkurven,
die als gewichtete Koeffizienten verwendet werden, einen Entscheidungsabschnitt
zum Treffen einer Entscheidung über das
Ausgangssignal aus dem RAKE-Kombinierer, eine
Fehlervektorerzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines Fehlervektors,
das heißt,
der Differenz zwischen einem empfangenen Signalvektor nach der Phasenfehlerkompensation
und einem Signalvektor nach der Entscheidung, einen Phasenschwankungsschätzmultiplizierer
zum Multiplizieren des durch die Fehlervektorerzeugungseinrichtung
erzeugten Fehlervektors mit den durch die Phasenfehlerschätzkompensierer
geschätzten
Phasenschwankungsschätzwerte,
und komplexe gewichtete Koeffizientensteuereinrichtungen zum Erhalten
der komplexen gewichteten Koeffizienten der einzelnen Zweige derart,
dass der mittlere quadratische Fehler der Multiplizierer minimal
wird.
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Gemäß den Ausführungsbeispielen,
bei denen die Erfindung angewendet wird, werden 1. die gewichteten
Koeffizienten für
jeweilige Zweige durch die Rückkopplungssteuerung
bzw. -regelung entschieden, die den Fehlervektor minimiert, und
2. die Gewichtungsverarbeitung bei den Informationssymbolen ausgeführt, die
entspreizt wurden. Das heißt, es
wird sozusagen eine Basisbandverarbeitung durchgeführt. Daher
ist der Hardwareaufbau viel einfacher als bei dem herkömmlichen
System, das die Gewichtung auf der Stufe vor der Entspreizungsstufe ausführt, was
eine Verarbeitung mit Chiprate erfordert.
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Nachstehend
werden die erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiele
ausführlicher
unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
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Ausführungsbeispiel 1
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2 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines Diversity-Empfängers, bei
dem die Erfindung angewendet wird. In 2 bezeichnen
die Bezugszeichen 201A bis 201C jeweils eine Antenne, 202 eine RF-Stufe, 203A bis 203C jeweils
ein angepasstes Filter, 204A bis 204C jeweils
einen gewichteten Koeffizientenmultiplizierer, 205 einen
Addierer, 206 eine Phasenschwankungsschätzeinrichtung, 207 einen Phasenschwankungskompensierer, 208 einen
Entscheidungsabschnitt, 209 einen Ausgangsanschluss für wiederhergestellte
Daten, 210 eine Fehlervektorerzeugungseinrichtung, ek einen
Fehlervektor, 211 einen Phasenschwankungsschätzmultiplizierer
und 212 eine gewichtete Koeffizientensteuereinrichtung. Außerdem bezeichnet
das Zeichen * in dieser Figur eine konjugiert komplexe Verarbeitung.
Die Vektorsignale werden hier durch normale Zeichen anstelle fettgedruckt
zur Erleichterung des Drucks angegeben.
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Der
in 2 gezeigte Diversity-Empfänger wird nun unter der Annahme
beschrieben, dass er als Empfänger
einer Basisstation verwendet wird. Nebenbei wird auch angenommen,
dass die Antenne der Basisstation viel höher als Antennen von Mobilstationen
sind. In diesem Fall kommen die ankommenden Signale an der Basisstation
von den Mobilstationen in der Zelle aus verschiedenen Richtungen an,
die von der Basisstation zu empfangen sind. Die empfangenen Signale
von anderen Benutzern werden für
ein gewünschtes
empfangenes Signal auf einem beabsichtigten Kanal zu Interferenzsignalen.
Im DS-SDMA-System
sind die Korrelationen zwischen den Spreizungscodes der Benutzer
im Entspreizungsprozess gering, und die Signalleistung der anderen
Benutzer nach der Entspreizung wird im Durchschnitt um einen Faktor
des Verarbeitungsgewinns reduziert. Die Restinterferenzleistung
verschlechtert allerdings die Empfangsqualität, da sie mit dem Anstieg der
Anzahl der gleichzeitigen Benutzer ansteigt.
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Die
ankommenden Signale von den Mobilstationen in der Zelle an der Antenne
der Basisstation kommen aus willkürlichen Richtungen an.
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Demnach
kann das Signal-zu-Interferenzleistungsverhältnis (SIR) des gewünschten
empfangenen Signals durch Maximieren des kombinierten Gewinns der
Vielzahl der Antennen für
den gewünschten
Kanal und durch Einstellen der Empfangsrichtungen der Interferenzstationen
am Nullpunkt für
das Interferenzsignal erhöht
werden. Die empfangenen Signale von M Antennen (nur drei Antennen
von 201A bis 201C sind in 2 dargestellt) haben
durch Abstände
zwischen Antennen, Einfallswinkel und die Frequenz eines Trägers bestimmte Verzögerungen.
Sind die Abstände
zwischen Antennen gering, können
die Amplitudenschwankungen und Phasenschwankungen aufgrund von Schwundübertragungswegen
für die
jeweiligen Antennen als die gleichen behandelt werden.
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Die über die
Antennen von 201A bis 201C erhaltenen ankommenden
RF-Signale werden jeweils verstärkt
und durch die RF-Stufe 202 einer Frequenzumwandlung unterzogen,
wodurch sie in Basisbandsignale umgewandelt werden. Danach werden
die Basisbandsignale jeweils durch die angepassten Filter 203A bis 203C unter
Verwendung der Spreizungscodekopie des beabsichtigten Kanals (bestimmten
Kanals) entspreizt. Die entspreizten Signale werden als rA, rB und
rC ausgegeben und mit den mit den Zweigen verknüpften komplexen gewichteten
Koeffizienten durch die Multiplizierer 204A bis 204C multipliziert.
Die komplexen gewichteten Koeffizienten werden einer konjugierten
komplexen Verarbeitung (die durch das Zeichen * dargestellt wird) unterzogen,
bevor sie durch die Multiplizierer 204A bis 204C multipliziert
werden. Die M (M = 3 in diesem Fall) mit den gewichteten Koeffizienten
multiplizierten Signale werden durch den Addierer 205 aufsummiert.
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Das
aufsummierte Signal wird der Phasenschwankungseinrichtung 206 zugeführt, die
seine empfangene Phase schätzt,
die für
die "absolute Kohärenzerfassung" verwendet wird.
Insbesondere setzt sie die empfangene Phase der empfangenen Schwundwellen
unter Verwendung der Pilotsymbole PS eines bekannten Musters, die
periodisch in den Senderahmen eingefügt sind (dessen Aufbaubeispiel in 3 dargestellt
ist), und schätzt
ferner die empfangenen Phasenschwankungen der einzelnen Informationssymbole
IS aufgrund von Schwund durch Interpolieren der empfangenen Phasen
der Pilotsymbole PS auf beiden Seiten der Informationssymbole, wodurch
die empfangenen Phasenschwankungen durch den Phasenschwankungskompensierer 207 (in 2)
kompensiert werden.
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4 zeigt
ein Beispiel des Kompensationsverfahrens des Phasenfehlers der Informationsdaten unter
Verwendung der Pilotsymbole. In 4 stellt die
Abszisse I die In-Phasenkomponente
und die Ordinate Q die Quadraturkomponenten dar.
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Das
Signal mit seiner Phasenschwankung aufgrund von Schwund wird durch
den Entscheidungsabschnitt 208 zum Wiederherstellen der
Sendedaten entschieden. Beispielsweise wird unter Berücksichtigung
des binären
PSK (BPSK) die Entscheidung über
+1 oder –1
getroffen. Ist das SIR aufgrund einer großen Interferenzleistung gering,
erhöht sich
allgemein gesprochen der Phasenfehler zwischen dem phasenschwankungs-kompensierten
Signalvektor und dem entschiedenen Signalvektor. Unter Berücksichtigung
dessen wird der Fehlervektor ek, der den Phasenfehler darstellt,
aus der Fehlervektorerzeugungseinrichtung (dem Subtrahierer) 210 ausgegeben.
Dann werden die gewichteten Koeffizienten im nachstehend beschriebenen
Ablauf derart gesteuert beziehungsweise geregelt, dass der Fehlervektor
ek minimal wird.
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Der
Fehlervektor ek wird durch Multiplizieren des entschiedenen Signals
mit einem geschätzten Phasenschwankungsbetrag,
der aus der Phasenschwankungseinrichtung 206 ausgegeben
wird, durch den Phasenschwankungsschätzmultiplizierer 211 und
durch Erhalten der Differenz zwischen dem Produkt und dem Signal
vor der Phasenschwankungskompensation erzeugt. Die gewichtete Koeffizientsteuereinrichtung 212 steuert
die gewichteten Koeffizienten unter Verwendung des Fehlervektors
ek und aktualisiert die gewichteten Koeffizienten für einzelne
Symbole unter Verwendung des Multiplikationsausgangssignals. Als
Aktualisierungsalgorithmus kann der LMS (Least Mean Square) -Algorithmus oder
der RLS (Recursive Least Square) -Algorithmus verwendet werden.
Die gewichtete Koeffizientenaktualisierung unter Verwendung des
LMS-Algorithmus kann
wie folgt durchgeführt
werden: wk(m + 1)
= wk(m) + μ·r(m)·ek*(m) (1)wobei wk(m)
ein gewichteter Koeffizientvektor eines Benutzers k in der Zeitfolge
m, r(m) ein entspreizter Signalvektor (Ausgangssignale der angepassten
Filter), ek(m) der Fehlervektor des Benutzers k und μ ein fester
Wert zur Bestimmung der Mittelungszeit ist.
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Der
Diversity-Empfänger,
bei dem die Erfindung angewendet wird, kann jede Art von Spreizungscodes
ungeachtet ihres Typs verwenden, da er eine gewichtete Koeffizientsteuerung
bei den Symbolen nach der Entspreizung durchführt.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 2
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5 zeigt
ein Blockschaltbild eines Aufbaus eines Ausführungsbeispiels mit einer RAKE-Funktion
für Mehrwegesignale.
Der Aufbau in 5 umfasst Antennen 501A bis 501C,
eine RF-Stufe 502, einen A/D-Wandler 503, Verzögerungsschaltungen 518A/518C,
Basisbandverarbeitungseinrichtungen 504-1 bis 504-L für erste
bis L-te Wegsignale, die jeweils angepasste Filter 505A bis 505C enthalten,
gewichtete Koeffizientmultiplizierer 506A bis 506C,
einen Addierer 507, eine Pegelanpassungseinrichtung 508,
eine Phasenschwankungsschätzeinrichtung 509,
einen Phasenschwankungskompensierer 510, einen RAKE-Kombinierer 511,
einen Entscheidungsabschnitt 512, einen Ausgang für wiederhergestellte
Daten 513, eine Fehlervektorerzeuqungseinrichtung 515,
einen Phasenschwankungsschätzmultiplizierer 516 und
eine gewichtete Koeffizientsteuereinrichtung 517.
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Ist
die Höhe
der Empfangsantenne durch umgebende Gebäude beeinflusst, werden die
Radiowellen von Mobilstationen über
Mehrwege empfangen. Zur Handhabung der Mehrwegsignale umfasst dieses
Ausführungsbeispiel
die angepassten Filter 505A bis 505C, die gewichteten
Koeffizientmulitplizierer 506A bis 506C, den Addierer 507,
die Phasenschwankungsschätzeinrichtung 509,
den Phasenschwankungskompensierer 510, die Fehlervektorerzeugungseinrichtung 515,
den Phasenschwankungsschätzmultiplizierer 516 und
die gewichtete Koeffizientsteuereinrichtung 517, die alle
für die
Anzahl der Mehrwege für
jeden Benutzer erforderlich sind. Die folgenden Vorgänge sind
jenen des in 2 gezeigten Ausführungsbeispiels ähnlich (dem
Einzelwegfall): Entspreizung durch die angepassten Filter, Multiplizieren
der Signale der jeweiligen Zweige mit den komplexen gewichteten
Koeffizienten gefolgt von der Aufsummierung der Produkte, Ausführung der
Phasenschwankungsschätzung
unter Verwendung der Pilotsymbole im Rahmen (siehe 3)
und Durchführen
der Phasenschwankungskompensation entsprechend den Positionen der
Informationssymbole. Die Mehrwegsignale müssen lediglich an den Empfangsspreizugungscodephasen,
die den Sendeverzögerungszeiten
jeweiliger Wege entsprechen, zum Erreichen der RAKE-Kombination
entspreizt werden.
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Die
phasenschwankungskompensierten Signale jeweiliger Wege werden durch
den RAKE-Kombinierer 511 einer Maximal-Verhältnis-Kombination derart
unterzogen, dass die Leistungsgewichtung unter Verwendung der komplexen
Hüllkurven
der Wege implementiert ist. Das RAKE-kombinierte Signal jedes Benutzers wird
dem Entscheidungsabschnitt 512 zugeführt, der das Signal zur Wiederherstellung
der Sendedaten entscheidet.
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Der
aus den Fehlervektorerzeugungseinrichtungen 515 ausgegebene
und den gewichteten Koeffizientsteuereinrichtungen 517 zugeführte Fehlervektor
ek kann durch Multiplizieren der aus dem Entscheidungsabschnitt 512 ausgegebenen
entschiedenen Daten mit den aus den Phasenschwankungsschätzeinrichtungen 509 ausgegebenen
geschätzten Phasenschwankungen über die
Phasenschwankungsschätzmultiplizierer 516 und
durch Erhalten der Differenzen zwischen den Produkten und den Signalen
vor der Phasenschwankungskompensation erhalten werden.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 3
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6 zeigt
ein Blockschaltbild des gesamten Aufbaus eines Empfängers, wenn
ein Diversity-Empfänger,
bei dem die Erfindung angewendet wird, als Basisstationsempfänger verwendet
wird. Da das vorliegende Ausführungsbeispiel
die digitale Signalverarbeitung im Basisband zur Durchführung der Gewichtungssteuerung
jeweiliger Zweige anwendet, können
RF-Stufen (einschließlich
IF-Schaltungen) 602A bis 602C und
A/D-Wandler 603A bis 603C jeweiliger Zweige gemeinsam
wie in 6 gezeigt verwendet werden. Somit werden die A/D-Wandlerausgangssignale
der Zweige in die Basisbandempfangsabschnitte 604-1 bis 604-P zur
Ausführung
der Gewichtungssteuerung, Kombination und Demodulation für jeden
Benutzer eingegeben. Die Basisbandempfangsabschnitte 604-1 bis 604-P entsprechen
jeweils dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel
2. Mit dieser Anordnung ist es möglich,
die Größe und die Kosten
der Einrichtung zu verringern, da der Diversity-Empfang durch die digitale Basisbandsignalverarbeitung
implementiert werden kann.
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Nachstehend
wird ein Ablauf zum Beginnen einer adaptiven Steuerung der gewichteten
Koeffizienten in einer Basisstation in dem Fall beschrieben, wenn
eine Mobilstation im Bereich der Basisstation vorhanden ist, und
die Basisstation die Spreizungscodesynchronisation für ein von
der Mobilstation gesendetes Direct Sequence-Signal errichtet.
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 4
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2 zeigt
ein Blockschaltbild des Aufbaus eines Diversity-Empfängers in
einer Basisstation gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel.
Der Diversity-Empfänger
in der Basisstation umfasst eine Vielzahl von Empfangsantennen,
errichtet eine Spreizungscodesynchronisation durch angepasste Filter, die
für jeweilige
Antennen bereitgestellt sind, und entspreizt das Signal an der Basisstation.
Der Diversity-Empfang
kann durch Multiplizieren der mit den Antennen verbundenen entspreizten
Signale mit geeigneten gewichteten Koeffizienten und durch Kombinieren
der Produkte durch einen Addierer erreicht werden.
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Dieses
Ausführungsbeispiel
wendet einen kohärenten
adaptiven Diversity-Aufbau an, bei dem die absolute Kohärenzerfassung
angewendet werden kann. Insbesondere umfasst dieses Ausführungsbeispiel
eine Phasenschwankungsschätzeinrichtung
zur Schätzung
der Phasenschwankung aufgrund von Schwund und einen Phasenschwankungskompensierer
zur Ausführung
einer Kompensation. Die Phasenschwankungsschätzeinrichtung schätzt die
Empfangsphasenfehler von Informationssignalen durch Interpolieren
der empfangenen Phasen bekannter Pilotsymbole. Die gewichteten Koeffizienten einzelner
Zweige werden durch die gewichtete Koeffizientsteuereinrichtung
bestimmt. Die MMSE-Entscheidungsrückkopplungssteuerung
wird durch Multiplizieren des aus dem Entscheidungsabschnitt 208 ausgegebenen
entschiedenen Signals mit den aus der Phasenschwankungsschätzeinrichtung 206 ausgegebenen
geschätzten
Phasenschwankungen durch den Phasenschwankungsschätzmultiplizierer 211 und
durch Minimieren des Fehlervektors erreicht, der die Differenz zwischen
den Produktsignalen und den Signalen vor der Phasenschwankungskompensation
darstellt. Schließlich
konvergiert das SIR des empfangenen Signals auf einen Wert, der
das SIR maximiert.
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Die 7 und 8 veranschaulichen
die Abläufe
zur Ausführung
des adaptiven Diversity-Empfangs, wobei eine Basisstation 701 dieses Ausführungsbeispiels
die Spreizungscodesynchronisation beruhend auf dem von einer Mobilstation 702 gesendeten
Signal errichtet und die Anfangswerte der gewichteten Koeffizienten
einstellt.
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Wie
es in 7 gezeigt ist, kommt das von der Mobilstation 702 gesendete
Signal an der Basisstation 701 aus allen Richtungen von
360° an.
Die Basisstation 701 hat somit seine Antenne auf einen Nicht-Richtzustand
zum Empfangen des Signals zum Errichten der Synchronisation des
Spreizungscodes eingestellt, wodurch die Spreizungscodesynchronisation
errichtet wird. Daraufhin wird die adaptive Steuerung der gewichteten
Koeffizienten für
das entspreizte Signal ausgeführt.
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Die
Richtung der ankommenden Welle kann allerdings zu diesem Zeitpunkt,
wenn die Synchronisation des Spreizungscodes errichtet wird, nicht
erfasst werden. Die Anfangswerte der gewichteten Koeffizienten werden
somit zuerst auf Werte eingestellt, die mit einer bestimmten Richtung
bezüglich
des Diversity-Empfängers
verbunden sind (703). Dann konvergieren die Werte der gewichteten
Koeffizienten auf solche Werte, die das Empfangs-SIR maximieren werden
(704).
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Alternativ
dazu werden die Anfangswerte der gewichteten Koeffizienten wie in 8 gezeigt
zuerst auf den Nicht-Richtzustand
eingestellt (803). Dann konvergieren die Werte der gewichteten
Koeffizienten auf solche Werte, die das Empfangs-SIR maximieren
(804).
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AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 5
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9 zeigt
einen Aufbau eines Diversity-Empfängers in einer Basisstation
gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel.
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Der
Aufbau des Diversity-Empfängers
in der Basisstation umfasst zusätzlich
zu dem, was im Ausführungsbeispiel
4 in Verbindung mit 2 beschrieben ist, eine Anordnung,
bei der das empfangene Signal vor der Phasenschwankungskompensation
zu einer Empfangs-SIR-Messeinrichtung 914 gesendet wird,
und die einer Antennenrichtwirkungssteuereinrichtung 913 die
Steuerung der Richtwirkung der Antenne im Ansprechen auf das gemessene
SIR über Antennenrichtwirkungserzeugungseinrichtungen 915A, 915B und 915C ermöglicht.
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10 veranschaulicht
die Abläufe
zur Ausführung
des adaptiven Diversity-Empfangs, bei dem eine Basisstation 1001 dieses
Ausführungsbeispiels die
Spreizungscodesynchronisation mit dem von einer Mobilstation 1002 gesendeten
Signal errichtet und die Anfangswerte der gewichteten Koeffizienten einstellt.
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Die
Basisstation 1001 mit der auf den Richtzustand mit einem
bestimmten Winkel eingestellten Antenne dreht deren Richtung in
einem vorbestimmten Intervall zum Empfangen des Signals von der
Mobilstation 1002, wodurch die Spreizungscodesynchronisation
errichtet wird. Die Spreizungscodesynchronisation wird in jeder
Richtung der Antenne ausgeführt,
und der Signalpegel (SIR) wird in dieser Richtung erfasst, wodurch
die Antenne in die Richtung gerichtet wird, die das maximale Empfangs-SIR liefert.
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Danach
beginnt die adaptive Steuerung mit gewichteten Koeffizienten des
entspreizten Signals. Da in diesem Fall bekannt ist, dass die ankommende Welle
aus der Richtung nahe der der Antenne ankommt, können die Anfangswerte der gewichteten Koeffizienten
auf Werte eingestellt werden, die der Richtung der Antenne entsprechen,
um die adaptive Steuerung zu starten (1003). Die gewichteten
Koeffizienten reagieren auf Werte, die das SIR maximieren werden
(1004).
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Wie
vorstehend beschrieben minimiert die Erfindung den Fehlervektor
durch eine Entscheidungsrückkopplung
derart, dass die gewichteten Koeffizienten der einzelnen Diversity-Zweige
zum Maximieren des SIR für
jedes Symbol gesteuert werden. In Folge dessen kann der Effekt der
Interferenzleistung von anderen gleichzeitigen Benutzern reduziert werden.
Dies ermöglicht
die Steigerung der Kapazität hinsichtlich
der Anzahl gleichzeitiger Benutzer in der Zelle.
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Erfindungsgemäß können die
Synchronisation des Spreizungscodes und die adaptive Steuerung der
gewichteten Koeffizienten, die zum Implementieren des adaptiven
Diversity-Empfangs der Signale von den Mobilstationen erforderlich
sind, unabhängig von
der Richtung der ankommenden Welle gestartet werden. Dies ermöglicht die
schnellere Errichtung der Synchronisation des Spreizungscodes.
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Da
sich ferner das SIR erhöht,
wenn die Antenne in die Richtung des ankommenden Signals zeigt,
kann die Spreizungscodesynchronisation selbst in einer Umgebung
mit übermäßigem Interferenzrauschen
errichtet werden. Die gewichtete Koeffizientensteuerung, die der
Errichtung der Spreizungscodesynchronisation folgt, kann ihre Anfangswerte
nahe solcher Werte einstellen, die der ankommenden Richtung des
Signals entsprechen, da sie fast bekannt ist. Somit kann die Konvergenzzeit
der gewichteten Koeffizienten verkürzt werden.