JP4152091B2 - 適応アンテナ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は適応アンテナ受信装置に関し、特にＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重アクセス）信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群で適応的な指向性形成を行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成する適応アンテナ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式は加入者容量を増大できる可能性があり、移動通信セルラシステムの無線アクセス方式として期待されている。しかしながら、基地局の受信側では同時アクセスする他ユーザ信号が干渉となる問題がある。
【０００３】
これらの干渉を除去しながら希望信号のみを受信する方法に適応アレーアンテナがある。適応アレーアンテナは複数のアンテナで信号を受信し、複素数の重み付け合成を行うことで、各アンテナの受信信号の振幅及び位相を制御して指向性ビームを形成し、希望ユーザ信号を受信するとともに、他ユーザ信号の干渉を抑圧している。
【０００４】
適応アレーアンテナの受信特性はアレーアンテナの配置やアレー間隔に大きく依存し、様々な配置や間隔が考えられている。一般に、アレー間隔を狭くすると、受信信号のフェージング相関が高くなるので、指向性を狭くすることができるが、ダイバーシチ効果が低下するという欠点がある。移動通信のようなフェージングが厳しい環境では指向性を狭く制御するよりも、ダイバーシチ合成を行い、フェージングを補償した方が受信特性を改善することができる場合がある。
【０００５】
指向性制御効果とダイバーシチ効果とを併せ持つアレーアンテナ配置にサブアレー化配置がある。このサブアレー化したアレーアンテナ配置を図４に示す。図４において、アレーアンテナはサブアレー３１−１−１〜３１−１−Ｎとサブアレー３１−２−１〜３１−２−Ｎとからなる。各サブアレーのアレー間隔は指向性制御を行えるように狭く設定され、一般には０．５波長間隔が選ばれる。各サブアレーの間隔はダイバーシチ効果が得られるように広く設定され、一般には１０波長以上の間隔が選ばれる。
【０００６】
このサブアレー化配置で用いられる従来の適応アンテナ受信装置の構成例を図５に示す。図５において、従来の適応アンテナ受信装置はＣＤＭＡ信号をサブアレー化したアレーアンテナで受信し、各サブアレーで適応的な指向性形成を独立に行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成して復調信号を出力する。
【０００７】
２群のサブアレーに対応した２組の受信復調部のそれぞれは、マルチパス伝搬路に対応してパス数に相当するＬ個（Ｌは１以上の整数）のパス受信手段４１−１−１〜４１−１−Ｌ，４１−２−１〜４１−２−Ｌと、合成器４９−１，４９−２と、判定器５０−１，５０−２と、スイッチ５１−１，５１−２と、減算器５２−１，５２−２と、２組の受信復調部の出力を合成する加算器５３とから構成されている。
【０００８】
パス受信手段４１−１−１〜４１−１−Ｌ，４１−２−１〜４１−２−Ｌはビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌ（ビームフォーマ４２−１−２〜４２−１−Ｌ，４２−２−２〜４２−２−Ｌは図示せず）と、伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌ（伝送路推定手段４３−１−２〜４３−１−Ｌ，４３−２−２〜４３−２−Ｌは図示せず）と、複素共役操作４４−１−１〜４４−１−Ｌ，４４−２−１〜４４−２−Ｌ（複素共役操作４４−１−２〜４４−１−Ｌ，４４−２−２〜４４−２−Ｌは図示せず）と、乗算器４５−１−１〜４５−１−Ｌ，４５−２−１〜４５−２−Ｌ（乗算器４５−１−２〜４５−１−Ｌ，４５−２−２〜４５−２−Ｌは図示せず）と、正規化手段４６−１−１〜４６−１−Ｌ，４６−２−１〜４６−２−Ｌ（正規化手段４６−１−２〜４６−１−Ｌ，４６−２−２〜４６−２−Ｌは図示せず）と、乗算器４７−１−１〜４７−１−Ｌ，４７−２−１〜４７−２−Ｌ（乗算器４７−１−２〜４７−１−Ｌ，４７−２−２〜４７−２−Ｌは図示せず）と、アンテナ重み適応制御手段４８−１−１〜４８−１−Ｌ，４８−２−１〜４８−２−Ｌ（アンテナ重み適応制御手段４８−１−２〜４８−１−Ｌ，４８−２−２〜４８−２−Ｌは図示せず）とから構成されている。
【０００９】
ビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌは適応的に生成したユーザ固有のアンテナ重みを用い、アンテナ指向性で各パスの逆拡散信号を受信する。伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力から伝送路情報を推定する。複素共役操作４４−１−１〜４４−１−Ｌ，４４−２−１〜４４−２−Ｌは各パスの伝送路推定値の複素共役操作を行う。
【００１０】
乗算器４５−１−１〜４５−１−Ｌ，４５−２−１〜４５−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力に複素共役操作４４−１−１〜４４−１−Ｌ，４４−２−１〜４４−２−Ｌの出力を乗じ、各パスの位相変動を補正するとともに、最大比合成の重み付けを行う。最大比合成とは合成後のＳＩＮＲ（信号電力対干渉雑音電力比）が最大となる重み付け合成方法である。
【００１１】
合成器４９−１，４９−２は乗算器４５−１−１〜４５−１−Ｌ，４５−２−１〜４５−２−Ｌの出力を加算し、パス合成を行うことで復調結果を出力する。判定器５０−１，５０−２は復調信号を送られた可能性の高い送信信号に判定する。スイッチ５１−１，５１−２は既知参照信号がある場合に既知参照信号を、既知参照信号がない場合に判定器５０−１，５０−２の出力をそれぞれ参照信号に用いるように切替える。
【００１２】
減算器５２−１，５２−２は参照信号から復調信号を減算して誤差信号を生成する。誤差信号はパス受信手段４１−１−１〜４１−１−Ｌ，４１−２−１〜４１−２−Ｌにそれぞれ分配される。正規化手段４６−１−１〜４６−１−Ｌ，４６−２−１〜４６−２−Ｌは伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌで推定された伝送路推定値に対して正規化処理を行う。ここで、正規化手段４６−１−１〜４６−１−Ｌ，４６−２−１〜４６−２−Ｌは演算量削減のために省略することができる。
【００１３】
乗算器４７−１−１〜４７−１−Ｌ，４７−２−１〜４７−２−Ｌは誤差信号に正規化した伝送路推定値を乗じる。アンテナ重み適応制御手段４８−１−１〜４８−１−Ｌ，４８−２−１〜４８−２−Ｌは各パスの逆拡散信号と乗算器４７−１−１〜４７−１−Ｌ，４７−２−１〜４７−２の出力を用いてアンテナ重みを適応的に更新する。アンテナ重み適応制御手段４８−１−１〜４８−１−Ｌ，４８−２−１〜４８−２−Ｌとしては、一般に、最小二乗平均誤差制御（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）が用いられ、ＭＭＳＥ制御では希望ユーザにビームを向けるだけでなく、受信ＳＩＮＲを最大にする制御を行うことができる。
【００１４】
上記の判定誤差信号を用いた適応更新アルゴリズムにはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムが知られている。例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレーのアンテナ重みｗ1 （ｌ，ｎ），ｗ2 （ｌ，ｎ）（ｌはパス番号、ｎはシンボル番号）は、
ｗ1 （ｌ，ｎ＋１）＝ｗ1 （ｌ，ｎ）＋μｒ1 （ｌ，ｎ）ｅ1 * （ｌ，ｎ）ｗ2 （ｌ，ｎ＋１）＝ｗ2 （ｌ，ｎ）＋μｒ2 （ｌ，ｎ）ｅ2 * （ｌ，ｎ）という式で更新される。
【００１５】
ｒ1 （ｌ，ｎ）及びｒ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレー、各パスの逆拡散信号、ｅ1 （ｌ，ｎ）及びｅ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレー、各パスの位相変動の逆補正を行った判定誤差信号である。μはＬＭＳのステップサイズである。加算器５３は合成器４９−１，４９−２の出力を加算し、ダイバーシチ合成を行う。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
図５に示す従来の適応アンテナ受信装置では各サブアレーで適応的な指向性形成を独立に行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成して復調信号を出力している。各サブアレーでは受信信号のフェージング相関は低いものの、その間隔は数ｍしか離れていないため、マルチパスの到来方向や遅延時間は同様となる。
【００１７】
従来の適応アンテナ受信装置は伝送路の位相補正機能、すなわち伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌをビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌから分離して配置しているため、ビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌはフェージングを追従する必要がなく、マルチパスの到来方向変化へのみ適応的に指向性を制御すればよい。
【００１８】
したがって、各サブアレーでは同様な指向性パターンが形成されると考えられる。しかしながら、従来の適応アンテナ受信装置ではサブアレー毎に異なるアンテナ重みを用いているため、適応制御において判定誤差情報を有効に活用していないという問題がある。
【００１９】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、優れた適応制御特性を実現することができる適応アンテナ受信装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明による適応アンテナ受信装置は、符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行うとともに、前記複数のアレーアンテナ群各々に関する判定誤差信号を全て用いて前記共通なアンテナ重みを制御するようにしている。
【００２１】
本発明による他の適応アンテナ受信装置は、符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行う手段と、前記複数のアレーアンテナ群各々に関する判定誤差信号を全て用いて前記共通なアンテナ重みを制御する手段とを備えている。
【００２２】
すなわち、本発明の第１の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重アクセス）信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の逆拡散信号に対して各アレーアンテナ群で共通なアンテナ重みで指向性形成を行い、アレーアンテナ群毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、アレーアンテナ群毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いてアンテナ重みを適応更新している。
【００２３】
本発明の第２の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対してパス毎に各アレーアンテナ群で共通なアンテナ重みで指向性形成を行い、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号をパス毎に全て用いてアンテナ重みを適応更新している。
【００２４】
本発明の第３の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対して各アレーアンテナ群及び各パスで共通なアンテナ重みで指向性形成を行い、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いてアンテナ重みを適応更新している。
【００２５】
本発明の第４の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対してパス毎に各アレーアンテナ群で共通なアンテナ重みで指向性形成を行うビームフォーマと、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の伝送路情報を推定する伝送路推定手段と、伝送路推定手段の出力の複素共役値でビームフォーマの出力の位相変動を補正するとともに最大比合成の重み付けを行う乗算器と、乗算器の出力を全て加算する合成器と、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号をパス毎に全て用いてビームフォーマのアンテナ重みを適応更新するアンテナ重み適応制御手段とを有している。
【００２６】
本発明の第５の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対して各アレーアンテナ群及び各パスで共通なアンテナ重みで指向性形成を行うビームフォーマと、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の伝送路情報を推定する伝送路推定手段と、伝送路推定手段の出力の複素共役値でビームフォーマの出力の位相変動を補正するとともに最大比合成の重み付けを行う乗算器と、乗算器の出力を全て加算する合成器と、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いてビームフォーマのアンテナ重みを適応更新するアンテナ重み適応制御手段とを有している。
【００２７】
上記のように、本発明はアレーアンテナ群（各サブアレー）の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みで指向性形成を行うとともに、アレーアンテナ群（各サブアレー）に関する判定誤差情報を全て用いて共通なアンテナ重みを制御することによって、優れた適応制御特性を実現することが可能となる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置はＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｕｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重アクセス）信号を、サブアレー化したアレーアンテナで受信し、各サブアレーで適応的な指向性形成を共通に行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成して復調信号を出力している。この場合、各サブアレーでは共通のアンテナ重みを用い、各サブアレーに関する判定誤差情報を全て用いて共通のアンテナ重みを制御している。
【００２９】
本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置の受信復調部は２群のサブアレー受信信号を入力とし、マルチパス伝搬路に対応してパス数に相当するＬ個（Ｌは１以上の整数）のパス受信手段１−１〜１−Ｌと、合成器９と、判定器１０と、スイッチ１１と、減算器１２とから構成されている。
【００３０】
パス受信手段１−１〜１−Ｌはサブアレー毎のビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌ（ビームフォーマ２−１−２〜２−１−Ｌ，２−２−２〜２−２−Ｌは図示せず）と、伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌ（伝送路推定手段３−１−２〜３−１−Ｌ，３−２−２〜３−２−Ｌは図示せず）と、複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌ（複素共役操作４−１−２〜４−１−Ｌ，４−２−２〜４−２−Ｌは図示せず）と、乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌ（乗算器５−１−２〜５−１−Ｌ，５−２−２〜５−２−Ｌは図示せず）と、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌ（正規化手段６−１−２〜６−１−Ｌ，６−２−２〜６−２−Ｌは図示せず）と、乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌ（乗算器７−１−２〜７−１−Ｌ，７−２−２〜７−２−Ｌは図示せず）と、各サブアレーで共通なアンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌ（アンテナ重み適応制御手段８−２〜８−Ｌは図示せず）とから構成されている。
【００３１】
ビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌは適応的に生成したユーザ固有のアンテナ重みを各サブアレーに共通に用い、アンテナ指向性で各パスの逆拡散信号を受信する。伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力から伝送路情報を推定する。
【００３２】
複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌは各パスの伝送路推定値の複素共役操作を行う。乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力に複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌの出力を乗じ、各パスの位相変動を補正するとともに、最大比合成の重み付けを行う。最大比合成とは合成後のＳＩＮＲ（信号電力対干渉雑音電力比）が最大となる重み付け合成方法である。
【００３３】
合成器９は乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌの出力を全て加算してパス合成を行うとともに、各サブアレー間のダイバーシチ合成を行うことで復調結果を出力する。判定器１０は復調信号を、送られた可能性の高い送信信号に判定する。スイッチ１１は既知参照信号がある場合に既知参照信号を、既知参照信号がない場合に判定器１０の出力をそれぞれ参照信号に用いるように切替える。減算器１２は参照信号から復調信号を減算して誤差信号を生成する。減算器１２で生成された誤差信号はパス受信手段１−１〜１−Ｌにそれぞれ分配される。
【００３４】
正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌで推定した伝送路推定値に対して正規化処理を行う。ここで、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは演算量削減のために省略することができる。
【００３５】
乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌは誤差信号に、正規化した伝送路推定値を乗じる。アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌは各パスの逆拡散信号と、乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌの出力を全て用いて共通なアンテナ重みを適応的に更新する。
【００３６】
アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌとしては一般に、最小二乗平均誤差制御（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）が用いられ、ＭＭＳＥ制御では希望ユーザにビームを向けるだけでなく、受信ＳＩＮＲを最大にする制御を行うことができる。本実施例に示される判定誤差信号を用いた適応更新アルゴリズムにはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムが知られている。
【００３７】
例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレーで共通なアンテナ重みｗ（ｌ，ｎ）（ｌはパス番号、ｎはシンボル番号）は、
という式で更新される。
【００３８】
ここで、ｒ1 （ｌ，ｎ）及びｒ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの逆拡散信号であり、ｅ1 （ｌ，ｎ）及びｅ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの位相変動の逆補正を行った判定誤差信号である。μはＬＭＳのステップサイズである。本実施例ではこれらの適応更新アルゴリズムが任意である。
【００３９】
図２は図１のパス＃１のビームフォーマ２−１−１の構成を示すブロック図である。図２において、ビームフォーマ２−１−１はパス＃１のアンテナ重みの複素共役操作を行う複素共役操作３１−１−１〜３１−１−Ｎと、パス＃１の逆拡散信号とアンテナ重みの複素共役とを乗じる乗算器３２−１−１〜３２−１−Ｎと、乗算器３２−１−１〜３２−１−Ｎの各出力を加算する合成器３３−１とから構成されている。尚、図示していないが、ビームフォーマ２−１−２〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌの構成も上記のビームフォーマ２−１−１と同様である。
【００４０】
図３は本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。図３において、本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置は合成前のパス毎の信号を用いて誤差信号を検出する構成とした以外は図１に示す本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置と同様の構成となっており、同一構成要素には同一符号を付してある。
【００４１】
本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置の受信復調部は２群のサブアレー受信信号を入力とし、マルチパス伝搬路に対応してパス数に相当するＬ個のパス受信手段１−１〜１−Ｌと、合成器９と、判定器１０と、スイッチ１１とから構成されている。
【００４２】
パス受信手段１−１〜１−Ｌはサブアレー毎のビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌ（ビームフォーマ２−１−２〜２−１−Ｌ，２−２−２〜２−２−Ｌは図示せず）と、伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌ（伝送路推定手段３−１−２〜３−１−Ｌ，３−２−２〜３−２−Ｌは図示せず）と、複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌ（複素共役操作４−１−２〜４−１−Ｌ，４−２−２〜４−２−Ｌは図示せず）と、乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌ（乗算器５−１−２〜５−１−Ｌ，５−２−２〜５−２−Ｌは図示せず）と、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌ（正規化手段６−１−２〜６−１−Ｌ，６−２−２〜６−２−Ｌは図示せず）と、乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌ（乗算器７−１−２〜７−１−Ｌ，７−２−２〜７−２−Ｌは図示せず）と、減算器１３−１−１〜１３−１−Ｌ，１３−２−１〜１３−２−Ｌ（減算器１３−１−２〜１３−１−Ｌ，１３−２−２〜１３−２−Ｌは図示せず）と、各サブアレーで共通なアンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌ（アンテナ重み適応制御手段８−２〜８−Ｌは図示せず）とから構成されている。
【００４３】
ビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌは適応的に生成したユーザ固有のアンテナ重みを各サブアレーに共通に用い、アンテナ指向性で各パスの逆拡散信号を受信する。伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力から伝送路情報を推定する。
【００４４】
複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌは各パスの伝送路推定値の複素共役操作を行う。乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力に複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌの出力を乗じて各パスの位相変動を補正するとともに、最大比合成の重み付けを行う。最大比合成とは合成後のＳＩＮＲが最大となる重み付け合成方法である。
【００４５】
合成器９は乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌの出力を全て加算してパス合成を行うとともに、各サブアレー間のダイバーシチ合成を行うことで復調結果を出力する。判定器１０は復調信号を、送られた可能性の高い送信信号に判定する。スイッチ１１は既知参照信号がある場合に既知参照信号を、既知参照信号がない場合に判定器１０の出力をそれぞれ参照信号に用いるように切替える。この参照信号はパス受信手段１−１〜１−Ｌにそれぞれ分配される。
【００４６】
正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌで推定された伝送路推定値に対して正規化処理を行う。ここで、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは演算量削減のために省略することができる。
【００４７】
乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌは参照信号に、正規化した伝送路推定値を乗じる。減算器１３−１−１〜１３−１−Ｌ，１３−２−１〜１３−２−Ｌは乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌの出力からビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌの出力を減算して誤差信号を生成する。
【００４８】
アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌは各パスの逆拡散信号と減算器１３−１−１〜１３−１−Ｌ，１３−２−１〜１３−２−Ｌの出力とを全て用いて共通なアンテナ重みを適応的に更新する。アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌとしては一般に、ＭＭＳＥ制御が用いられ、ＭＭＳＥ制御では希望ユーザにビームを向けるだけでなく、受信ＳＩＮＲを最大にする制御を行うことができる。
【００４９】
本実施例に示される判定誤差信号を用いた適応更新アルゴリズムにはＬＭＳ、ＲＬＳアルゴリズムが知られている。ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレーで共通なアンテナ重みを更新する方法は図１に示す本発明の一実施例と同様である。
【００５０】
本発明の一実施例及び他の実施例では各パスに対して固有のアンテナ重みを用いているが、各パスに対して共通なアンテナ重みを用いるように適応制御を行う方法も考案されている。この構成については、特開平１１−０５５２１６号公報に詳細に記載されており、この構成においても本発明を適用することができる。
【００５１】
例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレー及び各パスで共通なアンテナ重みｗ（ｎ）（ｎはシンボル番号）は、
という式で更新される。
【００５２】
ここで、ｒ1 （ｌ，ｎ）及びｒ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの逆拡散信号であり、ｅ1 （ｌ，ｎ）及びｅ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの位相変動の逆補正を行った判定誤差信号であり、μはＬＭＳのステップサイズであり、Σはｌ＝１〜Ｌの総和を示している。
【００５３】
また、本発明の一実施例及び他の実施例では２群のサブアレーに対する構成例について述べたが、任意の数（２以上の整数）のサブアレーに対して本発明を適用することもできる。さらに、図４に示すアレーアンテナ配置ではサブアレーの間隔を離すことで、フェージングが独立なアレーアンテナ群を形成しているが、他にも両偏波アレーアンテナを用いることで、垂直偏波アレーと水平偏波アレーとでフェージングが独立なアレーアンテナ群を形成することもできる。このような場合にも構成や効果は本実施例と同様であり、本発明に含まれるものである。
【００５４】
このように、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みで指向性形成を行うとともに、各アレーアンテナ群に関する判定誤差情報を全て用いて共通なアンテナ重みを制御することによって、優れた適応制御特性を実現することができる。
【００５５】
特に、フェージングの厳しい環境において、あるアレーアンテナ群の信号が減衰して判定誤差情報が得られない場合でも、他の信号が大きいアレーアンテナ群の判定誤差情報を合成している効果によって、フェージングに強い安定した適応制御を実現することができる。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置において、各アレーアンテナ群の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みで指向性形成を行うとともに、アレーアンテナ群に関する判定誤差信号を全て用いて共通なアンテナ重みを制御することによって、優れた適応制御特性を実現することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のパス＃１のビームフォーマの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】サブアレー化したアレーアンテナ配置を示す図である。
【図５】従来の適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１−１〜１−Ｌ パス受信手段
２−１−１，２−２−１ ビームフォーマ
３−１−１，３−２−１ 伝送路推定手段
４−１−１，４−２−１ 複素共役操作
５−１−１，５−２−１，
７−１−１，７−２−１，
２２−１−１〜２２−１−Ｎ 乗算器
６−１−１，６−２−１ 正規化手段
８−１ アンテナ重み適応制御手段
９，２３−１ 合成器
１０ 判定器
１１ スイッチ
１２，
１３−１−１，１３−２−１ 減算器
３１−１−１〜３１−１−Ｌ，
３１−２−１〜３１−２−Ｌ アレーアンテナ
【発明の属する技術分野】
本発明は適応アンテナ受信装置に関し、特にＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重アクセス）信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群で適応的な指向性形成を行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成する適応アンテナ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式は加入者容量を増大できる可能性があり、移動通信セルラシステムの無線アクセス方式として期待されている。しかしながら、基地局の受信側では同時アクセスする他ユーザ信号が干渉となる問題がある。
【０００３】
これらの干渉を除去しながら希望信号のみを受信する方法に適応アレーアンテナがある。適応アレーアンテナは複数のアンテナで信号を受信し、複素数の重み付け合成を行うことで、各アンテナの受信信号の振幅及び位相を制御して指向性ビームを形成し、希望ユーザ信号を受信するとともに、他ユーザ信号の干渉を抑圧している。
【０００４】
適応アレーアンテナの受信特性はアレーアンテナの配置やアレー間隔に大きく依存し、様々な配置や間隔が考えられている。一般に、アレー間隔を狭くすると、受信信号のフェージング相関が高くなるので、指向性を狭くすることができるが、ダイバーシチ効果が低下するという欠点がある。移動通信のようなフェージングが厳しい環境では指向性を狭く制御するよりも、ダイバーシチ合成を行い、フェージングを補償した方が受信特性を改善することができる場合がある。
【０００５】
指向性制御効果とダイバーシチ効果とを併せ持つアレーアンテナ配置にサブアレー化配置がある。このサブアレー化したアレーアンテナ配置を図４に示す。図４において、アレーアンテナはサブアレー３１−１−１〜３１−１−Ｎとサブアレー３１−２−１〜３１−２−Ｎとからなる。各サブアレーのアレー間隔は指向性制御を行えるように狭く設定され、一般には０．５波長間隔が選ばれる。各サブアレーの間隔はダイバーシチ効果が得られるように広く設定され、一般には１０波長以上の間隔が選ばれる。
【０００６】
このサブアレー化配置で用いられる従来の適応アンテナ受信装置の構成例を図５に示す。図５において、従来の適応アンテナ受信装置はＣＤＭＡ信号をサブアレー化したアレーアンテナで受信し、各サブアレーで適応的な指向性形成を独立に行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成して復調信号を出力する。
【０００７】
２群のサブアレーに対応した２組の受信復調部のそれぞれは、マルチパス伝搬路に対応してパス数に相当するＬ個（Ｌは１以上の整数）のパス受信手段４１−１−１〜４１−１−Ｌ，４１−２−１〜４１−２−Ｌと、合成器４９−１，４９−２と、判定器５０−１，５０−２と、スイッチ５１−１，５１−２と、減算器５２−１，５２−２と、２組の受信復調部の出力を合成する加算器５３とから構成されている。
【０００８】
パス受信手段４１−１−１〜４１−１−Ｌ，４１−２−１〜４１−２−Ｌはビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌ（ビームフォーマ４２−１−２〜４２−１−Ｌ，４２−２−２〜４２−２−Ｌは図示せず）と、伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌ（伝送路推定手段４３−１−２〜４３−１−Ｌ，４３−２−２〜４３−２−Ｌは図示せず）と、複素共役操作４４−１−１〜４４−１−Ｌ，４４−２−１〜４４−２−Ｌ（複素共役操作４４−１−２〜４４−１−Ｌ，４４−２−２〜４４−２−Ｌは図示せず）と、乗算器４５−１−１〜４５−１−Ｌ，４５−２−１〜４５−２−Ｌ（乗算器４５−１−２〜４５−１−Ｌ，４５−２−２〜４５−２−Ｌは図示せず）と、正規化手段４６−１−１〜４６−１−Ｌ，４６−２−１〜４６−２−Ｌ（正規化手段４６−１−２〜４６−１−Ｌ，４６−２−２〜４６−２−Ｌは図示せず）と、乗算器４７−１−１〜４７−１−Ｌ，４７−２−１〜４７−２−Ｌ（乗算器４７−１−２〜４７−１−Ｌ，４７−２−２〜４７−２−Ｌは図示せず）と、アンテナ重み適応制御手段４８−１−１〜４８−１−Ｌ，４８−２−１〜４８−２−Ｌ（アンテナ重み適応制御手段４８−１−２〜４８−１−Ｌ，４８−２−２〜４８−２−Ｌは図示せず）とから構成されている。
【０００９】
ビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌは適応的に生成したユーザ固有のアンテナ重みを用い、アンテナ指向性で各パスの逆拡散信号を受信する。伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力から伝送路情報を推定する。複素共役操作４４−１−１〜４４−１−Ｌ，４４−２−１〜４４−２−Ｌは各パスの伝送路推定値の複素共役操作を行う。
【００１０】
乗算器４５−１−１〜４５−１−Ｌ，４５−２−１〜４５−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力に複素共役操作４４−１−１〜４４−１−Ｌ，４４−２−１〜４４−２−Ｌの出力を乗じ、各パスの位相変動を補正するとともに、最大比合成の重み付けを行う。最大比合成とは合成後のＳＩＮＲ（信号電力対干渉雑音電力比）が最大となる重み付け合成方法である。
【００１１】
合成器４９−１，４９−２は乗算器４５−１−１〜４５−１−Ｌ，４５−２−１〜４５−２−Ｌの出力を加算し、パス合成を行うことで復調結果を出力する。判定器５０−１，５０−２は復調信号を送られた可能性の高い送信信号に判定する。スイッチ５１−１，５１−２は既知参照信号がある場合に既知参照信号を、既知参照信号がない場合に判定器５０−１，５０−２の出力をそれぞれ参照信号に用いるように切替える。
【００１２】
減算器５２−１，５２−２は参照信号から復調信号を減算して誤差信号を生成する。誤差信号はパス受信手段４１−１−１〜４１−１−Ｌ，４１−２−１〜４１−２−Ｌにそれぞれ分配される。正規化手段４６−１−１〜４６−１−Ｌ，４６−２−１〜４６−２−Ｌは伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌで推定された伝送路推定値に対して正規化処理を行う。ここで、正規化手段４６−１−１〜４６−１−Ｌ，４６−２−１〜４６−２−Ｌは演算量削減のために省略することができる。
【００１３】
乗算器４７−１−１〜４７−１−Ｌ，４７−２−１〜４７−２−Ｌは誤差信号に正規化した伝送路推定値を乗じる。アンテナ重み適応制御手段４８−１−１〜４８−１−Ｌ，４８−２−１〜４８−２−Ｌは各パスの逆拡散信号と乗算器４７−１−１〜４７−１−Ｌ，４７−２−１〜４７−２の出力を用いてアンテナ重みを適応的に更新する。アンテナ重み適応制御手段４８−１−１〜４８−１−Ｌ，４８−２−１〜４８−２−Ｌとしては、一般に、最小二乗平均誤差制御（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）が用いられ、ＭＭＳＥ制御では希望ユーザにビームを向けるだけでなく、受信ＳＩＮＲを最大にする制御を行うことができる。
【００１４】
上記の判定誤差信号を用いた適応更新アルゴリズムにはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムが知られている。例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレーのアンテナ重みｗ1 （ｌ，ｎ），ｗ2 （ｌ，ｎ）（ｌはパス番号、ｎはシンボル番号）は、
ｗ1 （ｌ，ｎ＋１）＝ｗ1 （ｌ，ｎ）＋μｒ1 （ｌ，ｎ）ｅ1 * （ｌ，ｎ）ｗ2 （ｌ，ｎ＋１）＝ｗ2 （ｌ，ｎ）＋μｒ2 （ｌ，ｎ）ｅ2 * （ｌ，ｎ）という式で更新される。
【００１５】
ｒ1 （ｌ，ｎ）及びｒ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレー、各パスの逆拡散信号、ｅ1 （ｌ，ｎ）及びｅ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレー、各パスの位相変動の逆補正を行った判定誤差信号である。μはＬＭＳのステップサイズである。加算器５３は合成器４９−１，４９−２の出力を加算し、ダイバーシチ合成を行う。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
図５に示す従来の適応アンテナ受信装置では各サブアレーで適応的な指向性形成を独立に行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成して復調信号を出力している。各サブアレーでは受信信号のフェージング相関は低いものの、その間隔は数ｍしか離れていないため、マルチパスの到来方向や遅延時間は同様となる。
【００１７】
従来の適応アンテナ受信装置は伝送路の位相補正機能、すなわち伝送路推定手段４３−１−１〜４３−１−Ｌ，４３−２−１〜４３−２−Ｌをビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌから分離して配置しているため、ビームフォーマ４２−１−１〜４２−１−Ｌ，４２−２−１〜４２−２−Ｌはフェージングを追従する必要がなく、マルチパスの到来方向変化へのみ適応的に指向性を制御すればよい。
【００１８】
したがって、各サブアレーでは同様な指向性パターンが形成されると考えられる。しかしながら、従来の適応アンテナ受信装置ではサブアレー毎に異なるアンテナ重みを用いているため、適応制御において判定誤差情報を有効に活用していないという問題がある。
【００１９】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、優れた適応制御特性を実現することができる適応アンテナ受信装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明による適応アンテナ受信装置は、符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行うとともに、前記複数のアレーアンテナ群各々に関する判定誤差信号を全て用いて前記共通なアンテナ重みを制御するようにしている。
【００２１】
本発明による他の適応アンテナ受信装置は、符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行う手段と、前記複数のアレーアンテナ群各々に関する判定誤差信号を全て用いて前記共通なアンテナ重みを制御する手段とを備えている。
【００２２】
すなわち、本発明の第１の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重アクセス）信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の逆拡散信号に対して各アレーアンテナ群で共通なアンテナ重みで指向性形成を行い、アレーアンテナ群毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、アレーアンテナ群毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いてアンテナ重みを適応更新している。
【００２３】
本発明の第２の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対してパス毎に各アレーアンテナ群で共通なアンテナ重みで指向性形成を行い、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号をパス毎に全て用いてアンテナ重みを適応更新している。
【００２４】
本発明の第３の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対して各アレーアンテナ群及び各パスで共通なアンテナ重みで指向性形成を行い、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いてアンテナ重みを適応更新している。
【００２５】
本発明の第４の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対してパス毎に各アレーアンテナ群で共通なアンテナ重みで指向性形成を行うビームフォーマと、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の伝送路情報を推定する伝送路推定手段と、伝送路推定手段の出力の複素共役値でビームフォーマの出力の位相変動を補正するとともに最大比合成の重み付けを行う乗算器と、乗算器の出力を全て加算する合成器と、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号をパス毎に全て用いてビームフォーマのアンテナ重みを適応更新するアンテナ重み適応制御手段とを有している。
【００２６】
本発明の第５の適応アンテナ受信装置は、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の各パスの逆拡散信号に対して各アレーアンテナ群及び各パスで共通なアンテナ重みで指向性形成を行うビームフォーマと、アレーアンテナ群毎及びパス毎に指向性形成出力の伝送路情報を推定する伝送路推定手段と、伝送路推定手段の出力の複素共役値でビームフォーマの出力の位相変動を補正するとともに最大比合成の重み付けを行う乗算器と、乗算器の出力を全て加算する合成器と、アレーアンテナ群毎及びパス毎に位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いてビームフォーマのアンテナ重みを適応更新するアンテナ重み適応制御手段とを有している。
【００２７】
上記のように、本発明はアレーアンテナ群（各サブアレー）の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みで指向性形成を行うとともに、アレーアンテナ群（各サブアレー）に関する判定誤差情報を全て用いて共通なアンテナ重みを制御することによって、優れた適応制御特性を実現することが可能となる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置はＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｕｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重アクセス）信号を、サブアレー化したアレーアンテナで受信し、各サブアレーで適応的な指向性形成を共通に行い、それぞれの信号をダイバーシチ合成して復調信号を出力している。この場合、各サブアレーでは共通のアンテナ重みを用い、各サブアレーに関する判定誤差情報を全て用いて共通のアンテナ重みを制御している。
【００２９】
本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置の受信復調部は２群のサブアレー受信信号を入力とし、マルチパス伝搬路に対応してパス数に相当するＬ個（Ｌは１以上の整数）のパス受信手段１−１〜１−Ｌと、合成器９と、判定器１０と、スイッチ１１と、減算器１２とから構成されている。
【００３０】
パス受信手段１−１〜１−Ｌはサブアレー毎のビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌ（ビームフォーマ２−１−２〜２−１−Ｌ，２−２−２〜２−２−Ｌは図示せず）と、伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌ（伝送路推定手段３−１−２〜３−１−Ｌ，３−２−２〜３−２−Ｌは図示せず）と、複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌ（複素共役操作４−１−２〜４−１−Ｌ，４−２−２〜４−２−Ｌは図示せず）と、乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌ（乗算器５−１−２〜５−１−Ｌ，５−２−２〜５−２−Ｌは図示せず）と、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌ（正規化手段６−１−２〜６−１−Ｌ，６−２−２〜６−２−Ｌは図示せず）と、乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌ（乗算器７−１−２〜７−１−Ｌ，７−２−２〜７−２−Ｌは図示せず）と、各サブアレーで共通なアンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌ（アンテナ重み適応制御手段８−２〜８−Ｌは図示せず）とから構成されている。
【００３１】
ビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌは適応的に生成したユーザ固有のアンテナ重みを各サブアレーに共通に用い、アンテナ指向性で各パスの逆拡散信号を受信する。伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力から伝送路情報を推定する。
【００３２】
複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌは各パスの伝送路推定値の複素共役操作を行う。乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力に複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌの出力を乗じ、各パスの位相変動を補正するとともに、最大比合成の重み付けを行う。最大比合成とは合成後のＳＩＮＲ（信号電力対干渉雑音電力比）が最大となる重み付け合成方法である。
【００３３】
合成器９は乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌの出力を全て加算してパス合成を行うとともに、各サブアレー間のダイバーシチ合成を行うことで復調結果を出力する。判定器１０は復調信号を、送られた可能性の高い送信信号に判定する。スイッチ１１は既知参照信号がある場合に既知参照信号を、既知参照信号がない場合に判定器１０の出力をそれぞれ参照信号に用いるように切替える。減算器１２は参照信号から復調信号を減算して誤差信号を生成する。減算器１２で生成された誤差信号はパス受信手段１−１〜１−Ｌにそれぞれ分配される。
【００３４】
正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌで推定した伝送路推定値に対して正規化処理を行う。ここで、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは演算量削減のために省略することができる。
【００３５】
乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌは誤差信号に、正規化した伝送路推定値を乗じる。アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌは各パスの逆拡散信号と、乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌの出力を全て用いて共通なアンテナ重みを適応的に更新する。
【００３６】
アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌとしては一般に、最小二乗平均誤差制御（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）が用いられ、ＭＭＳＥ制御では希望ユーザにビームを向けるだけでなく、受信ＳＩＮＲを最大にする制御を行うことができる。本実施例に示される判定誤差信号を用いた適応更新アルゴリズムにはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムが知られている。
【００３７】
例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレーで共通なアンテナ重みｗ（ｌ，ｎ）（ｌはパス番号、ｎはシンボル番号）は、
【００３８】
ここで、ｒ1 （ｌ，ｎ）及びｒ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの逆拡散信号であり、ｅ1 （ｌ，ｎ）及びｅ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの位相変動の逆補正を行った判定誤差信号である。μはＬＭＳのステップサイズである。本実施例ではこれらの適応更新アルゴリズムが任意である。
【００３９】
図２は図１のパス＃１のビームフォーマ２−１−１の構成を示すブロック図である。図２において、ビームフォーマ２−１−１はパス＃１のアンテナ重みの複素共役操作を行う複素共役操作３１−１−１〜３１−１−Ｎと、パス＃１の逆拡散信号とアンテナ重みの複素共役とを乗じる乗算器３２−１−１〜３２−１−Ｎと、乗算器３２−１−１〜３２−１−Ｎの各出力を加算する合成器３３−１とから構成されている。尚、図示していないが、ビームフォーマ２−１−２〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌの構成も上記のビームフォーマ２−１−１と同様である。
【００４０】
図３は本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。図３において、本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置は合成前のパス毎の信号を用いて誤差信号を検出する構成とした以外は図１に示す本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置と同様の構成となっており、同一構成要素には同一符号を付してある。
【００４１】
本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置の受信復調部は２群のサブアレー受信信号を入力とし、マルチパス伝搬路に対応してパス数に相当するＬ個のパス受信手段１−１〜１−Ｌと、合成器９と、判定器１０と、スイッチ１１とから構成されている。
【００４２】
パス受信手段１−１〜１−Ｌはサブアレー毎のビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌ（ビームフォーマ２−１−２〜２−１−Ｌ，２−２−２〜２−２−Ｌは図示せず）と、伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌ（伝送路推定手段３−１−２〜３−１−Ｌ，３−２−２〜３−２−Ｌは図示せず）と、複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌ（複素共役操作４−１−２〜４−１−Ｌ，４−２−２〜４−２−Ｌは図示せず）と、乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌ（乗算器５−１−２〜５−１−Ｌ，５−２−２〜５−２−Ｌは図示せず）と、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌ（正規化手段６−１−２〜６−１−Ｌ，６−２−２〜６−２−Ｌは図示せず）と、乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌ（乗算器７−１−２〜７−１−Ｌ，７−２−２〜７−２−Ｌは図示せず）と、減算器１３−１−１〜１３−１−Ｌ，１３−２−１〜１３−２−Ｌ（減算器１３−１−２〜１３−１−Ｌ，１３−２−２〜１３−２−Ｌは図示せず）と、各サブアレーで共通なアンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌ（アンテナ重み適応制御手段８−２〜８−Ｌは図示せず）とから構成されている。
【００４３】
ビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌは適応的に生成したユーザ固有のアンテナ重みを各サブアレーに共通に用い、アンテナ指向性で各パスの逆拡散信号を受信する。伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力から伝送路情報を推定する。
【００４４】
複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌは各パスの伝送路推定値の複素共役操作を行う。乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌは各パスのビームフォーマ出力に複素共役操作４−１−１〜４−１−Ｌ，４−２−１〜４−２−Ｌの出力を乗じて各パスの位相変動を補正するとともに、最大比合成の重み付けを行う。最大比合成とは合成後のＳＩＮＲが最大となる重み付け合成方法である。
【００４５】
合成器９は乗算器５−１−１〜５−１−Ｌ，５−２−１〜５−２−Ｌの出力を全て加算してパス合成を行うとともに、各サブアレー間のダイバーシチ合成を行うことで復調結果を出力する。判定器１０は復調信号を、送られた可能性の高い送信信号に判定する。スイッチ１１は既知参照信号がある場合に既知参照信号を、既知参照信号がない場合に判定器１０の出力をそれぞれ参照信号に用いるように切替える。この参照信号はパス受信手段１−１〜１−Ｌにそれぞれ分配される。
【００４６】
正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは伝送路推定手段３−１−１〜３−１−Ｌ，３−２−１〜３−２−Ｌで推定された伝送路推定値に対して正規化処理を行う。ここで、正規化手段６−１−１〜６−１−Ｌ，６−２−１〜６−２−Ｌは演算量削減のために省略することができる。
【００４７】
乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌは参照信号に、正規化した伝送路推定値を乗じる。減算器１３−１−１〜１３−１−Ｌ，１３−２−１〜１３−２−Ｌは乗算器７−１−１〜７−１−Ｌ，７−２−１〜７−２−Ｌの出力からビームフォーマ２−１−１〜２−１−Ｌ，２−２−１〜２−２−Ｌの出力を減算して誤差信号を生成する。
【００４８】
アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌは各パスの逆拡散信号と減算器１３−１−１〜１３−１−Ｌ，１３−２−１〜１３−２−Ｌの出力とを全て用いて共通なアンテナ重みを適応的に更新する。アンテナ重み適応制御手段８−１〜８−Ｌとしては一般に、ＭＭＳＥ制御が用いられ、ＭＭＳＥ制御では希望ユーザにビームを向けるだけでなく、受信ＳＩＮＲを最大にする制御を行うことができる。
【００４９】
本実施例に示される判定誤差信号を用いた適応更新アルゴリズムにはＬＭＳ、ＲＬＳアルゴリズムが知られている。ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレーで共通なアンテナ重みを更新する方法は図１に示す本発明の一実施例と同様である。
【００５０】
本発明の一実施例及び他の実施例では各パスに対して固有のアンテナ重みを用いているが、各パスに対して共通なアンテナ重みを用いるように適応制御を行う方法も考案されている。この構成については、特開平１１−０５５２１６号公報に詳細に記載されており、この構成においても本発明を適用することができる。
【００５１】
例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の各サブアレー及び各パスで共通なアンテナ重みｗ（ｎ）（ｎはシンボル番号）は、
【００５２】
ここで、ｒ1 （ｌ，ｎ）及びｒ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの逆拡散信号であり、ｅ1 （ｌ，ｎ）及びｅ2 （ｌ，ｎ）は各サブアレーや各パスの位相変動の逆補正を行った判定誤差信号であり、μはＬＭＳのステップサイズであり、Σはｌ＝１〜Ｌの総和を示している。
【００５３】
また、本発明の一実施例及び他の実施例では２群のサブアレーに対する構成例について述べたが、任意の数（２以上の整数）のサブアレーに対して本発明を適用することもできる。さらに、図４に示すアレーアンテナ配置ではサブアレーの間隔を離すことで、フェージングが独立なアレーアンテナ群を形成しているが、他にも両偏波アレーアンテナを用いることで、垂直偏波アレーと水平偏波アレーとでフェージングが独立なアレーアンテナ群を形成することもできる。このような場合にも構成や効果は本実施例と同様であり、本発明に含まれるものである。
【００５４】
このように、ＣＤＭＡ信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信し、各アレーアンテナ群の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みで指向性形成を行うとともに、各アレーアンテナ群に関する判定誤差情報を全て用いて共通なアンテナ重みを制御することによって、優れた適応制御特性を実現することができる。
【００５５】
特に、フェージングの厳しい環境において、あるアレーアンテナ群の信号が減衰して判定誤差情報が得られない場合でも、他の信号が大きいアレーアンテナ群の判定誤差情報を合成している効果によって、フェージングに強い安定した適応制御を実現することができる。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置において、各アレーアンテナ群の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みで指向性形成を行うとともに、アレーアンテナ群に関する判定誤差信号を全て用いて共通なアンテナ重みを制御することによって、優れた適応制御特性を実現することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のパス＃１のビームフォーマの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の他の実施例による適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】サブアレー化したアレーアンテナ配置を示す図である。
【図５】従来の適応アンテナ受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１−１〜１−Ｌ パス受信手段
２−１−１，２−２−１ ビームフォーマ
３−１−１，３−２−１ 伝送路推定手段
４−１−１，４−２−１ 複素共役操作
５−１−１，５−２−１，
７−１−１，７−２−１，
２２−１−１〜２２−１−Ｎ 乗算器
６−１−１，６−２−１ 正規化手段
８−１ アンテナ重み適応制御手段
９，２３−１ 合成器
１０ 判定器
１１ スイッチ
１２，
１３−１−１，１３−２−１ 減算器
３１−１−１〜３１−１−Ｌ，
３１−２−１〜３１−２−Ｌ アレーアンテナ
Claims (8)
- 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行うとともに、前記複数のアレーアンテナ群各々に関する判定誤差信号を全て用いて前記共通なアンテナ重みを制御するようにしたことを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して前記複数のアレーアンテナ群各々に共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行い、前記アレーアンテナ群毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、前記アレーアンテナ群毎に前記位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いて前記アンテナ重みを適応更新するようにしたことを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の各パスの逆拡散信号に対して前記パス毎に前記複数のアレーアンテナ群各々に共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行い、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に前記位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を前記パス毎に全て用いて前記アンテナ重みを適応更新するようにしたことを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の各パスの逆拡散信号に対して前記複数のアレーアンテナ群各々及び前記パス各々に共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行い、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成し、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に前記位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いて前記アンテナ重みを適応更新するようにしたことを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行う手段と、前記複数のアレーアンテナ群各々に関する判定誤差信号を全て用いて前記共通なアンテナ重みを制御する手段とを有することを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の逆拡散信号に対して前記複数のアレーアンテナ群各々に共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行う手段と、前記複数のアレーアンテナ群毎に指向性形成出力の位相変動を補正した後に全てを合成する手段と、前記アレーアンテナ群毎に前記位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いて前記アンテナ重みを適応更新する手段とを有することを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の各パスの逆拡散信号に対して前記パス毎に前記複数のアレーアンテナ群各々に共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行うビームフォーマと、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に指向性形成出力の伝送路情報を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力の複素共役値で前記ビームフォーマの出力の位相変動を補正するとともに最大比合成の重み付けを行う乗算器と、前記乗算器の出力を全て加算する合成器と、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に前記位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を前記パス毎に全て用いて前記ビームフォーマのアンテナ重みを適応更新するアンテナ重み適応制御手段とを有することを特徴とする適応アンテナ受信装置。 - 符号分割多重アクセス信号を、フェージングが独立な複数のアレーアンテナ群で受信する適応アンテナ受信装置であって、
前記複数のアレーアンテナ群各々の各パスの逆拡散信号に対して前記複数のアレーアンテナ群各々及び前記パス各々に共通なアンテナ重みを用いて指向性形成を行うビームフォーマと、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に指向性形成出力の伝送路情報を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力の複素共役値で前記ビームフォーマの出力の位相変動を補正するとともに最大比合成の重み付けを行う乗算器と、前記乗算器の出力を全て加算する合成器と、前記アレーアンテナ群毎及び前記パス毎に前記位相変動の逆補正を施した判定誤差信号を全て用いて前記ビームフォーマのアンテナ重みを適応更新するアンテナ重み適応制御手段とを有することを特徴とする適応アンテナ受信装置。
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