JP3092798B2 - 適応送受信装置 - Google Patents
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Description
御により、受信時には他ユーザ干渉を除去し、送信時に
は他ユーザへの干渉を低減する適応送受信装置に関す
る。特にCDMA(符号分割多元接続)適応送受信装置
に関する。
いて、大加入者容量が期待できる無線伝送方式としてC
DMA(Sequence-Code Division Multiple Access)方
式が注目されている。一方、適応アンテナを用いること
で、受信時には他ユーザからの干渉や遅延波による干渉
を除去し、送信時には他ユーザへの干渉を与えない適応
送受信装置が大いに検討されている。
置としては、受信時に推定した到来方向に対してアンテ
ナ利得を最大にするような指向性パターンを形成して送
受信を行う方式が提案されている。
一例を示すブロック図である。図8は図7に示す従来の
第kユーザ適応送受信装置の第mパス適応受信サブブロ
ック36mを示すブロック図である。図9は図7に示す
従来の第kユーザ適応送信装置の第m適応送信サブブロ
ック10mを示すブロック図である。ここでは送受信ア
ンテナの数をN(Nは1以上の整数)、ユーザの数をK
(Kは1以上の整数)、ユーザあたりのマルチパスの数
と送信パス数をM(Mは1以上の整数)とした場合の適
応送受信装置(CDMA適応送受信装置)を表してい
る。
のパスサーチ回路34と、第2の第kユーザ適応受信部
35と、第1の到来方向推定回路37と、受信アンテナ
重み生成回路381〜38Mと、送信アンテナ重み生成
回路301〜30Mと、第kユーザ適応送信部9から構
成される。
信号Nは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたN個のアンテナ素子によって受信された希
望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号で
ある。なお以下の処理は基底帯域においてディジタル的
に行われるため、N個のアンテナ受信信号1〜アンテナ
受信信号Nは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、
アナログからディジタルに変換が行われているものとす
る。
信号によって多重化された受信信号から、第kユーザの
希望波信号のパス遅延時間情報D1〜DMを求める。
の遅延回路31〜3Mと、第2の第mパス適応受信サブ
ブロック361〜36Mと、第1の加算器5から構成さ
れる。
テナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nを第2のパスサー
チ回路34の出力である希望波信号のパス遅延時間情報
D1〜DMに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。
信サブブロック361〜36Mの出力を加算し、第kユ
ーザ復調信号を出力する。
1〜36Mは、図8に示すように、逆拡散回路121〜
12Mと、受信重み付け合成部13と、復調部16とか
ら構成される。第2の第mパス適応受信サブブロック3
61〜36Mは、アンテナ受信信号1〜アンテナ受信信
号Nと、第m受信アンテナ重み生成回路381〜38M
の出力である第m受信アンテナ重みWr1〜WrMとを
入力する。
信信号1〜アンテナ受信信号Nと第kユーザの拡散符号
Ckとの相関計算を行う。拡散符号Ckを2系列の直交
関係にある符号CkI、CkQからなる複素符号と考え
ると、逆拡散回路121〜12Nは、1個の複素乗算器
と、シンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、逆拡散回路121〜12Nは、Ckをタップ
重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現でき
る。
算器141〜14Nと、第2の加算器15とから構成さ
れる。逆拡散回路121〜12Nの出力に第m受信アン
テナ重みWm1〜WmNを乗算し、加算することによっ
て、第mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信
した信号を生成する。
の複素乗算器18とから構成される。受信重み付け合成
部13の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第2の第mパス適応受信サブブロック36mの出
力となる。
mの出力は加算器5によって加算され、加算器5の出力
は、第kユーザの復調信号となる。
N個のアンテナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nを入力
とし、複数ユーザ信号によって多重化された受信信号か
ら、M個の第kユーザの希望波信号の到来方向を推定す
る。到来方向推定の方法としては、例えばMUSIC法
などがある。
1〜38Mは、第1の到来方向推定回路37の出力であ
るM個の推定到来方向θr1〜θrMに基づいて、希望
信号到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する
第m受信アンテナ重み(ステアリングベクトル)Wr1
〜WrMを計算する。
1〜30Mは、第1の到来方向推定回路37の出力であ
るM個の推定到来方向θr1〜θrMに基づいて、希望
信号到来方向と同一のユーザ送信方向に利得を有する指
向性パターンを形成する第m送信アンテナ重み(ステア
リングベクトル)Wt1〜WtMを計算する。
x)方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、
推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および
送信アンテナ重みを独立に決定する必要がある。また、
TDD(Time Division Duplex)方式の場合は、受信と
送信の周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのま
ま送信アンテナ重みとして採用することもできる。
適応送信サブブロック101〜10Mと、第3の加算器
111〜11Nから構成される。
送信サブブロック101〜10Mの出力をN個の送信ア
ンテナ毎に合成し、N個の合成アンテナ送信信号1〜合
成アンテナ送信信号Nを出力する。なおN個の合成アン
テナ受信信号1〜合成アンテナ受信信号Nはディジタル
/アナログ変換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変
換される。
は、図9に示すように、送信重み付け合成部31と、拡
散回路331〜33Nとから構成される。第m適応送信
サブブロック101〜10Mは、送信アンテナ重み生成
回路301〜30Mの出力である第m受信アンテナ重み
Wtm(Wtm1〜WtmM)と、第kユーザ送信信号
とを入力する。
算器321〜32Nから構成される。第kユーザ送信信
号に第m送信アンテナ重みWtm(Wtm1〜Wtm
N)を乗算することによって、第m番目固有のアンテナ
指向性パターンによって送信される信号を生成する。
み付け合成部31のN個の出力を第kユーザの拡散符号
Ckを用いて拡散し、N個のアンテナ送信信号1〜アン
テナ送信信号Nを生成する。拡散符号Ckを2系列の直
交関係にある符号CkI、CkQからなる複素符号と考
えると、拡散回路331〜33Nは、1個の複素乗算器
とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、拡散回路331〜33Nは、Ckをタップ重
みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現でき
る。
信号Nには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱
雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号
成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それ
らの信号成分は異なった方向から到来する。図7〜図9
に示した従来のCDMA適応送受信装置は、第1の到来
方向推定回路37を用意して希望信号の各マルチパスの
到来方向を推定し、それぞれのパスの信号電力を最大に
するように受信重み付け合成部13において受信信号の
重み付け合成を、送信重み付け合成部31において送信
信号の重み付け合成を行う。その結果、第2の第mパス
適応受信サブブロック361〜36Mと第m適応送信サ
ブブロック101〜10Mのアンテナ利得(指向性パタ
ーン)は、どちらも受信時の希望信号の各マルチパスの
到来方向に対して大きくなるように形成される。
x)方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、
推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および
送信アンテナ重みを独立に決定する必要がある。TDD
(Time Division Duplex)方式の場合は、受信と送信の
周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして採用することも可能である。
た受信装置としては、拡散処理利得を利用した方式が提
案されている。従来、この種のCDMA適応受信装置
は、たとえば「王,河野,今井,”スペクトル拡散多元
接続のための拡散処理利得を用いたTDLアダプティブ
アレーアンテナ”,信学論Vol.J75-BII No.11,pp815-82
5,1992.」、「田中,三木,佐和橋,”DS−CDMA
における判定帰還型コヒーレント適応ダイバーシチの特
性”,信学技報RCS96-102,1996-11」に示されるよう
に、受信アンテナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重
み制御誤差信号を用いることで、適応制御において処理
利得によるSINR改善効果が得られる。
別の例を示すブロック図である。図11は図10に示す
従来の第kユーザ適応送受信装置の第mパス適応受信サ
ブブロック40mを示すブロック図である。ここでは送
受信アンテナの数をN(Nは1以上の整数)、ユーザの
数をK(Kは1以上の整数)、ユーザあたりのマルチパ
スの数をM(Mは1以上の整数)とした場合の第kユー
ザ適応受信装置を表している。
パスサーチ回路34と、第3の第kユーザ適応受信部3
9から構成される。
信号Nは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたN個のアンテナによって受信された希望波
信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号であ
る。なお、以下の処理は基底帯域においてディジタル的
に行われるため、N個のアンテナ受信信号1〜アンテナ
受信信号Nは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、
アナログ/ディジタル変換が行われているものとする。
信号によって多重化された受信信号から、第kユーザの
希望波信号のパス遅延時間情報D1〜DMを求める。
の遅延回路31〜3Mと、第3の第mパス適応受信サブ
ブロック401〜40Mと、第1の加算器5と、判定回
路6から構成される。
テナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nを第2のパスサー
チ回路34の出力である希望波信号のパス遅延時間情報
D1〜DMに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。
信サブブロック401〜40Mの出力を加算し、第kユ
ーザ復調信号を出力する。
して硬判定を行い、第kユーザ判定シンボルを出力す
る。
1〜40Mは、逆拡散回路121〜12Mと、受信重み
付け合成部13と、復調部16と、第3の複素乗算器1
9と、誤差検出回路20と、第2の遅延回路21と、受
信アンテナ重み制御回路22とから構成される。第3の
第mパス適応受信サブブロック401〜40Mは、アン
テナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nと、判定回路6の
出力である第kユーザ判定シンボルとを入力する。
回路31〜3Mで遅延されたアンテナ受信信号1〜アン
テナ受信信号Nと第kユーザの拡散符号Ckとの相関計
算を行う。拡散符号Ckを2系列の直交関係にある符号
CkI、CkQからなる複素符号と考えると、逆拡散回
路121〜12Nは、1個の複素乗算器とシンボル区間
にわたる平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散
回路121〜12Nは、Ckをタップ重みとするトラン
スバーサルフィルタ構成でも実現できる。
算器141〜14Nと、第2の加算器15とから構成さ
れる。逆拡散回路121〜12Nの出力に受信アンテナ
重みWm1〜WmNを乗算し、加算することによって、
第mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。
の複素乗算器18とから構成される。受信重み付け合成
部13の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第3の第mパス適応受信サブブロック40mの出
力となる。
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。
伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する成
分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を乗
算することも可能である。別途手段とは、例えば、受信
電力を測定することによって振幅を求めるような手段を
指す。
9の出力と受信重み付け合成部13の出力との差を計算
し、受信アンテナ重み制御誤差emを検出する。
〜12Nの出力を受信重み付け合成部13、復調回路1
6、誤差検出回路20等の処理時間に応じて遅延させ
る。
ンテナ重み制御誤差emと第2の遅延回路21の出力か
ら受信アンテナ重みWm1〜WmNを計算する。
ボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能であ
る。
信号Nには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱
雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号
成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それ
らの信号成分は異なった方向から到来する。図9、10
に示した従来のCDMA適応受信装置は、希望波信号成
分のマルチパス成分に対して独立に第3の第mパス適応
受信サブブロック401〜40Mを用意し、それぞれの
パスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比(SI
R)を最大にするように、各受信重み付け合成部13に
おいて受信信号の重み付け合成を行う。その結果、第3
の第mパス適応受信サブブロック401〜40Mの到来
方向に対するアンテナ利得(指向性パターン)は、それ
ぞれのパスの信号成分の到来方向に対しては大きくな
り、他の遅延波信号成分や干渉波信号成分に対しては小
さくなるように形成される。
御法としては、受信アンテナ重み制御誤差emの平均電
力が最小になるように、最小二乗平均誤差(MMSE:
Minimum Mean Square Error)基準に基づいて、制御す
る方法が一般的である。MMSE基準に基づく制御法に
おいては、希望波信号のパス到来方向を知る必要がな
く、また希望波信号のパス到来方向を直接知ることはで
きない。したがって、図7〜図9に示した従来のCDM
A適応送受信装置のように送信指向性パターンを形成す
る送信アンテナ重みを生成するためには、別途希望波信
号のパス到来方向を推定する手段を必要とする。
て、例えば、最小二乗平均(LMS)アルゴリズムが挙
げられる。
技術の第1の問題点は、図7〜図9に示した従来の第k
ユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉波に対し
て積極的に利得を下げるような指向性パターンの形成を
する制御が行えず、MMSE基準に基づく制御に比べて
性能が劣化する、ということである。
て、推定した希望波信号のパス到来方向のみに適応する
アンテナ重みを用いて、受信重み付け合成を行っている
ことにある。
示したMMSE基準に基づく制御を行う従来の第kユー
ザ適応受信装置を適応送受信装置に用いる場合は、特に
FDD方式において、送信アンテナ重みを求めるための
希望波の到来方向推定手段を、受信部とは独立に用意す
る必要があり、装置規模の増大をまねく、ということで
ある。すなわち、MMSE基準に基づく制御法を用いる
第kユーザ適応受信部において、希望波信号のパス到来
方向を直接知ることが出来ないことにある。
に基づいて制御された受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして使用することが可能である。また、
送受信とも到来方向推定結果に基づいて制御を行うと、
受信時の性能があまりよくない。一方、受信でMMSE
基準に基づく制御を行うと送信用の到来方向推定手段が
別途必要になってしまう。
御法を用いる第kユーザ適応受信部の受信アンテナ重み
を用いて、希望波信号のパス到来方向を推定し、それを
基に送信アンテナ重みを生成する手段を提供することに
ある。
は、受信時には他ユーザやマルチパスによる干渉を抑圧
する指向性パターンを形成し、受信アンテナ重みからパ
スの到来方向を推定し、推定した到来方向から送信方向
を予測して送信アンテナ重みを生成し、送信時には他ユ
ーザへの干渉を低減する指向性パターンを形成する。
受信装置において、アンテナ受信信号からパスレベル情
報とパス遅延時間情報を求めるパスサーチ手段と、N
(Nは正の整数)個のアンテナ受信信号を入力し、前記
パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する受信
指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信し、干
渉波信号を抑圧するM(Mは正の整数)個の適応受信部
と、前記適応受信部のM個の受信アンテナ重みの中から
パスレベル情報を用いてL個(LはM以下の整数)の送
信パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテ
ナ重み選択手段と、前記受信アンテナ重み選択手段の出
力を用いて送信指向性パターンを形成する送信アンテナ
重みを決定するL個の送信アンテナ重み制御部と、前記
送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アンテナ
重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指向性
パターンを形成し、前記希望波信号を送信するためのN
個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部と、を
有することを特徴とする。
信アンテナ重みのみを用いて(その他の情報を用いない
で)送信アンテナ重みを決定することである。
前記適応受信部は、前記N個のアンテナ受信信号と、前
記パスサーチ手段の出力であるパス遅延時間情報とを入
力とし、M個のマルチパスのパス遅延時間に応じてタイ
ミングを合わせるためのM個の遅延手段と、前記M個の
マルチパスの方向に利得を有する前記受信指向性パター
ンを形成し前記干渉波信号を抑圧し前記希望波信号を受
信し復調するM個の適応受信サブブロックと、M個の復
調信号を合成する加算器と、硬判定を行い判定シンボル
を出力する判定手段とを有することを特徴とする。
タイミングを合わせてから、マルチパス毎に指向性パタ
ーンを形成し、最後に合成(RAKE受信)を行う。
は符号分割多重接続(CDMA)信号で、前記M個の適
応受信サブブロックの各々は、前記N個のアンテナ受信
信号と前記判定シンボルとを入力とし、前記N個のアン
テナ受信信号の各々に対して前記希望波信号の拡散符号
を用いて逆拡散を行うN個の逆拡散手段と、前記受信指
向性パターン形成のための受信重み付け合成部と、前記
伝送路推定を行う復調部と、判定シンボルに前記復調部
の出力である複素伝送路推定値を乗算し搬送波位相同期
による位相変化を相殺する乗算器と、前記乗算器の出力
から前記逆拡散手段の各出力を減算し前記受信アンテナ
重み制御誤差を検出する誤差検出手段と、前記N個の逆
拡散手段の出力を前記受信重み付け合成手段及び復調手
段などの処理時間に応じて遅延させる遅延手段と、前記
遅延手段の出力と前記受信アンテナ重み制御誤差を用い
て前記受信アンテナ重み制御誤差の平均電力が最小にな
るように最小二乗平均誤差(MMSE)基準に基づいて
前記受信アンテナ重みを出力する受信アンテナ重み制御
手段とを有することを特徴とする。
クにより、MMSE基準に基づいて受信アンテナ重みを
制御するため、パス到来方向は知る必要がなく、また直
接知ることは出来ない。
部は、前記N個のアンテナ受信信号と、前記受信アンテ
ナ重みとを入力とし、受信信号にN個の複素受信アンテ
ナ重みを各々乗算するN個の複素乗算器と、前記N個の
複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有することを
特徴とする。
前記重み付け合成部の出力を入力として、搬送波の振幅
及び位相を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定
手段の出力である複素伝送路推定値の複素共役を求める
複素共役操作手段と、前記複素共役操作手段の出力を前
記逆拡散手段の出力に乗算し搬送波位相同期を行い同時
に最大比合成のための重み付けを行う乗算器と、を有し
ていることを特徴とする。
によって、第mパス受信アンテナ重みを検出する。
選択手段は、M個の前記適応受信サブブロックの出力で
あるM個の受信アンテナ重みと前記パスサーチ手段の出
力であるパスレベル情報とパスレベルしきい値と最大送
信数Lmaxを入力とし、M個の前記受信アンテナ重み
の中から最大パスのレベルから前記パスレベルしきい値
以内のパスで前記最大送信数Lmaxを越えないL個の
パスに対応する選択受信アンテナ重みを選択することを
特徴とする。
LはLmax以下である。また、パスレベルの大きな受
信アンテナ重みをいくつか選んでから、送信アンテナ重
みを決定する。さらに、複数のパスを選択して送信する
ことで、送信ダイバーシチ効果が得られる。
御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選
択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方
向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来
方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アン
テナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段と、を有
することを特徴とする。
来方向を推定している。この推定到来方向をそのまま送
信方向として送信アンテナ重みを生成する。また、特に
FDD(Frequency Division Duplex)方式の場合は、
受信と送信の周波数が異なるため、いったん受信アンテ
ナ重みから到来方向を推定し、その方向に基づいて送信
アンテナ重みを決定する必要がある。さらに、TDD
(Time Division Duplex)方式の場合は、受信と送信の
周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして採用することもできる。
重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、
前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する
到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推
定到来方向に基づいて送信方向を予測する送信方向予測
手段と、前記送信方向予測手段の出力である予測送信方
向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテ
ナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段とを有する
ことを特徴とする。
来方向を推定している。また、推定到来方向から送信方
向を予測している。さらに、予測送信方向を送信方向と
して送信アンテナ重みを生成する。また、FDD方式で
も、TDD方式でも、送信方向を予測して送信アンテナ
重みを生成することが可能である。
部は、前記選択受信アンテナ重みを入力として、到来方
向を全方位にわたって掃引させる到来方向発生手段と、
前記到来方向に最大アンテナ利得の指向性パターンを形
成するアンテナ重みを求めるステアリングベクトル生成
手段と、前記選択受信アンテナ重みと前記ステアリング
ベクトル発生手段の出力であるアンテナ重みとの相関を
求める相関計算手段と、全ての前記到来方向に対する前
記相関計算手段の出力の最大値を検出する最大値検出手
段と、前記最大値を検出した時点の前記到来方向を推定
到来方向として出力する切り替え手段とを有しているこ
とを特徴とする。
用いて到来方向を推定する。特にFDD方式において、
好適である。
は、前記適応受信部の制御に起因して遅れて推定される
過去の到来方向を用いて現在の到来方向を予測すること
を特徴とする。
御部により、FDD方式でも、TDD方式でも、送信方
向を予測して、送信アンテナ重みを生成することが可能
である。
の前記送信アンテナ重み制御部の出力であるL個の送信
アンテナ重みと送信信号を入力とし、前記送信アンテナ
重みに基づいてユーザ方向に利得を有する指向性パター
ンを形成し希望波信号を送信するためのN個のアンテナ
送信信号を出力するL個の適応送信サブブロックと、各
アンテナ毎に前記アンテナ送信信号を合成しN個の合成
アンテナ信号を出力するN個の加算器と、を有すること
を特徴とする。
動局がRAKE受信をするため必要がなくなる。
の各々は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力
とし、送信指向性パターン形成のための送信重み付け合
成部と、前記N個のアンテナ送信信号の各々に対して希
望波信号の拡散符号を用いて拡散を行うN個の拡散手段
とを有することを特徴とする。
N個のアンテナ送信信号に対して拡散を行う。
成部は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力と
し、前記送信信号にN個の複素送信アンテナ重みを各々
乗算するN個の複素乗算器を有することを特徴とする。
際の送信方向を予測するので、実際の受信信号の到来方
向と殆ど一致させることができる。
て、ユーザ毎に第1〜Mパス適応受信サブブロック(図
1の41〜4M)と、第1〜M送信アンテナ重み制御部
(図1の81〜8M)と、第1〜L適応送信サブブロッ
ク(図1の101〜10M)とを有する。
到来方向を推定するため、MMSE基準に基づく制御を
行う適応受信部に対して、容易に希望波信号のパス到来
方向を推定可能である。また、推定された到来方向から
送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因し
て遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来
方向を予測することができる。
面を参照して詳細に説明する。ここでは、多重化された
信号が符号分割多重信号であり、送受信アンテナの数N
(Nは1以上の整数)、ユーザの数K(Kは1以上の整
数)、ユーザあたりの受信マルチパスの数M(Mは1以
上の整数)、最大送信数をL(Lは1以上、M以下の整
数)に対する適応送受信装置(CDMA適応送受信装
置)について説明する。
ザ適応送受信装置は、第1のパスサーチ回路1と、第1
の第kユーザ適応受信部2と、受信アンテナ重み選択回
路7と、第l送信アンテナ重み制御部81〜8Mと、第
kユーザ適応送信部9から構成される。ここで、kは全
ユーザ数K中の任意のユーザ番号を示している。
信号Nは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたN個のアンテナによって受信された希望波
信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号であ
る。なお、以下の処理は、基底帯域においてディジタル
的に行われるため、N個のアンテナ受信信号1〜アンテ
ナ受信信号Nは無線帯域から基底帯域へ周波数変換さ
れ、アナログ/ディジタル変換が行われて、2値化信号
としてのベースバンド信号に変換されているものとす
る。
号によって多重化された受信信号から、第kユーザの希
望波信号のパス毎の受信電力であるパスレベル情報P1
〜PMと、マルチパスの遅延時間であるパス遅延時間情
報D1〜DMを求める。
指向性)である場合は、どれか一つのアンテナ素子から
のアンテナ受信信号を用いてパスサーチを行う。一方、
受信アンテナ素子が有指向性である場合は、別途パスサ
ーチ用の無指向性受信アンテナを用意するか、複数の受
信アンテナ素子の受信アンテナ信号に対して、受信重み
付け合成を行い、無指向性の受信指向性パターンを形成
して、受信した受信信号を用いてパスサーチを行う必要
がある。
遅延回路31〜3Mと、第1の第mパス適応受信サブブ
ロック41〜4Mと、第1の加算器5と、判定回路6か
ら構成される。
個のアンテナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nを、第1
のパスサーチ回路1の出力であるパス遅延時間情報D1
〜DMに基づいて、マルチパス毎に遅延させる。
ク41〜4Mは、後述する。
信サブブロック41〜4Mの出力を加算し、第kユーザ
復調信号を出力する。
力に対して硬判定を行い、第kユーザ判定シンボルを出
力する。
1の第mパス適応受信サブブロック41〜4Mの出力で
あるM個の受信アンテナ重みW1〜WMと、第1のパス
サーチ回路1の出力であるパスレベル情報P1〜PM
と、パスレベルしきい値ΔPと、最大送信数Lとを入力
とし、M個の受信アンテナ重みW1〜WMの中から、パ
スレベル情報P1〜PMと、パスレベルしきい値ΔP
と、最大送信数Lとに基づいて、L個の送信パスに対応
する選択受信アンテナ重みWr1〜WrLを選択する。
Lの選択に際し、最大電力パスからパスレベルしきい値
ΔP以内の受信電力の到来方向の中から、最大電力パス
を含めて最大送信数Lの到来方向を送信方向として選択
する。また、パスレベルしきい値ΔPを設定しなけれ
ば、常にパスレベルの上位L個の到来方向を送信方向と
して選択する。
常に最大電力パスの到来方向のみを送信方向として選択
する。また、複数の送信パスを選択することで、送信ダ
イバーシチ効果が得られる。
適応送信サブブロック101〜10Lと、第3の加算器
111〜11Nから構成される。
受信サブブロック101〜10Mの出力をアンテナ素子
毎に加算し、N個の合成アンテナ送信信号1〜合成アン
テナ送信信号Nを出力する。
〜合成アンテナ送信信号Nは、ディジタル/アナログ変
換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変換される。
の第mパス適応受信サブブロック41〜4Mについて説
明する。図2を参照すると、第1の第mパス適応受信サ
ブブロック41〜4Mは、逆拡散回路121〜12M
と、受信重み付け合成部13と、復調部16と、第3の
複素乗算器19と、誤差検出回路20と、第2の遅延回
路21と、受信アンテナ重み制御回路22とから構成さ
れる。
〜4Mは、アンテナ受信信号1〜アンテナ受信信号N
と、判定回路6の出力である第kユーザ判定シンボルと
を入力する。
信信号1〜アンテナ受信信号Nと第kユーザの拡散符号
Ckとの相関計算を行う。拡散符号Ckを2系列の直交
関係にある符号CkI、CkQからなる複素符号と考え
ると、逆拡散回路121〜12Nは、1個の複素乗算器
とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、逆拡散回路121〜12Nは、拡散符号Ck
をタップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも
実現できる。
算器141〜14Nと、第2の加算器15とから構成さ
れる。逆拡散回路121〜12Nの出力に第1の複素乗
算器141〜14Nで受信アンテナ重みWm1〜WmN
を乗算し、第2の加算器15で加算することによって、
第mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。
の複素乗算器18とから構成される。受信重み付け合成
部13の出力に、伝送路推定回路17で伝送路を推定し
た伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力が、第1の
第mパス適応受信サブブロック4mの出力となる。この
第1の第mパス適応受信サブブロック4mの出力は、他
の第1パス適応受信サブブロック41〜第Mパス適応受
信サブブロック4Mと加算器5で加算され、第kユーザ
の復調信号となる。
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。
の伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する
成分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を
乗算することも可能である。別途手段とは、例えば受信
電力を測定することによって振幅を求めるような手段を
指す。
算器19の出力と受信重み付け合成部13の出力との差
を計算し、受信アンテナ重み制御誤差emを検出する。
〜12Nの出力を受信重み付け合成部13、復調回路1
6、誤差検出回路20等の処理時間に応じて遅延させ
る。
ンテナ重み制御誤差emと第2の遅延回路21の出力か
ら受信アンテナ重みWm1〜WmNを計算する。ここで
は、受信アンテナ重み制御誤差emの二乗平均値が最小
になるようにアンテナ重みWm1〜WmNをMMSE基
準により適応的に制御する。演算量の少ない更新アルゴ
リズムとして、LMSアルゴリズムを用いた場合の受信
アンテナ重みWm1〜WmNは、 Wm(i+1)=Wm(i)+μr(i−Ddem)em*(i) …(1) で表される。ここで、Wm(i)(N個の要素を持つ列
ベクトル)は第kユーザ第mパスにおける第iシンボル
目の受信アンテナ重み、r(i)(N個の要素を持つ列
ベクトル)はアンテナ受信信号、μはステップサイズ、
Ddemは第2の遅延回路21によって与えられる遅延
時間である。また、*は複素共役を表す。
mNの更新はシンボル毎に行われる。また、受信アンテ
ナ重みWm1〜WmNの更新の際の変化量の係数である
ステップサイズμは、大きな場合は最適な指向性パター
ン形成のための受信アンテナ重みWm1〜WmNへの収
束は早くなるが、適応の精度・安定度が劣化し、小さな
場合は適応の精度・安定度に優れるが収束が遅くなる、
という特徴を持つ。ステップサイズを適応的に変化させ
て、十分な収束速度、適応の精度・安定度を得る方法も
本発明に含まれる。
ンボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能であ
る。
ナ重み制御部8lについて説明する。第l送信アンテナ
重み制御部8lは、受信アンテナ重み選択回路7の出力
である第l選択受信アンテナ重みWrlを入力とし、第
l到来方向推定部23と、第l送信方向予測回路29
と、第l送信アンテナ重み生成回路30とから構成され
る。
回路24と、ステアリングベクトル生成回路25と、相
関計算回路26と、最大値検出回路27と、切り替え回
路28から構成される。第l到来方向推定部23は、受
信アンテナ重み選択回路7の出力である選択受信アンテ
ナ重みWrlを入力とする。
方向を全方位にわたって掃引させる。ステアリングベク
トル生成回路25は、到来方向発生回路24の出力であ
る到来方向に対して、最大のアンテナ利得を有する指向
性パターンを形成するアンテナ重み(ステアリングベク
トル)を求める。
択回路7の出力である選択受信アンテナ重みWrlとス
テアリングベクトル発生回路25の出力であるアンテナ
重みとの相関を求める。
24の出力である全ての到来方向に対する相関計算回路
26の出力の最大値を検出する。
出力の最大値を検出した時点の到来方向発生回路24の
出力である到来方向をタイミング的にスイッチングして
検出し、推定到来方向θrlとして出力する。
の動作を示す。第l送信方向予測回路29は、第l到来
方向推定部23の出力である推定到来方向θrlに基づ
いて送信方向θtlを予測する。グラフの横軸は時刻、
縦軸は推定及び実際の到来方向と予測送信方向の角度を
表す。図5を参照すると、第l選択受信アンテナ重みW
rlから推定した到来方向推定値θrlは、実際の到来
方向と比較して適応制御に要した時間だけ適応遅延τを
生じる。そこで、例えば線形予測の場合は、到来方向推
定値θrlの時間変化から傾きδを求めることで、送信
方向予測値θtlは、 θtl(t) = θrl(t) + δθ×τ ……(2) のように表される。ここで到来方向推定値θrl(t)
と、送信方向予測値θtl(t)は、時刻tの関数であ
る。
値θtlと到来方向推定値θrlとの二乗平均誤差が最
小になるように、適応的に送信方向予測値θtlを予測
する方法も考えられる。このように到来方向推定値から
送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因し
て遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来
方向を予測することができる。
0は、第l送信方向予測回路29の出力である予測送信
方向θtlに基づいて、送信方向に利得を有する指向性
パターンを形成する送信アンテナ重み(ステアリング・
ベクトル)Wtlを計算する。
み制御部8lは、受信アンテナ重み制御回路22の制御
が充分速く行われ、第l選択受信アンテナ重みWrlか
ら推定した推定到来方向θrlが、ほぼ現在の到来方向
と等しい場合の実施形態である。この場合は、第l送信
アンテナ重み生成回路30を必要としない。
応送信部9内の第l適応送信サブブロック101〜10
Mは、送信重み付け合成部31と、拡散回路331〜3
3Mとから構成される。
0Mは、送信アンテナ重み生成回路301〜30Lの出
力である送信アンテナ重みWt1〜WtLと、第kユー
ザ送信信号とを入力する。
算器321〜32Nから構成される。第kユーザ送信信
号に第l送信アンテナ重みWtl(Wtl1〜Wtl
N)を乗算することによって、第l番目固有のアンテナ
指向性パターンによって送信される信号を生成する。
合成部31のN個の出力を第kユーザの拡散符号Ckを
用いて拡散し、N個のアンテナ送信信号1〜アンテナ送
信信号Nを生成する。拡散符号Ckを2系列の直交関係
にある符号CkI、CkQからなる複素符号と考える
と、拡散回路331〜33Nは、1個の複素乗算器とシ
ンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。ま
た、拡散回路331〜33NはCkをタップ重みとする
トランスバーサルフィルタ構成でも実現できる。
符号長、すなわち拡散率に制限はない。拡散率が1であ
る、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対して
も、本発明による適応受信装置の適用が可能である。
テナの配置間隔に制限はない。例としては搬送波の2分
の1波長が挙げられる。さらに、本発明の実施の形態で
は、受信アンテナの数Nに制限はない。
信アンテナの配置に制限はない。例としては円状配置、
直線配置が挙げられる。
テナ単体での指向性に制限はない。例としてはオムニア
ンテナ、セクタアンテナが挙げられる。
信するユーザの数K、各ユーザのマルチパスの数Mに制
限はない。
において、MMSE基準に基づく制御法を用いているの
で、第kユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉
波に対して積極的に利得を下げるような指向性パターン
を形成することができる。
信部の受信アンテナ重みを用いて希望波信号のパス到来
方向を推定し、それを基に送信アンテナ重みを生成する
手段を提供するので、第kユーザ適応送受信装置の送信
部の送信アンテナ重みを求めるための希望波の到来方向
推定手段を受信部と独立に用意する必要がなく、構成的
に簡単になる。
例を示すブロック図である。
パス適応受信サブブロック示すブロック図である。
送信アンテナ重み制御部を示すブロック図である。
送信アンテナ重み制御部の別の例を示すブロック図であ
る。
送信方向予測回路の動作を示すグラフである。
適応送信サブブロックを示すブロック図である。
すブロック図である。
応受信サブブロックを示すブロック図である。
信サブブロックを示すブロック図である。
すブロック図である。
応受信サブブロックを示すブロック図である。
Claims (13)
- 【請求項1】 CDMA(コード分割多重アクセス)方
式の適応送受信装置において、 アンテナ受信信号からパスレベル情報とパス遅延時間情
報を求めるパスサーチ手段と、 N(Nは、正の整数)個のアンテナ受信信号を入力し、
前記パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する
受信指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信
し、干渉波信号を抑圧するM(Mは、正の整数)個の適
応受信部と、 前記適応受信部のM個の受信アンテナ重みの中からパス
レベル情報を用いてL(Lは、M以下の整数)個の送信
パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテナ
重み選択手段と、 前記受信アンテナ重み選択手段の出力を用いて送信指向
性パターンを形成する送信アンテナ重みを決定するL個
の送信アンテナ重み制御部と、 前記送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アン
テナ重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指
向性パターンを形成し、前記希望波信号を送信するため
のN個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部
と、 を有することを特徴とする適応送受信装置。 - 【請求項2】 前記適応受信部は、前記N個のアンテナ
受信信号と、前記パスサーチ手段の出力であるパス遅延
時間情報とを入力とし、M個のマルチパスのパス遅延時
間に応じてタイミングを合わせるためのM個の遅延手段
と、前記M個のマルチパスの方向に利得を有する前記受
信指向性パターンを形成し前記干渉波信号を抑圧し前記
希望波信号を受信し復調するM個の適応受信サブブロッ
クと、M個の復調信号を合成する加算器と、硬判定を行
い判定シンボルを出力する判定手段とを有することを特
徴とする請求項1記載の適応送受信装置。 - 【請求項3】 前記アンテナ受信信号は符号分割多重接
続(CDMA)信号であって、 前記M個の適応受信サブブロックの各々は、前記N個の
アンテナ受信信号と前記判定シンボルとを入力とし、前
記N個のアンテナ受信信号の各々に対して前記希望波信
号の拡散符号を用いて逆拡散を行うN個の逆拡散手段
と、前記受信指向性パターン形成のための受信重み付け
合成部と、前記伝送路推定を行う復調部と、判定シンボ
ルに前記復調部の出力である複素伝送路推定値を乗算し
搬送波位相同期による位相変化を相殺する乗算器と、前
記乗算器の出力から前記逆拡散手段の各出力を減算し前
記受信アンテナ重み制御誤差を検出する誤差検出手段
と、前記N個の逆拡散手段の出力を前記受信重み付け合
成手段及び復調手段などの処理時間に応じて遅延させる
遅延手段と、前記遅延手段の出力と前記受信アンテナ重
み制御誤差を用いて前記受信アンテナ重み制御誤差の平
均電力が最小になるように最小二乗平均誤差(MMS
E)基準に基づいて前記受信アンテナ重みを出力する受
信アンテナ重み制御手段とを有することを特徴とする請
求項2記載の適応送受信装置。 - 【請求項4】 前記受信重み付け合成部は、前記N個の
アンテナ受信信号と、前記受信アンテナ重みとを入力と
し、受信信号にN個の複素受信アンテナ重みを各々乗算
するN個の複素乗算器と、前記N個の複素乗算器の各出
力を合成する加算器とを有することを特徴とする請求項
3記載の適応送受信装置。 - 【請求項5】 前記復調手段は、前記重み付け合成部の
出力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝
送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素
伝送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、
前記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に
乗算し搬送波位相同期を行い同時に最大比合成のための
重み付けを行う乗算器と、を有していることを特徴とす
る請求項3記載の適応送受信装置。 - 【請求項6】 前記受信アンテナ重み選択手段は、M個
の前記適応受信サブブロックの出力であるM個の受信ア
ンテナ重みと前記パスサーチ手段の出力であるパスレベ
ル情報とパスレベルしきい値と最大送信数Lmaxを入
力とし、M個の前記受信アンテナ重みの中から最大パス
のレベルから前記パスレベルしきい値以内のパスで前記
最大送信数Lmaxを越えないL個のパスに対応する選
択受信アンテナ重みを選択することを特徴とする請求項
1記載の適応送受信装置。 - 【請求項7】 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選
択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ
重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前
記到来方向推定部の出力である推定到来方向に利得を有
する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算
する送信アンテナ重み生成手段と、を有することを特徴
とする請求項1記載の適応送受信装置。 - 【請求項8】 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選
択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ
重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前
記到来方向推定部の出力である推定到来方向に基づいて
送信方向を予測する送信方向予測手段と、前記送信方向
予測手段の出力である予測送信方向に利得を有する指向
性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信
アンテナ重み生成手段とを有することを特徴とする請求
項1記載の適応送受信装置。 - 【請求項9】 前記到来方向推定部は、前記選択受信ア
ンテナ重みを入力として、到来方向を全方位にわたって
掃引させる到来方向発生手段と、前記到来方向に最大ア
ンテナ利得の指向性パターンを形成するアンテナ重みを
求めるステアリングベクトル生成手段と、前記選択受信
アンテナ重みと前記ステアリングベクトル発生手段の出
力であるアンテナ重みとの相関を求める相関計算手段
と、全ての前記到来方向に対する前記相関計算手段の出
力の最大値を検出する最大値検出手段と、前記最大値を
検出した時点の前記到来方向を推定到来方向として出力
する切り替え手段とを有していることを特徴とする請求
項7、又は請求項8記載の適応送受信装置。 - 【請求項10】 前記送信方向予測手段は、前記適応受
信部の制御に起因して遅れて推定される過去の到来方向
を用いて現在の到来方向を予測することを特徴とする請
求項8記載の適応送受信装置。 - 【請求項11】 前記適応送信部は、L個の前記送信ア
ンテナ重み制御部の出力であるL個の送信アンテナ重み
と送信信号を入力とし、前記送信アンテナ重みに基づい
てユーザ方向に利得を有する指向性パターンを形成し希
望波信号を送信するためのN個のアンテナ送信信号を出
力するL個の適応送信サブブロックと、各アンテナ毎に
前記アンテナ送信信号を合成しN個の合成アンテナ信号
を出力するN個の加算器と、を有することを特徴とする
請求項1記載の適応送受信装置。 - 【請求項12】 前記適応送信サブブロックの各々は、
前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、送信
指向性パターン形成のための送信重み付け合成部と、前
記N個のアンテナ送信信号の各々に対して希望波信号の
拡散符号を用いて拡散を行うN個の拡散手段とを有する
ことを特徴とする請求項11記載の適応送受信装置。 - 【請求項13】 前記送信重み付け合成部は、前記送信
アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、前記送信信号
にN個の複素送信アンテナ重みを各々乗算するN個の複
素乗算器を有することを特徴とする請求項12記載の適
応送受信装置。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10185234A JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 適応送受信装置 |
EP99957673A EP1093241A4 (en) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | ADAPTIVE TRANSMITTER / RECEIVER |
US09/720,700 US7031368B1 (en) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | Adaptive transmitter/receiver |
CA002333609A CA2333609A1 (en) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | Adaptive transmitter/receiver |
PCT/JP1999/003478 WO2000001088A1 (fr) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | Emetteur-recepteur adaptatif |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10185234A JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 適応送受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000022612A JP2000022612A (ja) | 2000-01-21 |
JP3092798B2 true JP3092798B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=16167236
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10185234A Expired - Fee Related JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 適応送受信装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7031368B1 (ja) |
EP (1) | EP1093241A4 (ja) |
JP (1) | JP3092798B2 (ja) |
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