WO2000001088A1

WO2000001088A1 - Emetteur-recepteur adaptatif

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Publication number: WO2000001088A1
Application number: PCT/JP1999/003478
Authority: WO
Inventors: Yasushi Maruta; Shousei Yoshida
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 1998-06-30
Filing date: 1999-06-29
Publication date: 2000-01-06
Also published as: EP1093241A1; JP2000022612A; CA2333609A1; US7031368B1; EP1093241A4; JP3092798B2

Description

^ 適応送受信装置技術分野

本発明は、アンテナ指向性制御により、受信時には他ユーザ干渉を除去し、送信時には他ュ一ザへの干渉を低減する基地局用適応送受信装置に関し、主に CD MA (符号分割多元接続）方式の適応送受信装置に関する。背景技術

近年、セルラ移動通信システムなどにおいて、同一周波数帯域で大多数のチヤネルを使用でき、大加入者容量が期待できる無線伝送方式として CDMA (Code DivisionMultiple Access) 方式が注目されている。一方、基地局のアンテナに、適応アンテナを用いることで、受信時には他ユーザからの干渉や遅延波による干渉を除去し、送信時には他ユーザへの干渉を与えない適応送受信装置が大いに検討されている。

また、 CDMA方式に適した適応送受信装置としては、受信時に推定した到来方向に対してアンテナ利得を最大にするような指向性パターンを備えた指向性ァンテナを制御して送受信を行う方式が提案されている。

図 7 A，図 7 B (以下、図 7とする）は、従来の D S (Direct Sequence) — C DMA方式における基地局の第 kユーザ適応送受信装置の一例を示すプロック図である。また、図 8は図 7に示す従来の第 kユーザ適応送受信装置の第 mパス適応受信サブブロック 36mを示すブロック図である。また、図 9は図 7に示す従来の第 kユーザ適応送信装置の第 m適応送信サブブロック 1 Omを示すブロック図である。ここでは送受信アンテナの数を N (Nは 1以上の整数）、ユーザの数を K (Kは 1以上の整数）、ユーザあたりのマルチパスの数と送信パス数を M (Mは 1以上の整数）としだ場合の適応送受信装置（CDMA適応送受信装置）を表している。従来の第 kユーザ適応送受信装置は、第 2のパスサーチ回路 3 4と、第 2の第 kユーザ適応受信部 3 5と、第 1の到来方向推定回路 3 7と、受信アンテナ重み生成回路 3 8 1〜 3 8 Mと、送信アンテナ重み生成回路 3 0 1〜 3 0 Mと、第 k ユーザ適応送信部 9から構成される。

N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nは、各々の受信信号が相関を有するように近接して配置された N個のアンテナ素子によって受信された希望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号である。なお以下の処理は基底帯域においてディジタル的に行われるため、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、アナログからディジ夕ルに変換が行われているものとする。

第 2のパスサーチ回路 3 4は、複数ユーザ信号によって多重化された受信信号から、第 kユーザの希望波信号のパス遅延時間情報 D 1〜D Mを求める。

第 2の第 kユーザ適応受信部 3 5は、第 1の遅延回路 3 1〜 3 Mと、第 2の第 mパス適応受信サブブロック 3 6 1〜 3 6 Mと、第 1の加算器 5から構成される。第 1の遅延回路 3 1〜 3 Mは、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nを第 2のパスサーチ回路 3 4の出力である希望波信号のパス遅延時間情報 D 1 〜D Mに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。

第 1の加算器 5は、第 2の第 mパス適応受信サブプロック 3 6 1〜 3 6 Mの出力を加算し、第 kユーザ復調信号を出力する。

第 2の第 mパス適応受信サブブロック 3 6 1〜 3 6 Mは、図 8に示すように、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Mと、受信重み付け合成部 1 3と、復調部 1 6とから構成される。第 2の第 mパス適応受信サブブロック 3 6 1〜 3 6 Mは、アンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nと、第 m受信アンテナ重み生成回路 3 8 1〜 3 8 Mの出力である第 m受信アンテナ重み W r 1〜W r Mとを入力する。

逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、アンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nと第 kユーザの拡散符号 C kとの相関計算を行う。拡散符号 C kを 2系列の直交関係にある符号 C k I 、 C k Qからなる複素符号と考えると、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、 1個の複素乗算器と、シンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2N は、 C kをタップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現できる。

受信重み付け合成部 1 3は、第 1の複素乗算器 141〜 14Nと、第 2の加算器 1 5とから構成される。逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nの出力に第 m受信アンテナ重み Wm 1〜WmNを乗算し、加算することによって、第 mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した信号を生成する。

復調部 1 6は、伝送路推定回路 1 7と第 2の複素乗算器 1 8とから構成される。受信重み付け合成部 1 3の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力が、第 2の第 mパス適応受信サブブロック 36mの出力となる。

第 2の第 mパス適応受信サブブロック 36 mの出力は加算器 5によって加算され、加算器 5の出力は、第 kユーザの復調信号となる。

つぎに、第 1の到来方向推定回路 37は、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nを入力とし、複数ユーザ信号によって多重化された受信信号から、 M個の第 kユーザの希望波信号の到来方向を推定する。到来方向推定の方法としては、例えば MUS I C法などがある。

M個の第 m受信アンテナ重み生成回路 38 1〜38Mは、第 1の到来方向推定回路 37の出力である M個の推定到来方向 0 r 1〜0 rMに基づいて、希望信号到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する第 m受信アンテナ重み（ステァリングベクトル） W r 1〜W r Mを計算する。

M個の第 m送信アンテナ重み生成回路 30 ；！〜 30 Mは、第 1の到来方向推定回路 37の出力である M個の推定到来方向 0 r 1〜0 rMに基づいて、希望信号到来方向と同一のユーザ送信方向に利得を有する指向性パターンを形成する第 m 送信アンテナ重み（ステアリングベクトル） W t 1〜W t Mを計算する。

なお、 FDD (Frequency Division Duplex) 方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および送信ァンテナ重みを独立に決定する必要がある。また、 TDD (Time Division Duplex) 方式の場合は、受信と送信の周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信アンテナ重みとして採用することもできる。つぎに、第 kユーザ適応送信部 9は、第 m適応送信サブブロック 1 0 1〜 1

0Mと、第 3の加算器 1 1 1〜 1 1 Nから構成される。

第 3の加算器 1 1 1〜 1 1 Nは、第 m適応送信サブブロック 1 0 1〜 1 0Mの出力を N個の送信アンテナ毎に合成し、 N個の合成アンテナ送信信号 1〜合成ァンテナ送信信号 Nを出力する。なお N個の合成アンテナ受信信号 1〜合成アンテナ受信信号 Nはディジ夕ル Zアナログ変換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変換される。

第 1適応送信サブブロック 1 0 1〜 1 0Mは、図 9に示すように、送信重み付け合成部 3 1と、拡散回路 33 1〜33 Nとから構成される。第 m適応送信サブブロック 1 0 1〜 1 0Mは、送信アンテナ重み生成回路 30 1〜 30 Mの出力である第 m受信アンテナ重み W t m (Wtml〜WtmM) と、第 kユーザ送信信号とを入力する。

送信重み付け合成部 3 1は、第 4の複素乗算器 32 1〜32 Nから構成される。第 kユーザ送信信号に第 m送信アンテナ重み W t m (Wtml〜WtmN) を乗算することによって、第 m番目固有のアンテナ指向性パターンによって送信される信号を生成する。

また、拡散回路 33 1〜33Nは、送信重み付け合成部 3 1の N個の出力を第 kユーザの拡散符号 C kを用いて拡散し、 N個のアンテナ送信信号 1〜アンテナ送信信号 Nを生成する。拡散符号 Ckを 2系列の直交関係にある符号 C k I、 C kQからなる複素符号と考えると、拡散回路 33 1〜 33 Nは、 1個の複素乗算器とシンポル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。また、拡散回路 33 1〜33Nは、 C kをタップ重みとするトランスバ一サルフィルタ構成でも実現できる。

N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それらの信号成分は異なった方向から到来する。図 7〜図 9に示した従来の CDMA適応送受信装置は、第 1の到来方向推定回路 3 7を用意して希望信号の各マルチパスの到来方向を推定し、それぞれのパスの信号電力を最大にするように受信重み付け合成部 1 3において受信信号の重み付け合成を、送信重み付け合成部 3 1において送信信号の重み付け合成を行う。その結果、第 2の第 mパス適応受信サブブロック 36 1〜36 Mと第 m適応送信サブブロック 1 0 1〜 1 0Mのアンテナ利得（指向性パターン）は、どちらも受信時の希望信号の各マルチパスの到来方向に対して大きくなるように形成される。

なお、 FDD (Frequency Division Duplex) 方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および送信ァンテナ重みを独立に決定する必要がある。 TDD (Time Division Duplex) 方式の場合は、受信と送信の周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信アンテナ重みとして採用することも可能である。

CDMA方式に適した適応アンテナを用いた受信装置としては、拡散処理利得を利用した方式が提案されている。従来、この種の CDMA適応受信装置は、たとえば「王，河野，今井，"スペクトル拡散多元接続のための拡散処理利得を用いた T D Lァダプティブアレーアンテナ"，信学論 Vol. J75- ΒΠ Νο· 11,ρρ815 - 825,1992.」、「田中，三木，佐和橋，" D S— CDMAにおける判定帰還型コヒ一レント適応ダイバーシチの特性"，信学技報 RCS96- 102, 1996-11」に示されるように、受信アンテナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信号を用いることで、適応制御において処理利得による S I NR改善効果が得られる。

図 10は従来の第 kユーザ適応受信装置の別の例を示すブロック図である。図 1 1は図 1 0に示す従来の第 kユーザ適応送受信装置の第 mパス適応受信サブブロック 4 Omを示すブロック図である。ここでは送受信アンテナの数を N (Nは 1以上の整数）、ユーザの数を K (Kは 1以上の整数）、ユーザあたりのマルチパスの数を M (Mは 1以上の整数）とした場合の第 kユーザ適応受信装置を表している。

従来の第 kユーザ適応受信装置は、第 2のパスサーチ回路 34と、第 3の第 k ユーザ適応受信部 39から構成される。

N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nは、各々の受信信号が相関を有するように近接して配置された N個のアンテナによって受信された希望波信号及び複数の千涉波信号が符号多重された信号である。なお、以下の処理は基底帯域においてディジ夕ル的に行われるため、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、アナログ/ディジ夕ル変換が行われているものとする。

第 3の第 kユーザ適応受信部 3 9は、第 1の遅延回路 3 1〜 3 Mと、第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 1〜4 0 Mと、第 1の加算器 5と、判定回路 6 から構成される。

第 1の遅延回路 3 1〜 3 Mは、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nを第 2のパスサーチ回路 3 4の出力である希望波信号のパス遅延時間情報 D 1 〜D Mに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。

第 1の加算器 5は、第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 1〜4 0 Mの出力を加算し、第 kユーザ復調信号を出力する。

判定回路 6は、第 1の加算器 5の出力に対して硬判定を行い、第 kユーザ判定シンボルを出力する。

第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 1〜4 0 Mは、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Mと、受信重み付け合成部 1 3と、復調部 1 6と、第 3の複素乗算器 1 9と、誤差検出回路 2 0と、第 2の遅延回路 2 1と、受信アンテナ重み制御回路 2 2とから構成される。第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 1〜4 0 Mは、アンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nと、判定回路 6の出力である第 kユーザ判定シンボルとを入力する。

逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、第 1の遅延回路 3 1〜 3 Mで遅延されたアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nと第 kユーザの拡散符号 C kとの相関計算を行う。拡散符号 C kを 2系列の直交関係にある符号 C k I 、 C k Qからなる複素符号と考えると、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、 1個の複素乗算器とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散回路 1 2 ：！〜 1 2 Nは、 C kをタツプ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現できる。受信重み付け合成部 1 3は、第 1の複素乗算器 1 4 1〜 1 4 Nと、第 2の加算器 1 5とから構成される。逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nの出力に受信アンテナ重み

Wm l〜WmNを乗算し、加算することによって、第 mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した信号を生成する。

復調部 1 6は、伝送路推定回路 1 7と第 2の複素乗算器 1 8とから構成される。受信重み付け合成部 1 3の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力が、第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 mの出力となる。

第 3の複素乗算器 1 9は、第 kユーザ判定シンポルに伝送路推定出力を乗算する。

なお、第 kユーザ判定シンボルに各パスの伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する成分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を乗算することも可能である。別途手段とは、例えば、受信電力を測定することによって振幅を求めるような手段を指す。

誤差検出回路 2 0は、第 3の複素乗算器 1 9の出力と受信重み付け合成部 1 3 の出力との差を計算し、受信アンテナ重み制御誤差 e mを検出する。

第 2の遅延回路 2 1は、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nの出力を受信重み付け合成部 1 3、復調回路 1 6、誤差検出回路 2 0等の処理時間に応じて遅延させる。受信アンテナ重み制御回路 2 2は、受信アンテナ重み制御誤差 e mと第 2の遅延回路 2 1の出力から受信アンテナ重み Wm 1〜Wm Nを計算する。

なお、適応制御の収束過程では、判定シンボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能である。

N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それらの信号成分は異なった方向から到来する。図 9、 1 0に示した従来の C D M A適応受信装置は、希望波信号成分のマルチパス成分に対して独立に第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 1〜4 0 Mを用意し、それぞれのパスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比（S I R ) を最大にするように、各受信重み付け合成部 1 3において受信信号の重み付け合成を行う。その結果、第 3の第 mパス適応受信サブブロック 4 0 1〜4 0 Mの到来方向に対するアンテナ利得（指向性パターン）は、それぞれのパスの信号成分の到来方向に対しては大きくなり、他の遅延波信号成分や干渉波信号成分に対しては小さくなるように形成される。

希望波信号対千渉波信号電力比（S I R ) を最大にする受信アンテナ重みの制御法としては、受信アンテナ重み制御誤差 e mの平均電力が最小になるように、最小二乗平均誤差（MM S E ： Minimum Mean Square Error) 基準に基づいて、制御する方法が一般的である。 MM S E基準に基づく制御法においては、希望波信号のパス到来方向を知る必要がなく、また希望波信号のパス到来方向を直接知ることはできない。したがって、図 7〜図 9に示した従来の C D M A適応送受信装置のように送信指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを生成するためには、別途希望波信号のパス到来方向を推定する手段を必要とする。

ここで、 MM S E基準による適応制御として、例えば、最小二乗平均（L M S ： Leas t Mean Square) アルゴリズムが挙げられる。

しかしながら、従来の技術の第 1の問題点は、図 7〜図 9に示した従来の第 k ユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉波に対して積極的に利得を下げるような指向性パターンの形成をする制御が行えず、 MM S E基準に基づく制御に比べて性能が劣化する、ということである。

すなわち、第 kユーザ適応受信部において、推定した希望波信号のパス到来方向のみに適応するアンテナ重みを用いて、受信重み付け合成を行っていることにある。

また、第 2の問題点は、図 1 0〜図 1 1に示した M M S E基準に基づく制御を行う従来の第 kユーザ適応受信装置を適応送受信装置に用いる場合は、特に F D D方式において、送信アンテナ重みを求めるための希望波の到来方向推定手段を、受信部とは独立に用意する必要があり、装置規模の増大をまねく、ということである。すなわち、 M M S E基準に基づく制御法を用いる第 kユーザ適応受信部において、希望波信号のパス到来方向を直接知ることが出来ないことにある。また、 T D D方式であれば、 MM S E 基準に基づいて制御された受信アンテナ重みをそのまま送信アンテナ重みとして使用することが可能である。また、送受信とも到来方向推定結果に基づいて制御を行うと、受信時の性能があまりよくない。一方、受信側で MM S E基準に基づく制御を行うと送信用の到来方向推定手段が別途必要になってしまい、構造上の肥大化を伴ってしまうという問題点がある。

そこで、本発明の目的は、 MM S E基準に基づく制御法を用いる第 kユーザ適応受信部の受信アンテナ重みを用いて、希望波信号のパス到来方向を推定し、それを基に送信アンテナ重みを生成する手段を提供することにある。発明の開示

本発明の適応送受信装置は、受信時には他ユーザやマルチパスによる干渉を抑圧する指向性パターンを形成し、受信アンテナ重みからパスの到来方向を推定し、推定した到来方向から送信方向を予測して送信アンテナ重みを生成し、送信時には他ユーザへの干渉を低減する指向性パターンを形成する。

本発明による D S— C D M A方式の適応送受信装置において、アンテナ受信信号からパスレベル情報とパス遅延時間情報を求めるパスサーチ手段と、 N ( Nは正の整数）個のアンテナ受信信号を入力し、前記パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する受信指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信し、干渉波信号を抑圧する M (Mは正の整数）個の適応受信部と、前記適応受信部の M 個の受信アンテナ重みの中からパスレベル情報を用いて L個（Lは M以下の整数）の送信パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテナ重み選択手段と、前記受信アンテナ重み選択手段の出力を用いて送信指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを決定する L個の送信アンテナ重み制御部と、前記送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アンテナ重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指向性パターンを形成し、前記希望波信号を送信するための N個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部と、を有することを特徴とする。

本発明によるポイントは、適応受信部の受信アンテナ重みのみを用いて（その他の情報を用いないで）送信アンテナ重みを決定することである。

また、本発明の適応送受信装置において、前記適応受信部は、前記 N個のアンテナ受信信号と、前記パスサーチ手段の出力であるパス遅延時間情報とを入力とし、 M個のマルチパスのパス遅延時間に応じてタイミングを合わせるための M個の遅延手段と、前記 M個のマルチパスの方向に利得を有する前記受信指向性パターンを形成し前記干渉波信号を抑圧し前記希望波信号を受信し復調する M個の適応受信サブブロックと、 M個の復調信号を合成する加算器と、硬判定を行い判定シンポルを出力する判定手段とを有することを特徴とする。

本発明によれば、まずパス遅延時間を基にタイミングを合わせてから、マルチパス毎に指向性パターンを形成し、最後に合成（R A K E受信）を行う。

さらに、本発明は、前記アンテナ受信信号は符号分割多重接続（C D M A) 信号で、前記 M個の適応受信サブブロックの各々は、前記 N個のアンテナ受信信号と前記判定シンポルとを入力とし、前記 N個のアンテナ受信信号の各々に対して前記希望波信号の拡散符号を用いて逆拡散を行う N個の逆拡散手段と、前記受信指向性パターン形成のための受信重み付け合成部と、前記伝送路推定を行う復調部と、判定シンポルに前記復調部の出力である複素伝送路推定値を乗算し搬送波位相同期による位相変化を相殺する乗算器と、前記乗算器の出力から前記逆拡散手段の各出力を減算し前記受信アンテナ重み制御誤差を検出する誤差検出手段と、前記 N個の逆拡散手段の出力を前記受信重み付け合成手段及び復調手段などの処理時間に応じて遅延させる遅延手段と、前記遅延手段の出力と前記受信アンテナ重み制御誤差を用いて前記受信アンテナ重み制御誤差の平均電力が最小になるように最小二乗平均誤差（MM S E ) 基準に基づいて前記受信アンテナ重みを出力する受信アンテナ重み制御手段とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第 mパス適応サブブロックにより、 MM S E基準に基づいて受信アンテナ重みを制御するため、パス到来方向は知る必要がなく、また直接知ることは出来ない。

さらに、本発明で、前記受信重み付け合成部は、前記 N個のアンテナ受信信号と、前記受信アンテナ重みとを入力とし、受信信号に N個の複素受信' みを各々乗算する N個の複素乗算器と、前記 N個の複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有することを特徴とする。

さらにまた、本発明で、前記復調手段は、前記重み付け合成部の出力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素伝送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、前記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し搬送波位相同期を行い同時に最大比合成のための重み付けを行う乗算器と、を有していることを特徴とする。

本発明により、第 mパス適応サブブロックによって、第 mパス受信アンテナ重みを検出する。

又更に、本発明で、前記受信アンテナ重み選択手段は、 M個の前記適応受信サブブロックの出力である M個の受信アンテナ重みと前記パスサーチ手段の出力であるパスレベル情報とパスレベルしきい値と最大送信数 L m a xを入力とし、 M 個の前記受信アンテナ重みの中から最大パスのレベルから前記パスレベルしきい値以内のパスで前記最大送信数 L m a Xを越えない L個のパスに対応する選択受信アンテナ重みを選択することを特徴とする。

本発明により、 L m a xは M以下であり、 Lは L m a x以下である。また、パスレベルの大きな受信アンテナ重みをいくつか選んでから、送信アンテナ重みを決定する。さらに、複数のパスを選択して送信することで、送信ダイバーシチ効果が得られる。

また、本発明で、前記送信アンテナ重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、受信アンテナ重みから到来方向を推定している。この推定到来方向をそのまま送信方向として送信アンテナ重みを生成する。また、特に F D D (Frequency Di v i s i on Dupl ex) 方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、いったん受信アンテナ重みから到来方向を推定し、その方向に基づいて送信アンテナ重みを決定する必要がある。さらに、 T D D (T ime Div i s i on Dupl ex) 方式の場合は、受信と送信の周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信アンテナ重みとして採用することもできる。

またさらに、本発明で、前記送信アンテナ重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来方向に基づいて送信方向を予測する送信方向予測手段と、前記送信方向予測手段の出力である予測送信方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段とを有することを特徴とする。

本発明によれば、受信アンテナ重みから到来方向を推定している。また、推定到来方向から送信方向を予測している。さらに、予測送信方向を送信方向として送信アンテナ重みを生成する。また、 F D D方式でも、 T D D方式でも、送信方向を予測して送信アンテナ重みを生成することが可能である。

さらにまた、本発明で、前記到来方向推定部は、前記選択受信アンテナ重みを入力として、到来方向を全方位にわたって掃引させる到来方向発生手段と、前記到来方向に最大アンテナ利得の指向性パターンを形成するアンテナ重みを求めるステアリングべクトル生成手段と、前記選択受信アンテナ重みと前記ステアリングべクトル発生手段の出力であるアンテナ重みとの相関を求める相関計算手段と、全ての前記到来方向に対する前記相関計算手段の出力の最大値を検出する最大値検出手段と、前記最大値を検出した時点の前記到来方向を推定到来方向として出力する切り替え手段とを有していることを特徴とする。

本発明によれば、受信アンテナ重みのみを用いて到来方向を推定する。特に F D D方式において、好適である。

さらに、本発明で、前記送信方向予測手段は、前記適応受信部の制御に起因して遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来方向を予測することを特徴とする。

本発明によれば、第 1送信アンテナ重み制御部により、 F D D方式でも、 T D D方式でも、送信方向を予測して、送信アンテナ重みを生成することが可能である。

また、本発明で、前記適応送信部は、 L個の前記送信アンテナ重み制御部の出力である L個の送信アンテナ重みと送信信号を入力とし、前記送信アンテナ重みに基づいてユーザ方向に利得を有する指向性パターンを形成し希望波信号を送信するための N個のアンテナ送信信号を出力する L個の適応送信サブブロックと、各アンテナ毎に前記アンテナ送信信号を合成し N個の合成アンテナ信号を出力する N個の加算器と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、送信時の遅延操作は、移動局が R A K E受信をするため必要がなくなる。

また、本発明の前記適応送信サブブロックの各々は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、送信指向性パターン形成のための送信重み付け合成部と、前記 N個のアンテナ送信信号の各々に対して希望波信号の拡散符号を用いて拡散を行う N個の拡散手段とを有することを特徴とする。

本発明によれば、指向性制御を行ってから N個のアンテナ送信信号に対して拡散を行う。

またさらに、本発明の前記送信重み付け合成部は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、前記送信信号に N個の複素送信アンテナ重みを各々乗算する N個の複素乗算器を有することを特徴とする。

本発明によれば、到来方向の推定値から実際の送信方向を予測するので、実際の受信信号の到来方向と殆ど一致させることができる。

本発明は、より具体的に、図 1 A，図 I B (以下、図 1とする）を参照して説明すれば、ユーザ毎に第 1〜Mパス適応受信サブブロック（図 1の 4 1〜4 M) と、第 1〜M送信アンテナ重み制御部（図 1の 8 1〜 8 M) と、第 1〜L適応送信サブブロック（図 1の 1 0 1〜 1 0 M) とを有する。

本発明による適応送受信装置では、上述の開示により、受信アンテナ重みからパスの到来方向を推定するため、 M M S E基準に基づく制御を行う適応受信部に対して、容易に希望波信号のパス到来方向を推定可能である。また、推定された到来方向から送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因して遅れて推定される過去の到来方向を用いて、現在の到来方向を予測することができる。図面の簡単な説明

図 1 A及び図 1 B (以下、図 1とする）は、本発明による第 kユーザ適応送受信装置の実施例を示すブロック図である。

図 2は、本発明による第 kユーザ適応送受信装置の第 mパス適応受信サブブ口ック示すブロック図である。

図 3は、本発明による第 kュ一ザ適応送受信装置の第 1送信アンテナ重み制御部を示すブロック図である。

図 4は、本発明による第 kユーザ適応送受信装置の第 1送信アンテナ重み制御部の別の例を示すブロック図である。

図 5は本発明による第 kユーザ適応送受信装置の第 1送信方向予測回路の動作を示すグラフである。

図 6は、本発明による第 kユーザ適応送受信装置の第 1適応送信サブブロックを示すブロック図である。

図 7 A及び図 7 Bは、従来の第 kユーザ適応送受信装置の実施例を示すプロック図である。

図 8は、従来の第 kユーザ適応送受信装置の第 mパス適応受信サブプロックを示すブロック図である。

図 9は、従来の第 kユーザ適応送信受装置の第 m適応送信サブブロックを示すブロック図である。

図 1 0は、従来の第 kユーザ適応受信装置の実施例を示すブロック図である。図 1 1は、従来の第 kユーザ適応受信装置の第 mパス適応受信サブブロックを示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ここでは、多重化された信号が符号分割多重信号であり、送受信アンテナの数 N ( Nは 1以上の整数）、ユーザの数 K ( Kは 1以上の整数）、ユーザあたりの受信マルチパスの数 M (Mは 1以上の整数）、最大送信数を L ( Lは 1以上、 M以下の整数）に対する適応送受信装置（C D M A適応送受信装置）について説明する。

図 1を参照すると、本発明による第 kユーザ適応送受信装置は、第 1のパスサ —チ回路 1と、第 1の第 kユーザ適応受信部 2と、受信アンテナ重み選択回路 7 と、第 1送信アンテナ重み制御部 8 1〜 8 Mと、第 kュ一ザ適応送信部 9から構成される。ここで、 kは全ユーザ数 K中の任意のユーザ番号を示している。

N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nは、各々の受信信号が相関を有するように近接して配置された N個のアンテナによって受信された希望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号である。なお、以下の処理は、基底帯域においてディジ夕ル的に行われるため、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、アナログ Zディジタル変換が行われて、 2値化信号としてのベースバンド信号に変換されているものとする。

第 1のパスサーチ回路 1は、複数ユーザ信号によって多重化された受信信号から、第 kユーザの希望波信号のパス毎の受信電力であるパスレベル情報 P 1〜P Mと、マルチパスの遅延時間であるパス遅延時間情報 D 1〜D Mを求める。

この場合、受信アンテナ素子がォムニ（無指向性）である場合は、どれか一つのアンテナ素子からのアンテナ受信信号を用いてパスサーチを行う。一方、受信アンテナ素子が有指向性である場合は、別途パスサーチ用の無指向性受信アンテナを用意するか、複数の受信アンテナ素子の受信アンテナ信号に対して、受信重み付け合成を行い、無指向性の受信指向性パターンを形成して、受信した受信信号を用いてパスサーチを行う必要がある。

第 1の第 kユーザ適応受信部 2は、第 1の遅延回路 3 1〜 3 Mと、第 1の第 m パス適応受信サブブロック 4 1〜4 Mと、第 1の加算器 5と、判定回路 6から構成される。

ここで、第】の遅延回路 3 1〜 3 Mは、 N個のアンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nを、第 1のパスサーチ回路 1 の出力であるパス遅延時間情報 D 1〜 D Mに基づいて、マルチパス毎に遅延させる。

また、第 1の第 mパス適応受信サブブロック 4 1〜4 Mは、後述する。

第 1の加算器 5は、第 1の第 mパス適応受信サブブロック 4 1〜4 Mの出力を加算し、第 kユーザ復調信号を出力する。

また、判定回路 6は、第 1の加算器 5の出力に対して硬判定を行い、第 kュ一ザ判定シンポルを出力する。

受信アンテナ重み選択回路 7は、 M個の第 1の第 mパス適応受信サブプロック 4 1〜4 Mの出力である M個の受信アンテナ重み W 1〜WMと、第 1のパスサーチ回路 1の出力であるパスレベル情報 P ：!〜 P Mと、パスレベルしきい値△ Pと、最大送信数 Lとを入力とし、 M個の受信アンテナ重み W 1〜WMの中から、パスレベル情報 P 1〜P Mと、パスレベルしきい値 Δ Pと、最大送信数 Lとに基づいて、 L個の送信パスに対応する選択受信アンテナ重み W r 1〜W r Lを選択する。また、選択受信アンテナ重み W r l〜W r Lの選択に際し、最大電力パスからパスレベルしきい値 Δ P以内の受信電力の到来方向の中から、最大電力パスを含めて最大送信数 Lの到来方向を送信方向として選択する。また、パスレベルしきい値 Δ Pを設定しなければ、常にパスレベルの上位 L個の到来方向を送信方向として選択する。

さらに、最大送信数 Lを 1に設定すれば、常に最大電力パスの到来方向のみを送信方向として選択する。また、複数の送信パスを選択することで、送信ダイバーシチ効果が得られる。

つぎに、第 kユーザ適応送信部 9は、第〗適応送信サブブロック 1 0 1〜 1 0 Lと、第 3の加算器 1 1 1〜 1 1 Nから構成される。

第 3の加算器 1 1 1〜 1 1 Nは、第 1適応受信サブブロック 1 0 1〜 1 0 Mの出力をアンテナ素子毎に加算し、 N個の合成アンテナ送信信号 1〜合成アンテナ送信信号 Nを出力する。

このあと、 N個の合成アンテナ送信信号 1〜合成アンテナ送信信号 Nは、ディジ夕ル Zアナログ変換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変換される。つぎに、第 kユーザ適応受信機 2内の第 1の第 mパス適応受信サブブロック

4 1〜4 Mについて説明する。図 2を参照すると、第 1の第 mパス適応受信サブブロック 4 1〜4 Mは、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Mと、受信重み付け合成部 1 3 と、復調部 1 6と、第 3の複素乗算器 1 9と、誤差検出回路 2 0と、第 2の遅延回路 2 1と、受信アンテナ重み制御回路 2 2とから構成される。

第 1の第 mパス適応受信サブブロック 4 1〜4 Mは、アンテナ受信信号 1〜ァンテナ受信信号 Nと、判定回路 6の出力である第 kユーザ判定シンポルとを入力する。

逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、アンテナ受信信号 1〜アンテナ受信信号 Nと第 kユーザの拡散符号 C kとの相関計算を行う。拡散符号 C kを 2系列の直交関係にある符号 C k I 、 C k Qからなる複素符号と考えると、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、 1個の複素乗算器とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nは、拡散符号 C kをタップ重みとするトランスバーサルフィル夕構成でも実現できる。

受信重み付け合成部 1 3は、第 1の複素乗算器 1 4 1〜 1 4 Nと、第 2の加算器 1 5とから構成される。逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nの出力に第 1の複素乗算器 1 4 1〜 1 4 Nで受信アンテナ重み Wm 1〜Wm Nを乗算し、第 2の加算器 1 5 で加算することによって、第 mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した信号を生成する。

復調部 1 6は、伝送路推定回路 1 7と第 2の複素乗算器 1 8とから構成される。受信重み付け合成部 1 3の出力に、伝送路推定回路 1 7で伝送路を推定した伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力が、第 1の第 mパス適応受信サブブロック 4 mの出力となる。この第 1の第 mパス適応受信サブブロック 4 mの出力は、他の第 1パス適応受信サブブロック 4 1〜第 Mパス適応受信サブブロック 4 Mと加算器 5で加算され、第 kユーザの復調信号となる。

ここで、第 kユーザ判定シンボルに各パスの伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する成分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を乗算することも可能である。別途手段とは、例えば受信電力を測定することによつて振幅を求めるような手段を指す。

また、誤差検出回路 2 0は、第 3の複素乗算器 1 9の出力と受信重み付け合成部 1 3の出力との差を計算し、受信アンテナ重み制御誤差 emを検出する。

第 2の遅延回路 2 1は、逆拡散回路 1 2 1〜 1 2 Nの出力を受信重み付け合成部 1 3、復調回路 1 6、誤差検出回路 2 0等の処理時間に応じて遅延させる。受信アンテナ重み制御回路 2 2は、受信アンテナ重み制御誤差 emと第 2の遅延回路 2 1の出力から受信アンテナ重み Wm 1〜WmNを計算する。ここでは、受信アンテナ重み制御誤差 emの二乗平均値が最小になるようにアンテナ重み W m 1〜WmNを MMS E基準により適応的に制御する。演算量の少ない更新アルゴリズムとして、 LMSアルゴリズムを用いた場合の受信アンテナ重み Wm 1〜 WmNは、

Wm ( i + 1 ) =Wm ( i ) + r ( i -D d e m) em* ( i ) … ( 1 ) で表される。ここで、 Wm ( i ) (N個の要素を持つ列ベクトル）は第 kユーザ第 mパスにおける第 i シンボル目の受信アンテナ重み、 r ( i ) (N個の要素を持つ列ベクトル）はアンテナ受信信号、はステップサイズ、 D d emは第 2の遅延回路 2 1によって与えられる遅延時間である。また、 *は複素共役を表す。

( 1 )式から受信アンテナ重み Wm 1〜WmNの更新はシンボル毎に行われる。また、受信アンテナ重み Wm 1〜WmNの更新の際の変化量の係数であるステツプサイズは、大きな場合は最適な指向性パターン形成のための受信アンテナ重み Wm 1〜WmNへの収束は早くなるが、適応の精度 ·安定度が劣化し、小さな場合は適応の精度 ·安定度に優れるが収束が遅くなる、という特徴を持つ。ステップサイズを適応的に変化させて、十分な収束速度、適応の精度，安定度を得る方法も本発明に含まれる。

ここで、適応制御の収束過程では、判定シンボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能である。つぎに、図 3を参照して、第 1送信ァンテナ重み制御部 8 1 について説明する。第 1送信アンテナ重み制御部 8 1は、受信アンテナ重み選択回路 7の出力である第 1選択受信アンテナ重み W r 1 を入力とし、第 1到来方向推定部 2 3と、第 1送信方向予測回路 2 9と、第 1送信アンテナ重み生成回路 3 0とから構成される。

第 1到来方向推定部 2 3は、到来方向発生回路 2 4と、ステアリングベクトル生成回路 2 5と、相関計算回路 2 6と、最大値検出回路 2 7と、切り替え回路 2 8から構成される。第 1到来方向推定部 2 3は、受信アンテナ重み選択回路 7の出力である選択受信アンテナ重み W r 1 を入力とする。

到来方向発生回路 2 4は、受信信号の到来方向を全方位にわたって掃引させる。ステアリングべクトル生成回路 2 5は、到来方向発生回路 2 4の出力である到来方向に対して、最大のアンテナ利得を有する指向性パターンを形成するアンテナ重み（ステアリングベクトル）を求める。

相関計算回路 2 6は、受信アンテナ重み選択回路 7の出力である選択受信アンテナ重み W r 1 とステアリングべクトル発生回路 2 5の出力であるアンテナ重みとの相関を求める。

最大値検出回路 2 7は、到来方向発生回路 2 4の出力である全ての到来方向に対する相関計算回路 2 6の出力の最大値を検出する。

切り替え回路 2 8は、相関計算回路 2 6の出力の最大値を検出した時点の到来方向発生回路 2 4の出力である到来方向をタイミング的にスィツチングして検出し、推定到来方向 6> r 1 として出力する。

つぎに、図 5に第 1送信方向予測回路 2 9の動作を示す。第 1送信方向予測回路 2 9は、第 1到来方向推定部 2 3の出力である推定到来方向 0 r 1 に基づいて送信方向 0 t 1 を予測する。グラフの横軸は時刻、縦軸は推定及び実際の到来方向と予測送信方向の角度を表す。図 5を参照すると、第 1選択受信アンテナ重み W r 1から推定した到来方向推定値 0 r 1 は、実際の到来方向と比較して適応制御に要した時間だけ適応遅延 τを生じる。そこで、例えば線形予測の場合は、到来方向推定値 0 r 1の時間変化から傾き δを求めることで、送信方向予測値 0 t 1は、

Θ t \ ( t ) = Θ r \ ( t ) + δ θ X τ ( 2 ) のように表される。ここで到来方向推定値 ø r 1 ( t ) と、送信方向予測値 Θ t 1 ( t ) は、時刻 tの関数である。

また、線形予測とは異なり、送信方向予測値 0 t 1 と到来方向推定値 » r 1 との二乗平均誤差が最小になるように、適応的に送信方向予測値 Θ t 1 を予測する方法も考えられる。このように到来方向推定値から送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因して遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来方向を予測することができる。

つぎに、第 1送信アンテナ重み生成回路 3 0は、第 1送信方向予測回路 2 9の出力である予測送信方向 0 t 1 に基づいて、送信方向に利得を有する指向性パ夕 —ンを形成する送信アンテナ重み（ステアリング ·べクトル） W t 1 を計算する。なお、図 4に示される第 1送信アンテナ重み制御部 8 1は、受信アンテナ重み制御回路 2 2の制御が充分速く行われ、第 1選択受信アンテナ重み W r 1から推定した推定到来方向 0 r 1が、ほぼ現在の到来方向と等しい場合の実施形態である。この場合は、第 1送信アンテナ重み生成回路 3 0を必要としない。

つぎに、図 6を参照すると、第 kユーザ適応送信部 9内の第 1適応送信サブブロック 1 0 1〜 1 0 Mは、送信重み付け合成部 3 1と、拡散回路 3 3 1〜3 3 M とから構成される。

この第 1適応送信サブプロック 1 0 1〜 1 0 Mは、送信アンテナ重み生成回路 3 0 1〜 3 0 Lの出力である送信アンテナ重み W t 1〜W t Lと、第 kユーザ送信信号とを入力する。

送信重み付け合成部 3 1は、第 4の複素乗算器 3 2 1〜3 2 Nから構成される。第 kユーザ送信信号に第 1送信アンテナ重み W t 1 (W t 1 1〜W t 1 N ) を乗算することによって、第 1番目固有のアンテナ指向性パターンによって送信される信号を生成する。

拡散回路 3 3 1〜3 3 Nは、送信重み付け合成部 3 1の N個の出力を第 kユーザの拡散符号 C kを用いて拡散し、 N個のアンテナ送信信号 1〜アンテナ送信信号 Nを生成する。拡散符号 C kを 2系列の直交関係にある符号 C k I、 C k Q からなる複素符号と考えると、拡散回路 3 3 1〜 3 3 Nは、 1個の複素乗算器とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。また、拡散回路 3 3 1〜 3 3 Nは C kをタップ重みとするトランスバーサルフィル夕構成でも実現できる。本発明の実施の形態では、拡散符号 C kの符号長、すなわち拡散率に制限はなレ拡散率が 1である、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対しても、本発明による適応受信装置の適用が可能である。

また、本発明の実施の形態では、受信アンテナの配置間隔に制限はない。例としては搬送波の 2分の 1波長が挙げられる。さらに、本発明の実施の形態では、受信アンテナの数 Nに制限はない。

またさらに、本発明の実施の形態では、受信アンテナの配置に制限はない。例としては円状配置、直線配置が挙げられる。

また、本発明の実施の形態では、受信アンテナ単体での指向性に制限はない。例としてはォムニアンテナ、セクタアンテナが挙げられる。

更に、本発明の実施の形態では、同時に受信するユーザの数 K、各ユーザのマルチパスの数 Μに制限はない。

本発明によれば、第 kユーザ適応受信部において、 MM S E基準に基づく制御法を用いているので、第 kユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉波に対して積極的に利得を下げるような指向性パターンを形成可能なことである。

また、本発明によれば、第 kユーザ適応受信部の受信アンテナ重みを用いて希望波信号のパス到来方向を推定し、それを基に送信アンテナ重みを生成する手段を提供するので、第 kユーザ適応送受信装置の送信部の送信アンテナ重みを求めるための希望波の到来方向推定手段を受信部と独立に用意する必要がない、ということである。産業上利用可能性

以上説明したように、本発明は、主に移動通信システムの複数の移動局に対応した基地局における適応送受信装置に適用することができる。本発明によれば、第 kユーザ適応受信部の受信アンテナ重みを用いて希望波信号のパス到来方向を推定し、それを基に送信アンテナ重みを生成する手段を提供するので、第 kユーザ適応送受信装置の送信部の送信アンテナ重みを求めるための希望波の到来方向推定手段を受信部と独立に用意する必要がないというメリッ卜がある。

また、本発明の適応送受信装置は、 c d m a—〇n e方式や W— C D M A方式等の基地局の設備に利用でき、受信感度に応じた重み付け等によって送信電力を所定方向に向けて一定にすることができる。

Claims

請求の範 ss

1 . C D M A (コード分割多重アクセス）方式の適応送受信装置において、アンテナ受信信号からパスレベル情報とパス遅延時間情報を求めるパスサーチ手段と、

N ( Nは、正の整数）個のアンテナ受信信号を入力し、前記パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する受信指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信し、干渉波信号を抑圧する M (Mは、正の整数）個の適応受信部と、前記適応受信部の M個の受信アンテナ重みの中からパスレベル情報を用いて L ( Lは、 M以下の整数）個の送信パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテナ重み選択手段と、

前記受信アンテナ重み選択手段の出力を用いて送信指向性パダーンを形成する送信アンテナ重みを決定する L個の送信アンテナ重み制御部と、

前記送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アンテナ重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指向性パターンを形成し、前記希望波信号を送信するための N個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部と、

を有することを特徴とする適応送受信装置。

2 . 前記適応受信部は、前記 N個のアンテナ受信信号と、前記パスサーチ手段の出力であるパス遅延時間情報とを入力とし、 M個のマルチパスのパス遅延時間に応じてタイミングを合わせるための M個の遅延手段と、前記 M個のマルチパスの方向に利得を有する前記受信指向性パターンを形成し前記千渉波信号を抑圧し前記希望波信号を受信し復調する M個の適応受信サブブロックと、 M個の復調信号を合成する加算器と、硬判定を行い判定シンボルを出力する判定手段とを有することを特徴とする請求項 1記載の適応送受信装置。

3 . 前記アンテナ受信信号は符号分割多重接続（C D M A) 信号であって、前記 M個の適応受信サブブロックの各々は、前記 N個のアンテナ受信信号と前記判定シンポルとを入力とし、前記 N個のアンテナ受信信号の各々に対して前記希望波信号の拡散符号を用いて逆拡散を行う N個の逆拡散手段と、前記受信指向性パターン形成のための受信重み付け合成部と、前記伝送路推定を行う復調部と、判定シンボルに前記復調部の出力である複素伝送路推定値を乗算し搬送波位相同期による位相変化を相殺する乗算器と、前記乗算器の出力から前記逆拡散手段の各出力を減算し前記受信アンテナ重み制御誤差を検出する誤差検出手段と、前記 N個の逆拡散手段の出力を前記受信重み付け合成手段及び復調手段などの処理時間に応じて遅延させる遅延手段と、前記遅延手段の出力と前記受信アンテナ重み制御誤差を用いて前記受信アンテナ重み制御誤差の平均電力が最小になるように最小二乗平均誤差（MM S E ) 基準に基づいて前記受信アンテナ重みを出力する受信アンテナ重み制御手段とを有することを特徴とする請求項 2記載の適応送受信装置。

4 . 前記受信重み付け合成部は、前記 N個のアンテナ受信信号と、前記受信アンテナ重みとを入力とし、受信信号に N個の複素受信アンテナ重みを各々乗算する N個の複素乗算器と、前記 N個の複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有することを特徴とする請求項 3記載の適応送受信装置。

5 . 前記復調手段は、前記重み付け合成部の出力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素伝送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、前記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し搬送波位相同期を行い同時に最大比合成のための重み付けを行う乗算器と、を有していることを特徴とする請求項 3記載の適応送受信装置。

6 . 前記復調手段は、前記重み付け合成部の出力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素伝送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、前記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し搬送波位相同期を行い同時に最大比合成のための重み付けを行う乗算器と、を有していることを特徴とする請求項 4記載の適応送受信装置。

7 . 前記受信アンテナ重み選択手段は、 M個の前記適応受信サブブロックの出力である M個の受信アンテナ重みと前記パスサーチ手段の出力であるパスレべル情報とパスレベルしきい値と最大送信数 L m a Xを入力とし、 M個の前記受信重みの中から最大パスのレべルから前記パスレベルしきい値以内のパスで前記最大送信数 L m a Xを越えない L個のパスに対応する選択受信アンテナ重みを選択することを特徴とする請求項 1に記載の適応送受信装置。

8 . 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段と、を有することを特徴とする請求項 1に記載の適応送受信装置。

9 . 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力と、前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来方向に基づいて送信方向を予測する送信方向予測手段と、前記送信方向予測手段の出力である予測送信方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段とを有することを特徴とする請求項 1に記載の適応送受信装置。

1 0 . 前記受信アンテナ重み選択手段は、 M個の前記適応受信サブブロックの出力である M個の受信アンテナ重みと前記パスサーチ手段の出力であるパスレベル情報とパスレベルしきい値と最大送信数 L m a Xを入力とし、 M個の前記受信アンテナ重みの中から最大パスのレベルから前記パスレベルしきい値以内のパスで前記最大送信数 L m a Xを越えない L個のパスに対応する選択受信アンテナ重みを選択することを特徴とする請求項 2に記載の適応送受信装置。

1 1 . 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段と、を有することを特徴とする請求項 2に記載の適応送受信装置。

1 2 . 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来方向に基づいて送信方向を予測する送信方向予測手段と、前記送信方向予測手段の出力である予測送信方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段とを有することを特徴とする請求項 2に記載の適応送受信装置。

1 3 . 前記到来方向推定部は、前記選択受信アンテナ重みを入力として、到来方向を全方位にわたって掃引させる到来方向発生手段と、前記到来方向に最大アンテナ利得の指向性パターンを形成するアンテナ重みを求めるステアリングべクトル生成手段と、前記選択受信アンテナ重みと前記ステアリングべクトル発生手段の出力であるアンテナ重みとの相関を求める相関計算手段と、全ての前記到来方向に対する前記相関計算手段の出力の最大値を検出する最大値検出手段と、前記最大値を検出した時点の前記到来方向を推定到来方向として出力する切り替え手段とを有していることを特徴とする請求項 1 1に記載のの適応送信受信装置。

1 4 . 前記送信方向予測手段は、前記適応受信部の制御に起因して遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来方向を予測することを特徴とする請求項 1 2記載の適応送受信装置。

1 5 . 前記適応送信部は、 L個の前記送信アンテナ重み制御部の出力である L個の送信アンテナ重みと送信信号を入力とし、前記送信アンテナ重みに基づいてユーザ方向に利得を有する指向性パターンを形成し希望波信号を送信するための N個のアンテナ送信信号を出力する L個の適応送信サブブロックと、各アンテナ毎に前記アンテナ送信信号を合成し N個の合成アンテナ信号を出力する N個の加算器と、を有することを特徴とする請求項 1に記載の適応送受信装置。

1 6 . 前記適応送信部は、 L個の前記送信アンテナ重み制御部の出力である L個の送信アンテナ重みと送信信号を入力とし、前記送信アンテナ重みに基づいてユーザ方向に利得を有する指向性パターンを形成し希望波信号を送信するための N個のアンテナ送信信号を出力する L個の適応送信サブブロックと、各アンテナ毎に前記アンテナ送信信号を合成し N個の合成アンテナ信号を出力する N個の加算器と、を有することを特徴とする請求項 2に記載の適応送受信装置。

1 7 . 前記適応送信サブブロックの各々は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、送信指向性パターン形成のための送信重み付け合成部と、前記 N個のアンテナ送信信号の各々に対して希望波信号の拡散符号を用いて拡散を行う N個の拡散手段とを有することを特徴とする請求項 1 5記載の適応送受信

1 8 . 前記受信アンテナ重みはシンボル毎に更新し、前記受信アンテナ重みの更新ステップは前記受信アンテナ重みの収束度合いに応じて定めることを特徴とする請求項 1 7に記載の適応送受信装置。

1 9 . 前記送信重み付け合成部は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、前記送信信号に N個の複素送信アンテナ重みを各々乗算する N個の複素乗算器を有することを特徴とする請求項 1 8記載の適応送受信装置。